JP2002009862A - 自動利得制御回路を備えた復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解
消する。 【解決手段】 誤差検出器１４０は、ＡＧＣ回路１１２
が出力するＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４を直交
成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレ
を表す、直交信号である誤差信号Ｅｉ、Ｅｑを生成し、
ＡＧＣ回路８を構成する差分抽出器は、誤差信号Ｅｉ、
Ｅｑを互いに直交する直交成分とする仮想誤差信号の振
幅の変化分を表す差分信号を生成する。そして、ＡＧＣ
回路８の振幅制御手段は、仮想誤差信号の振幅が一定期
間にわたり増大したか否かを、上記差分信号の極性から
検出し、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大し
た場合には、仮想誤差信号の極性を反転させ、これまで
とは逆の方向にＱ信号Ｑｃｈ１の振幅を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル無線通信
システムに設ける復調器に関し、特に自動利得制御回路
を備えた復調器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図７は従来のデジタル無線通信システム
を構成する復調器の一例を示すブロック図である。この
復調器１０２は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐ
ｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式またはＱＡ
Ｍ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏ
ｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で変調された信号を復調するも
のであり、図７に示したように、直交検波手段１０４、
Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８、ＡＧＣ回路１１０、１１
２（自動利得制御回路）、複素乗算器１１４などを含ん
で構成されている。

【０００３】直交検波手段１０４は、準同期検波を行う
べく、ローカル発振器１１６、移相器１１８、ならびに
乗算器１２０、１２２により構成されている。ローカル
発振器１１６は、不図示の受信部から供給される中間周
波数の入力信号１２４とほぼ同じ周波数の信号を生成
し、乗算器１２０および移相器１１８に出力する。そし
て移相器１１８はローカル発振器１１６からの信号を９
０度（π／２）だけ位相をシフトさせて乗算器１２２に
供給する。その結果、乗算器１２０、１２２はそれぞれ
入力信号１２４と、ローカル発振器１１６からの信号お
よび移相器１１８からの信号とを掛け合わせ、入力信号
１２４の、互いに直交する直交成分としてＩチャンネル
信号およびＱチャンネル信号（それぞれＩ信号およびＱ
信号とも記す）を出力する。

【０００４】Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８は、乗算器１
２０、１２２からのアナログ信号であるＩ信号およびＱ
信号をそれぞれサンプリングしてデジタル信号に変換
し、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１としてＡＧＣ
回路１１０に出力する。ＡＧＣ回路１１０は、Ａ／Ｄ変
換器１０６、１０８から供給されたＩ信号Ｉｃｈ１およ
びＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差を解消すべく設けられてお
り、図８はこの従来のＡＧＣ回路１１０の構成を示すブ
ロック図である。図８に示したように、ＡＧＣ回路１１
０は、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅の絶
対値を算出する絶対値回路１２６、１２８を含み、減算
回路１３０は、絶対値回路１２６、１２８が算出した絶
対値の差を求め、結果を表す信号をローパスフィルタ１
３２に供給する。ローパスフィルタ１３２は減算回路１
３０からの信号を平滑化して乗算器１３４に供給し、乗
算器１３４はローパスフィルタ１３２からの信号をＱ信
号Ｑｃｈ１に乗じ、Ｑ信号Ｑｃｈ２として出力する。一
方、ＡＧＣ回路１１０に入力されたＩ信号Ｉｃｈ１はそ
のままＩ信号Ｉｃｈ２としてＡＧＣ回路１１０から出力
される。

【０００５】その後、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃ
ｈ２は複素乗算器１１４に供給されて、上記入力信号１
２４の周波数（キャリア周波数）とローカル発振器１１
６の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去され、
Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３としてＡＧＣ回路
１１２に出力される。なお、複素乗算器１１４は、後述
する誤差検出器、ローパスフィルタ１３６（ＬＰＦ）、
ならびに数値制御発振器１３８（ＮＣＯ）とともに差成
分除去手段を構成しており、この差成分除去手段による
上記信号成分の除去については後に詳しく説明する。

【０００６】ＡＧＣ回路１１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ３およ
びＱ信号Ｑｃｈ３を複素乗算器１１４から受け取り、誤
差検出器１４０から入力される誤差信号Ｅｉおよび誤差
信号Ｅｑを用いて、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ
３がそれぞれ本来の振幅となるように、Ｉ信号Ｉｃｈ３
およびＱ信号Ｑｃｈ３の振幅を個別に制御し、振幅誤差
を除去したＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４を復調
器１０２の出力信号として出力する。

