JP3539554B2 - 自動利得制御回路を備えた復調器 - Google Patents
自動利得制御回路を備えた復調器 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル無線通信システムに設ける復調器に関し、特に自動利得制御回路を備えた復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来のデジタル無線通信システムを構成する復調器の一例を示すブロック図である。
この復調器１０２は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式またはＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で変調された信号を復調するものであり、図７に示したように、直交検波手段１０４、Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８、ＡＧＣ回路１１０、１１２（自動利得制御回路）、複素乗算器１１４などを含んで構成されている。
【０００３】
直交検波手段１０４は、準同期検波を行うべく、ローカル発振器１１６、移相器１１８、ならびに乗算器１２０、１２２により構成されている。ローカル発振器１１６は、不図示の受信部から供給される中間周波数の入力信号１２４とほぼ同じ周波数の信号を生成し、乗算器１２０および移相器１１８に出力する。そして移相器１１８はローカル発振器１１６からの信号を９０度（π／２）だけ位相をシフトさせて乗算器１２２に供給する。その結果、乗算器１２０、１２２はそれぞれ入力信号１２４と、ローカル発振器１１６からの信号および移相器１１８からの信号とを掛け合わせ、入力信号１２４の、互いに直交する直交成分としてＩチャンネル信号およびＱチャンネル信号（それぞれＩ信号およびＱ信号とも記す）を出力する。
【０００４】
Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８は、乗算器１２０、１２２からのアナログ信号であるＩ信号およびＱ信号をそれぞれサンプリングしてデジタル信号に変換し、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１としてＡＧＣ回路１１０に出力する。
ＡＧＣ回路１１０は、Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８から供給されたＩ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差を解消すべく設けられており、図８はこの従来のＡＧＣ回路１１０の構成を示すブロック図である。図８に示したように、ＡＧＣ回路１１０は、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅の絶対値を算出する絶対値回路１２６、１２８を含み、減算回路１３０は、絶対値回路１２６、１２８が算出した絶対値の差を求め、結果を表す信号をローパスフィルタ１３２に供給する。ローパスフィルタ１３２は減算回路１３０からの信号を平滑化して乗算器１３４に供給し、乗算器１３４はローパスフィルタ１３２からの信号をＱ信号Ｑｃｈ１に乗じ、Ｑ信号Ｑｃｈ２として出力する。一方、ＡＧＣ回路１１０に入力されたＩ信号Ｉｃｈ１はそのままＩ信号Ｉｃｈ２としてＡＧＣ回路１１０から出力される。
【０００５】
その後、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２は複素乗算器１１４に供給されて、上記入力信号１２４の周波数（キャリア周波数）とローカル発振器１１６の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去され、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３としてＡＧＣ回路１１２に出力される。なお、複素乗算器１１４は、後述する誤差検出器、ローパスフィルタ１３６（ＬＰＦ）、ならびに数値制御発振器１３８（ＮＣＯ）とともに差成分除去手段を構成しており、この差成分除去手段による上記信号成分の除去については後に詳しく説明する。
【０００６】
ＡＧＣ回路１１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３を複素乗算器１１４から受け取り、誤差検出器１４０から入力される誤差信号Ｅｉおよび誤差信号Ｅｑを用いて、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３がそれぞれ本来の振幅となるように、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３の振幅を個別に制御し、振幅誤差を除去したＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４を復調器１０２の出力信号として出力する。
【０００７】
図９はＡＧＣ回路１１２の構成を示すブロック図である。
ＡＧＣ回路１１２は、図９に示したように、乗算器１４２、１４４、ローパスフィルタ１４６、１４８、極性判定回路１５０、１５２、ならびに乗算器１５４、１５６により構成されている。乗算器１４２、１４４はそれぞれＩ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３にローパスフィルタ１４６、１４８からの信号を乗じ、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４として出力する。極性判定回路１５０、１５２は、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の極性を表す信号を生成し、乗算器１５４、１５６はそれぞれ極性判定回路１５０、１５２からの極性信号と、誤差検出器１４０からの誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとを乗じて、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレの大きさを表す誤差信号を出力し、各ローパスフィルタ１４６、１４８はこれらの誤差信号をそれぞれ平滑化して乗算器１４２、１４４に供給する。そして、乗算器１４２、１４４で、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３に平滑化された誤差信号がそれぞれ乗じられ、その結果、各信号の本来の振幅からのズレを解消すべくＩ信号およびＱ信号の振幅が制御される。
【０００８】
図１０は誤差検出器１４０の構成を示すブロック図である。
図１０に示したように、誤差検出器１４０は、信号点誤差検出器１５８、１６０、乗算器１６２、１６４、ならびに減算器１６６により構成され、ＡＧＣ回路１１２からのＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４にもとづいて、誤差信号Ｅｉ、Ｅｑ、さらには位相誤差信号Ｐｄ１を生成する。
そして、信号点誤差検出器１５８、１６０は、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレを求め、結果を誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとして出力する。
また、乗算器１６２は、Ｉ信号Ｉｃｈ４のＭＳＢである極性信号Ｄｉと、信号点誤差検出器１５８の出力信号とを乗じ、一方、乗算器１６４は、Ｑ信号Ｑｃｈ４のＭＳＢである極性信号Ｄｑと、信号点誤差検出器１６０の出力信号とを乗じる。そして減算器１６６は乗算器１６２の出力信号から乗算器１６４の出力信号を減じ、結果を位相誤差信号Ｐｄ１として出力する。
【０００９】
図１１はローパスフィルタ１３６のブロック図、図１２は数値制御発振回路のブロック図、図１３は複素乗算器１１４のブロック図である。
図１１に示したように、ローパスフィルタ１３６は、フリップフロップ回路１７２（Ｆ／Ｆ）、乗算器１７４、１７６、加算器１７８、１８０から成り、一般的な２次のラグ・リードフィルタとなっている。通常、複素乗算器、位相検出器（本例では誤差検出器）、ＬＰＦ、ＮＣＯにより構成される差成分除去手段としてのキャリア再生ループでは、周波数オフセットを打ち消す必要があるため、ローパスフィルタ１３６は２次以上のフィルタとする必要がある。
図１２に示したように、数値制御発振器１３８（信号生成手段に相当）は、積分器１８２、ｃｏｓ発振器１８４、ｓｉｎ発振器１８６により構成されている。ローパスフィルタ１３６によって平滑化された位相誤差信号Ｐｄ２を積分器１８２により積分することで、周波数誤差信号θが得られる。ｃｏｓ発振器１８４およびｓｉｎ発振器１８６はそれぞれ周波数誤差信号θを入力として、ｃｏｓ（θ）、ｓｉｎ（θ）で表される位相回転信号ｓｉｎ、位相回転信号ｃｏｓを生成し、複素乗算器１１４に出力する。
【００１０】
図１３に示したように、複素乗算器１１４は、乗算器１９０、１９２、１９４、１９６、減算器１９８、ならびに加算器２００により構成されている。位相回転信号ｃｏｓは、乗算器１９０、１９６によりそれぞれＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２に乗じられ、一方、位相回転信号ｓｉｎは乗算器１９２、１９４によりそれぞれＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２に乗じられる。そして、減算器１９８により、乗算器１９０の出力から乗算器１９４の出力が減じられ、Ｉ信号Ｉｃｈ３として出力される。また、加算器２００により、乗算器１９２、１９６の出力が加算され、Ｑ号３として出力される。その結果、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３は、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去されたものとなる。
【００１１】
ここで、複素乗算器１１４に入力されるＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が異なっている場合の影響について説明する。
