JPH10308785A - Ｔｄｍａデータ受信装置 - Google Patents
Ｔｄｍａデータ受信装置Info
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- JPH10308785A JPH10308785A JP9130525A JP13052597A JPH10308785A JP H10308785 A JPH10308785 A JP H10308785A JP 9130525 A JP9130525 A JP 9130525A JP 13052597 A JP13052597 A JP 13052597A JP H10308785 A JPH10308785 A JP H10308785A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信スロットに含まれる既知の同期ワードを
用いて直交検波後のベースバンド信号に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出し、それを除去する機能を備
えることにより、高精度な復調処理を行なうようにす
る。 【解決手段】 自局受信スロットの受信RF信号またはIF
信号は直交検波器２、および、高調波成分を除去するた
めのLPF８、９を用いてベースバンドI，Q信号に変換さ
れる。これらの信号はA/D変換され受信フィルタ11、12
を通して受信帯域制限され、シンボル識別点検出部で得
られたた識別点情報に基づき標本化部14、15においてシ
ンボル識別点での受信フィルタ出力In、Qnのみが検出さ
れる。次にDCオフセット検出部では、受信スロット内の
既知の同期ワードの受信時刻において上記In、Qnの各々
の１シンボル間の差分値、および、ベースバンド遅延検
波部19の直交成分出力Ynを用いてIn、Qnに含まれる不要
なDCオフセット成分ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを検出する。
そして減算部17、18においてIn、Qnからｄei、ｄeqを減
算し、不要なDCオフセット成分を除去する。
用いて直交検波後のベースバンド信号に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出し、それを除去する機能を備
えることにより、高精度な復調処理を行なうようにす
る。 【解決手段】 自局受信スロットの受信RF信号またはIF
信号は直交検波器２、および、高調波成分を除去するた
めのLPF８、９を用いてベースバンドI，Q信号に変換さ
れる。これらの信号はA/D変換され受信フィルタ11、12
を通して受信帯域制限され、シンボル識別点検出部で得
られたた識別点情報に基づき標本化部14、15においてシ
ンボル識別点での受信フィルタ出力In、Qnのみが検出さ
れる。次にDCオフセット検出部では、受信スロット内の
既知の同期ワードの受信時刻において上記In、Qnの各々
の１シンボル間の差分値、および、ベースバンド遅延検
波部19の直交成分出力Ynを用いてIn、Qnに含まれる不要
なDCオフセット成分ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを検出する。
そして減算部17、18においてIn、Qnからｄei、ｄeqを減
算し、不要なDCオフセット成分を除去する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタル無線通信
で用いられるＴＤＭＡデータ受信装置に関し、特にＩ
n、Ｑnに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出しこ
れを除去することにより、ベースバンド遅延検波部にお
いて歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができ
るようにしたＴＤＭＡデータ受信装置に関するものであ
る。
で用いられるＴＤＭＡデータ受信装置に関し、特にＩ
n、Ｑnに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出しこ
れを除去することにより、ベースバンド遅延検波部にお
いて歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができ
るようにしたＴＤＭＡデータ受信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、ディジタル無線通信で用いられる
ＴＤＭＡデータ受信装置は、斉藤洋一著「ディジタル無
線通信の変復調」電子情報通信学会、1996、pp114-119
に記載されたものが知られている。
ＴＤＭＡデータ受信装置は、斉藤洋一著「ディジタル無
線通信の変復調」電子情報通信学会、1996、pp114-119
に記載されたものが知られている。
【０００３】図７は、従来のＴＤＭＡデータ受信装置の
構成を示すブロック図である。図７において、ＴＤＭＡ
データ受信装置の受信信号入力端子１には、自局受信ス
ロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信号または周
波数変換された受信ＩＦ信号を入力する。直交検波部２
は、乗算器３、４と、π／２移相器５と、入力受信信号
の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振
器６とで構成され、入力された受信信号を周波数変換し
ベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出する。ロ
ーパスフィルタ７、８は前記直交検波部２の同相、直交
出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去する。Ａ／Ｄ変
換器９、10はローパスフィルタ７、８の出力をディジタ
ル信号に変換する。受信フィルタ11、12はＡ／Ｄ変換器
９、10の出力を受信帯域制限する。シンボル識別点検出
部13は受信フィルタ11、12の出力からシンボル識別点を
検出する。標本化部14、15はシンボル識別点検出部13に
おいて求められた識別点情報に基づきシンボル識別点で
の受信フィルタ出力のみを検出する。ベースバンド遅延
検波部19は標本化部14、15の出力信号を遅延検波する。
データ判定部20はベースバンド遅延検波部19の出力の符
号判定を行ない復号データに変換する。ＴＤＭＡデータ
受信装置の復号データ出力端子21はデータ判定部20の出
力を検出する。
構成を示すブロック図である。図７において、ＴＤＭＡ
データ受信装置の受信信号入力端子１には、自局受信ス
ロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信号または周
波数変換された受信ＩＦ信号を入力する。直交検波部２
は、乗算器３、４と、π／２移相器５と、入力受信信号
の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振
器６とで構成され、入力された受信信号を周波数変換し
ベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出する。ロ
ーパスフィルタ７、８は前記直交検波部２の同相、直交
出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去する。Ａ／Ｄ変
換器９、10はローパスフィルタ７、８の出力をディジタ
ル信号に変換する。受信フィルタ11、12はＡ／Ｄ変換器
９、10の出力を受信帯域制限する。シンボル識別点検出
部13は受信フィルタ11、12の出力からシンボル識別点を
検出する。標本化部14、15はシンボル識別点検出部13に
おいて求められた識別点情報に基づきシンボル識別点で
の受信フィルタ出力のみを検出する。ベースバンド遅延
検波部19は標本化部14、15の出力信号を遅延検波する。
データ判定部20はベースバンド遅延検波部19の出力の符
号判定を行ない復号データに変換する。ＴＤＭＡデータ
受信装置の復号データ出力端子21はデータ判定部20の出
力を検出する。
【０００４】次に、前記従来例の動作について図７に基
づき説明する。いま図７の受信信号入力端子１に加えら
れた自局スロット受信信号Ｓ(ｔ)が次式によって表され
るものとする。 Ｓ(ｔ)＝Ｉ0(ｔ）cos(2πｆct）＋Ｑ0(ｔ）sin(2πｆct） ・・・（１） だだし、Ｉ0(ｔ）：ベースバンド同相成分、 Ｑ0(ｔ）：ベースバンド直交成分、 ｆc ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
づき説明する。いま図７の受信信号入力端子１に加えら
れた自局スロット受信信号Ｓ(ｔ)が次式によって表され
るものとする。 Ｓ(ｔ)＝Ｉ0(ｔ）cos(2πｆct）＋Ｑ0(ｔ）sin(2πｆct） ・・・（１） だだし、Ｉ0(ｔ）：ベースバンド同相成分、 Ｑ0(ｔ）：ベースバンド直交成分、 ｆc ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
【０００５】上述のＳ(ｔ)は直交検波部２を通してベー
スバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、
８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの
同相成分Ｉ0(ｔ）、直交成分Ｑ0(ｔ）が検出される。Ｉ
0(ｔ）、Ｑ0(ｔ）はＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル
値列Ｉ0(kＴs)、Ｑ0(kＴs)（Ｔs：Ａ／Ｄ変換器９、10
のサンプリング周期）に変換される。
スバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、
８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの
同相成分Ｉ0(ｔ）、直交成分Ｑ0(ｔ）が検出される。Ｉ
0(ｔ）、Ｑ0(ｔ）はＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル
値列Ｉ0(kＴs)、Ｑ0(kＴs)（Ｔs：Ａ／Ｄ変換器９、10
のサンプリング周期）に変換される。
【０００６】次に、Ｉ0(kＴs)、Ｑ0(kＴs)はルートナイ
キスト特性等を有する受信フィルタ11、12によって受信
帯域制限されベースバンド信号Ｉ（kＴs)、Ｑ（kＴs)が
得られる。シンボル識別点検出部13においてはＩ（kＴ
s)、Ｑ（kＴs)からシンボル識別点情報を検出し、標本
化部14、15ではこの情報に基づきシンボル識別点での受
信フィルタ出力Ｉn、Ｑnのみを検出しこれを出力する。
そしてこのＩn、Ｑnをベースバンド遅延検波部19に入力
し、遅延検波処理を行なう。ここではその一例として、
π／４シフトQPSK変調信号を復調する場合を示す。
キスト特性等を有する受信フィルタ11、12によって受信
帯域制限されベースバンド信号Ｉ（kＴs)、Ｑ（kＴs)が
得られる。シンボル識別点検出部13においてはＩ（kＴ
s)、Ｑ（kＴs)からシンボル識別点情報を検出し、標本
化部14、15ではこの情報に基づきシンボル識別点での受
信フィルタ出力Ｉn、Ｑnのみを検出しこれを出力する。
そしてこのＩn、Ｑnをベースバンド遅延検波部19に入力
し、遅延検波処理を行なう。ここではその一例として、
π／４シフトQPSK変調信号を復調する場合を示す。
【０００７】いま、Ｉn、Ｑnが次式によって表されるも
のとする。 Ｉn ＝ Ａ・cos（φｎ) ・・・（２） Ｑn ＝ Ａ・sin（φｎ) ・・・（３） ただし、φn：変調位相
のとする。 Ｉn ＝ Ａ・cos（φｎ) ・・・（２） Ｑn ＝ Ａ・sin（φｎ) ・・・（３） ただし、φn：変調位相
【０００８】ベースバンド遅延検波部19では前記Ｉn、Ｑ
nに対して以下の演算処理を行なう。 Ｘn ＝ Ｉn・In-1 ＋ Ｑn・Qn-1 ＝ Ａ2cos（Δφn) ・・・（４） Ｙn ＝ Ｑn・In-1 − Ｉn・Qn-1 ＝ Ａ2sin（Δφn) ・・・（５） ただし、Δφn＝φn−φn-1：変調位相差
nに対して以下の演算処理を行なう。 Ｘn ＝ Ｉn・In-1 ＋ Ｑn・Qn-1 ＝ Ａ2cos（Δφn) ・・・（４） Ｙn ＝ Ｑn・In-1 − Ｉn・Qn-1 ＝ Ａ2sin（Δφn) ・・・（５） ただし、Δφn＝φn−φn-1：変調位相差
【０００９】そして前記Ｘn、Ｙnに対して、データ判定
部20において符号判定を行ない最終的な復号データを得
る。
部20において符号判定を行ない最終的な復号データを得
る。
【００１０】このように前記従来のＴＤＭＡデータ受信
装置においても、直交検波部により受信ＲＦ信号、また
は、ＩＦ信号をベースバンドに周波数変換し、検出され
たシンボル識別点での信号値を用いてベースバンド遅延
検波を行なうことで高精度な復調処理を実現できる。
装置においても、直交検波部により受信ＲＦ信号、また
は、ＩＦ信号をベースバンドに周波数変換し、検出され
たシンボル識別点での信号値を用いてベースバンド遅延
検波を行なうことで高精度な復調処理を実現できる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら前記従来
のＴＤＭＡデータ受信装置では、直交検波部における乗
算器３、４や、ローパスフィルタ７、８において不要な
ＤＣオフセット成分が重畳した場合、ベースバンド遅延
検波部19において歪が生じ誤り率特性を劣化させてしま
うという問題があった。例えばローパスフィルタ７、８
の出力において不要なＤＣオフセットｄi、ｄqが重畳し
ている場合、前記式（２）、（３）におけるＩn、Ｑnは
次式のようになる。 Ｉn ＝ Ａ・cos（φn) ＋ ｄi ・・・（６） Ｑn ＝ Ａ・sin（φn) ＋ ｄq ・・・（７）
のＴＤＭＡデータ受信装置では、直交検波部における乗
算器３、４や、ローパスフィルタ７、８において不要な
ＤＣオフセット成分が重畳した場合、ベースバンド遅延
検波部19において歪が生じ誤り率特性を劣化させてしま
うという問題があった。例えばローパスフィルタ７、８
の出力において不要なＤＣオフセットｄi、ｄqが重畳し
ている場合、前記式（２）、（３）におけるＩn、Ｑnは
次式のようになる。 Ｉn ＝ Ａ・cos（φn) ＋ ｄi ・・・（６） Ｑn ＝ Ａ・sin（φn) ＋ ｄq ・・・（７）
【００１２】前記Ｉn、Ｑnに対して遅延検波を行なった
場合、以下のような結果が得られる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝Ａ2cos（Δφn)＋ｄiＡ（cos（φn)＋cos（φn-1)） ＋ｄqＡ（sin（φn)＋sin（φn-1)）＋ｄi2+ｄq2 ・・・（８） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝Ａ2sin（Δφn)＋ｄiＡ（sin（φn)−sin（φn-1)） −ｄqＡ（cos（φn)−cos（φn-1)） ・・・（９） 式（８）、（９）の右辺第２項目以降がＤＣオフセット
ｄｉ、ｄｑに起因した歪成分であり、これが誤り率特性
を劣化させる。
場合、以下のような結果が得られる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝Ａ2cos（Δφn)＋ｄiＡ（cos（φn)＋cos（φn-1)） ＋ｄqＡ（sin（φn)＋sin（φn-1)）＋ｄi2+ｄq2 ・・・（８） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝Ａ2sin（Δφn)＋ｄiＡ（sin（φn)−sin（φn-1)） −ｄqＡ（cos（φn)−cos（φn-1)） ・・・（９） 式（８）、（９）の右辺第２項目以降がＤＣオフセット
ｄｉ、ｄｑに起因した歪成分であり、これが誤り率特性
を劣化させる。
【００１３】本発明はこのような従来の問題を解決する
ものであり、自局受信スロット内の既知の同期ワードの
受信時刻において、前記Ｉn、Ｑnの各々の１シンボル間
の差分値、および、ベースバンド遅延検波部19の直交成
分出力Ｙnを用いてＤＣオフセット成分ｄei＝ｄi、ｄeq
＝ｄqを検出するＤＣオフセット検出部を設けること
で、Ｉn、Ｑnに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検
出しこれを除去することにより、ベースバンド遅延検波
部19において歪の生じない高精度な復調処理を行なうこ
とができるようにしたＴＤＭＡデータ受信装置を提供す
ることを目的とするものである。
ものであり、自局受信スロット内の既知の同期ワードの
受信時刻において、前記Ｉn、Ｑnの各々の１シンボル間
の差分値、および、ベースバンド遅延検波部19の直交成
分出力Ｙnを用いてＤＣオフセット成分ｄei＝ｄi、ｄeq
＝ｄqを検出するＤＣオフセット検出部を設けること
で、Ｉn、Ｑnに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検