【０００７】図９はＡＧＣ回路１１２の構成を示すブロ
ック図である。ＡＧＣ回路１１２は、図９に示したよう
に、乗算器１４２、１４４、ローパスフィルタ１４６、
１４８、極性判定回路１５０、１５２、ならびに乗算器
１５４、１５６により構成されている。乗算器１４２、
１４４はそれぞれＩ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３
にローパスフィルタ１４６、１４８からの信号を乗じ、
Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４として出力する。
極性判定回路１５０、１５２は、それぞれＩ信号Ｉｃｈ
４およびＱ信号Ｑｃｈ４の極性を表す信号を生成し、乗
算器１５４、１５６はそれぞれ極性判定回路１５０、１
５２からの極性信号と、誤差検出器１４０からの誤差信
号Ｅｉ、Ｅｑとを乗じて、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号
Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレの大きさを表
す誤差信号を出力し、各ローパスフィルタ１４６、１４
８はこれらの誤差信号をそれぞれ平滑化して乗算器１４
２、１４４に供給する。そして、乗算器１４２、１４４
で、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３に平滑化され
た誤差信号がそれぞれ乗じられ、その結果、各信号の本
来の振幅からのズレを解消すべくＩ信号およびＱ信号の
振幅が制御される。

【０００８】図１０は誤差検出器１４０の構成を示すブ
ロック図である。図１０に示したように、誤差検出器１
４０は、信号点誤差検出器１５８、１６０、乗算器１６
２、１６４、ならびに減算器１６６により構成され、Ａ
ＧＣ回路１１２からのＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃ
ｈ４にもとづいて、誤差信号Ｅｉ、Ｅｑ、さらには位相
誤差信号Ｐｄ１を生成する。そして、信号点誤差検出器
１５８、１６０は、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信
号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレを求め、結
果を誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとして出力する。また、乗算器
１６２は、Ｉ信号Ｉｃｈ４のＭＳＢである極性信号Ｄｉ
と、信号点誤差検出器１５８の出力信号とを乗じ、一
方、乗算器１６４は、Ｑ信号Ｑｃｈ４のＭＳＢである極
性信号Ｄｑと、信号点誤差検出器１６０の出力信号とを
乗じる。そして減算器１６６は乗算器１６２の出力信号
から乗算器１６４の出力信号を減じ、結果を位相誤差信
号Ｐｄ１として出力する。

【０００９】図１１はローパスフィルタ１３６のブロッ
ク図、図１２は数値制御発振回路のブロック図、図１３
は複素乗算器１１４のブロック図である。図１１に示し
たように、ローパスフィルタ１３６は、フリップフロッ
プ回路１７２（Ｆ／Ｆ）、乗算器１７４、１７６、加算
器１７８、１８０から成り、一般的な２次のラグ・リー
ドフィルタとなっている。通常、複素乗算器、位相検出
器（本例では誤差検出器）、ＬＰＦ、ＮＣＯにより構成
される差成分除去手段としてのキャリア再生ループで
は、周波数オフセットを打ち消す必要があるため、ロー
パスフィルタ１３６は２次以上のフィルタとする必要が
ある。図１２に示したように、数値制御発振器１３８
（信号生成手段に相当）は、積分器１８２、ｃｏｓ発振
器１８４、ｓｉｎ発振器１８６により構成されている。
ローパスフィルタ１３６によって平滑化された位相誤差
信号Ｐｄ２を積分器１８２により積分することで、周波
数誤差信号θが得られる。ｃｏｓ発振器１８４およびｓ
ｉｎ発振器１８６はそれぞれ周波数誤差信号θを入力と
して、ｃｏｓ（θ）、ｓｉｎ（θ）で表される位相回転
信号ｓｉｎ、位相回転信号ｃｏｓを生成し、複素乗算器
１１４に出力する。

【００１０】図１３に示したように、複素乗算器１１４
は、乗算器１９０、１９２、１９４、１９６、減算器１
９８、ならびに加算器２００により構成されている。位
相回転信号ｃｏｓは、乗算器１９０、１９６によりそれ
ぞれＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２に乗じられ、
一方、位相回転信号ｓｉｎは乗算器１９２、１９４によ
りそれぞれＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２に乗じ
られる。そして、減算器１９８により、乗算器１９０の
出力から乗算器１９４の出力が減じられ、Ｉ信号Ｉｃｈ
３として出力される。また、加算器２００により、乗算
器１９２、１９６の出力が加算され、Ｑ号３として出力
される。その結果、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ
３は、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６
の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去されたも
のとなる。

