JPH1041991A - ディジタル復調回路 - Google Patents
ディジタル復調回路Info
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- JPH1041991A JPH1041991A JP8194638A JP19463896A JPH1041991A JP H1041991 A JPH1041991 A JP H1041991A JP 8194638 A JP8194638 A JP 8194638A JP 19463896 A JP19463896 A JP 19463896A JP H1041991 A JPH1041991 A JP H1041991A
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- Japan
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- signal
- phase
- carrier frequency
- frequency error
- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 キャリア周波数誤差が大きい場合でも高精度
にキャリア周波数誤差を検出し、補償することができる
ディジタル復調回路を実現する。 【解決手段】 乗算手段（１３）で、再生クロックに同
期した遅延検波信号ａ７のキャリア周波数誤差を示す位
相回転信号ａ９をＮ倍し、変換手段および積分手段（１
４，１５）でこのＮ倍位相回転信号ａ１０のもつ偏角に
基づくベクトルを平均化し、位相検出手段（１６）でそ
の平均化したベクトルの偏角（位相）を検出し、除算手
段（１７）でこの位相検出信号ａ１３を１／Ｎにするこ
とにより、正しい位相回転量Δθを示すキャリア周波数
誤差信号ａ１４を出力する。
にキャリア周波数誤差を検出し、補償することができる
ディジタル復調回路を実現する。 【解決手段】 乗算手段（１３）で、再生クロックに同
期した遅延検波信号ａ７のキャリア周波数誤差を示す位
相回転信号ａ９をＮ倍し、変換手段および積分手段（１
４，１５）でこのＮ倍位相回転信号ａ１０のもつ偏角に
基づくベクトルを平均化し、位相検出手段（１６）でそ
の平均化したベクトルの偏角（位相）を検出し、除算手
段（１７）でこの位相検出信号ａ１３を１／Ｎにするこ
とにより、正しい位相回転量Δθを示すキャリア周波数
誤差信号ａ１４を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信システムに用いる復調回路に関する。特に、相手局か
ら受信する信号のキャリア周波数誤差を補正する自動周
波数制御回路を含むディジタル復調回路に関する。
信システムに用いる復調回路に関する。特に、相手局か
ら受信する信号のキャリア周波数誤差を補正する自動周
波数制御回路を含むディジタル復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来のディジタル復調回路の構
成例を示す。ここでは、π／４シフトＤＱＰＳＫ変調信
号に対応した回路構成を示す（参考文献：山本 他，"3
84kbpsπ／４ＱＰＳＫバースト復調器の構成と特性”，
RCS92-100 ，電子情報通信学会技術研究報告）。
成例を示す。ここでは、π／４シフトＤＱＰＳＫ変調信
号に対応した回路構成を示す（参考文献：山本 他，"3
84kbpsπ／４ＱＰＳＫバースト復調器の構成と特性”，
RCS92-100 ，電子情報通信学会技術研究報告）。
【０００３】図において、中間周波数帯の受信信号ａ１
は、直交検波回路３１で局部発振回路３２の出力信号に
より直交検波されて複素ベースバンド信号ａ２になり、
さらに位相検波回路３３で位相信号ａ３に変換される。
遅延回路３４は、位相信号ａ３を１シンボル区間遅延さ
せた遅延信号ａ４を出力する。減算回路３５は、位相信
号ａ３と遅延信号ａ４を入力して（ａ３−ａ４）の演算
を行い、１シンボル区間の位相差分信号ａ５を出力す
る。シンボルクロック同期回路３６は、位相差分信号ａ
５から受信信号のシンボルクロック位相を検出し、シン
ボル識別点に同期した再生クロックａ６を出力する。ラ
ッチ３７は、再生クロックａ６により与えられるシンボ
ル識別点で位相差分信号ａ５をサンプリングし、遅延検
波信号ａ７を出力する。
は、直交検波回路３１で局部発振回路３２の出力信号に
より直交検波されて複素ベースバンド信号ａ２になり、
さらに位相検波回路３３で位相信号ａ３に変換される。
遅延回路３４は、位相信号ａ３を１シンボル区間遅延さ
せた遅延信号ａ４を出力する。減算回路３５は、位相信