図１４は、Ｉ信号の振幅を横軸、Ｑ信号の振幅を縦軸とする座標軸を設定した位相平面を表す位相平面図である。
図１４に示した位相平面上の任意の点は、その点を与える振幅のＩ信号およびＱ信号を直交成分とする１つの信号に対応しており、上記点は信号点と呼ばれる。そして原点Ｏと信号点を結ぶ線分の長さは信号の振幅を表し、同線分が横軸に対して成す角度が信号の位相を表している。
【００１２】
このような位相面に、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の信号点をプロットした場合、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが完全には一致していないため、信号点は時間とともに原点Ｏの回りを移動し、そして、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が一致していない場合には、信号点の軌跡は図１４に示したように円ではなく、楕円２０２となる。なお、図１４では、Ｑ信号Ｑｃｈ２の振幅がＩ信号Ｉｃｈ２の振幅より大きいとしている。
【００１３】
一方、複素乗算器１１４以降では、上述のように入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去されていることから、信号点は基本的には移動せず、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は位相平面上で固定された点となる。
【００１４】
ここで、入力信号１２４がＱＰＳＫ方式で変調されているとすると、２ビットのデジタル信号が表す４通りの値は、入力信号１２４の４種類の位相（位相差は９０度）により表される。したがって、入力信号１２４がこのような信号であるとすると、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の本来の信号点は、図１５の位相平面図に示した４つの点２０４のいずれかとなる。なお、入力信号１２４の振幅は一定であるため各点２０４の原点Ｏからの距離は等しい。
しかしながら、上述のようにＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が異なっていると、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は、図１５に示したように、各点２０４を中心とする小円２０６を軌跡として移動してしまう。この小円２０６の半径は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差に対応している。
【００１５】
このようなＩ信号およびＱ信号の振幅差は、この復調器１０２では、ＡＧＣ回路１１０、１１２により解消が図られている。まず、ＡＧＣ回路１１２では、上述のようにＩ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３のそれぞれに対して誤差信号Ｅｉ、Ｅｑにもとづいて本来の振幅となるように振幅制御が行われ、その結果、Ｉ信号Ｉｃｈ４とＱ信号Ｑｃｈ４ではそれらの間の振幅差も緩和される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
一方、ＡＧＣ回路１１０でも図８に示した構成により上述のようにして、Ｉ信号およびＱ信号間の振幅差の解消が図られるが、この従来のＡＧＣ回路１１０には次のような欠点がある。
上述のように入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数は通常、若干異なっているため、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の位相平面における信号点は原点を中心に回転し、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅はその回転に応じて変化する。ここで、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の絶対値の差、すなわち減算器１３０の出力に注目すると、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅変化により、この値も時間とともにさまざまに変化する。
【００１７】
しかし、仮に、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅が等しい場合、減算器２０８の出力は等しい確率で正または負となるので、減算器１３０出力の時間平均をとると、結果は零となる。一方、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅が異なり、たとえばＱ信号Ｑｃｈ１の振幅が大きいとすると、減算器１３０の出力は負となる確率の方が高く、したがって時間平均値は負の値となる。上記ローパスフィルタ１３２は、減算器１３０の出力信号を平滑化するので、減算器１３０の出力の時間平均値に対応した大きさの信号を出力することになり、これを誤差信号として乗算器１３４で振幅制御が行われ、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の間の振幅差の解消が図られる。
【００１８】
しかし、このような制御では、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が比較的短時間で変化していることを前提にしているため、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが等しいか、または差が微小である場合には、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅は変化しないか、または変化がきわめて遅くなり、正しい振幅制御は不可能となる。
【００１９】
図１６は、このような従来のＡＧＣ回路における問題点を説明する位相平面図である。すなわち、仮に入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが完全に一致しているとすると、各信号点ごとのＩ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅は変化せず、したがって図１６に示したように、各信号点は位相平面上で固定され、たとえば図１６に示した位置となる。その結果、たとえば横軸に近い位置の信号点２１４の場合には、常にＩ信号Ｉｃｈ１の振幅の絶対値の方がＱ信号Ｑｃｈ１よりはるかに大きくなり、Ｉ信号Ｉｃｈ１の振幅が本来大きくない場合でもその振幅を相対的に下げるように制御されてしまう。また、縦軸に近い位置の信号点２１６の場合には、常にＱ信号Ｑｃｈ１の振幅の絶対値の方が、Ｉ信号Ｉｃｈ１よりはるかに大きくなり、必要以上にＱ信号Ｑｃｈ１の振幅を下げるように制御されてしまう。
【００２０】
ただし、実際の信号では、２ビットのデジタル信号の各値が通常はある程度ランダムに伝送されるので、ローパスフィルタ１３２の出力であって、時間平均値を表す誤差信号２１２は、特定の信号点に対応する信号のみで決まるわけではなく、全体としてＩ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差を反映したものとなる。
【００２１】
しかし、伝送される信号によっては、２ビットのデジタル信号の各値の生起確率が偏っている場合もあり、そのような状態では、誤差信号２１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差だけではなく、各信号の内容、すなわち入力信号１２４がどのように変調されているかによっても変化してしまい、正しい振幅制御は不可能となる。
その結果、ＡＧＣ回路１１０ではＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅を一致させることができず、振幅差の解消はＡＧＣ回路１１２のみに依存することになって、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４において、十分に振幅を一致させることが困難となる。
【００２２】
Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅が一致していない場合には、図１５を参照して説明したように、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は、本来の信号点を中心とし、半径が振幅差に対応した小円２０６上となる。そのため、信号点間の距離が短くなって雑音に弱くなり、誤り率特性が劣化する。特に、回線の大容量化のために信号の多値化を進めると、そのことによって信号点間の距離は短くなるため、さらに信号点間の距離が短くなり、誤り率特性の劣化が顕著になる。
【００２３】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消できる自動利得制御回路を備えた復調器を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、ローカル発振器が発生した発振信号、および同発振信号をほぼ９０度位相シフトした信号と入力信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記入力信号を直交検波して第１および第２の直交信号を出力する直交検波手段と、前記直交検波手段が出力する前記第１および第２の直交信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル化された前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する利得制御手段と、前記利得制御手段が出力する前記第１および第２の直交信号から、前記発振信号の周波数と前記入力信号の周波数との差の周波数の信号成分を除去する差成分除去手段とを備えた復調器であって、前記差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直交信号を互いに直交する直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成する誤差検出手段を含み、前記利得制御手段は、前記誤差検出手段が生成した前記第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する差分抽出手段と、前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の大きさにもとづいて前記差成分除去手段に供給する前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する振幅制御手段とを含み、前記振幅制御手段は、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、前記差分信号の極性から検出し、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、極性を反転させた前記差分信号にもとづいて前記直交信号の振幅を制御することを特徴とする。