【００１１】ここで、複素乗算器１１４に入力されるＩ
信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が異なってい
る場合の影響について説明する。図１４は、Ｉ信号の振
幅を横軸、Ｑ信号の振幅を縦軸とする座標軸を設定した
位相平面を表す位相平面図である。図１４に示した位相
平面上の任意の点は、その点を与える振幅のＩ信号およ
びＱ信号を直交成分とする１つの信号に対応しており、
上記点は信号点と呼ばれる。そして原点Ｏと信号点を結
ぶ線分の長さは信号の振幅を表し、同線分が横軸に対し
て成す角度が信号の位相を表している。

【００１２】このような位相面に、Ｉ信号Ｉｃｈ２およ
びＱ信号Ｑｃｈ２の信号点をプロットした場合、入力信
号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数
とが完全には一致していないため、信号点は時間ととも
に原点Ｏの回りを移動し、そして、Ｉ信号Ｉｃｈ２およ
びＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が一致していない場合には、信
号点の軌跡は図１４に示したように円ではなく、楕円２
０２となる。なお、図１４では、Ｑ信号Ｑｃｈ２の振幅
がＩ信号Ｉｃｈ２の振幅より大きいとしている。

【００１３】一方、複素乗算器１１４以降では、上述の
ように入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６
の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去されてい
ることから、信号点は基本的には移動せず、Ｉ信号Ｉｃ
ｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は位相平面上で固定
された点となる。

【００１４】ここで、入力信号１２４がＱＰＳＫ方式で
変調されているとすると、２ビットのデジタル信号が表
す４通りの値は、入力信号１２４の４種類の位相（位相
差は９０度）により表される。したがって、入力信号１
２４がこのような信号であるとすると、Ｉ信号Ｉｃｈ４
およびＱ信号Ｑｃｈ４の本来の信号点は、図１５の位相
平面図に示した４つの点２０４のいずれかとなる。な
お、入力信号１２４の振幅は一定であるため各点２０４
の原点Ｏからの距離は等しい。しかしながら、上述のよ
うにＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が異な
っていると、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信
号点は、図１５に示したように、各点２０４を中心とす
る小円２０６を軌跡として移動してしまう。この小円２
０６の半径は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の
振幅差に対応している。

【００１５】このようなＩ信号およびＱ信号の振幅差
は、この復調器１０２では、ＡＧＣ回路１１０、１１２
により解消が図られている。まず、ＡＧＣ回路１１２で
は、上述のようにＩ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３
のそれぞれに対して誤差信号Ｅｉ、Ｅｑにもとづいて本
来の振幅となるように振幅制御が行われ、その結果、Ｉ
信号Ｉｃｈ４とＱ信号Ｑｃｈ４ではそれらの間の振幅差
も緩和される。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】一方、ＡＧＣ回路１１
０でも図８に示した構成により上述のようにして、Ｉ信
号およびＱ信号間の振幅差の解消が図られるが、この従
来のＡＧＣ回路１１０には次のような欠点がある。上述
のように入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１
６の発振周波数は通常、若干異なっているため、Ｉ信号
Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の位相平面における信号
点は原点を中心に回転し、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号
Ｑｃｈ１の振幅はその回転に応じて変化する。ここで、
Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の絶対値の差、す
なわち減算器１３０の出力に注目すると、Ｉ信号Ｉｃｈ
１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅変化により、この値も時
間とともにさまざまに変化する。

【００１７】しかし、仮に、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信
号Ｑｃｈ１の振幅が等しい場合、減算器２０８の出力は
等しい確率で正または負となるので、減算器１３０出力
の時間平均をとると、結果は零となる。一方、Ｉ信号Ｉ
ｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅が異なり、たとえば
Ｑ信号Ｑｃｈ１の振幅が大きいとすると、減算器１３０
の出力は負となる確率の方が高く、したがって時間平均
値は負の値となる。上記ローパスフィルタ１３２は、減
算器１３０の出力信号を平滑化するので、減算器１３０
の出力の時間平均値に対応した大きさの信号を出力する
ことになり、これを誤差信号として乗算器１３４で振幅
制御が行われ、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の
間の振幅差の解消が図られる。

【００１８】しかし、このような制御では、Ｉ信号Ｉｃ
ｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が比較的短時間で変化
していることを前提にしているため、入力信号１２４の
周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが等しい
か、または差が微小である場合には、Ｉ信号Ｉｃｈ２お
よびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅は変化しないか、または変化
がきわめて遅くなり、正しい振幅制御は不可能となる。