号ａ３と遅延信号ａ４を入力して（ａ３−ａ４）の演算
を行い、１シンボル区間の位相差分信号ａ５を出力す
る。シンボルクロック同期回路３６は、位相差分信号ａ
５から受信信号のシンボルクロック位相を検出し、シン
ボル識別点に同期した再生クロックａ６を出力する。ラ
ッチ３７は、再生クロックａ６により与えられるシンボ
ル識別点で位相差分信号ａ５をサンプリングし、遅延検
波信号ａ７を出力する。
【０００４】ここで、キャリア周波数誤差が存在しない
場合には、遅延検波信号ａ７の第ｊサンプルの位相角θ
j は、図７に○印で示すように、 θj ＝ｉπ／２＋π／４ （ｉ＝0 ，１，２，３） …(1) となる。一方、キャリア周波数誤差Δωが存在する場合
には、信号点は図７に×印で示すように正規の位置から
回転し、雑音による符号誤りが発生しやすくなる。Δω
と位相回転Δθとの間には、 Δθ＝ΔωＴ …(2) の関係がある。ここで、Ｔはシンボル周期である。
場合には、遅延検波信号ａ７の第ｊサンプルの位相角θ
j は、図７に○印で示すように、 θj ＝ｉπ／２＋π／４ （ｉ＝0 ，１，２，３） …(1) となる。一方、キャリア周波数誤差Δωが存在する場合
には、信号点は図７に×印で示すように正規の位置から
回転し、雑音による符号誤りが発生しやすくなる。Δω
と位相回転Δθとの間には、 Δθ＝ΔωＴ …(2) の関係がある。ここで、Ｔはシンボル周期である。
【０００５】位相誤差検出回路３８は、遅延検波信号ａ
７について、 Δθj ＝φj −θj …(3) の演算を行い、位相回転信号ａ９を出力する。ここで、
φj は第ｊサンプルの遅延検波信号、θj は式(1) でφ
j に最も近い値をとるようにｉを選んだときの位相角判
定信号である。積分回路３９は、この位相回転信号ａ９
をｍシンボル（ｍは正整数）積分して平均化し、遅延検
波信号ａ７の位相回転量Δθを示すキャリア周波数誤差
信号ａ１４を出力する。この位相回転量Δθは、
７について、 Δθj ＝φj −θj …(3) の演算を行い、位相回転信号ａ９を出力する。ここで、
φj は第ｊサンプルの遅延検波信号、θj は式(1) でφ
j に最も近い値をとるようにｉを選んだときの位相角判
定信号である。積分回路３９は、この位相回転信号ａ９
をｍシンボル（ｍは正整数）積分して平均化し、遅延検
波信号ａ７の位相回転量Δθを示すキャリア周波数誤差
信号ａ１４を出力する。この位相回転量Δθは、
【０００６】
【数１】
【０００７】と表される。なお、ｍが大きいほど検出誤
差が低減される。遅延回路４０は、積分回路３９で必要
なｍシンボル分だけ遅延検波信号ａ７を遅延させる。減
算回路４１は、遅延させた遅延検波信号ａ７′からキャ
リア周波数誤差信号ａ１４を減算して位相補正を行い、
位相回転補正信号ａ１５を出力する。これにより、遅延
検波信号ａ７のキャリア周波数誤差が補償される。符号
判定回路４２は、位相回転補正信号ａ１５の符号判定を
行ってデータ信号ａ１６を出力する。
差が低減される。遅延回路４０は、積分回路３９で必要
なｍシンボル分だけ遅延検波信号ａ７を遅延させる。減
算回路４１は、遅延させた遅延検波信号ａ７′からキャ
リア周波数誤差信号ａ１４を減算して位相補正を行い、
位相回転補正信号ａ１５を出力する。これにより、遅延
検波信号ａ７のキャリア周波数誤差が補償される。符号
判定回路４２は、位相回転補正信号ａ１５の符号判定を
行ってデータ信号ａ１６を出力する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の構成では、図７
に示すように雑音が極めて少ないときに、キャリア周波
数誤差による位相回転を正しく検出できる。しかし、大
きな雑音が加わると、図２に示すように雑音によって正
しい位相角θj が選ばれなくなる。図２の斜線部は雑
音により位相回転が大きくなった部分である。この斜線
部では、遅延検波信号の位相角θj が正しい位相角π
／４ではなく、位相角π／２が加算された位相角３π／
４となるので、誤った位相回転を検出することになる。
すなわち、図２の斜線部が網掛部であるかのように
誤って検出されることになる（折り返し）。このときに
検出された位相回転Δθf は、正しい位相回転をΔθr
として、 Δθf ＝Δθr −ｋπ／２ （ｋ＝±１，＋２） …(5) と表される。
に示すように雑音が極めて少ないときに、キャリア周波
数誤差による位相回転を正しく検出できる。しかし、大
きな雑音が加わると、図２に示すように雑音によって正
しい位相角θj が選ばれなくなる。図２の斜線部は雑
音により位相回転が大きくなった部分である。この斜線
部では、遅延検波信号の位相角θj が正しい位相角π
／４ではなく、位相角π／２が加算された位相角３π／