出しこれを除去することにより、ベースバンド遅延検波
部19において歪の生じない高精度な復調処理を行なうこ
とができるようにしたＴＤＭＡデータ受信装置を提供す
ることを目的とするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】前記問題を解決するため
に本発明は、自局受信スロットの受信タイミングでの
み、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号
を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数
変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出す
るための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相
器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同
相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するた
めの第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２
のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換する
ための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２の
Ａ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第
１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィ
ルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボ
ル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において
求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信
フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、
後記するように受信スロット内の既知の同期ワードの受
信時刻において、前記第１、第２の標本化部の出力、お
よび、後記するベースバンド遅延検波部の直交成分出力
を用いて第１、第２の標本化部の出力に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部
と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要
なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標
本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部
と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベ
ースバンド遅延検波部と、前記ベースバンド遅延検波部
の出力の符号判定を行ない復号データに変換するための
データ判定部と、前記データ判定部出力を検出するため
の復号データ出力端子を備え、また、前記ＤＣオフセッ
ト検出部は、受信スロット中の既知の同期ワード内での
任意の１シンボルに対する遅延検波出力の直交成分ｙn0
を発生させる既知シンボル発生部と、前記ｙn0および、
ｙn0に対応した受信時刻での前記ベースバンド遅延検波
部の直交成分出力Ｙn0を用い、ｅn0＝Ｙn0−ｙn0を計算
する第３の減算部と、前記第１の標本化部の出力を用い
て、前記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド信号
同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の
間の差分値Ｄin0を求めるための第１の差分演算部と、
前記第２の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0に対応し
た受信時刻でのベースバンド信号直交成分と１シンボル
前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn0を求
めるための第２の差分演算部と、前記第３の減算部の出
力ｅn0、および、前記第１、第２の差分演算部の出力Ｄ
in0、Ｄqn0を用いてｄ＝ｅn0／（Ｄqn0−Ｄin0）を計算
し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄe
i、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備える
ようにしたものである。
に本発明は、自局受信スロットの受信タイミングでの
み、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号
を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数
変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出す
るための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相
器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同
相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するた
めの第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２
のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換する
ための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２の
Ａ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第
１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィ
ルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボ
ル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において
求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信
フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、
後記するように受信スロット内の既知の同期ワードの受
信時刻において、前記第１、第２の標本化部の出力、お
よび、後記するベースバンド遅延検波部の直交成分出力
を用いて第１、第２の標本化部の出力に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部
と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要
なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標
本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部
と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベ
ースバンド遅延検波部と、前記ベースバンド遅延検波部
の出力の符号判定を行ない復号データに変換するための
データ判定部と、前記データ判定部出力を検出するため
の復号データ出力端子を備え、また、前記ＤＣオフセッ
ト検出部は、受信スロット中の既知の同期ワード内での
任意の１シンボルに対する遅延検波出力の直交成分ｙn0
を発生させる既知シンボル発生部と、前記ｙn0および、
ｙn0に対応した受信時刻での前記ベースバンド遅延検波
部の直交成分出力Ｙn0を用い、ｅn0＝Ｙn0−ｙn0を計算
する第３の減算部と、前記第１の標本化部の出力を用い
て、前記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド信号
同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の
間の差分値Ｄin0を求めるための第１の差分演算部と、
前記第２の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0に対応し
た受信時刻でのベースバンド信号直交成分と１シンボル
前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn0を求
めるための第２の差分演算部と、前記第３の減算部の出
力ｅn0、および、前記第１、第２の差分演算部の出力Ｄ
in0、Ｄqn0を用いてｄ＝ｅn0／（Ｄqn0−Ｄin0）を計算
し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄe
i、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備える
ようにしたものである。
【００１５】この発明によれば、前記直交検波部におけ
る第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフ
ィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重
畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこ
れを検出し除去することにより、前記ベースバンド遅延
検波部において歪の生じない高精度な復調処理を行なう
ことができる。
る第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフ
ィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重
畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこ
れを検出し除去することにより、前記ベースバンド遅延
検波部において歪の生じない高精度な復調処理を行なう
ことができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信Ｒ
Ｆ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する
受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベー
スバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局
部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成
される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力
に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第
２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフ
ィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、
第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器
の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信
フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力から
シンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部
と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別
点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力の
みを検出する第１、第２の標本化部と、後記するように
受信スロット内の既知の同期ワードの受信時刻におい
て、前記第１、第２の標本化部の出力、および、後記す
るベースバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第
１、第２の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセ
ット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣ
オフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセ
ット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力
から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、
第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド遅延
検波部と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判
定を行ない復号データに変換するためのデータ判定部
と、前記データ判定部出力を検出するための復号データ
出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部は、受
信スロット中の既知の同期ワード内での任意の１シンボ
ルに対する遅延検波出力の直交成分ｙn0を発生させる既
知シンボル発生部と、前記ｙn0および、ｙn0に対応した
受信時刻での前記ベースバンド遅延検波部の直交成分出
力Ｙn0を用い、ｅn0＝Ｙn0−ｙn0を計算する第３の減算
部と、前記第１の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0に
対応した受信時刻でのベースバンド信号同相成分と１シ
ンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄin
0を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本
化部の出力を用いて、前記ｙn0に対応した受信時刻での
ベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバン
ド信号直交成分の間の差分値Ｄqn0を求めるための第２
の差分演算部と、前記第３の減算部の出力ｅn0、およ
び、前記第１、第２の差分演算部の出力Ｄin0、Ｄqn0を
用いてｄ＝ｅn0／（Ｄqn0−Ｄin0）を計算し、ｄei＝ｄ
eq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力
するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前
記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第
１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤ
Ｃオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセ
ット検出部においてこれを検出し除去することにより、
前記ベースバンド遅延検波部において歪の生じない高精
度な復調処理を行なうことができるという作用を有す
る。
は、自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信Ｒ
Ｆ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する
受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベー
スバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局
部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成
される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力
に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第
２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフ
ィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、