【００１９】図１６は、このような従来のＡＧＣ回路に
おける問題点を説明する位相平面図である。すなわち、
仮に入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の
発振周波数とが完全に一致しているとすると、各信号点
ごとのＩ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅は変
化せず、したがって図１６に示したように、各信号点は
位相平面上で固定され、たとえば図１６に示した位置と
なる。その結果、たとえば横軸に近い位置の信号点２１
４の場合には、常にＩ信号Ｉｃｈ１の振幅の絶対値の方
がＱ信号Ｑｃｈ１よりはるかに大きくなり、Ｉ信号Ｉｃ
ｈ１の振幅が本来大きくない場合でもその振幅を相対的
に下げるように制御されてしまう。また、縦軸に近い位
置の信号点２１６の場合には、常にＱ信号Ｑｃｈ１の振
幅の絶対値の方が、Ｉ信号Ｉｃｈ１よりはるかに大きく
なり、必要以上にＱ信号Ｑｃｈ１の振幅を下げるように
制御されてしまう。

【００２０】ただし、実際の信号では、２ビットのデジ
タル信号の各値が通常はある程度ランダムに伝送される
ので、ローパスフィルタ１３２の出力であって、時間平
均値を表す誤差信号２１２は、特定の信号点に対応する
信号のみで決まるわけではなく、全体としてＩ信号Ｉｃ
ｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差を反映したものとな
る。

【００２１】しかし、伝送される信号によっては、２ビ
ットのデジタル信号の各値の生起確率が偏っている場合
もあり、そのような状態では、誤差信号２１２は、Ｉ信
号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差だけではな
く、各信号の内容、すなわち入力信号１２４がどのよう
に変調されているかによっても変化してしまい、正しい
振幅制御は不可能となる。その結果、ＡＧＣ回路１１０
ではＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅を一致
させることができず、振幅差の解消はＡＧＣ回路１１２
のみに依存することになって、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ
信号Ｑｃｈ４において、十分に振幅を一致させることが
困難となる。

【００２２】Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振
幅が一致していない場合には、図１５を参照して説明し
たように、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号
点は、本来の信号点を中心とし、半径が振幅差に対応し
た小円２０６上となる。そのため、信号点間の距離が短
くなって雑音に弱くなり、誤り率特性が劣化する。特
に、回線の大容量化のために信号の多値化を進めると、
そのことによって信号点間の距離は短くなるため、さら
に信号点間の距離が短くなり、誤り率特性の劣化が顕著
になる。

【００２３】本発明はこのような問題を解決するために
なされたもので、その目的は、直交検波後の直交信号間
の振幅差を確実に解消できる自動利得制御回路を備えた
復調器を提供することにある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、ローカル発振器が発生した発振信号、およ
び同発振信号をほぼ９０度位相シフトした信号と入力信
号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記入力信号を直
交検波して第１および第２の直交信号を出力する直交検
波手段と、前記直交検波手段が出力する前記第１および
第２の直交信号をサンプリングしてデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジ
タル化された前記第１および第２の直交信号の少なくと
も一方の振幅を制御する利得制御手段と、前記利得制御
手段が出力する前記第１および第２の直交信号から、前
記発振信号の周波数と前記入力信号の周波数との差の周
波数の信号成分を除去する差成分除去手段とを備えた復
調器であって、前記差成分除去手段が出力する前記第１
および第２の直交信号を互いに直交する直交成分とする
仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直
交信号である第１および第２の誤差信号を生成する誤差
検出手段を含み、前記利得制御手段は、前記誤差検出手
段が生成した前記第１および第２の誤差信号を直交成分
とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号
を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分
信号を出力する差分抽出手段と、前記差分抽出手段が出
力する前記差分信号の大きさにもとづいて前記差成分除
去手段に供給する前記第１および第２の直交信号の少な
くとも一方の振幅を制御する振幅制御手段とを含み、前
記振幅制御手段は、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間
にわたり増大したか否かを、前記差分信号の極性から検
出し、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大
した場合には、極性を反転させた前記差分信号にもとづ
いて前記直交信号の振幅を制御することを特徴とする。

【００２５】本発明では、誤差検出手段は、差成分除去
手段が出力する第１および第２の直交信号を直交成分と
する仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表
す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成
し、差分抽出手段は、誤差検出手段が生成した第１およ
び第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅
に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時
間に関する変化分を表す差分信号を出力する。そして、
振幅制御手段は、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわた
り増大したか否かを、差分信号の極性から検出し、仮想
誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、
仮想誤差信号の極性を反転させて、差成分除去手段に供
給する第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振
幅を制御する。