４となるので、誤った位相回転を検出することになる。
すなわち、図２の斜線部が網掛部であるかのように
誤って検出されることになる（折り返し）。このときに
検出された位相回転Δθf は、正しい位相回転をΔθr
として、 Δθf ＝Δθr −ｋπ／２ （ｋ＝±１，＋２） …(5) と表される。
【０００９】したがって、従来の構成のように積分回路
３９で式(4) に応じて加算し平均すると、その平均値は
正しい値Δθではなく、誤差を含むΔθ′に収束する。
さらに、Δωが大きくなるにつれて判定誤りの発生確率
が増大するので、キャリア周波数検出誤差が一層劣化す
ることになる。特に、高精度なキャリア周波数誤差補償
が要求される同期検波回路に従来の構成を用いると、符
号判定誤り率が大幅に劣化する。
３９で式(4) に応じて加算し平均すると、その平均値は
正しい値Δθではなく、誤差を含むΔθ′に収束する。
さらに、Δωが大きくなるにつれて判定誤りの発生確率
が増大するので、キャリア周波数検出誤差が一層劣化す
ることになる。特に、高精度なキャリア周波数誤差補償
が要求される同期検波回路に従来の構成を用いると、符
号判定誤り率が大幅に劣化する。
【００１０】本発明は、キャリア周波数誤差が大きい場
合でも高精度にキャリア周波数誤差を検出し、補償する
ことができるディジタル復調回路を提供することを目的
とする。
合でも高精度にキャリア周波数誤差を検出し、補償する
ことができるディジタル復調回路を提供することを目的
とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】従来の構成では、θj の
判定誤りによって平均化の際に正しい位相回転推定値に
収束しないことが問題であった。本発明では、式(3) に
よって得られたΔθj をまずＮ倍（π／４シフトＤＱＰ
ＳＫの場合にはＮ＝４）する。その結果得られたＮΔθ
j を偏角とするベクトルは、図３に示す円内に分布する
ようになる。このとき、図２に示した斜線部および網
掛部は共に図３の黒塗部に縮退し、従来のような
「折り返し」は発生しない。図３の円は、ノイズによる
ベクトルの広がりを簡易にモデル化したものである。こ
こで、この分布をもつベクトルを平均化すれば、ＮΔθ
を偏角とするベクトルに収束することは明らかである。
したがって、平均化により得られたベクトルの偏角（位
相）を検出し、これを１／Ｎにすれば正しい位相回転Δ
θが求められる。なお、一般にＭ相ＰＳＫに対応するた
めには、Ｎ＝Ｍとすればよい。
判定誤りによって平均化の際に正しい位相回転推定値に
収束しないことが問題であった。本発明では、式(3) に
よって得られたΔθj をまずＮ倍（π／４シフトＤＱＰ
ＳＫの場合にはＮ＝４）する。その結果得られたＮΔθ
j を偏角とするベクトルは、図３に示す円内に分布する
ようになる。このとき、図２に示した斜線部および網
掛部は共に図３の黒塗部に縮退し、従来のような
「折り返し」は発生しない。図３の円は、ノイズによる
ベクトルの広がりを簡易にモデル化したものである。こ
こで、この分布をもつベクトルを平均化すれば、ＮΔθ
を偏角とするベクトルに収束することは明らかである。
したがって、平均化により得られたベクトルの偏角（位
相）を検出し、これを１／Ｎにすれば正しい位相回転Δ
θが求められる。なお、一般にＭ相ＰＳＫに対応するた
めには、Ｎ＝Ｍとすればよい。
【００１２】請求項１のディジタル復調回路は、キャリ
ア周波数誤差検出手段に乗算手段、変換手段、積分手
段、位相検出手段、除算手段を加えて上記の機能を実現
するものである。これにより、キャリア周波数誤差が大
きい場合でも、高精度にキャリア周波数誤差を検出する
ことができる。請求項２のディジタル復調回路は、遅延
検波信号のキャリア周波数誤差を補償する位相補正手段
を含む構成であり、請求項１のキャリア周波数誤差検出
手段で得られたキャリア周波数誤差信号が用いられる。
これにより、キャリア周波数誤差が大きい場合でも、遅
延検波信号に対して高精度なキャリア周波数誤差補償が
可能になる。
ア周波数誤差検出手段に乗算手段、変換手段、積分手
段、位相検出手段、除算手段を加えて上記の機能を実現
するものである。これにより、キャリア周波数誤差が大
きい場合でも、高精度にキャリア周波数誤差を検出する
ことができる。請求項２のディジタル復調回路は、遅延
検波信号のキャリア周波数誤差を補償する位相補正手段
を含む構成であり、請求項１のキャリア周波数誤差検出
手段で得られたキャリア周波数誤差信号が用いられる。
これにより、キャリア周波数誤差が大きい場合でも、遅
延検波信号に対して高精度なキャリア周波数誤差補償が
可能になる。
【００１３】請求項３のディジタル復調回路は、受信信