【００２５】
本発明では、誤差検出手段は、差成分除去手段が出力する第１および第２の直交信号を直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成し、差分抽出手段は、誤差検出手段が生成した第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する。そして、振幅制御手段は、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、差分信号の極性から検出し、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、仮想誤差信号の極性を反転させて、差成分除去手段に供給する第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する。
【００２６】
このように、本発明では、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数との差の周波数の信号成分を除去した後の第１および第２の直交信号にもとづいて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数とが一致しているような場合でも、入力信号の内容に係わらず、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施の形態例について図面を参照して説明する。
図１は本発明による自動利得制御回路を備えた復調器の一例を示すブロック図、図２は図１の復調器を構成するＡＧＣ回路を示すブロック図である。図１において図７などと同一の要素には同一の符号が付されており、それらに関する詳しい説明はここでは省略する。
【００２８】
図１に示した実施の形態例の自動利得制御回路を備えた復調器６が、図７に示した従来の自動利得制御回路を備えて復調器と異なるのは、直交検波直後のＡＧＣ回路を、ＡＧＣ回路８に置き換えた点である。
ＡＧＣ回路８は、図２に示したように、誤差検出器１４０が生成した誤差信号Ｅｉ、Ｅｑ（第１および第２の誤差信号）を互いに直交する直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号１２を出力する差分抽出器１４を備えている。なお、上記仮想誤差信号を直交検波したとすると、その直交成分である誤差信号Ｅｉ、Ｅｑが得られることになる。ＡＧＣ回路８はまた、上記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、差分信号１２の極性から検出し、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、仮想誤差信号の振幅が小さくなるように、複素乗算器１１４に供給するＱ信号Ｑｃｈ２を、差分信号１２の大きさに応じて制御する振幅制御手段１６を備えている。
【００２９】
図３は差分抽出器１４を詳しく示すブロック図である。図３に示したように、差分抽出器１４は、乗算器１８、２０、加算器２２、減算器２４、ならびにフリップフロップ回路２６（Ｆ／Ｆ）を含んで構成されている。
乗算器１８、２０により誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗が計算され、その結果は、加算器２２により加算されて、振幅信号１０として出力される。したがって、振幅信号１０の大きさの平方根が上記仮想誤差信号の振幅となり、よって振幅信号１０の大きさは、仮想誤差信号の振幅に対応している。
【００３０】
フリップフロップ回路２６には、本実施の形態例では、Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８に供給されるサンプリングクロック信号に同期したクロック信号が供給され、このクロック信号に同期して振幅信号１０の値を保持する。したがって、減算器２４は、サンプリングクロック信号のたとえば、ある立ち上がりに対応する振幅信号１０の値から、１つ前の立ち上がりに対応する振幅信号１０の値を減じた値の信号を差分信号１２として出力する。
したがって、差分信号１２は、上記クロック信号の各周期ごとの振幅信号１０の変化分を表している。言い換えると、差分信号１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４間の振幅差が上記クロック信号の各周期ごとにどれだけ変化したかを表している。
【００３１】
そして、振幅制御手段１６は、図２に示したように、差分抽出器１４が出力する差分信号１２の極性が一定期間、正であった場合に差分信号１２の極性を切り替える極性切替器２８と、極性切替器２８により極性が切り換えられた差分信号１２Ａを入力とするローパスフィルタ３０と、Ａ／Ｄ変換回路２が出力するＱ信号Ｑｃｈ１にローパスフィルタ３０の出力信号を乗じる乗算器３２とを備えている。
【００３２】
図４は極性切替器２８を詳しく示すブロック図、図５はローパスフィルタ３０を詳しく示すブロック図である。
図４に示したように、極性切替器２８は、カウンタ３４および極性反転器３６を備え、カウンタ３４は、上記クロック信号に同期して次々に入力される差分信号１２の極性が正であれば、その都度、カウントアップし、一方、負であればリセットされる。そして、設定された所定回数ｎだけカウントアップした場合には極性切替信号３８を出力し、極性反転器３６はこれにより、差分信号１２の極性を反転してローパスフィルタ３０に出力する。なお、カウンタ３４は極性切替信号３８を出力した後はリセットされる。
ローパスフィルタ３０は図５に示したように、乗算器４０、加算器４２、ならびにフリップフロップ４４から成り、極性切替器２８の出力信号を平滑化して乗算器３２に供給する構成となっている。
【００３３】
次にこのように構成された自動利得制御回路を備えた復調器６の動作について、ＡＧＣ回路８に係わる動作を中心に説明する。
Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅が異なっている場合、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は、本来、図１４に示したいずれかの点２０４となるべきところが、小円２０６上となる。そして、小円２０６の半径が、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差に対応している。
【００３４】
誤差検出器１４０では、信号点誤差検出器１５８、１６０が、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレを求め、結果を誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとして出力する。この誤差信号Ｅｉ、Ｅｑを直交成分とする仮想誤差信号の振幅（すなわち、誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの振幅の２乗和の平方根）が図１５の位相平面における小円２０６の半径に対応しており、これが小さくなるように制御することで、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の間の振幅差を解消することができる。
【００３５】
差分抽出器１４では、乗算器１８、２０により誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗が計算され、その結果は、加算器２２により加算されて、振幅信号１０として出力される。したがって、振幅信号１０の大きさの平方根が上記仮想誤差信号の振幅となり、よって振幅信号１０の大きさは、仮想誤差信号の振幅に対応している。
この振幅信号１０から、上述のようにフリップフロップ回路２６および減算器２４により、上記クロック信号の各周期ごとの振幅信号１０の変化分を表す差分信号１２が生成される。
【００３６】
そして、極性切替器２８は、この差分信号１２の極性が一定期間、正であった場合に差分信号１２の極性を切り替える。なお、一定期間とは、カウンタ３４が上記所定回数ｎだけカウントアップする期間のことである。
極性切替器２８の出力信号１２Ａは、ローパスフィルタ３０により平滑化され、乗算器３２によりＱ信号Ｑｃｈ１に乗ぜられ、Ｑ信号Ｑｃｈ１の振幅が制御されてＱ信号Ｑｃｈ２として出力される。
上述のように、差分信号１２が連続して正になるということは、上記仮想誤差信号の振幅が増大していることを意味し、したがって、これまで乗算器３２に与えられていた信号の極性では、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差がしだいに拡大することになる。よって、差分信号１２が連続して正になった場合に、極性を反転させることで、Ｑ信号の振幅を正しく制御して、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差を解消させることが可能となる。
【００３７】
このように、本実施の形態例の自動利得制御回路を備えた復調器６では、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数との差の周波数の信号成分を除去した後のＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４にもとづいて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが一致しているような場合でも、入力信号１２４の内容に係わらず、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することができる。