【００２６】このように、本発明では、入力信号の周波
数とローカル発振器の発振周波数との差の周波数の信号
成分を除去した後の第１および第２の直交信号にもとづ
いて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信
号の周波数とローカル発振器の発振周波数とが一致して
いるような場合でも、入力信号の内容に係わらず、直交
検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することがで
きる。

【００２７】

【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態例につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明による自動利
得制御回路を備えた復調器の一例を示すブロック図、図
２は図１の復調器を構成するＡＧＣ回路を示すブロック
図である。図１において図７などと同一の要素には同一
の符号が付されており、それらに関する詳しい説明はこ
こでは省略する。

【００２８】図１に示した実施の形態例の自動利得制御
回路を備えた復調器６が、図７に示した従来の自動利得
制御回路を備えて復調器と異なるのは、直交検波直後の
ＡＧＣ回路を、ＡＧＣ回路８に置き換えた点である。Ａ
ＧＣ回路８は、図２に示したように、誤差検出器１４０
が生成した誤差信号Ｅｉ、Ｅｑ（第１および第２の誤差
信号）を互いに直交する直交成分とする仮想誤差信号の
振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号
の時間に関する変化分を表す差分信号１２を出力する差
分抽出器１４を備えている。なお、上記仮想誤差信号を
直交検波したとすると、その直交成分である誤差信号Ｅ
ｉ、Ｅｑが得られることになる。ＡＧＣ回路８はまた、
上記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか
否かを、差分信号１２の極性から検出し、仮想誤差信号
の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、仮想誤差
信号の振幅が小さくなるように、複素乗算器１１４に供
給するＱ信号Ｑｃｈ２を、差分信号１２の大きさに応じ
て制御する振幅制御手段１６を備えている。

【００２９】図３は差分抽出器１４を詳しく示すブロッ
ク図である。図３に示したように、差分抽出器１４は、
乗算器１８、２０、加算器２２、減算器２４、ならびに
フリップフロップ回路２６（Ｆ／Ｆ）を含んで構成され
ている。乗算器１８、２０により誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの
２乗が計算され、その結果は、加算器２２により加算さ
れて、振幅信号１０として出力される。したがって、振
幅信号１０の大きさの平方根が上記仮想誤差信号の振幅
となり、よって振幅信号１０の大きさは、仮想誤差信号
の振幅に対応している。

【００３０】フリップフロップ回路２６には、本実施の
形態例では、Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８に供給される
サンプリングクロック信号に同期したクロック信号が供
給され、このクロック信号に同期して振幅信号１０の値
を保持する。したがって、減算器２４は、サンプリング
クロック信号のたとえば、ある立ち上がりに対応する振
幅信号１０の値から、１つ前の立ち上がりに対応する振
幅信号１０の値を減じた値の信号を差分信号１２として
出力する。したがって、差分信号１２は、上記クロック
信号の各周期ごとの振幅信号１０の変化分を表してい
る。言い換えると、差分信号１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ４お
よびＱ信号Ｑｃｈ４間の振幅差が上記クロック信号の各
周期ごとにどれだけ変化したかを表している。

【００３１】そして、振幅制御手段１６は、図２に示し
たように、差分抽出器１４が出力する差分信号１２の極
性が一定期間、正であった場合に差分信号１２の極性を
切り替える極性切替器２８と、極性切替器２８により極
性が切り換えられた差分信号１２Ａを入力とするローパ
スフィルタ３０と、Ａ／Ｄ変換回路２が出力するＱ信号
Ｑｃｈ１にローパスフィルタ３０の出力信号を乗じる乗
算器３２とを備えている。

【００３２】図４は極性切替器２８を詳しく示すブロッ
ク図、図５はローパスフィルタ３０を詳しく示すブロッ
ク図である。図４に示したように、極性切替器２８は、
カウンタ３４および極性反転器３６を備え、カウンタ３
４は、上記クロック信号に同期して次々に入力される差
分信号１２の極性が正であれば、その都度、カウントア
ップし、一方、負であればリセットされる。そして、設
定された所定回数ｎだけカウントアップした場合には極
性切替信号３８を出力し、極性反転器３６はこれによ
り、差分信号１２の極性を反転してローパスフィルタ３
０に出力する。なお、カウンタ３４は極性切替信号３８
を出力した後はリセットされる。ローパスフィルタ３０
は図５に示したように、乗算器４０、加算器４２、なら
びにフリップフロップ４４から成り、極性切替器２８の
出力信号を平滑化して乗算器３２に供給する構成となっ
ている。