号のキャリア周波数誤差を補償する周波数補正手段を含
む構成であり、請求項１のキャリア周波数誤差検出手段
で得られたキャリア周波数誤差信号が用いられる。これ
により、キャリア周波数誤差が大きい場合でも、受信信
号に対して高精度なキャリア周波数誤差補償が可能にな
り、同期検波の精度を高めることができる。
号のキャリア周波数誤差を補償する周波数補正手段を含
む構成であり、請求項１のキャリア周波数誤差検出手段
で得られたキャリア周波数誤差信号が用いられる。これ
により、キャリア周波数誤差が大きい場合でも、受信信
号に対して高精度なキャリア周波数誤差補償が可能にな
り、同期検波の精度を高めることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１は、請求項１，２のディジタ
ル復調回路の実施形態を示す。本実施形態は、遅延検波
回路に適用したものである。図において、中間周波数帯
の受信信号ａ１は、直交検波回路３１で局部発振回路３
２の出力信号により直交検波されて複素ベースバンド信
号ａ２になり、さらに位相検波回路３３で位相信号ａ３
に変換される。遅延回路３４は、位相信号ａ３を１シン
ボル区間遅延させた遅延信号ａ４を出力する。減算回路
３５は、位相信号ａ３と遅延信号ａ４を入力して（ａ３
−ａ４）の演算を行い、１シンボル区間の位相差分信号
ａ５を出力する。シンボルクロック同期回路３６は、位
相差分信号ａ５から受信信号のシンボルクロック位相を
検出し、シンボル識別点に同期した再生クロックａ６を
出力する。ラッチ３７は、再生クロックａ６により与え
られるシンボル識別点で位相差分信号ａ５をサンプリン
グし、遅延検波信号ａ７を出力する。
ル復調回路の実施形態を示す。本実施形態は、遅延検波
回路に適用したものである。図において、中間周波数帯
の受信信号ａ１は、直交検波回路３１で局部発振回路３
２の出力信号により直交検波されて複素ベースバンド信
号ａ２になり、さらに位相検波回路３３で位相信号ａ３
に変換される。遅延回路３４は、位相信号ａ３を１シン
ボル区間遅延させた遅延信号ａ４を出力する。減算回路
３５は、位相信号ａ３と遅延信号ａ４を入力して（ａ３
−ａ４）の演算を行い、１シンボル区間の位相差分信号
ａ５を出力する。シンボルクロック同期回路３６は、位
相差分信号ａ５から受信信号のシンボルクロック位相を
検出し、シンボル識別点に同期した再生クロックａ６を
出力する。ラッチ３７は、再生クロックａ６により与え
られるシンボル識別点で位相差分信号ａ５をサンプリン
グし、遅延検波信号ａ７を出力する。
【００１５】シンボル判定回路１１は、再生クロックに
同期した遅延検波信号ａ７の位相回転誤差が最も小さく
なるようにシンボルの判定を行い、正規の信号点位相を
示す位相角判定信号ａ８を出力する。減算回路１２は、
遅延検波信号ａ７と位相角判定信号ａ８を入力して（ａ
７−ａ８）の演算を行い、その位相差を示す位相回転信
号ａ９を出力する。ここで、遅延検波信号ａ７は式(3)
のφj に対応し、位相角判定信号ａ８は式(3) のθj に
対応し、位相回転信号ａ９は式(3) のΔθj に対応す
る。すなわち、シンボル判定回路１１および減算回路１
２は、図６に示す従来構成の位相誤差検出回路３８に相
当する。
同期した遅延検波信号ａ７の位相回転誤差が最も小さく
なるようにシンボルの判定を行い、正規の信号点位相を
示す位相角判定信号ａ８を出力する。減算回路１２は、
遅延検波信号ａ７と位相角判定信号ａ８を入力して（ａ
７−ａ８）の演算を行い、その位相差を示す位相回転信
号ａ９を出力する。ここで、遅延検波信号ａ７は式(3)
のφj に対応し、位相角判定信号ａ８は式(3) のθj に
対応し、位相回転信号ａ９は式(3) のΔθj に対応す
る。すなわち、シンボル判定回路１１および減算回路１
２は、図６に示す従来構成の位相誤差検出回路３８に相
当する。
【００１６】乗算回路１３は、この位相回転信号ａ９を
Ｎ倍（Ｎは正整数）してＮ倍位相回転信号ａ１０を出力
する。ベクトル変換回路１４は、Ｎ倍位相回転信号ａ１
０のもつ偏角に基づくベクトルの同相成分信号ａ１１と
直交成分信号ａ１２を生成して出力する。積分回路１５
−１，１５−２は、同相成分信号ａ１１と直交成分信号
ａ１２をそれぞれｍシンボル（ｍは正整数）積分して平
均化を行う。位相検出回路１６は、この平均化されたベ
クトルからベクトルがもつ偏角（位相）を検出し、位相
検出信号ａ１３を出力する。除算回路１７は、位相検出
回路ａ１３を１／Ｎに分周し、キャリア周波数誤差信号
ａ１４を出力する。
Ｎ倍（Ｎは正整数）してＮ倍位相回転信号ａ１０を出力
する。ベクトル変換回路１４は、Ｎ倍位相回転信号ａ１