第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器
の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信
フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力から
シンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部
と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別
点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力の
みを検出する第１、第２の標本化部と、後記するように
受信スロット内の既知の同期ワードの受信時刻におい
て、前記第１、第２の標本化部の出力、および、後記す
るベースバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第
１、第２の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセ
ット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣ
オフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセ
ット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力
から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、
第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド遅延
検波部と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判
定を行ない復号データに変換するためのデータ判定部
と、前記データ判定部出力を検出するための復号データ
出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部は、受
信スロット中の既知の同期ワード内での任意の１シンボ
ルに対する遅延検波出力の直交成分ｙn0を発生させる既
知シンボル発生部と、前記ｙn0および、ｙn0に対応した
受信時刻での前記ベースバンド遅延検波部の直交成分出
力Ｙn0を用い、ｅn0＝Ｙn0−ｙn0を計算する第３の減算
部と、前記第１の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0に
対応した受信時刻でのベースバンド信号同相成分と１シ
ンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄin
0を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本
化部の出力を用いて、前記ｙn0に対応した受信時刻での
ベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバン
ド信号直交成分の間の差分値Ｄqn0を求めるための第２
の差分演算部と、前記第３の減算部の出力ｅn0、およ
び、前記第１、第２の差分演算部の出力Ｄin0、Ｄqn0を
用いてｄ＝ｅn0／（Ｄqn0−Ｄin0）を計算し、ｄei＝ｄ
eq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力
するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前
記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第
１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤ
Ｃオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセ
ット検出部においてこれを検出し除去することにより、
前記ベースバンド遅延検波部において歪の生じない高精
度な復調処理を行なうことができるという作用を有す
る。
【００１７】また、本発明の請求項２に記載の発明は、
自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信
号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信
信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバ
ンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発
振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成され
る直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含
まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２の
ローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィル
タの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出
力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィ
ルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシン
ボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、
前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを
検出する第１、第２の標本化部と、後記するように受信
スロット内の既知の同期ワードの受信時刻において、前
記第１、第２の標本化部の出力、および、後記するベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第１、第２
の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセット成分
を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセッ
ト検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分
ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算
するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減
算部の出力を復調するためのベースバンド遅延検波部
と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判定を行
ない復号データに変換するためのデータ判定部と、前記
データ判定部出力を検出するための復号データ出力端子
を備え、また前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロッ
ト中の既知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成
分ｙn（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる既知シン
ボル発生部と、前記ｙnおよび、同期ワード受信時刻で
の前記ベースバンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn（n=n
0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用い、ｅn＝Ｙn−ｙnを計算する
第３の減算部と、前記第１の標本化部の出力を用いて、
同期ワード受信時刻でのベースバンド信号同相成分とそ
の１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分
値Ｄin（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第１の
差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて、同
期ワード受信時刻でのベースバンド信号直交成分とその
１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値
Ｄqn（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第２の差
分演算部と、前記第３の減算部の出力ｅn、および、前
記第１、第２の差分演算部の出力Ｄin、Ｄqnを用いて、
ｄn＝ｅn／（Ｄqn−Ｄin）（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を
計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣ
オフセット推定演算部の出力ｄnを平滑化するためにｄn
の平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフ
セットの推定値ｄei、ｄeqを出力する平均演算部を備え
るようにしたものであり、前記直交検波部における第
１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィル
タにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳し
た場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを
検出し除去することにより、前記ベースバンド遅延検波
部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうこと
ができるという作用を有する。
自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信
号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信
信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバ
ンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発
振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成され
る直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含
まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２の
ローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィル
タの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出
力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィ
ルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシン
ボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、
前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを
検出する第１、第２の標本化部と、後記するように受信
スロット内の既知の同期ワードの受信時刻において、前
記第１、第２の標本化部の出力、および、後記するベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第１、第２
の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセット成分
を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセッ
ト検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分
ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算
するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減
算部の出力を復調するためのベースバンド遅延検波部
と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判定を行
ない復号データに変換するためのデータ判定部と、前記
データ判定部出力を検出するための復号データ出力端子
を備え、また前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロッ
ト中の既知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成
分ｙn（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる既知シン
ボル発生部と、前記ｙnおよび、同期ワード受信時刻で
の前記ベースバンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn（n=n
0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用い、ｅn＝Ｙn−ｙnを計算する
第３の減算部と、前記第１の標本化部の出力を用いて、
同期ワード受信時刻でのベースバンド信号同相成分とそ
の１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分
値Ｄin（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第１の
差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて、同
期ワード受信時刻でのベースバンド信号直交成分とその
１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値
Ｄqn（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第２の差
分演算部と、前記第３の減算部の出力ｅn、および、前
記第１、第２の差分演算部の出力Ｄin、Ｄqnを用いて、
ｄn＝ｅn／（Ｄqn−Ｄin）（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を
計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣ
オフセット推定演算部の出力ｄnを平滑化するためにｄn
の平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフ
セットの推定値ｄei、ｄeqを出力する平均演算部を備え
るようにしたものであり、前記直交検波部における第
１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィル
タにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳し
た場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを
検出し除去することにより、前記ベースバンド遅延検波
部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうこと
ができるという作用を有する。
【００１８】また、本発明の請求項３に記載の発明は、
自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信
号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信
信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバ
ンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発
振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成され
る直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含
まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２の
ローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィル
タの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出
力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィ
ルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシン
ボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、
前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを
検出する第１、第２の標本化部と、後記するように受信
スロット内の既知の同期ワードの受信時刻において、前
記第１、第２の標本化部の出力、および、後記するベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第１、第２
の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセット成分
を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセッ
ト検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分
ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算
するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減
算部の出力を復調するためのベースバンド遅延検波部
と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判定を行
ない復号データに変換するためのデータ判定部と、前記
データ判定部出力を検出するための復号データ出力端子
を備え、また、前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロ
ット中の既知の同期ワード内での任意の隣接する２シン
ボルに対する遅延検波出力の直交成分ｙn0、ｙn0+1を発
生させる既知シンボル発生部と、前記ｙn0、ｙn0+1およ
び、ｙn0、ｙn0+1に対応した受信時刻での前記ベースバ
ンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn0、Ｙn0+1を用い、ｅ
n0＝Ｙn0−ｙn0、ｅn0+1＝Ｙn0+1−ｙn0+1を計算する第
３の減算部と、前記第１の標本化部の出力を用いて、前
記ｙn0+1に対応した受信時刻でのベースバンド信号同相
成分とその１シンボル前のベースバンド信号同相成分の
間の差分値Ｄin0+1を求めるための第１の差分演算部、
および、前記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド
信号同相成分とその１シンボル前のベースバンド信号同
相成分の間の差分値Ｄin0を求めるための第２の差分演
算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0
+1に対応した受信時刻でのベースバンド信号直交成分と
その１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差
分値Ｄqn0+1を求めるための第３の差分演算部、およ
び、前記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド信号
直交成分とその１シンボル前のベースバンド信号直交成
分の間の差分値Ｄqn0を求めるための第４の差分演算部
と、前記第１乃至第４の差分演算部の出力Ｄin0+1、Ｄi
n0、Ｄqn0+1、Ｄqn0を用いてＤqn0+1を１行１列、−Ｄi
n0+1を１行２列、Ｄqn0を２行１列、−Ｄin0を２行２列
として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、（ｄei，ｄeq）
T=Ｃ-1(ｅn0+1，ｅn0）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオ
フセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演
算部を備えるようにしたものであり、前記直交検波部に
おける第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパ
スフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット
成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部に
おいてこれを検出し除去することにより、前記ベースバ
ンド遅延検波部において歪の生じない高精度な復調処理
を行なうことができるという作用を有する。
自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信
号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信
信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバ
ンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発
振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成され
る直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含
まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２の
ローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィル
タの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出
力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィ
ルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシン
ボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、
前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを
検出する第１、第２の標本化部と、後記するように受信
スロット内の既知の同期ワードの受信時刻において、前
記第１、第２の標本化部の出力、および、後記するベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第１、第２
の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセット成分
を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセッ
ト検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分
ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算
するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減
算部の出力を復調するためのベースバンド遅延検波部
と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判定を行
ない復号データに変換するためのデータ判定部と、前記
データ判定部出力を検出するための復号データ出力端子
を備え、また、前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロ
ット中の既知の同期ワード内での任意の隣接する２シン
ボルに対する遅延検波出力の直交成分ｙn0、ｙn0+1を発
生させる既知シンボル発生部と、前記ｙn0、ｙn0+1およ
び、ｙn0、ｙn0+1に対応した受信時刻での前記ベースバ
ンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn0、Ｙn0+1を用い、ｅ
n0＝Ｙn0−ｙn0、ｅn0+1＝Ｙn0+1−ｙn0+1を計算する第
３の減算部と、前記第１の標本化部の出力を用いて、前
記ｙn0+1に対応した受信時刻でのベースバンド信号同相
成分とその１シンボル前のベースバンド信号同相成分の
間の差分値Ｄin0+1を求めるための第１の差分演算部、
および、前記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド
信号同相成分とその１シンボル前のベースバンド信号同
相成分の間の差分値Ｄin0を求めるための第２の差分演
算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0
+1に対応した受信時刻でのベースバンド信号直交成分と
その１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差
分値Ｄqn0+1を求めるための第３の差分演算部、およ
び、前記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド信号
直交成分とその１シンボル前のベースバンド信号直交成
分の間の差分値Ｄqn0を求めるための第４の差分演算部
と、前記第１乃至第４の差分演算部の出力Ｄin0+1、Ｄi
n0、Ｄqn0+1、Ｄqn0を用いてＤqn0+1を１行１列、−Ｄi
n0+1を１行２列、Ｄqn0を２行１列、−Ｄin0を２行２列
として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、（ｄei，ｄeq）
T=Ｃ-1(ｅn0+1，ｅn0）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオ
フセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演
算部を備えるようにしたものであり、前記直交検波部に
おける第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパ
スフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット
成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部に
おいてこれを検出し除去することにより、前記ベースバ
ンド遅延検波部において歪の生じない高精度な復調処理
を行なうことができるという作用を有する。
【００１９】また、本発明の請求項４に記載の発明は、
自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信
号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信
信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバ
ンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発
振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成され
る直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含
まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２の
ローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィル
タの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出
力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィ
ルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシン
ボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、
前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを
検出する第１、第２の標本化部と、後記するように受信
スロット内の既知の同期ワードの受信時刻において、前
記第１、第２の標本化部の出力、および、後記するベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第１、第２
の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセット成分
を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセッ
ト検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分
ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算
するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減
算部の出力を復調するためのベースバンド遅延検波部
と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判定を行
ない復号データに変換するためのデータ判定部と、前記
データ判定部出力を検出するための復号データ出力端子
を備え、また、前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロ
ット中の既知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交
成分ｙn（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる既知シ
ンボル発生部と、前記ｙnおよび、同期ワード受信時刻
での前記ベースバンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn（n
=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用い、ｅn＝Ｙn−ｙn（n=n0,n
0+1,・・・,n0+N-1）を計算する第３の減算部と、前記第１
の標本化部の出力を用いて、同期ワード受信時刻でのベ
ースバンド信号同相成分とその１シンボル前のベースバ
ンド信号同相成分の間の差分値Ｄin（n=n0+1,・・・,n0+N-
1）を求めるための第１の差分演算部、および、１シン
ボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベ
ースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄin-1（n=n0+1,・
・・,n0+N-1）を求めるための第２の差分演算部と、前記
第２の標本化部の出力を用いて、同期ワード受信時刻で
のベースバンド信号直交成分とその１シンボル前のベー
スバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn（n=n0+1,・・・,n
0+N-1）を求めるための第３の差分演算部、および、１
シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前
のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn-1（n=n0
+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第４の差分演算部と、
前記第１乃至第４の差分演算部の出力Ｄin、Ｄin-1、Ｄ
qn、Ｄqn-1を用いてＤqnを１行１列、−Ｄinを１行２
列、Ｄqn-1を２行１列、−Ｄin-1を２行２列として持つ
行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、（ｄin，ｄqn）T=Ｃ-1(ｅ
n，ｅn-1）T(n=n0+1,・・・,n0+N-1）を計算し出力するＤ
Ｃオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演
算部の出力ｄin、ｄqnを平滑化するためにｄin、ｄqnの
平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定
値として出力する第１、第２の平均演算部を備えたもの
であり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器