【００３３】次にこのように構成された自動利得制御回
路を備えた復調器６の動作について、ＡＧＣ回路８に係
わる動作を中心に説明する。Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信
号Ｑｃｈ４の振幅が異なっている場合、Ｉ信号Ｉｃｈ４
およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は、本来、図１４に示し
たいずれかの点２０４となるべきところが、小円２０６
上となる。そして、小円２０６の半径が、Ｉ信号Ｉｃｈ
４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差に対応している。

【００３４】誤差検出器１４０では、信号点誤差検出器
１５８、１６０が、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信
号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレを求め、結
果を誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとして出力する。この誤差信号
Ｅｉ、Ｅｑを直交成分とする仮想誤差信号の振幅（すな
わち、誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの振幅の２乗和の平方根）が
図１５の位相平面における小円２０６の半径に対応して
おり、これが小さくなるように制御することで、Ｉ信号
Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の間の振幅差を解消する
ことができる。

【００３５】差分抽出器１４では、乗算器１８、２０に
より誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗が計算され、その結果
は、加算器２２により加算されて、振幅信号１０として
出力される。したがって、振幅信号１０の大きさの平方
根が上記仮想誤差信号の振幅となり、よって振幅信号１
０の大きさは、仮想誤差信号の振幅に対応している。こ
の振幅信号１０から、上述のようにフリップフロップ回
路２６および減算器２４により、上記クロック信号の各
周期ごとの振幅信号１０の変化分を表す差分信号１２が
生成される。

【００３６】そして、極性切替器２８は、この差分信号
１２の極性が一定期間、正であった場合に差分信号１２
の極性を切り替える。なお、一定期間とは、カウンタ３
４が上記所定回数ｎだけカウントアップする期間のこと
である。極性切替器２８の出力信号１２Ａは、ローパス
フィルタ３０により平滑化され、乗算器３２によりＱ信
号Ｑｃｈ１に乗ぜられ、Ｑ信号Ｑｃｈ１の振幅が制御さ
れてＱ信号Ｑｃｈ２として出力される。上述のように、
差分信号１２が連続して正になるということは、上記仮
想誤差信号の振幅が増大していることを意味し、したが
って、これまで乗算器３２に与えられていた信号の極性
では、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差が
しだいに拡大することになる。よって、差分信号１２が
連続して正になった場合に、極性を反転させることで、
Ｑ信号の振幅を正しく制御して、Ｉ信号Ｉｃｈ４および
Ｑ信号Ｑｃｈ４の振幅差を解消させることが可能とな
る。

【００３７】このように、本実施の形態例の自動利得制
御回路を備えた復調器６では、入力信号１２４の周波数
とローカル発振器１１６の発振周波数との差の周波数の
信号成分を除去した後のＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑ
ｃｈ４にもとづいて、直交検波後の信号の振幅制御を行
うので、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１
６の発振周波数とが一致しているような場合でも、入力
信号１２４の内容に係わらず、直交検波後の直交信号間
の振幅差を確実に解消することができる。

【００３８】次に、第２の実施の形態例について説明す
る。図５は差分抽出器１４の他の構成例を示すブロック
図である。図中、図３と同一の要素には同一の符号が付
されている。図３に示した差分抽出器１４では、各誤差
信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗を計算した後、加算器２２により
加算を行ったが、２乗するかわりに、図５に示したよう
に、絶対値回路４６、４８を用いて誤差信号Ｅｉ、Ｅｑ
の絶対値を計算し、それらを加算器２２により加算して
も、加算結果は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４
の振幅差を表すものとなり、同様に、振幅制御を行うこ
とが可能である。この方式では精度の点で若干劣るもの
の、回路構成は簡素となり、コスト的に有利となる。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、ローカル
発振器が発生した発振信号、および同発振信号をほぼ９
０度位相シフトした信号と入力信号とをそれぞれ掛け合
わせることで、前記入力信号を直交検波して第１および
第２の直交信号を出力する直交検波手段と、前記直交検
波手段が出力する前記第１および第２の直交信号をサン
プリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段
と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル化された前記第
１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御
する利得制御手段と、前記利得制御手段が出力する前記
第１および第２の直交信号から、前記発振信号の周波数
と前記入力信号の周波数との差の周波数の信号成分を除
去する差成分除去手段とを備えた復調器であって、前記
差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直交信
号を互いに直交する直交成分とする仮想信号の本来の振
幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１お
よび第２の誤差信号を生成する誤差検出手段を含み、前
記利得制御手段は、前記誤差検出手段が生成した前記第
１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号
の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信
号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する差分
抽出手段と、前記差分抽出手段が出力する前記差分信号
の大きさにもとづいて前記差成分除去手段に供給する前
記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を
制御する振幅制御手段とを含み、前記振幅制御手段は、
前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか
否かを、前記差分信号の極性から検出し、前記仮想誤差
信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、極性
を反転させた前記差分信号にもとづいて前記直交信号の
振幅を制御することを特徴とする。