０のもつ偏角に基づくベクトルの同相成分信号ａ１１と
直交成分信号ａ１２を生成して出力する。積分回路１５
−１，１５−２は、同相成分信号ａ１１と直交成分信号
ａ１２をそれぞれｍシンボル（ｍは正整数）積分して平
均化を行う。位相検出回路１６は、この平均化されたベ
クトルからベクトルがもつ偏角（位相）を検出し、位相
検出信号ａ１３を出力する。除算回路１７は、位相検出
回路ａ１３を１／Ｎに分周し、キャリア周波数誤差信号
ａ１４を出力する。
【００１７】この乗算回路１３から除算回路１７までの
構成が、本実施形態のディジタル復調回路におけるキャ
リア周波数誤差検出手段の特徴とする部分であり、それ
ぞれ請求項１および請求項２の乗算手段、変換手段、積
分手段、位相検出手段、除算手段に対応する。すなわ
ち、再生クロックに同期した遅延検波信号ａ７のキャリ
ア周波数誤差を示す位相回転信号（Δθj ）ａ９をＮ倍
し、このＮ倍位相回転信号（ＮΔθj ) ａ１０のもつ偏
角に基づくベクトルを平均化し、その平均化したベクト
ルの偏角（位相）を検出し、この位相検出信号（ＮΔ
θ）ａ１３を１／Ｎにすることにより、正しい位相回転
量Δθを示すキャリア周波数誤差信号ａ１４を出力する
構成になっている。
構成が、本実施形態のディジタル復調回路におけるキャ
リア周波数誤差検出手段の特徴とする部分であり、それ
ぞれ請求項１および請求項２の乗算手段、変換手段、積
分手段、位相検出手段、除算手段に対応する。すなわ
ち、再生クロックに同期した遅延検波信号ａ７のキャリ
ア周波数誤差を示す位相回転信号（Δθj ）ａ９をＮ倍
し、このＮ倍位相回転信号（ＮΔθj ) ａ１０のもつ偏
角に基づくベクトルを平均化し、その平均化したベクト
ルの偏角（位相）を検出し、この位相検出信号（ＮΔ
θ）ａ１３を１／Ｎにすることにより、正しい位相回転
量Δθを示すキャリア周波数誤差信号ａ１４を出力する
構成になっている。
【００１８】本実施形態のディジタル復調回路には、さ
らにキャリア周波数誤差を補償するための遅延回路４０
および減算回路４１が付加される（請求項２）。遅延回
路４０は、積分回路１５で必要なｍシンボル分だけ遅延
検波信号ａ７を遅延させる。減算回路４１は、遅延させ
た遅延検波信号ａ７′からキャリア周波数誤差信号ａ１
４を減算して位相補正を行い、位相回転補正信号ａ１５
を出力する。これにより、遅延検波信号ａ７のキャリア
周波数誤差が補償される。符号判定回路４２は、位相回
転補正信号ａ１５の符号判定を行ってデータ信号ａ１６
を出力する。
らにキャリア周波数誤差を補償するための遅延回路４０
および減算回路４１が付加される（請求項２）。遅延回
路４０は、積分回路１５で必要なｍシンボル分だけ遅延
検波信号ａ７を遅延させる。減算回路４１は、遅延させ
た遅延検波信号ａ７′からキャリア周波数誤差信号ａ１
４を減算して位相補正を行い、位相回転補正信号ａ１５
を出力する。これにより、遅延検波信号ａ７のキャリア
周波数誤差が補償される。符号判定回路４２は、位相回
転補正信号ａ１５の符号判定を行ってデータ信号ａ１６
を出力する。
【００１９】図４は、図１に示すディジタル復調回路の
シミュレーションによる符号誤り率特性を示す。シミュ
レーションでは、変調方式にπ／４シフトＤＱＰＳＫを
用いている。シンボルレートは 192ｋHz、積分に40シン
ボルを用いたときの結果である。図に示すように、キャ
リア周波数補正をしない復調回路では、キャリア周波数
誤差が増加するにつれて符号誤り率が大きく劣化してい
ることがわかる。また、従来構成によりキャリア周波数
補正をした復調回路では、改善は見られるものの十分に
キャリア周波数誤差の影響を抑えきれていないことがわ
かる。これに対して、本発明のディジタル復調回路で
は、キャリア周波数誤差の影響を十分に抑えることがで
き、符号誤り率が大幅に改善されていることがわかる。
シミュレーションによる符号誤り率特性を示す。シミュ
レーションでは、変調方式にπ／４シフトＤＱＰＳＫを
用いている。シンボルレートは 192ｋHz、積分に40シン
ボルを用いたときの結果である。図に示すように、キャ
リア周波数補正をしない復調回路では、キャリア周波数
誤差が増加するにつれて符号誤り率が大きく劣化してい
ることがわかる。また、従来構成によりキャリア周波数
補正をした復調回路では、改善は見られるものの十分に
キャリア周波数誤差の影響を抑えきれていないことがわ
かる。これに対して、本発明のディジタル復調回路で
は、キャリア周波数誤差の影響を十分に抑えることがで
き、符号誤り率が大幅に改善されていることがわかる。
【００２０】図５は、請求項３のディジタル復調回路の
実施形態を示す。本実施形態は、同期検波回路に適用し