【００３８】
次に、第２の実施の形態例について説明する。
図５は差分抽出器１４の他の構成例を示すブロック図である。図中、図３と同一の要素には同一の符号が付されている。
図３に示した差分抽出器１４では、各誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗を計算した後、加算器２２により加算を行ったが、２乗するかわりに、図５に示したように、絶対値回路４６、４８を用いて誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの絶対値を計算し、それらを加算器２２により加算しても、加算結果は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差を表すものとなり、同様に、振幅制御を行うことが可能である。この方式では精度の点で若干劣るものの、回路構成は簡素となり、コスト的に有利となる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、ローカル発振器が発生した発振信号、および同発振信号をほぼ９０度位相シフトした信号と入力信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記入力信号を直交検波して第１および第２の直交信号を出力する直交検波手段と、前記直交検波手段が出力する前記第１および第２の直交信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル化された前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する利得制御手段と、前記利得制御手段が出力する前記第１および第２の直交信号から、前記発振信号の周波数と前記入力信号の周波数との差の周波数の信号成分を除去する差成分除去手段とを備えた復調器であって、前記差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直交信号を互いに直交する直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成する誤差検出手段を含み、前記利得制御手段は、前記誤差検出手段が生成した前記第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する差分抽出手段と、前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の大きさにもとづいて前記差成分除去手段に供給する前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する振幅制御手段とを含み、前記振幅制御手段は、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、前記差分信号の極性から検出し、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、極性を反転させた前記差分信号にもとづいて前記直交信号の振幅を制御することを特徴とする。
【００４０】
本発明では、誤差検出手段は、差成分除去手段が出力する第１および第２の直交信号を直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成し、差分抽出手段は、誤差検出手段が生成した第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する。そして、振幅制御手段は、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、差分信号の極性から検出し、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、仮想誤差信号の極性を反転させて、差成分除去手段に供給する第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する。
【００４１】
このように、本発明では、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数との差の周波数の信号成分を除去した後の第１および第２の直交信号にもとづいて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数とが一致しているような場合でも、入力信号の内容に係わらず、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による自動利得制御回路を備えた復調器の一例を示すブロック図である。
【図２】図１の自動利得制御回路を備えた復調器を構成するＡＧＣ回路を示すブロック図である。
【図３】差分抽出器を詳しく示すブロック図である。
【図４】極性切替器を詳しく示すブロック図である。
【図５】ローパスフィルタを詳しく示すブロック図である。
【図６】差分抽出器の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】従来のデジタル無線通信システムを構成する復調器の一例を示すブロック図である。
【図８】従来のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。
【図９】他のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】誤差検出器の構成を示すブロック図である。
【図１１】ローパスフィルタのブロック図である。
【図１２】数値制御発振回路のブロック図である。
【図１３】複素乗算器のブロック図である。
【図１４】Ｉ信号の振幅を横軸、Ｑ信号の振幅を縦軸とする座標軸を設定した位相平面を表す位相平面図である。
【図１５】振幅差が存在する場合の信号点の軌跡を示す位相平面図である。
【図１６】従来のＡＧＣ回路における問題点を説明する位相平面図である。
【符号の説明】
Ｅｉ……誤差信号、Ｉｃｈ１……Ｉ信号、Ｐｄ１、Ｐｄ２……位相誤差信号、Ｑｃｈ１……Ｑ信号、ｓｉｎ……位相回転信号、Ｅｑ……誤差信号、Ｉｃｈ２……Ｉ信号、Ｑｃｈ２……Ｑ信号、ｃｏｓ……位相回転信号、Ｉｃｈ３……Ｉ信号、Ｑｃｈ３……Ｑ信号、Ｉｃｈ４……Ｉ信号、Ｑｃｈ４……Ｑ信号、６……復調器、８……ＡＧＣ回路、１０……振幅信号、１２……差分信号、１４……差分抽出器、１６……振幅制御手段、１８、２０……乗算器、２２……加算器、２４……減算器、２６……フリップフロップ回路、２８……極性切替器、３０……ローパスフィルタ、３２……乗算器、３４……カウンタ、３６……極性反転器、３８……極性切替信号、４０……乗算器、４２……加算器、４４……フリップフロップ、４６……絶対値回路、４８……絶対値回路、１０２……復調器、１０４……直交検波手段、１０６……Ａ／Ｄ変換器、１０８……Ａ／Ｄ変換器、１１０……ＡＧＣ回路、１１２……ＡＧＣ回路、１１４……複素乗算器、１１６……ローカル発振器、１１８……移相器、１２０、１２２……乗算器、１２４……入力信号、１２６、１２８……絶対値回路、１３０……減算回路、１３２……ローパスフィルタ、１３４……乗算器、１３６……ローパスフィルタ、１３８……数値制御発振器、１４０……誤差検出器、１４２、１４４……乗算器、１４６……ローパスフィルタ、１４８……ローパスフィルタ、１５０……極性判定回路、１５２……極性判定回路、１５４、１５６……乗算器、１５８……信号点誤差検出器、１６０……信号点誤差検出器、１６２、１６４……乗算器、１６６……減算器、１７２……フリップフロップ回路、１７４、１７６……乗算器、１７８、１８０……加算器、１８２……積分器、１８４……ｃｏｓ発振器、１８６……ｓｉｎ発振器、１９０、１９２、１９４、１９６……乗算器、１９８……減算器、２００……加算器、２１２……誤差信号。
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル無線通信システムに設ける復調器に関し、特に自動利得制御回路を備えた復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図７は従来のデジタル無線通信システムを構成する復調器の一例を示すブロック図である。
この復調器１０２は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式またはＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式で変調された信号を復調するものであり、図７に示したように、直交検波手段１０４、Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８、ＡＧＣ回路１１０、１１２（自動利得制御回路）、複素乗算器１１４などを含んで構成されている。
【０００３】
直交検波手段１０４は、準同期検波を行うべく、ローカル発振器１１６、移相器１１８、ならびに乗算器１２０、１２２により構成されている。ローカル発振器１１６は、不図示の受信部から供給される中間周波数の入力信号１２４とほぼ同じ周波数の信号を生成し、乗算器１２０および移相器１１８に出力する。そして移相器１１８はローカル発振器１１６からの信号を９０度（π／２）だけ位相をシフトさせて乗算器１２２に供給する。その結果、乗算器１２０、１２２はそれぞれ入力信号１２４と、ローカル発振器１１６からの信号および移相器１１８からの信号とを掛け合わせ、入力信号１２４の、互いに直交する直交成分としてＩチャンネル信号およびＱチャンネル信号（それぞれＩ信号およびＱ信号とも記す）を出力する。
【０００４】
Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８は、乗算器１２０、１２２からのアナログ信号であるＩ信号およびＱ信号をそれぞれサンプリングしてデジタル信号に変換し、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１としてＡＧＣ回路１１０に出力する。