や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なっ
た値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、
前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去す
ることにより、前記ベースバンド遅延検波部において歪
の生じない高精度な復調処理を行なうことができるとい
う作用を有する。
自局受信スロットの受信タイミングでのみ、受信ＲＦ信
号または周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信
信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバ
ンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発
振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成され
る直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含
まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２の
ローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィル
タの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２
のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出
力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィ
ルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシン
ボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、
前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを
検出する第１、第２の標本化部と、後記するように受信
スロット内の既知の同期ワードの受信時刻において、前
記第１、第２の標本化部の出力、および、後記するベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて第１、第２
の標本化部の出力に含まれる不要なＤＣオフセット成分
を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセッ
ト検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分
ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算
するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減
算部の出力を復調するためのベースバンド遅延検波部
と、前記ベースバンド遅延検波部の出力の符号判定を行
ない復号データに変換するためのデータ判定部と、前記
データ判定部出力を検出するための復号データ出力端子
を備え、また、前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロ
ット中の既知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交
成分ｙn（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる既知シ
ンボル発生部と、前記ｙnおよび、同期ワード受信時刻
での前記ベースバンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn（n
=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用い、ｅn＝Ｙn−ｙn（n=n0,n
0+1,・・・,n0+N-1）を計算する第３の減算部と、前記第１
の標本化部の出力を用いて、同期ワード受信時刻でのベ
ースバンド信号同相成分とその１シンボル前のベースバ
ンド信号同相成分の間の差分値Ｄin（n=n0+1,・・・,n0+N-
1）を求めるための第１の差分演算部、および、１シン
ボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベ
ースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄin-1（n=n0+1,・
・・,n0+N-1）を求めるための第２の差分演算部と、前記
第２の標本化部の出力を用いて、同期ワード受信時刻で
のベースバンド信号直交成分とその１シンボル前のベー
スバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn（n=n0+1,・・・,n
0+N-1）を求めるための第３の差分演算部、および、１
シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前
のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn-1（n=n0
+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第４の差分演算部と、
前記第１乃至第４の差分演算部の出力Ｄin、Ｄin-1、Ｄ
qn、Ｄqn-1を用いてＤqnを１行１列、−Ｄinを１行２
列、Ｄqn-1を２行１列、−Ｄin-1を２行２列として持つ
行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、（ｄin，ｄqn）T=Ｃ-1(ｅ
n，ｅn-1）T(n=n0+1,・・・,n0+N-1）を計算し出力するＤ
Ｃオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演
算部の出力ｄin、ｄqnを平滑化するためにｄin、ｄqnの
平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定
値として出力する第１、第２の平均演算部を備えたもの
であり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器
や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なっ
た値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、
前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去す
ることにより、前記ベースバンド遅延検波部において歪
の生じない高精度な復調処理を行なうことができるとい
う作用を有する。
【００２０】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図６を用いて説明する。
から図６を用いて説明する。
【００２１】（第１の実施の形態）図１、図２は本発明
の第１の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を
示し、また図６は受信すべき自局受信スロットの一例を
示している。図１において、ＴＤＭＡデータ受信装置の
受信信号入力端子１は、自局受信スロットの受信タイミ
ングでのみ、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信
ＩＦ信号を入力する。検波部２は、乗算器３、４と、π
／２移相器５と、入力受信信号の中心周波数に等しいキ
ャリア信号を発生する局部発振器６とで構成され、入力
された受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分
Ｉ、直交成分Ｑを検出する。ローパスフィルタ７、８は
前記直交検波部２の同相、直交出力に含まれる２倍の搬
送波成分を除去する。Ａ／Ｄ変換器９、10はローパスフ
ィルタ７、８の出力をディジタル信号に変換する。受信
フィルタ11、12はＡ／Ｄ変換器９、10の出力を受信帯域
制限する。
の第１の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を
示し、また図６は受信すべき自局受信スロットの一例を
示している。図１において、ＴＤＭＡデータ受信装置の
受信信号入力端子１は、自局受信スロットの受信タイミ
ングでのみ、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信
ＩＦ信号を入力する。検波部２は、乗算器３、４と、π
／２移相器５と、入力受信信号の中心周波数に等しいキ
ャリア信号を発生する局部発振器６とで構成され、入力
された受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分
Ｉ、直交成分Ｑを検出する。ローパスフィルタ７、８は
前記直交検波部２の同相、直交出力に含まれる２倍の搬
送波成分を除去する。Ａ／Ｄ変換器９、10はローパスフ
ィルタ７、８の出力をディジタル信号に変換する。受信
フィルタ11、12はＡ／Ｄ変換器９、10の出力を受信帯域
制限する。
【００２２】シンボル識別点検出部13は受信フィルタ1
1、12の出力からシンボル識別点を検出する。標本化部1
4、15はシンボル識別点検出部13において求められた識
別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力
Ｉn、Ｑnのみを検出する。
1、12の出力からシンボル識別点を検出する。標本化部1
4、15はシンボル識別点検出部13において求められた識
別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力
Ｉn、Ｑnのみを検出する。
【００２３】ＤＣオフセット検出部16は後記するように
自局受信スロット内の既知の同期ワードの受信時刻にお
いて、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑn、および、後記す
るベースバンド遅延検波部19の直交成分出力Ｙnを用い
て標本化部14、15の出力に含まれる不要なＤＣオフセッ
ト成分を検出する。
自局受信スロット内の既知の同期ワードの受信時刻にお
いて、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑn、および、後記す
るベースバンド遅延検波部19の直交成分出力Ｙnを用い
て標本化部14、15の出力に含まれる不要なＤＣオフセッ
ト成分を検出する。
【００２４】減算部17、18はＤＣオフセット検出部16に
おいて検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeq
を標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnから減算する。ベース
バンド遅延検波部19は減算部17、18の出力を復調する。
データ判定部20はベースバンド遅延検波部19の出力の符
号判定を行ない復号データに変換する。ＴＤＭＡデータ
受信装置の復号データ出力端子21はデータ判定部20の出
力を検出する。
おいて検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeq
を標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnから減算する。ベース
バンド遅延検波部19は減算部17、18の出力を復調する。
データ判定部20はベースバンド遅延検波部19の出力の符
号判定を行ない復号データに変換する。ＴＤＭＡデータ
受信装置の復号データ出力端子21はデータ判定部20の出
力を検出する。
【００２５】また、ＤＣオフセット検出部16の構成を示
す図２において、既知シンボル発生部22は受信スロット
中の既知の同期ワード内での任意の１シンボルに対する
遅延検波出力の直交成分ｙn0を発生させる。
す図２において、既知シンボル発生部22は受信スロット
中の既知の同期ワード内での任意の１シンボルに対する
遅延検波出力の直交成分ｙn0を発生させる。
【００２６】減算部23は前記ｙn0および、ｙn0に対応し
た受信時刻でのベースバンド遅延検波部の直交成分出力
Ｙn0を用い、ｅn0=Ｙn0-ｙn0を計算する。差分演算部24
は、１シンボル間の遅延器26と、減算器25とで構成さ
れ、標本化部14の出力Ｉnを用いて前記ｙn0に対応した
受信時刻でのベースバンド信号同相成分Ｉn0と１シンボ
ル前のベースバンド信号同相成分Ｉn0-1の間の差分値Ｄ
in0を求める。
た受信時刻でのベースバンド遅延検波部の直交成分出力
Ｙn0を用い、ｅn0=Ｙn0-ｙn0を計算する。差分演算部24
は、１シンボル間の遅延器26と、減算器25とで構成さ
れ、標本化部14の出力Ｉnを用いて前記ｙn0に対応した
受信時刻でのベースバンド信号同相成分Ｉn0と１シンボ
ル前のベースバンド信号同相成分Ｉn0-1の間の差分値Ｄ
in0を求める。
【００２７】同様にして差分演算部27は、１シンボル間
の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部15の出
力Ｑnを用いて前記ｙn0に対応した受信時刻でのベース
バンド信号直交成分Ｑn0と１シンボル前のベースバンド
信号直交成分Ｑn0-1の間の差分値Ｄqn0を求める。ＤＣ
オフセット推定演算部30は減算部23の出力ｅn0、およ
び、差分演算部24、27の出力Ｄin0、Ｄqn0を用いてＤＣ
オフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算する。
の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部15の出
力Ｑnを用いて前記ｙn0に対応した受信時刻でのベース
バンド信号直交成分Ｑn0と１シンボル前のベースバンド
信号直交成分Ｑn0-1の間の差分値Ｄqn0を求める。ＤＣ
オフセット推定演算部30は減算部23の出力ｅn0、およ
び、差分演算部24、27の出力Ｄin0、Ｄqn0を用いてＤＣ
オフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算する。
【００２８】以上のように構成されたＴＤＭＡデータ受
信装置について、図１、図２に基づき図６を参照しなが
らその動作を説明する。
信装置について、図１、図２に基づき図６を参照しなが
らその動作を説明する。
【００２９】いま図１の受信信号入力端子１に加えられ
た自局受信スロット受信信号Ｓ(ｔ)が次式によって表さ
れるものとする。 Ｓ(ｔ)＝Ｉ0(ｔ)cos(2πｆct)＋Ｑ0(ｔ)sin(2πｆct) ・・・（１） ただし、Ｉ0(ｔ)：ベースバンド同相成分 Ｑ0(ｔ)：ベースバンド直交成分 ｆc ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
た自局受信スロット受信信号Ｓ(ｔ)が次式によって表さ
れるものとする。 Ｓ(ｔ)＝Ｉ0(ｔ)cos(2πｆct)＋Ｑ0(ｔ)sin(2πｆct) ・・・（１） ただし、Ｉ0(ｔ)：ベースバンド同相成分 Ｑ0(ｔ)：ベースバンド直交成分 ｆc ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
【００３０】上述のＳ(ｔ)は直交検波部２を通してベー
スバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、
８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの
同相成分Ｉ0(ｔ)＋ｄi、直交成分Ｑ0(ｔ)＋ｄqが検出さ
れる。ただし、ｄi、ｄqは直交検波部２における乗算器
３、４や、ローパスフィルタ７、８において重畳した不
要なＤＣオフセット成分である。Ｉ0(ｔ)＋ｄi、Ｑ
0(ｔ)＋ｄqはＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル値列Ｉ
0(kＴｓ)＋ｄi、Ｑ0(kＴｓ)＋ｄq(Ｔｓ:Ａ／Ｄ変換器
９、10のサンプリング周期)に変換される。
スバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、
８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの
同相成分Ｉ0(ｔ)＋ｄi、直交成分Ｑ0(ｔ)＋ｄqが検出さ
れる。ただし、ｄi、ｄqは直交検波部２における乗算器
３、４や、ローパスフィルタ７、８において重畳した不
要なＤＣオフセット成分である。Ｉ0(ｔ)＋ｄi、Ｑ
0(ｔ)＋ｄqはＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル値列Ｉ
0(kＴｓ)＋ｄi、Ｑ0(kＴｓ)＋ｄq(Ｔｓ:Ａ／Ｄ変換器