たものである。図において、直交検波回路３１、局部発
振回路３２、位相検波回路３３、遅延回路３４、減算回
路３５、シンボルクロック同期回路３６、ラッチ３７
は、図１に示す各部と同じ構成であり、ラッチ３７から
再生クロックに同期した遅延検波信号ａ７が出力され
る。
実施形態を示す。本実施形態は、同期検波回路に適用し
たものである。図において、直交検波回路３１、局部発
振回路３２、位相検波回路３３、遅延回路３４、減算回
路３５、シンボルクロック同期回路３６、ラッチ３７
は、図１に示す各部と同じ構成であり、ラッチ３７から
再生クロックに同期した遅延検波信号ａ７が出力され
る。
【００２１】シンボル判定回路１１は、再生クロックに
同期した遅延検波信号ａ７の位相回転誤差が最も小さく
なるようにシンボルの判定を行い、正規の信号点位相を
示す位相角判定信号ａ８を出力する。減算回路１２は、
遅延検波信号ａ７と位相角判定信号ａ８を入力して（ａ
７−ａ８）の演算を行い、その位相差を示す位相回転信
号ａ９を出力する。
同期した遅延検波信号ａ７の位相回転誤差が最も小さく
なるようにシンボルの判定を行い、正規の信号点位相を
示す位相角判定信号ａ８を出力する。減算回路１２は、
遅延検波信号ａ７と位相角判定信号ａ８を入力して（ａ
７−ａ８）の演算を行い、その位相差を示す位相回転信
号ａ９を出力する。
【００２２】乗算回路１３は、この位相回転信号ａ９を
Ｎ倍（Ｎは正整数）してＮ倍位相回転信号ａ１０を出力
する。ベクトル変換回路１４は、Ｎ倍位相回転信号ａ１
０のもつ偏角に基づくベクトルの同相成分信号ａ１１と
直交成分信号ａ１２を生成して出力する。積分回路１５
−１，１５−２は、同相成分信号ａ１１と直交成分信号
ａ１２をそれぞれｍシンボル（ｍは正整数）積分して平
均化を行う。位相検出回路１６は、この平均化されたベ
クトルからベクトルがもつ偏角（位相）を検出し、位相
検出信号ａ１３を出力する。除算回路１７は、位相検出
回路ａ１３を１／Ｎに分周し、キャリア周波数誤差信号
ａ１４を出力する。
Ｎ倍（Ｎは正整数）してＮ倍位相回転信号ａ１０を出力
する。ベクトル変換回路１４は、Ｎ倍位相回転信号ａ１
０のもつ偏角に基づくベクトルの同相成分信号ａ１１と
直交成分信号ａ１２を生成して出力する。積分回路１５
−１，１５−２は、同相成分信号ａ１１と直交成分信号
ａ１２をそれぞれｍシンボル（ｍは正整数）積分して平
均化を行う。位相検出回路１６は、この平均化されたベ
クトルからベクトルがもつ偏角（位相）を検出し、位相
検出信号ａ１３を出力する。除算回路１７は、位相検出
回路ａ１３を１／Ｎに分周し、キャリア周波数誤差信号
ａ１４を出力する。
【００２３】この乗算回路１３から除算回路１７までの
構成が、請求項３のディジタル復調回路におけるキャリ
ア周波数誤差検出手段の特徴とする部分であり、それぞ
れ乗算手段、変換手段、積分手段、位相検出手段、除算
手段に対応する。積分回路２１は、可変周波数発振手段
として用いられるものであり、キャリア周波数誤差信号
ａ１４を積分し続けて周波数変換用参照信号ａ１７を出
力する。
構成が、請求項３のディジタル復調回路におけるキャリ
ア周波数誤差検出手段の特徴とする部分であり、それぞ
れ乗算手段、変換手段、積分手段、位相検出手段、除算
手段に対応する。積分回路２１は、可変周波数発振手段
として用いられるものであり、キャリア周波数誤差信号
ａ１４を積分し続けて周波数変換用参照信号ａ１７を出
力する。
【００２４】一方、ラッチ２２は、再生クロックａ６に
より与えられるシンボル識別点で位相信号ａ３をサンプ
リングする。遅延回路２３は、積分回路１５で必要なｍ
シンボル分だけ、ラッチ２２でサンプリングされた信号
を遅延させる。減算回路２４は、遅延回路２３の出力信
号ａ１８から周波数変換用参照信号ａ１７を減算して周
波数変換を行い、周波数誤差補正信号ａ１９を出力す
る。これにより、受信信号のキャリア周波数誤差が補償
される。
より与えられるシンボル識別点で位相信号ａ３をサンプ
リングする。遅延回路２３は、積分回路１５で必要なｍ
シンボル分だけ、ラッチ２２でサンプリングされた信号
を遅延させる。減算回路２４は、遅延回路２３の出力信
号ａ１８から周波数変換用参照信号ａ１７を減算して周
波数変換を行い、周波数誤差補正信号ａ１９を出力す
る。これにより、受信信号のキャリア周波数誤差が補償
される。
【００２５】キャリア再生回路２４は、周波数誤差補正
信号ａ１９からキャリア再生を行い、減算回路２５は再
生キャリアを用いて周波数誤差補正信号ａ１９を同期検
波する。符号判定回路４２は、減算回路２５から出力さ
れる同期検波信号ａ２０の符号判定を行ってデータ信号
ａ１６を出力する。
信号ａ１９からキャリア再生を行い、減算回路２５は再