ＡＧＣ回路１１０は、Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８から供給されたＩ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差を解消すべく設けられており、図８はこの従来のＡＧＣ回路１１０の構成を示すブロック図である。図８に示したように、ＡＧＣ回路１１０は、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅の絶対値を算出する絶対値回路１２６、１２８を含み、減算回路１３０は、絶対値回路１２６、１２８が算出した絶対値の差を求め、結果を表す信号をローパスフィルタ１３２に供給する。ローパスフィルタ１３２は減算回路１３０からの信号を平滑化して乗算器１３４に供給し、乗算器１３４はローパスフィルタ１３２からの信号をＱ信号Ｑｃｈ１に乗じ、Ｑ信号Ｑｃｈ２として出力する。一方、ＡＧＣ回路１１０に入力されたＩ信号Ｉｃｈ１はそのままＩ信号Ｉｃｈ２としてＡＧＣ回路１１０から出力される。
【０００５】
その後、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２は複素乗算器１１４に供給されて、上記入力信号１２４の周波数（キャリア周波数）とローカル発振器１１６の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去され、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３としてＡＧＣ回路１１２に出力される。なお、複素乗算器１１４は、後述する誤差検出器、ローパスフィルタ１３６（ＬＰＦ）、ならびに数値制御発振器１３８（ＮＣＯ）とともに差成分除去手段を構成しており、この差成分除去手段による上記信号成分の除去については後に詳しく説明する。
【０００６】
ＡＧＣ回路１１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３を複素乗算器１１４から受け取り、誤差検出器１４０から入力される誤差信号Ｅｉおよび誤差信号Ｅｑを用いて、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３がそれぞれ本来の振幅となるように、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３の振幅を個別に制御し、振幅誤差を除去したＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４を復調器１０２の出力信号として出力する。
【０００７】
図９はＡＧＣ回路１１２の構成を示すブロック図である。
ＡＧＣ回路１１２は、図９に示したように、乗算器１４２、１４４、ローパスフィルタ１４６、１４８、極性判定回路１５０、１５２、ならびに乗算器１５４、１５６により構成されている。乗算器１４２、１４４はそれぞれＩ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３にローパスフィルタ１４６、１４８からの信号を乗じ、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４として出力する。極性判定回路１５０、１５２は、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の極性を表す信号を生成し、乗算器１５４、１５６はそれぞれ極性判定回路１５０、１５２からの極性信号と、誤差検出器１４０からの誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとを乗じて、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレの大きさを表す誤差信号を出力し、各ローパスフィルタ１４６、１４８はこれらの誤差信号をそれぞれ平滑化して乗算器１４２、１４４に供給する。そして、乗算器１４２、１４４で、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３に平滑化された誤差信号がそれぞれ乗じられ、その結果、各信号の本来の振幅からのズレを解消すべくＩ信号およびＱ信号の振幅が制御される。
【０００８】
図１０は誤差検出器１４０の構成を示すブロック図である。
図１０に示したように、誤差検出器１４０は、信号点誤差検出器１５８、１６０、乗算器１６２、１６４、ならびに減算器１６６により構成され、ＡＧＣ回路１１２からのＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４にもとづいて、誤差信号Ｅｉ、Ｅｑ、さらには位相誤差信号Ｐｄ１を生成する。
そして、信号点誤差検出器１５８、１６０は、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレを求め、結果を誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとして出力する。
また、乗算器１６２は、Ｉ信号Ｉｃｈ４のＭＳＢである極性信号Ｄｉと、信号点誤差検出器１５８の出力信号とを乗じ、一方、乗算器１６４は、Ｑ信号Ｑｃｈ４のＭＳＢである極性信号Ｄｑと、信号点誤差検出器１６０の出力信号とを乗じる。そして減算器１６６は乗算器１６２の出力信号から乗算器１６４の出力信号を減じ、結果を位相誤差信号Ｐｄ１として出力する。
【０００９】
図１１はローパスフィルタ１３６のブロック図、図１２は数値制御発振回路のブロック図、図１３は複素乗算器１１４のブロック図である。
図１１に示したように、ローパスフィルタ１３６は、フリップフロップ回路１７２（Ｆ／Ｆ）、乗算器１７４、１７６、加算器１７８、１８０から成り、一般的な２次のラグ・リードフィルタとなっている。通常、複素乗算器、位相検出器（本例では誤差検出器）、ＬＰＦ、ＮＣＯにより構成される差成分除去手段としてのキャリア再生ループでは、周波数オフセットを打ち消す必要があるため、ローパスフィルタ１３６は２次以上のフィルタとする必要がある。
図１２に示したように、数値制御発振器１３８（信号生成手段に相当）は、積分器１８２、ｃｏｓ発振器１８４、ｓｉｎ発振器１８６により構成されている。ローパスフィルタ１３６によって平滑化された位相誤差信号Ｐｄ２を積分器１８２により積分することで、周波数誤差信号θが得られる。ｃｏｓ発振器１８４およびｓｉｎ発振器１８６はそれぞれ周波数誤差信号θを入力として、ｃｏｓ（θ）、ｓｉｎ（θ）で表される位相回転信号ｓｉｎ、位相回転信号ｃｏｓを生成し、複素乗算器１１４に出力する。
【００１０】
図１３に示したように、複素乗算器１１４は、乗算器１９０、１９２、１９４、１９６、減算器１９８、ならびに加算器２００により構成されている。位相回転信号ｃｏｓは、乗算器１９０、１９６によりそれぞれＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２に乗じられ、一方、位相回転信号ｓｉｎは乗算器１９２、１９４によりそれぞれＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２に乗じられる。そして、減算器１９８により、乗算器１９０の出力から乗算器１９４の出力が減じられ、Ｉ信号Ｉｃｈ３として出力される。また、加算器２００により、乗算器１９２、１９６の出力が加算され、Ｑ号３として出力される。その結果、Ｉ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３は、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去されたものとなる。
【００１１】
ここで、複素乗算器１１４に入力されるＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が異なっている場合の影響について説明する。
図１４は、Ｉ信号の振幅を横軸、Ｑ信号の振幅を縦軸とする座標軸を設定した位相平面を表す位相平面図である。
図１４に示した位相平面上の任意の点は、その点を与える振幅のＩ信号およびＱ信号を直交成分とする１つの信号に対応しており、上記点は信号点と呼ばれる。そして原点Ｏと信号点を結ぶ線分の長さは信号の振幅を表し、同線分が横軸に対して成す角度が信号の位相を表している。
【００１２】
このような位相面に、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の信号点をプロットした場合、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが完全には一致していないため、信号点は時間とともに原点Ｏの回りを移動し、そして、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が一致していない場合には、信号点の軌跡は図１４に示したように円ではなく、楕円２０２となる。なお、図１４では、Ｑ信号Ｑｃｈ２の振幅がＩ信号Ｉｃｈ２の振幅より大きいとしている。
【００１３】
一方、複素乗算器１１４以降では、上述のように入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発信周波数との差の周波数の信号成分が除去されていることから、信号点は基本的には移動せず、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は位相平面上で固定された点となる。
【００１４】
ここで、入力信号１２４がＱＰＳＫ方式で変調されているとすると、２ビットのデジタル信号が表す４通りの値は、入力信号１２４の４種類の位相（位相差は９０度）により表される。したがって、入力信号１２４がこのような信号であるとすると、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の本来の信号点は、図１５の位相平面図に示した４つの点２０４のいずれかとなる。なお、入力信号１２４の振幅は一定であるため各点２０４の原点Ｏからの距離は等しい。