【００４０】本発明では、誤差検出手段は、差成分除去
手段が出力する第１および第２の直交信号を直交成分と
する仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表
す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成
し、差分抽出手段は、誤差検出手段が生成した第１およ
び第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅
に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時
間に関する変化分を表す差分信号を出力する。そして、
振幅制御手段は、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわた
り増大したか否かを、差分信号の極性から検出し、仮想
誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、
仮想誤差信号の極性を反転させて、差成分除去手段に供
給する第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振
幅を制御する。

【００４１】このように、本発明では、入力信号の周波
数とローカル発振器の発振周波数との差の周波数の信号
成分を除去した後の第１および第２の直交信号にもとづ
いて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信
号の周波数とローカル発振器の発振周波数とが一致して
いるような場合でも、入力信号の内容に係わらず、直交
検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による自動利得制御回路を備えた復調器
の一例を示すブロック図である。

【図２】図１の自動利得制御回路を備えた復調器を構成
するＡＧＣ回路を示すブロック図である。

【図３】差分抽出器を詳しく示すブロック図である。

【図４】極性切替器を詳しく示すブロック図である。

【図５】ローパスフィルタを詳しく示すブロック図であ
る。

【図６】差分抽出器の他の構成例を示すブロック図であ
る。

【図７】従来のデジタル無線通信システムを構成する復
調器の一例を示すブロック図である。

【図８】従来のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図であ
る。

【図９】他のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図であ
る。

【図１０】誤差検出器の構成を示すブロック図である。

【図１１】ローパスフィルタのブロック図である。

【図１２】数値制御発振回路のブロック図である。

【図１３】複素乗算器のブロック図である。

【図１４】Ｉ信号の振幅を横軸、Ｑ信号の振幅を縦軸と
する座標軸を設定した位相平面を表す位相平面図であ
る。

【図１５】振幅差が存在する場合の信号点の軌跡を示す
位相平面図である。

【図１６】従来のＡＧＣ回路における問題点を説明する
位相平面図である。

【符号の説明】

Ｅｉ……誤差信号、Ｉｃｈ１……Ｉ信号、Ｐｄ１、Ｐｄ
２……位相誤差信号、Ｑｃｈ１……Ｑ信号、ｓｉｎ……
位相回転信号、Ｅｑ……誤差信号、Ｉｃｈ２……Ｉ信
号、Ｑｃｈ２……Ｑ信号、ｃｏｓ……位相回転信号、Ｉ
ｃｈ３……Ｉ信号、Ｑｃｈ３……Ｑ信号、Ｉｃｈ４……
Ｉ信号、Ｑｃｈ４……Ｑ信号、６……復調器、８……Ａ
ＧＣ回路、１０……振幅信号、１２……差分信号、１４
……差分抽出器、１６……振幅制御手段、１８、２０…
…乗算器、２２……加算器、２４……減算器、２６……
フリップフロップ回路、２８……極性切替器、３０……
ローパスフィルタ、３２……乗算器、３４……カウン
タ、３６……極性反転器、３８……極性切替信号、４０
……乗算器、４２……加算器、４４……フリップフロッ
プ、４６……絶対値回路、４８……絶対値回路、１０２
……復調器、１０４……直交検波手段、１０６……Ａ／
Ｄ変換器、１０８……Ａ／Ｄ変換器、１１０……ＡＧＣ
回路、１１２……ＡＧＣ回路、１１４……複素乗算器、
１１６……ローカル発振器、１１８……移相器、１２
０、１２２……乗算器、１２４……入力信号、１２６、
１２８……絶対値回路、１３０……減算回路、１３２…
…ローパスフィルタ、１３４……乗算器、１３６……ロ
ーパスフィルタ、１３８……数値制御発振器、１４０…
…誤差検出器、１４２、１４４……乗算器、１４６……
ローパスフィルタ、１４８……ローパスフィルタ、１５
０……極性判定回路、１５２……極性判定回路、１５
４、１５６……乗算器、１５８……信号点誤差検出器、
１６０……信号点誤差検出器、１６２、１６４……乗算
器、１６６……減算器、１７２……フリップフロップ回
路、１７４、１７６……乗算器、１７８、１８０……加
算器、１８２……積分器、１８４……ｃｏｓ発振器、１
８６……ｓｉｎ発振器、１９０、１９２、１９４、１９
６……乗算器、１９８……減算器、２００……加算器、
２１２……誤差信号。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ローカル発振器が発生した発振信号、お
   よび同発振信号をほぼ９０度位相シフトした信号と入力
   信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記入力信号を