生キャリアを用いて周波数誤差補正信号ａ１９を同期検
波する。符号判定回路４２は、減算回路２５から出力さ
れる同期検波信号ａ２０の符号判定を行ってデータ信号
ａ１６を出力する。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１のディジ
タル復調回路におけるキャリア周波数誤差検出手段を用
いることにより、キャリア周波数誤差が大きい場合で
も、高精度にキャリア周波数誤差を検出することができ
る。請求項２のディジタル復調回路は、請求項１のキャ
リア周波数誤差検出手段を用いることにより、キャリア
周波数誤差が大きい場合でも、遅延検波信号に対して高
精度なキャリア周波数誤差補償が可能になる。
タル復調回路におけるキャリア周波数誤差検出手段を用
いることにより、キャリア周波数誤差が大きい場合で
も、高精度にキャリア周波数誤差を検出することができ
る。請求項２のディジタル復調回路は、請求項１のキャ
リア周波数誤差検出手段を用いることにより、キャリア
周波数誤差が大きい場合でも、遅延検波信号に対して高
精度なキャリア周波数誤差補償が可能になる。
【００２７】請求項３のディジタル復調回路は、請求項
１のキャリア周波数誤差検出手段を用いることにより、
キャリア周波数誤差が大きい場合でも、受信信号に対し
て高精度なキャリア周波数誤差補償が可能になり、同期
検波の精度を高めることができる。
１のキャリア周波数誤差検出手段を用いることにより、
キャリア周波数誤差が大きい場合でも、受信信号に対し
て高精度なキャリア周波数誤差補償が可能になり、同期
検波の精度を高めることができる。
【図１】請求項１，２のディジタル復調回路の実施形態
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図２】従来構成で生じる問題点を説明する図。
【図３】本発明構成により特性の改善が可能なことを説
明する図。
明する図。
【図４】符号誤り率特性のシミュレーション結果を示す
図。
図。
【図５】請求項３のディジタル復調回路の実施形態を示
すブロック図。
すブロック図。
【図６】従来のディジタル復調回路の構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図７】キャリア周波数誤差による遅延検波後の位相回
転を説明する図。
転を説明する図。
１１ シンボル判定回路 １２ 減算回路 １３ 乗算回路 １４ ベクトル変換回路 １５ 積分回路 １６ 位相検出回路 １７ 除算回路 ２１ 積分回路 ２２ ラッチ ２３ 遅延回路 ２４ キャリア再生回路 ２５ 減算回路 ３１ 直交検波回路 ３２ 局部発振回路 ３３ 位相検出回路 ３４ 遅延回路 ３５ 減算回路 ３６ シンボルクロック同期回路 ３７ ラッチ ３８ 位相誤差検出回路 ３９ 積分回路 ４０ 遅延回路 ４１ 減算回路 ４２ 符号判定回路
Claims (3)
- 【請求項１】 受信信号を遅延検波する遅延検波手段
と、 前記遅延検波手段の出力信号の位相回転量を求め、それ
を平均化してキャリア周波数誤差信号を出力するキャリ
ア周波数誤差検出手段とを備えたディジタル復調回路に
おいて、 前記キャリア周波数誤差検出手段は、 前記遅延検波手段の出力信号の位相回転量をＮ倍（Ｎは
正整数）する乗算手段と、 前記乗算手段の出力値を偏角とするベクトル信号を生成
する変換手段と、 前記ベクトル信号を平均化する積分手段と、 前記平均化されたベクトル信号の位相を検出する位相検
出手段と、 前記位相検出手段の出力信号を１／Ｎにし、前記キャリ
ア周波数誤差信号として出力する除算手段とを備えたこ
とを特徴とするディジタル復調回路。 - 【請求項２】 受信信号を遅延検波する遅延検波手段
と、 前記遅延検波手段の出力信号の位相回転量を求め、それ
を平均化してキャリア周波数誤差信号を出力するキャリ
ア周波数誤差検出手段と、 前記キャリア周波数誤差信号を用いて前記遅延検波手段
の出力信号の位相補正を行う位相補正手段とを備えたデ
ィジタル復調回路において、 前記キャリア周波数誤差検出手段は、 前記遅延検波手段の出力信号の位相回転量をＮ倍（Ｎは
正整数）する乗算手段と、 前記乗算手段の出力値を偏角とするベクトル信号を生成
する変換手段と、 前記ベクトル信号を平均化する積分手段と、 前記平均化されたベクトル信号の位相を検出する位相検
出手段と、 前記位相検出手段の出力信号を１／Ｎにし、前記キャリ
ア周波数誤差信号として出力する除算手段とを備えたこ
とを特徴とするディジタル復調回路。 - 【請求項３】 受信信号を遅延検波する遅延検波手段
と、 前記遅延検波手段の出力信号の位相回転量を求め、それ
を平均化してキャリア周波数誤差信号を出力するキャリ