しかしながら、上述のようにＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が異なっていると、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は、図１５に示したように、各点２０４を中心とする小円２０６を軌跡として移動してしまう。この小円２０６の半径は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差に対応している。
【００１５】
このようなＩ信号およびＱ信号の振幅差は、この復調器１０２では、ＡＧＣ回路１１０、１１２により解消が図られている。まず、ＡＧＣ回路１１２では、上述のようにＩ信号Ｉｃｈ３およびＱ信号Ｑｃｈ３のそれぞれに対して誤差信号Ｅｉ、Ｅｑにもとづいて本来の振幅となるように振幅制御が行われ、その結果、Ｉ信号Ｉｃｈ４とＱ信号Ｑｃｈ４ではそれらの間の振幅差も緩和される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
一方、ＡＧＣ回路１１０でも図８に示した構成により上述のようにして、Ｉ信号およびＱ信号間の振幅差の解消が図られるが、この従来のＡＧＣ回路１１０には次のような欠点がある。
上述のように入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数は通常、若干異なっているため、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の位相平面における信号点は原点を中心に回転し、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅はその回転に応じて変化する。ここで、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の絶対値の差、すなわち減算器１３０の出力に注目すると、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅変化により、この値も時間とともにさまざまに変化する。
【００１７】
しかし、仮に、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅が等しい場合、減算器２０８の出力は等しい確率で正または負となるので、減算器１３０出力の時間平均をとると、結果は零となる。一方、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅が異なり、たとえばＱ信号Ｑｃｈ１の振幅が大きいとすると、減算器１３０の出力は負となる確率の方が高く、したがって時間平均値は負の値となる。上記ローパスフィルタ１３２は、減算器１３０の出力信号を平滑化するので、減算器１３０の出力の時間平均値に対応した大きさの信号を出力することになり、これを誤差信号として乗算器１３４で振幅制御が行われ、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の間の振幅差の解消が図られる。
【００１８】
しかし、このような制御では、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅が比較的短時間で変化していることを前提にしているため、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが等しいか、または差が微小である場合には、Ｉ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅は変化しないか、または変化がきわめて遅くなり、正しい振幅制御は不可能となる。
【００１９】
図１６は、このような従来のＡＧＣ回路における問題点を説明する位相平面図である。すなわち、仮に入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが完全に一致しているとすると、各信号点ごとのＩ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅は変化せず、したがって図１６に示したように、各信号点は位相平面上で固定され、たとえば図１６に示した位置となる。その結果、たとえば横軸に近い位置の信号点２１４の場合には、常にＩ信号Ｉｃｈ１の振幅の絶対値の方がＱ信号Ｑｃｈ１よりはるかに大きくなり、Ｉ信号Ｉｃｈ１の振幅が本来大きくない場合でもその振幅を相対的に下げるように制御されてしまう。また、縦軸に近い位置の信号点２１６の場合には、常にＱ信号Ｑｃｈ１の振幅の絶対値の方が、Ｉ信号Ｉｃｈ１よりはるかに大きくなり、必要以上にＱ信号Ｑｃｈ１の振幅を下げるように制御されてしまう。
【００２０】
ただし、実際の信号では、２ビットのデジタル信号の各値が通常はある程度ランダムに伝送されるので、ローパスフィルタ１３２の出力であって、時間平均値を表す誤差信号２１２は、特定の信号点に対応する信号のみで決まるわけではなく、全体としてＩ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差を反映したものとなる。
【００２１】
しかし、伝送される信号によっては、２ビットのデジタル信号の各値の生起確率が偏っている場合もあり、そのような状態では、誤差信号２１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ１およびＱ信号Ｑｃｈ１の振幅差だけではなく、各信号の内容、すなわち入力信号１２４がどのように変調されているかによっても変化してしまい、正しい振幅制御は不可能となる。
その結果、ＡＧＣ回路１１０ではＩ信号Ｉｃｈ２およびＱ信号Ｑｃｈ２の振幅を一致させることができず、振幅差の解消はＡＧＣ回路１１２のみに依存することになって、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４において、十分に振幅を一致させることが困難となる。
【００２２】
Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅が一致していない場合には、図１５を参照して説明したように、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は、本来の信号点を中心とし、半径が振幅差に対応した小円２０６上となる。そのため、信号点間の距離が短くなって雑音に弱くなり、誤り率特性が劣化する。特に、回線の大容量化のために信号の多値化を進めると、そのことによって信号点間の距離は短くなるため、さらに信号点間の距離が短くなり、誤り率特性の劣化が顕著になる。
【００２３】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消できる自動利得制御回路を備えた復調器を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、ローカル発振器が発生した発振信号、および同発振信号をほぼ９０度位相シフトした信号と入力信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記入力信号を直交検波して第１および第２の直交信号を出力する直交検波手段と、前記直交検波手段が出力する前記第１および第２の直交信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル化された前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する利得制御手段と、前記利得制御手段が出力する前記第１および第２の直交信号から、前記発振信号の周波数と前記入力信号の周波数との差の周波数の信号成分を除去する差成分除去手段とを備えた復調器であって、前記差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直交信号を互いに直交する直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成する誤差検出手段を含み、前記利得制御手段は、前記誤差検出手段が生成した前記第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する差分抽出手段と、前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の大きさにもとづいて前記差成分除去手段に供給する前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する振幅制御手段とを含み、前記振幅制御手段は、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、前記差分信号の極性から検出し、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、極性を反転させた前記差分信号にもとづいて前記直交信号の振幅を制御することを特徴とする。
【００２５】
本発明では、誤差検出手段は、差成分除去手段が出力する第１および第２の直交信号を直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成し、差分抽出手段は、誤差検出手段が生成した第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する。そして、振幅制御手段は、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、差分信号の極性から検出し、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、仮想誤差信号の極性を反転させて、差成分除去手段に供給する第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する。
【００２６】
このように、本発明では、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数との差の周波数の信号成分を除去した後の第１および第２の直交信号にもとづいて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数とが一致しているような場合でも、入力信号の内容に係わらず、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施の形態例について図面を参照して説明する。