９、10のサンプリング周期)に変換される。
【００３１】次にＩ0(kＴｓ)＋ｄi、Ｑ0(kＴｓ)＋ｄqは
ルートナイキスト特性等を有する受信フィルタ11、12に
よって受信帯域制限されベースバンド信号Ｉ(kＴｓ)＋
ｄi、Ｑ(kＴｓ)＋ｄqが得られる。シンボル識別点検出
部13においてはＩ(kＴｓ)＋ｄi、Ｑ(kＴｓ)＋ｄqからシ
ンボル識別点情報を検出し、標本化部14、15ではこの情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力Ｉn、
Ｑnのみを検出しこれを出力する。ただしここでは、Ｉ
n、Ｑnが次式によって表されるものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
ルートナイキスト特性等を有する受信フィルタ11、12に
よって受信帯域制限されベースバンド信号Ｉ(kＴｓ)＋
ｄi、Ｑ(kＴｓ)＋ｄqが得られる。シンボル識別点検出
部13においてはＩ(kＴｓ)＋ｄi、Ｑ(kＴｓ)＋ｄqからシ
ンボル識別点情報を検出し、標本化部14、15ではこの情
報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力Ｉn、
Ｑnのみを検出しこれを出力する。ただしここでは、Ｉ
n、Ｑnが次式によって表されるものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
【００３２】一方、図６に受信すべき自局受信スロット
の一例を示す。同図に示すように、本受信スロットの第
ｎ0シンボルから第ｎ0+N-1シンボルには既知の同期ワー
ドが含まれており、これに対応する遅延検波後の直交成
分シンボル値がｙn0、ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1である
とする。本発明においては、式（１０）、（１１）のＩ
n、Ｑn、および、前記の同期ワード受信時刻ｎ＝ｎ0、
ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのベースバンド遅延検波部19
の直交成分出力Ｙn0、Ｙn0+1、・・・、Ｙn0+N-1の内の任
意の１シンボルを用いてＤＣオフセット成分の検出を行
なう。ここでは一例としてｎ＝ｎ0での値Ｙn0を用いる
場合について説明する。
の一例を示す。同図に示すように、本受信スロットの第
ｎ0シンボルから第ｎ0+N-1シンボルには既知の同期ワー
ドが含まれており、これに対応する遅延検波後の直交成
分シンボル値がｙn0、ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1である
とする。本発明においては、式（１０）、（１１）のＩ
n、Ｑn、および、前記の同期ワード受信時刻ｎ＝ｎ0、
ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのベースバンド遅延検波部19
の直交成分出力Ｙn0、Ｙn0+1、・・・、Ｙn0+N-1の内の任
意の１シンボルを用いてＤＣオフセット成分の検出を行
なう。ここでは一例としてｎ＝ｎ0での値Ｙn0を用いる
場合について説明する。
【００３３】いま、時刻ｎ＝ｎ0-1，ｎ0においては、後
記するＤＣオフセット検出部16からのＤＣオフセットの
推定値ｄei、ｄeqを０とする。この時、標本化部14、15
の出力はそのままベースバンド遅延検波部19に入力さ
れ、ベースバンド遅延検波部19の同相成分出力Ｘnおよ
び、直交成分出力Ｙnは次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
記するＤＣオフセット検出部16からのＤＣオフセットの
推定値ｄei、ｄeqを０とする。この時、標本化部14、15
の出力はそのままベースバンド遅延検波部19に入力さ
れ、ベースバンド遅延検波部19の同相成分出力Ｘnおよ
び、直交成分出力Ｙnは次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
【００３４】次にＤＣオフセット検出部16の構成を示す
図２において、同期ワード受信時刻であるｎ＝ｎ0での
遅延検波後の直交成分シンボル値ｙn0は既知であるか
ら、この値ｙn0を既知シンボル発生部22から出力する。
なお、このｙn0は式（１５）のｎ＝ｎ0での値に対応す
る。
図２において、同期ワード受信時刻であるｎ＝ｎ0での
遅延検波後の直交成分シンボル値ｙn0は既知であるか
ら、この値ｙn0を既知シンボル発生部22から出力する。
なお、このｙn0は式（１５）のｎ＝ｎ0での値に対応す
る。
【００３５】減算部23ではｎ＝ｎ0でのベースバンド遅
延検波部の直交成分出力Ｙn0から既知シンボル発生部22
の出力ｙn0を減算し次式に示す値を出力する。 ｅn0＝Ｙn0−ｙn0 ＝(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄi−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄq ・・・（１６）
延検波部の直交成分出力Ｙn0から既知シンボル発生部22
の出力ｙn0を減算し次式に示す値を出力する。 ｅn0＝Ｙn0−ｙn0 ＝(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄi−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄq ・・・（１６）
【００３６】また、差分演算部24、27において次式に示
すように、ｎ＝n0でのＩnとＩn-1の差分値Ｄｉn0およ
び、ＱnとＱn-1の差分値Ｄｑn0を計算する。 Ｄｉn0 ＝ Ｉn0 − Ｉn0-1 ＝ Ｉａn0 − Ｉａn0-1 ・・・（１７） Ｄｑn0 ＝ Ｑn0 − Ｑn0-1 ＝ Ｑａn0 − Ｑａn0-1 ・・・（１８）
すように、ｎ＝n0でのＩnとＩn-1の差分値Ｄｉn0およ
び、ＱnとＱn-1の差分値Ｄｑn0を計算する。 Ｄｉn0 ＝ Ｉn0 − Ｉn0-1 ＝ Ｉａn0 − Ｉａn0-1 ・・・（１７） Ｄｑn0 ＝ Ｑn0 − Ｑn0-1 ＝ Ｑａn0 − Ｑａn0-1 ・・・（１８）
【００３７】次にＤＣオフセット推定演算部30において
は、前記のｅn0、Ｄｉn0、Ｄｑn0を用いて次式に示すよう
な演算を行ない、ｄei＝ｄeqとしてＤＣオフセットの推
定値ｄei、ｄeqを得る。 ｄei ＝ ｄeq ＝ ｅn0/（Ｄｑn0-Ｄｉn0) ＝｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄi−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄq｝ ／｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)｝ ・・・（１９）
は、前記のｅn0、Ｄｉn0、Ｄｑn0を用いて次式に示すよう
な演算を行ない、ｄei＝ｄeqとしてＤＣオフセットの推
定値ｄei、ｄeqを得る。 ｄei ＝ ｄeq ＝ ｅn0/（Ｄｑn0-Ｄｉn0) ＝｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄi−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄq｝ ／｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)｝ ・・・（１９）
【００３８】いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、式（１
９）は以下のようになり、正しい推定値が得られること
が分かる。 ｄei ＝ ｄeq ＝ ｅn0/（Ｄｑn0-Ｄｉn0) ＝｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄ0−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄ0｝ ／｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)｝ ＝ ｄ0 ・・・（２０）
９）は以下のようになり、正しい推定値が得られること
が分かる。 ｄei ＝ ｄeq ＝ ｅn0/（Ｄｑn0-Ｄｉn0) ＝｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄ0−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄ0｝ ／｛(Ｑａn0-Ｑａn0-1)−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)｝ ＝ ｄ0 ・・・（２０）
【００３９】一方、減算部17、18においては、Ｉn、Ｑn
からＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを減算し不要な
ＤＣオフセット成分を除去する。そして減算部17、18の
出力であるＩn-ｄei、Ｑn-ｄeqがベースバンド遅延検波
部19に入力され復調処理が行なわれる。
からＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを減算し不要な
ＤＣオフセット成分を除去する。そして減算部17、18の
出力であるＩn-ｄei、Ｑn-ｄeqがベースバンド遅延検波
部19に入力され復調処理が行なわれる。
【００４０】次にベースバンド遅延検波部19の出力は、
データ判定部20において符号判定され、最終的な復号デ
ータが得られる。
データ判定部20において符号判定され、最終的な復号デ
ータが得られる。
【００４１】以上のように本発明の第１の実施の形態に
よれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成
分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の
不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオ
フセット検出部16において、既知の同期ワードの受信時
刻に、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、ベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて不要なＤＣ
オフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベ
ースバンド遅延検波部において歪の生じない高精度な復
調処理を行なうことができる。
よれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成
分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の
不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオ
フセット検出部16において、既知の同期ワードの受信時
刻に、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、ベー
スバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて不要なＤＣ
オフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベ
ースバンド遅延検波部において歪の生じない高精度な復
調処理を行なうことができる。
【００４２】（第２の実施の形態）図１、図３は本発明
の第２の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成
を、図６は受信すべき自局受信スロットの一例を示して
いる。図１において、ＤＣオフセット検出部16以外は前
記第１の実施の形態と同様の構成、および、動作を行な
うので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、お
よび、動作についてのみ述べる。
の第２の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成
を、図６は受信すべき自局受信スロットの一例を示して
いる。図１において、ＤＣオフセット検出部16以外は前
記第１の実施の形態と同様の構成、および、動作を行な
うので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、お
よび、動作についてのみ述べる。
【００４３】ＤＣオフセット検出部16の構成を示す図３
において、既知シンボル発生部31は受信スロット中の既
知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成分ｙn(n=
n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる。減算部23は前記ｙ
nおよび、同期ワード受信時刻でのベースバンド遅延検
波部19の直交成分出力Ｙn(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用
い、ｅn=Ｙn-ｙnを計算する。差分演算部24は、１シン
ボル間の遅延器26と、減算器25とで構成され、標本化部
14の出力を用いて同期ワード受信時刻でのベースバンド
信号同相成分Ｉnとその１シンボル前のベースバンド信
号同相成分Ｉn-1の間の差分値Ｄｉn(n=n0,n0+1,・・・,n0+
N-1）を求める。同様にして、差分演算部27は、１シン
ボル間の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部
15の出力を用いてベースバンド信号直交成分Ｑnとその
１シンボル前のベースバンド信号直交成分Ｑn-1の間の
差分値Ｄｑn(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求める。ＤＣオ
フセット推定演算部32は減算部23の出力ｅn、および、
差分演算部24、27の出力Ｄｉn、Ｄｑnを用いてＤＣオフ
セットの準推定値ｄnを計算する。平均演算部33はＤＣ
オフセット推定演算部の出力ｄnを平滑化するためにｄn
の平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフ
セットの推定値ｄei、ｄeqを出力する。
において、既知シンボル発生部31は受信スロット中の既
知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成分ｙn(n=
n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる。減算部23は前記ｙ
nおよび、同期ワード受信時刻でのベースバンド遅延検
波部19の直交成分出力Ｙn(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用
い、ｅn=Ｙn-ｙnを計算する。差分演算部24は、１シン
ボル間の遅延器26と、減算器25とで構成され、標本化部
14の出力を用いて同期ワード受信時刻でのベースバンド
信号同相成分Ｉnとその１シンボル前のベースバンド信
号同相成分Ｉn-1の間の差分値Ｄｉn(n=n0,n0+1,・・・,n0+
N-1）を求める。同様にして、差分演算部27は、１シン
ボル間の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部
15の出力を用いてベースバンド信号直交成分Ｑnとその
１シンボル前のベースバンド信号直交成分Ｑn-1の間の
差分値Ｄｑn(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求める。ＤＣオ
フセット推定演算部32は減算部23の出力ｅn、および、
差分演算部24、27の出力Ｄｉn、Ｄｑnを用いてＤＣオフ
セットの準推定値ｄnを計算する。平均演算部33はＤＣ
オフセット推定演算部の出力ｄnを平滑化するためにｄn
の平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフ
セットの推定値ｄei、ｄeqを出力する。
【００４４】以上のように構成されたＴＤＭＡデータ受
信装置のＤＣオフセット検出部について、図１、図３に
基づき図６を参照しながらその動作を説明する。
信装置のＤＣオフセット検出部について、図１、図３に
基づき図６を参照しながらその動作を説明する。
【００４５】ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑn
は前記第１の実施の形態と同様に次式によって表される
ものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
は前記第１の実施の形態と同様に次式によって表される
ものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