ア周波数誤差検出手段と、 前記キャリア周波数誤差信号を用いて前記受信信号の周
波数誤差を補正する周波数補正手段とを備えたディジタ
ル復調回路において、 前記キャリア周波数誤差検出手段は、 前記遅延検波手段の出力信号の位相回転量をＮ倍（Ｎは
正整数）する乗算手段と、 前記乗算手段の出力値を偏角とするベクトル信号を生成
する変換手段と、 前記ベクトル信号を平均化する積分手段と、 前記平均化されたベクトル信号の位相を検出する位相検
出手段と、 前記位相検出手段の出力信号を１／Ｎにし、前記キャリ
ア周波数誤差信号として出力する除算手段とを備えたこ
とを特徴とするディジタル復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8194638A JPH1041991A (ja) | 1996-07-24 | 1996-07-24 | ディジタル復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8194638A JPH1041991A (ja) | 1996-07-24 | 1996-07-24 | ディジタル復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1041991A true JPH1041991A (ja) | 1998-02-13 |
Family
ID=16327851
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8194638A Pending JPH1041991A (ja) | 1996-07-24 | 1996-07-24 | ディジタル復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1041991A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000028710A1 (fr) * | 1998-11-09 | 2000-05-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif estimateur de phase de porteuse et demodulateur associe |
| US6931084B1 (en) | 1998-04-14 | 2005-08-16 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Differential coding and carrier recovery for multicarrier systems |
| US7061997B1 (en) | 1998-04-14 | 2006-06-13 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Method and apparatus for fine frequency synchronization in multi-carrier demodulation systems |
-
1996
- 1996-07-24 JP JP8194638A patent/JPH1041991A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6931084B1 (en) | 1998-04-14 | 2005-08-16 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Differential coding and carrier recovery for multicarrier systems |
| US7061997B1 (en) | 1998-04-14 | 2006-06-13 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Method and apparatus for fine frequency synchronization in multi-carrier demodulation systems |
| WO2000028710A1 (fr) * | 1998-11-09 | 2000-05-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif estimateur de phase de porteuse et demodulateur associe |
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