図１は本発明による自動利得制御回路を備えた復調器の一例を示すブロック図、図２は図１の復調器を構成するＡＧＣ回路を示すブロック図である。図１において図７などと同一の要素には同一の符号が付されており、それらに関する詳しい説明はここでは省略する。
【００２８】
図１に示した実施の形態例の自動利得制御回路を備えた復調器６が、図７に示した従来の自動利得制御回路を備えて復調器と異なるのは、直交検波直後のＡＧＣ回路を、ＡＧＣ回路８に置き換えた点である。
ＡＧＣ回路８は、図２に示したように、誤差検出器１４０が生成した誤差信号Ｅｉ、Ｅｑ（第１および第２の誤差信号）を互いに直交する直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号１２を出力する差分抽出器１４を備えている。なお、上記仮想誤差信号を直交検波したとすると、その直交成分である誤差信号Ｅｉ、Ｅｑが得られることになる。ＡＧＣ回路８はまた、上記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、差分信号１２の極性から検出し、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、仮想誤差信号の振幅が小さくなるように、複素乗算器１１４に供給するＱ信号Ｑｃｈ２を、差分信号１２の大きさに応じて制御する振幅制御手段１６を備えている。
【００２９】
図３は差分抽出器１４を詳しく示すブロック図である。図３に示したように、差分抽出器１４は、乗算器１８、２０、加算器２２、減算器２４、ならびにフリップフロップ回路２６（Ｆ／Ｆ）を含んで構成されている。
乗算器１８、２０により誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗が計算され、その結果は、加算器２２により加算されて、振幅信号１０として出力される。したがって、振幅信号１０の大きさの平方根が上記仮想誤差信号の振幅となり、よって振幅信号１０の大きさは、仮想誤差信号の振幅に対応している。
【００３０】
フリップフロップ回路２６には、本実施の形態例では、Ａ／Ｄ変換器１０６、１０８に供給されるサンプリングクロック信号に同期したクロック信号が供給され、このクロック信号に同期して振幅信号１０の値を保持する。したがって、減算器２４は、サンプリングクロック信号のたとえば、ある立ち上がりに対応する振幅信号１０の値から、１つ前の立ち上がりに対応する振幅信号１０の値を減じた値の信号を差分信号１２として出力する。
したがって、差分信号１２は、上記クロック信号の各周期ごとの振幅信号１０の変化分を表している。言い換えると、差分信号１２は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４間の振幅差が上記クロック信号の各周期ごとにどれだけ変化したかを表している。
【００３１】
そして、振幅制御手段１６は、図２に示したように、差分抽出器１４が出力する差分信号１２の極性が一定期間、正であった場合に差分信号１２の極性を切り替える極性切替器２８と、極性切替器２８により極性が切り換えられた差分信号１２Ａを入力とするローパスフィルタ３０と、Ａ／Ｄ変換回路２が出力するＱ信号Ｑｃｈ１にローパスフィルタ３０の出力信号を乗じる乗算器３２とを備えている。
【００３２】
図４は極性切替器２８を詳しく示すブロック図、図５はローパスフィルタ３０を詳しく示すブロック図である。
図４に示したように、極性切替器２８は、カウンタ３４および極性反転器３６を備え、カウンタ３４は、上記クロック信号に同期して次々に入力される差分信号１２の極性が正であれば、その都度、カウントアップし、一方、負であればリセットされる。そして、設定された所定回数ｎだけカウントアップした場合には極性切替信号３８を出力し、極性反転器３６はこれにより、差分信号１２の極性を反転してローパスフィルタ３０に出力する。なお、カウンタ３４は極性切替信号３８を出力した後はリセットされる。
ローパスフィルタ３０は図５に示したように、乗算器４０、加算器４２、ならびにフリップフロップ４４から成り、極性切替器２８の出力信号を平滑化して乗算器３２に供給する構成となっている。
【００３３】
次にこのように構成された自動利得制御回路を備えた復調器６の動作について、ＡＧＣ回路８に係わる動作を中心に説明する。
Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅が異なっている場合、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の信号点は、本来、図１４に示したいずれかの点２０４となるべきところが、小円２０６上となる。そして、小円２０６の半径が、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差に対応している。
【００３４】
誤差検出器１４０では、信号点誤差検出器１５８、１６０が、それぞれＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅の、本来の振幅からのズレを求め、結果を誤差信号Ｅｉ、Ｅｑとして出力する。この誤差信号Ｅｉ、Ｅｑを直交成分とする仮想誤差信号の振幅（すなわち、誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの振幅の２乗和の平方根）が図１５の位相平面における小円２０６の半径に対応しており、これが小さくなるように制御することで、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の間の振幅差を解消することができる。
【００３５】
差分抽出器１４では、乗算器１８、２０により誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗が計算され、その結果は、加算器２２により加算されて、振幅信号１０として出力される。したがって、振幅信号１０の大きさの平方根が上記仮想誤差信号の振幅となり、よって振幅信号１０の大きさは、仮想誤差信号の振幅に対応している。
この振幅信号１０から、上述のようにフリップフロップ回路２６および減算器２４により、上記クロック信号の各周期ごとの振幅信号１０の変化分を表す差分信号１２が生成される。
【００３６】
そして、極性切替器２８は、この差分信号１２の極性が一定期間、正であった場合に差分信号１２の極性を切り替える。なお、一定期間とは、カウンタ３４が上記所定回数ｎだけカウントアップする期間のことである。
極性切替器２８の出力信号１２Ａは、ローパスフィルタ３０により平滑化され、乗算器３２によりＱ信号Ｑｃｈ１に乗ぜられ、Ｑ信号Ｑｃｈ１の振幅が制御されてＱ信号Ｑｃｈ２として出力される。
上述のように、差分信号１２が連続して正になるということは、上記仮想誤差信号の振幅が増大していることを意味し、したがって、これまで乗算器３２に与えられていた信号の極性では、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差がしだいに拡大することになる。よって、差分信号１２が連続して正になった場合に、極性を反転させることで、Ｑ信号の振幅を正しく制御して、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差を解消させることが可能となる。
【００３７】
このように、本実施の形態例の自動利得制御回路を備えた復調器６では、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数との差の周波数の信号成分を除去した後のＩ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４にもとづいて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信号１２４の周波数とローカル発振器１１６の発振周波数とが一致しているような場合でも、入力信号１２４の内容に係わらず、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することができる。
【００３８】
次に、第２の実施の形態例について説明する。
図５は差分抽出器１４の他の構成例を示すブロック図である。図中、図３と同一の要素には同一の符号が付されている。
図３に示した差分抽出器１４では、各誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの２乗を計算した後、加算器２２により加算を行ったが、２乗するかわりに、図５に示したように、絶対値回路４６、４８を用いて誤差信号Ｅｉ、Ｅｑの絶対値を計算し、それらを加算器２２により加算しても、加算結果は、Ｉ信号Ｉｃｈ４およびＱ信号Ｑｃｈ４の振幅差を表すものとなり、同様に、振幅制御を行うことが可能である。この方式では精度の点で若干劣るものの、回路構成は簡素となり、コスト的に有利となる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、ローカル発振器が発生した発振信号、および同発振信号をほぼ９０度位相シフトした信号と入力信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記入力信号を直交検波して第１および第２の直交信号を出力する直交検波手段と、前記直交検波手段が出力する前記第１および第２の直交信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル化された前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する利得制御手段と、前記利得制御手段が出力する前記第１および第２の直交信号から、前記発振信号の周波数と前記入力信号の周波数との差の周波数の信号成分を除去する差成分除去手段とを備えた復調器であって、前記差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直交信号を互いに直交する直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成する誤差検出手段を含み、前記利得制御手段は、前記誤差検出手段が生成した前記第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する差分抽出手段と、前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の大きさにもとづいて前記差成分除去手段に供給する前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する振幅制御手段とを含み、前記振幅制御手段は、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、前記差分信号の極性から検出し、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、極性を反転させた前記差分信号にもとづいて前記直交信号の振幅を制御することを特徴とする。