【００４６】また、前記第１の実施の形態と同様に図６
に示すように、受信スロットの第ｎ0シンボルから第ｎ0
+N-1シンボルには既知の同期ワードが含まれており、こ
れに対応する遅延検波後の直交成分シンボル値がｙn0、
ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1であるとする。
に示すように、受信スロットの第ｎ0シンボルから第ｎ0
+N-1シンボルには既知の同期ワードが含まれており、こ
れに対応する遅延検波後の直交成分シンボル値がｙn0、
ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1であるとする。
【００４７】いま、同期ワードの受信時刻であるｎ＝ｎ
0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1、および、その１シンボル
前であるｎ＝ｎ0-1においては、ＤＣオフセット検出部1
6からのＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを０とす
る。この時、図１に示す標本化14、15の出力はそのまま
ベースバンド遅延検波部19に入力され、ベースバンド遅
延検波部19の同相成分出力Ｘnおよび、直交成分出力Ｙn
は次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1、および、その１シンボル
前であるｎ＝ｎ0-1においては、ＤＣオフセット検出部1
6からのＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを０とす
る。この時、図１に示す標本化14、15の出力はそのまま
ベースバンド遅延検波部19に入力され、ベースバンド遅
延検波部19の同相成分出力Ｘnおよび、直交成分出力Ｙn
は次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
【００４８】次に図３において、同期ワード受信時刻で
あるｎ＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1での遅延検波後
の直交成分シンボル値ｙnは既知であるから、この値ｙn
(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を既知シンボル発生部31から
出力する。なお、このｙnは式（１５）のｎ＝ｎ0、ｎ0+
1、・・・、ｎ0+N-1での値に対応する。減算部23ではｎ
＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのベースバンド遅延
検波部19の直交成分出力Ｙnから既知シンボル発生部22
の出力ｙnを減算し次式に示す値を出力する。 ｅn＝Ｙn−ｙn ＝(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq ・・・（２１） ただし、n＝n0,n0+1,・・・,n0+N-1。
あるｎ＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1での遅延検波後
の直交成分シンボル値ｙnは既知であるから、この値ｙn
(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を既知シンボル発生部31から
出力する。なお、このｙnは式（１５）のｎ＝ｎ0、ｎ0+
1、・・・、ｎ0+N-1での値に対応する。減算部23ではｎ
＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのベースバンド遅延
検波部19の直交成分出力Ｙnから既知シンボル発生部22
の出力ｙnを減算し次式に示す値を出力する。 ｅn＝Ｙn−ｙn ＝(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq ・・・（２１） ただし、n＝n0,n0+1,・・・,n0+N-1。
【００４９】また、差分演算部24、27において次式に示
すように、ｎ＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのＩnと
Ｉn-1の差分値Ｄｉn0および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄｑn
0を計算する。 Ｄｉn ＝ Ｉn − Ｉn-1 ＝ Ｉａn − Ｉａn-1 ・・・（２２） Ｄｑn ＝ Ｑn − Ｑn-1 ＝ Ｑａn − Ｑａn-1 ・・・（２３） ただし、n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1。
すように、ｎ＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのＩnと
Ｉn-1の差分値Ｄｉn0および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄｑn
0を計算する。 Ｄｉn ＝ Ｉn − Ｉn-1 ＝ Ｉａn − Ｉａn-1 ・・・（２２） Ｄｑn ＝ Ｑn − Ｑn-1 ＝ Ｑａn − Ｑａn-1 ・・・（２３） ただし、n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1。
【００５０】次にＤＣオフセット推定演算部32において
は、前記のｅn、Ｄｉn、Ｄｑnを用いて次式に示すよう
な演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄnを得
る。 ｄn ＝ ｅn／(Ｄｑn-Ｄｉn) ＝｛(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq｝ ／｛(Ｑａn-Ｑａn-1)−(Ｉａn-Ｉａn-1)｝ ・・・（２４） ただし、n＝n0,n0+1,・・・,n0+N-1
は、前記のｅn、Ｄｉn、Ｄｑnを用いて次式に示すよう
な演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄnを得
る。 ｄn ＝ ｅn／(Ｄｑn-Ｄｉn) ＝｛(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq｝ ／｛(Ｑａn-Ｑａn-1)−(Ｉａn-Ｉａn-1)｝ ・・・（２４） ただし、n＝n0,n0+1,・・・,n0+N-1
【００５１】次に前記ｄnに含まれる雑音の影響を抑圧
するために、平均演算部33において、次式に示すように
ｄnの平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣ
オフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
するために、平均演算部33において、次式に示すように
ｄnの平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣ
オフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【数２５】 ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄe ・・・（２６）
【００５２】いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、式（２
５）、（２６）は以下のようになり、正しい推定値が得
られることが分かる。
５）、（２６）は以下のようになり、正しい推定値が得
られることが分かる。
【００５３】 ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄ0 ・・・（２７） 以上のように本発明の第２の実施の形態によれば、直交
検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去する
ためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオ
フセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出
部16において、既知の同期ワードの受信時刻に、ベース
バンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、ベースバンド遅延
検波部の直交成分出力を用いてＤＣオフセットの準推定
値を計算し、さらにこの結果の平均値を求めることで雑
音の影響を抑圧し、より信頼性の高いＤＣオフセット推
定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去
することにより、ベースバンド遅延検波部において歪の
生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去する
ためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオ
フセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出
部16において、既知の同期ワードの受信時刻に、ベース
バンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、ベースバンド遅延
検波部の直交成分出力を用いてＤＣオフセットの準推定
値を計算し、さらにこの結果の平均値を求めることで雑
音の影響を抑圧し、より信頼性の高いＤＣオフセット推
定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去
することにより、ベースバンド遅延検波部において歪の
生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００５４】（第３の実施の形態）図１、図４は本発明
の第３の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成
を、図６は受信すべき自局受信スロットの一例を示して
いる。図１において、ＤＣオフセット検出部16以外は前
記第１の実施の形態と同様の構成、および、動作を行な
うので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、お
よび、動作についてのみ述べる。
の第３の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成
を、図６は受信すべき自局受信スロットの一例を示して
いる。図１において、ＤＣオフセット検出部16以外は前
記第１の実施の形態と同様の構成、および、動作を行な
うので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、お
よび、動作についてのみ述べる。
【００５５】ＤＣオフセット検出部16の構成を示す図４
において、既知シンボル発生部34は受信スロット中の既
知の同期ワード内での任意の隣接する２シンボルに対す
る遅延検波出力の直交成分ｙn0、ｙn0+1を発生させる。
減算部23は前記ｙn0、ｙn0+1および、ｙn0、ｙn0+1に対
応した受信時刻でのベースバンド遅延検波部19の直交成
分出力Ｙn0、Ｙn0+1を用い、ｅn0＝Ｙn0−ｙn0、ｅn0+1
＝Ｙn0+1−ｙn0+1を計算する。
において、既知シンボル発生部34は受信スロット中の既
知の同期ワード内での任意の隣接する２シンボルに対す
る遅延検波出力の直交成分ｙn0、ｙn0+1を発生させる。
減算部23は前記ｙn0、ｙn0+1および、ｙn0、ｙn0+1に対
応した受信時刻でのベースバンド遅延検波部19の直交成
分出力Ｙn0、Ｙn0+1を用い、ｅn0＝Ｙn0−ｙn0、ｅn0+1
＝Ｙn0+1−ｙn0+1を計算する。
【００５６】差分演算部24は、１シンボル間の遅延器26
と、減算器25とで構成され、標本化部14の出力Ｉnを用
いて、前記ｙn0+1に対応した受信時刻でのベースバンド
信号同相成分Ｉn0+1とその１シンボル前のベースバンド
信号同相成分Ｉn0の間の差分値Ｄｉn0+1を求める。
と、減算器25とで構成され、標本化部14の出力Ｉnを用
いて、前記ｙn0+1に対応した受信時刻でのベースバンド
信号同相成分Ｉn0+1とその１シンボル前のベースバンド
信号同相成分Ｉn0の間の差分値Ｄｉn0+1を求める。
【００５７】同様にして、差分演算部35は、１シンボル
間の遅延器37と、減算器36とで構成され、遅延器26の出
力Ｉn0とその１シンボル前の値Ｉn0-1の間の差分値Ｄｉ
n0を求める。
間の遅延器37と、減算器36とで構成され、遅延器26の出
力Ｉn0とその１シンボル前の値Ｉn0-1の間の差分値Ｄｉ
n0を求める。
【００５８】同様にして、差分演算部27は、１シンボル
間の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部15の
出力Ｑnを用いて、前記ｙn0+1に対応した受信時刻での
ベースバンド信号直交成分Ｑn0+1とその１シンボル前の
ベースバンド信号直交成分Ｑn0の間の差分値Ｄｑn0+1を
求める。
間の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部15の
出力Ｑnを用いて、前記ｙn0+1に対応した受信時刻での
ベースバンド信号直交成分Ｑn0+1とその１シンボル前の
ベースバンド信号直交成分Ｑn0の間の差分値Ｄｑn0+1を
求める。
【００５９】同様にして、差分演算部38は、１シンボル
間の遅延器40と、減算器39とで構成され、遅延器29の出
力Ｑn0とその１シンボル前の値Ｑn0-1の間の差分値Ｄｑ
n0を求める。ＤＣオフセット推定演算部41は減算部23の
出力ｅn0、ｅn0+1および、差分演算部24、35、27、38の
出力Ｄｉn0+1、Ｄｉn0、Ｄｑn0+1、Ｄｑn0を用いてＤＣ
オフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算する。
間の遅延器40と、減算器39とで構成され、遅延器29の出
力Ｑn0とその１シンボル前の値Ｑn0-1の間の差分値Ｄｑ
n0を求める。ＤＣオフセット推定演算部41は減算部23の
出力ｅn0、ｅn0+1および、差分演算部24、35、27、38の
出力Ｄｉn0+1、Ｄｉn0、Ｄｑn0+1、Ｄｑn0を用いてＤＣ
オフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算する。
【００６０】以上のように構成されたＴＤＭＡデータ受
信装置のＤＣオフセット検出部について、図１、図４に
基づき図６を参照しながらその動作を説明する。
信装置のＤＣオフセット検出部について、図１、図４に
基づき図６を参照しながらその動作を説明する。
【００６１】ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑn
は前記第１の実施の形態と同様に次式によって表される
ものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
は前記第１の実施の形態と同様に次式によって表される
ものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
【００６２】また、前記第１の実施の形態と同様に図６
に示すように、受信スロットの第ｎ0シンボルから第ｎ0
+N-1シンボルには既知の同期ワードが含まれており、こ
れに対応する遅延検波後の直交成分シンボル値がｙn0、
ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1であるとする。
に示すように、受信スロットの第ｎ0シンボルから第ｎ0
+N-1シンボルには既知の同期ワードが含まれており、こ
れに対応する遅延検波後の直交成分シンボル値がｙn0、
ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1であるとする。
【００６３】本発明においては、式（１０）、（１１）
のＩn、Ｑn、および、前記の同期ワード受信時刻ｎ＝ｎ
0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのベースバンド遅延検波
部19の直交成分出力Ｙn0、Ｙn0+1、・・・、Ｙn0+N-1の
内の任意の隣接する２シンボルを用いてＤＣオフセット
成分の検出を行なう。ここでは一例としてｎ＝ｎ0、ｎ0
+1での値Ｙn0、Ｙn0+1を用いる場合について説明する。
のＩn、Ｑn、および、前記の同期ワード受信時刻ｎ＝ｎ
0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1でのベースバンド遅延検波
部19の直交成分出力Ｙn0、Ｙn0+1、・・・、Ｙn0+N-1の
内の任意の隣接する２シンボルを用いてＤＣオフセット
成分の検出を行なう。ここでは一例としてｎ＝ｎ0、ｎ0
+1での値Ｙn0、Ｙn0+1を用いる場合について説明する。
【００６４】いま、時刻ｎ＝ｎ0-1、ｎ0、ｎ0+1におい
ては、ＤＣオフセット検出部16からのＤＣオフセットの
推定値ｄei、ｄeqを０とする。この時、図１に示す標本