   直交検波して第１および第２の直交信号を出力する直交
   検波手段と、 前記直交検波手段が出力する前記第１および第２の直交
   信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
   変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル化された前記第１お
   よび第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する
   利得制御手段と、 前記利得制御手段が出力する前記第１および第２の直交
   信号から、前記発振信号の周波数と前記入力信号の周波
   数との差の周波数の信号成分を除去する差成分除去手段
   とを備えた復調器であって、 前記差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直
   交信号を互いに直交する直交成分とする仮想信号の本来
   の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第
   １および第２の誤差信号を生成する誤差検出手段を含
   み、 前記利得制御手段は、 前記誤差検出手段が生成した前記第１および第２の誤差
   信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大
   きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変
   化分を表す差分信号を出力する差分抽出手段と、 前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の大きさにも
   とづいて前記差成分除去手段に供給する前記第１および
   第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する振幅
   制御手段とを含み、 前記振幅制御手段は、前記仮想誤差信号の振幅が一定期
   間にわたり増大したか否かを、前記差分信号の極性から
   検出し、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増
   大した場合には、極性を反転させた前記差分信号にもと
   づいて前記直交信号の振幅を制御することを特徴とする
   自動利得制御回路を備えた復調器。
2. 【請求項２】 前記差分抽出手段は前記第１および第２
   の誤差信号をそれぞれ２乗して加算した結果を表す２乗
   和信号を生成し、時間的に隣接する２つの２乗和信号に
   おいて新しいものから古いものを減じた結果を表す信号
   を前記差分信号として出力し、 前記振幅制御手段は、 前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の極性が一定
   期間、正であった場合に前記差分信号の極性を切り替え
   る極性切替器と、 前記極性切替器により極性が切り換えられた前記差分信
   号を入力とするローパスフィルタと、 前記Ａ／Ｄ変換手段が出力する前記第１および第２の直
   交信号のいずれかに前記ローパスフィルタの出力信号を
   乗じる乗算器とを備えたことを特徴とする請求項１記載
   の自動利得制御回路を備えた復調器。
3. 【請求項３】 前記差成分除去手段は、 前記仮想信号の本来の位相からのズレの大きさを表す位
   相差信号を出力する位相誤差検出手段と、 前記位相誤差検出手段が出力する前記位相差信号にもと
   づいて周波数が変化する、互いに直交する第１および第
   ２の位相回転信号を生成する信号生成手段と、 前記信号生成手段が生成した前記第１および第２の位相
   回転信号と、前記利得制御手段が出力する前記第１およ
   び第２の直交信号との複素乗算を行う複素乗算器とを備
   えていることを特徴とする請求項１記載の自動利得制御
   回路を備えた復調器。
4. 【請求項４】 前記信号生成手段は、前記位相誤差検出
   手段が出力する前記位相差信号を積分した上で、同位相
   差信号にもとづいて第１および第２の位相回転信号を生
   成することを特徴とする請求項３記載の自動利得制御回
   路を備えた復調器。
5. 【請求項５】 前記差成分除去手段が出力する前記第１
   および第２の直交信号の振幅を制御して前記誤差検出手
   段に出力する第２の利得制御手段を備え、 前記第２の利得制御手段は、前記誤差検出手段が出力す
   る前記第１の誤差信号にもとづいて、同誤差信号の振幅
   が小さくなるように前記第１の直交信号の振幅を制御
   し、前記誤差検出手段が出力する前記第２の誤差信号に
   もとづいて、同誤差信号の振幅が小さくなるように前記
   第２の直交信号の振幅を制御することを特徴とする請求
   項１記載の自動利得制御回路を備えた復調器。
6. 【請求項６】 前記振幅制御手段は、時間的に連続する
   所定数の前記第１および第２の誤差信号にそれぞれ対応
   する前記仮想誤差信号の振幅が連続して増大したことを
   前記差分信号の極性にもとづいて検出したとき、前記仮
   想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したとするこ
   とを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路を備え
   た復調器。