【００４０】
本発明では、誤差検出手段は、差成分除去手段が出力する第１および第２の直交信号を直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成し、差分抽出手段は、誤差検出手段が生成した第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する。そして、振幅制御手段は、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、差分信号の極性から検出し、仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、仮想誤差信号の極性を反転させて、差成分除去手段に供給する第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する。
【００４１】
このように、本発明では、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数との差の周波数の信号成分を除去した後の第１および第２の直交信号にもとづいて、直交検波後の信号の振幅制御を行うので、入力信号の周波数とローカル発振器の発振周波数とが一致しているような場合でも、入力信号の内容に係わらず、直交検波後の直交信号間の振幅差を確実に解消することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による自動利得制御回路を備えた復調器の一例を示すブロック図である。
【図２】図１の自動利得制御回路を備えた復調器を構成するＡＧＣ回路を示すブロック図である。
【図３】差分抽出器を詳しく示すブロック図である。
【図４】極性切替器を詳しく示すブロック図である。
【図５】ローパスフィルタを詳しく示すブロック図である。
【図６】差分抽出器の他の構成例を示すブロック図である。
【図７】従来のデジタル無線通信システムを構成する復調器の一例を示すブロック図である。
【図８】従来のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。
【図９】他のＡＧＣ回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】誤差検出器の構成を示すブロック図である。
【図１１】ローパスフィルタのブロック図である。
【図１２】数値制御発振回路のブロック図である。
【図１３】複素乗算器のブロック図である。
【図１４】Ｉ信号の振幅を横軸、Ｑ信号の振幅を縦軸とする座標軸を設定した位相平面を表す位相平面図である。
【図１５】振幅差が存在する場合の信号点の軌跡を示す位相平面図である。
【図１６】従来のＡＧＣ回路における問題点を説明する位相平面図である。
【符号の説明】
Ｅｉ……誤差信号、Ｉｃｈ１……Ｉ信号、Ｐｄ１、Ｐｄ２……位相誤差信号、Ｑｃｈ１……Ｑ信号、ｓｉｎ……位相回転信号、Ｅｑ……誤差信号、Ｉｃｈ２……Ｉ信号、Ｑｃｈ２……Ｑ信号、ｃｏｓ……位相回転信号、Ｉｃｈ３……Ｉ信号、Ｑｃｈ３……Ｑ信号、Ｉｃｈ４……Ｉ信号、Ｑｃｈ４……Ｑ信号、６……復調器、８……ＡＧＣ回路、１０……振幅信号、１２……差分信号、１４……差分抽出器、１６……振幅制御手段、１８、２０……乗算器、２２……加算器、２４……減算器、２６……フリップフロップ回路、２８……極性切替器、３０……ローパスフィルタ、３２……乗算器、３４……カウンタ、３６……極性反転器、３８……極性切替信号、４０……乗算器、４２……加算器、４４……フリップフロップ、４６……絶対値回路、４８……絶対値回路、１０２……復調器、１０４……直交検波手段、１０６……Ａ／Ｄ変換器、１０８……Ａ／Ｄ変換器、１１０……ＡＧＣ回路、１１２……ＡＧＣ回路、１１４……複素乗算器、１１６……ローカル発振器、１１８……移相器、１２０、１２２……乗算器、１２４……入力信号、１２６、１２８……絶対値回路、１３０……減算回路、１３２……ローパスフィルタ、１３４……乗算器、１３６……ローパスフィルタ、１３８……数値制御発振器、１４０……誤差検出器、１４２、１４４……乗算器、１４６……ローパスフィルタ、１４８……ローパスフィルタ、１５０……極性判定回路、１５２……極性判定回路、１５４、１５６……乗算器、１５８……信号点誤差検出器、１６０……信号点誤差検出器、１６２、１６４……乗算器、１６６……減算器、１７２……フリップフロップ回路、１７４、１７６……乗算器、１７８、１８０……加算器、１８２……積分器、１８４……ｃｏｓ発振器、１８６……ｓｉｎ発振器、１９０、１９２、１９４、１９６……乗算器、１９８……減算器、２００……加算器、２１２……誤差信号。
Claims (6)
- ローカル発振器が発生した発振信号、および同発振信号をほぼ９０度位相シフトした信号と入力信号とをそれぞれ掛け合わせることで、前記入力信号を直交検波して第１および第２の直交信号を出力する直交検波手段と、
前記直交検波手段が出力する前記第１および第２の直交信号をサンプリングしてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段によりデジタル化された前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する利得制御手段と、
前記利得制御手段が出力する前記第１および第２の直交信号から、前記発振信号の周波数と前記入力信号の周波数との差の周波数の信号成分を除去する差成分除去手段とを備えた復調器であって、
前記差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直交信号を互いに直交する直交成分とする仮想信号の本来の振幅および位相からのズレを表す、直交信号である第１および第２の誤差信号を生成する誤差検出手段を含み、
前記利得制御手段は、
前記誤差検出手段が生成した前記第１および第２の誤差信号を直交成分とする仮想誤差信号の振幅に対応する大きさの振幅信号を生成し、同振幅信号の時間に関する変化分を表す差分信号を出力する差分抽出手段と、
前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の大きさにもとづいて前記差成分除去手段に供給する前記第１および第２の直交信号の少なくとも一方の振幅を制御する振幅制御手段とを含み、
前記振幅制御手段は、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したか否かを、前記差分信号の極性から検出し、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大した場合には、極性を反転させた前記差分信号にもとづいて前記直交信号の振幅を制御することを特徴とする自動利得制御回路を備えた復調器。 - 前記差分抽出手段は前記第１および第２の誤差信号をそれぞれ２乗して加算した結果を表す２乗和信号を生成し、時間的に隣接する２つの２乗和信号において新しいものから古いものを減じた結果を表す信号を前記差分信号として出力し、
前記振幅制御手段は、
前記差分抽出手段が出力する前記差分信号の極性が一定期間、正であった場合に前記差分信号の極性を切り替える極性切替器と、
前記極性切替器により極性が切り換えられた前記差分信号を入力とするローパスフィルタと、
前記Ａ／Ｄ変換手段が出力する前記第１および第２の直交信号のいずれかに前記ローパスフィルタの出力信号を乗じる乗算器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路を備えた復調器。 - 前記差成分除去手段は、
前記仮想信号の本来の位相からのズレの大きさを表す位相差信号を出力する位相誤差検出手段と、
前記位相誤差検出手段が出力する前記位相差信号にもとづいて周波数が変化する、互いに直交する第１および第２の位相回転信号を生成する信号生成手段と、
前記信号生成手段が生成した前記第１および第２の位相回転信号と、前記利得制御手段が出力する前記第１および第２の直交信号との複素乗算を行う複素乗算器とを備えていることを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路を備えた復調器。 - 前記信号生成手段は、前記位相誤差検出手段が出力する前記位相差信号を積分した上で、同位相差信号にもとづいて第１および第２の位相回転信号を生成することを特徴とする請求項３記載の自動利得制御回路を備えた復調器。
- 前記差成分除去手段が出力する前記第１および第２の直交信号の振幅を制御して前記誤差検出手段に出力する第２の利得制御手段を備え、
前記第２の利得制御手段は、前記誤差検出手段が出力する前記第１の誤差信号にもとづいて、同誤差信号の振幅が小さくなるように前記第１の直交信号の振幅を制御し、前記誤差検出手段が出力する前記第２の誤差信号にもとづいて、同誤差信号の振幅が小さくなるように前記第２の直交信号の振幅を制御することを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路を備えた復調器。 - 前記振幅制御手段は、時間的に連続する所定数の前記第１および第２の誤差信号にそれぞれ対応する前記仮想誤差信号の振幅が連続して増大したことを前記差分信号の極性にもとづいて検出したとき、前記仮想誤差信号の振幅が一定期間にわたり増大したとすることを特徴とする請求項１記載の自動利得制御回路を備えた復調器。
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