化部14、15の出力はそのままベースバンド遅延検波部19
に入力され、ベースバンド遅延検波部19の同相成分出力
Ｘnおよび、直交成分出力Ｙnは次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
ては、ＤＣオフセット検出部16からのＤＣオフセットの
推定値ｄei、ｄeqを０とする。この時、図１に示す標本
化部14、15の出力はそのままベースバンド遅延検波部19
に入力され、ベースバンド遅延検波部19の同相成分出力
Ｘnおよび、直交成分出力Ｙnは次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
【００６５】次に図４において、同期ワード受信時刻で
あるｎ＝ｎ0、ｎ0+1での遅延検波後の直交成分シンボル
値ｙn0、ｙn0+1は既知であるから、この値ｙn0、ｙn0+1
を既知シンボル発生部34から出力する。なお、このｙn
0、ｙn0+1は式（１５）のｎ＝ｎ0、ｎ0+1での値に対応
する。
あるｎ＝ｎ0、ｎ0+1での遅延検波後の直交成分シンボル
値ｙn0、ｙn0+1は既知であるから、この値ｙn0、ｙn0+1
を既知シンボル発生部34から出力する。なお、このｙn
0、ｙn0+1は式（１５）のｎ＝ｎ0、ｎ0+1での値に対応
する。
【００６６】減算部23ではｎ＝ｎ0、ｎ0+1でのベースバ
ンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn０、Ｙn0+1から既知
シンボル発生部22の出力ｙn0、ｙn0+1を各々減算し次式
に示す値を出力する。 ｅn0+1＝Ｙn0+1−ｙn+1 ＝(Ｑａn0+1−Ｑａn0)ｄi−(Ｉａn0+1−Ｉａn0)ｄq ・・・（２８） ｅn0＝Ｙn0−ｙn0 ＝(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄi−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄq ・・・（２９）
ンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn０、Ｙn0+1から既知
シンボル発生部22の出力ｙn0、ｙn0+1を各々減算し次式
に示す値を出力する。 ｅn0+1＝Ｙn0+1−ｙn+1 ＝(Ｑａn0+1−Ｑａn0)ｄi−(Ｉａn0+1−Ｉａn0)ｄq ・・・（２８） ｅn0＝Ｙn0−ｙn0 ＝(Ｑａn0-Ｑａn0-1)ｄi−(Ｉａn0-Ｉａn0-1)ｄq ・・・（２９）
【００６７】また、差分演算部24、35、27、38において
次式に示すように、Ｉn0+1とＩn0の差分値Ｄｉn0+1、Ｉ
n0とＩn0-1の差分値Ｄｉn0、Ｑn0+1とＱn0の差分値Ｄｑ
n0+1、Ｑn0とＱn0-1の差分値Ｄｑn0を各々計算する。 Ｄｉn0+1 ＝ Ｉn0+1 − Ｉn0 ＝ Ｉａn0+1 − Ｉａn0 ・・・（３０） Ｄｉn0 ＝ Ｉn0 − Ｉn0-1 ＝ Ｉａn0 − Ｉａn0-1 ・・・（３１） Ｄｑn0+1 ＝ Ｑn0+1 − Ｑn0 ＝ Ｑａn0+1 − Ｑａn0 ・・・（３２） Ｄｑn0 ＝ Ｑn0 − Ｑn0-1 ＝ Ｑａn0 − Ｑａn0-1 ・・・（３３）
次式に示すように、Ｉn0+1とＩn0の差分値Ｄｉn0+1、Ｉ
n0とＩn0-1の差分値Ｄｉn0、Ｑn0+1とＱn0の差分値Ｄｑ
n0+1、Ｑn0とＱn0-1の差分値Ｄｑn0を各々計算する。 Ｄｉn0+1 ＝ Ｉn0+1 − Ｉn0 ＝ Ｉａn0+1 − Ｉａn0 ・・・（３０） Ｄｉn0 ＝ Ｉn0 − Ｉn0-1 ＝ Ｉａn0 − Ｉａn0-1 ・・・（３１） Ｄｑn0+1 ＝ Ｑn0+1 − Ｑn0 ＝ Ｑａn0+1 − Ｑａn0 ・・・（３２） Ｄｑn0 ＝ Ｑn0 − Ｑn0-1 ＝ Ｑａn0 − Ｑａn0-1 ・・・（３３）
【００６８】次にＤＣオフセット推定演算部41において
は、前記ｅn0+1、ｅn0、Ｄｉn0+1、Ｄｉn0、Ｄｑn0+1、
Ｄｑn0を用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオ
フセットの推定値ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを得る。
は、前記ｅn0+1、ｅn0、Ｄｉn0+1、Ｄｉn0、Ｄｑn0+1、
Ｄｑn0を用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオ
フセットの推定値ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを得る。
【数３４】
【００６９】以上のように本発明の第３の実施の形態に
よれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成
分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった
値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、Ｄ
Ｃオフセット検出部16において、既知の同期ワードの受
信時刻に、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、
ベースバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて不要な
ＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することによ
り、ベースバンド遅延検波部において歪の生じない高精
度な復調処理を行なうことができる。
よれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成
分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった
値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、Ｄ
Ｃオフセット検出部16において、既知の同期ワードの受
信時刻に、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、
ベースバンド遅延検波部の直交成分出力を用いて不要な
ＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することによ
り、ベースバンド遅延検波部において歪の生じない高精
度な復調処理を行なうことができる。
【００７０】（第４の実施の形態）図１、図５は本発明
の第４の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成
を、図６は受信すべき自局受信スロットの一例を示して
いる。図１において、ＤＣオフセット検出部16以外は前
記第１の実施の形態と同様の構成、および、動作を行な
うので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、お
よび、動作についてのみ述べる。
の第４の実施の形態のＴＤＭＡデータ受信装置の構成
を、図６は受信すべき自局受信スロットの一例を示して
いる。図１において、ＤＣオフセット検出部16以外は前
記第１の実施の形態と同様の構成、および、動作を行な
うので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、お
よび、動作についてのみ述べる。
【００７１】ＤＣオフセット検出部16の構成を示す図５
において、既知シンボル発生部31は受信スロット中の既
知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成分ｙn(n=
n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる。減算部23は前記ｙ
nおよび、同期ワード受信時刻でのベースバンド遅延検
波部19の直交成分出力Ｙn(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用
い、ｅn＝Ｙn−ｙn、ｅn-1＝Ｙn-1−ｙn-1(n=n0+1,n0+
2,・・・,n0+N-1）を計算する。
において、既知シンボル発生部31は受信スロット中の既
知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成分ｙn(n=
n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる。減算部23は前記ｙ
nおよび、同期ワード受信時刻でのベースバンド遅延検
波部19の直交成分出力Ｙn(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を用
い、ｅn＝Ｙn−ｙn、ｅn-1＝Ｙn-1−ｙn-1(n=n0+1,n0+
2,・・・,n0+N-1）を計算する。
【００７２】差分演算部24は、１シンボル間の遅延器26
と、減算器25とで構成され、標本化部14の出力を用いて
同期ワード受信時刻でのベースバンド信号同相成分Ｉn
とその１シンボル前のベースバンド信号同相成分Ｉn-1
の間の差分値Ｄｉn(n=n0+1,・・・,n0+N-1）を求める。
と、減算器25とで構成され、標本化部14の出力を用いて
同期ワード受信時刻でのベースバンド信号同相成分Ｉn
とその１シンボル前のベースバンド信号同相成分Ｉn-1
の間の差分値Ｄｉn(n=n0+1,・・・,n0+N-1）を求める。
【００７３】同様にして、差分演算部35は、１シンボル
間の遅延器37と、減算器36とで構成され、遅延器26の出
力Ｉn-1とその１シンボル前の値Ｉn-2の間の差分値Ｄｉ
n-1を求める。
間の遅延器37と、減算器36とで構成され、遅延器26の出
力Ｉn-1とその１シンボル前の値Ｉn-2の間の差分値Ｄｉ
n-1を求める。
【００７４】同様にして、差分演算部27は、１シンボル
間の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部15の
出力を用いてベースバンド信号直交成分Ｑnとその１シ
ンボル前のベースバンド信号直交成分Ｑn-1の間の差分
値Ｄｑn(n=n0+1,・・・,n0+N-1）を求める。
間の遅延器29と、減算器28とで構成され、標本化部15の
出力を用いてベースバンド信号直交成分Ｑnとその１シ
ンボル前のベースバンド信号直交成分Ｑn-1の間の差分
値Ｄｑn(n=n0+1,・・・,n0+N-1）を求める。
【００７５】同様にして、差分演算部38は、１シンボル
間の遅延器40と、減算器39とで構成され、遅延器29の出
力Ｑn-1とその１シンボル前の値Ｑn-2の間の差分値Ｄｑ
n-1を求める。ＤＣオフセット推定演算部42は減算部23
の出力ｅn、ｅn-1および、差分演算部24、35、27、38の
出力Ｄｉn、Ｄｉn-1、Ｄｑn、Ｄｑn-1を用いてＤＣオフ
セットの準推定値ｄiｎ、ｄqｎを計算する。平均演算部
43、44はＤＣオフセット推定演算部の出力ｄiｎ、ｄqｎ
を平滑化するためにｄiｎ、ｄqｎの平均値を各々計算
し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとし
て出力する。
間の遅延器40と、減算器39とで構成され、遅延器29の出
力Ｑn-1とその１シンボル前の値Ｑn-2の間の差分値Ｄｑ
n-1を求める。ＤＣオフセット推定演算部42は減算部23
の出力ｅn、ｅn-1および、差分演算部24、35、27、38の
出力Ｄｉn、Ｄｉn-1、Ｄｑn、Ｄｑn-1を用いてＤＣオフ
セットの準推定値ｄiｎ、ｄqｎを計算する。平均演算部
43、44はＤＣオフセット推定演算部の出力ｄiｎ、ｄqｎ
を平滑化するためにｄiｎ、ｄqｎの平均値を各々計算
し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとし
て出力する。
【００７６】以上のように構成されたＴＤＭＡデータ受
信装置のＤＣオフセット検出部について、図１、図５に
基づき図６を参照しながらその動作を説明する。
信装置のＤＣオフセット検出部について、図１、図５に
基づき図６を参照しながらその動作を説明する。
【００７７】ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑn
は前記第１の実施の形態と同様に次式によって表される
ものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
は前記第１の実施の形態と同様に次式によって表される
ものとする。 Ｉn ＝ Ｉａn ＋ ｄi ・・・（１０） Ｑn ＝ Ｑａn ＋ ｄq ・・・（１１） ただし、Ｉａn、Ｑａn：ＤＣオフセットが重畳していな
い場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
【００７８】また、前記第１の実施の形態と同様に図６
に示すように、受信スロットの第ｎ0シンボルから第ｎ0
+N-1シンボルには既知の同期ワードが含まれており、こ
れに対応する遅延検波後の直交成分シンボル値がｙn0、
ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1であるとする。
に示すように、受信スロットの第ｎ0シンボルから第ｎ0
+N-1シンボルには既知の同期ワードが含まれており、こ
れに対応する遅延検波後の直交成分シンボル値がｙn0、
ｙn0+1、・・・、ｙn0+N-1であるとする。
【００７９】いま、同期ワードの受信時刻であるｎ＝ｎ
0、ｎ0+1、・・・、ｎO+N-1、および、その１シンボル
前であるｎ＝ｎ0-1においては、ＤＣオフセット検出部1
6からのＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを０とす
る。この時、図１に示す標本化部14、15の出力はそのま
まベースバンド遅延検波部19に入力され、ベースバンド
遅延検波部19の同相成分出力Ｘnおよび、直交成分出力
Ｙnは次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
0、ｎ0+1、・・・、ｎO+N-1、および、その１シンボル
前であるｎ＝ｎ0-1においては、ＤＣオフセット検出部1
6からのＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを０とす
る。この時、図１に示す標本化部14、15の出力はそのま
まベースバンド遅延検波部19に入力され、ベースバンド
遅延検波部19の同相成分出力Ｘnおよび、直交成分出力
Ｙnは次式のようになる。 Ｘn＝Ｉn・In-1＋Ｑn・Qn-1 ＝ｘn+〔(Ｉａn+Ｉａn-1)ｄi＋(Ｑａn+Ｑａn-1)ｄq＋ｄi2+ｄq2〕 ・・・（１２） Ｙn＝Ｑn・In-1−Ｉn・Qn-1 ＝ｙn+〔(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq〕 ・・・（１３） ｘn＝Ｉａn・Iａn-1＋Ｑａn・Qａn-1 ・・・（１４） ｙn＝Ｑａn・Iａn-1−Ｉａn・Qａn-1 ・・・（１５） 上式において、ｘn、ｙnはＤＣオフセットの影響を受け
ない無歪の遅延検波出力シンボル値である。
【００８０】次に図５において、同期ワード受信時刻で
あるｎ＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1での遅延検波後
の直交成分シンボル値ｙnは既知であるから、この値ｙn
(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を既知シンボル発生部31から
出力する。なお、このｙnは式（１５）のｎ＝ｎ0、ｎ0+
1、・・・、ｎ0+N-1での値に対応する。
あるｎ＝ｎ0、ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1での遅延検波後
の直交成分シンボル値ｙnは既知であるから、この値ｙn
(n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を既知シンボル発生部31から
出力する。なお、このｙnは式（１５）のｎ＝ｎ0、ｎ0+
1、・・・、ｎ0+N-1での値に対応する。
【００８１】減算部23ではｎ＝ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1
において、ベースバンド遅延検波部19の直交成分出力Ｙ
n、Ｙn-1から既知シンボル発生部22の出力ｙn、ｙn-1を
各々減算し次式に示す値を出力する。 ｅn＝Ｙn−ｙn ＝(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq ・・・（３５） ｅn-1＝Ｙn-1−ｙn-1 ＝(Ｑａn-1-Ｑａn-2)ｄi−(Ｉａn-1-Ｉａn-2)ｄq ・・・（３６） ただし、n＝n0+1,n0+2,・・・,n0+N-1
において、ベースバンド遅延検波部19の直交成分出力Ｙ
n、Ｙn-1から既知シンボル発生部22の出力ｙn、ｙn-1を
各々減算し次式に示す値を出力する。 ｅn＝Ｙn−ｙn ＝(Ｑａn-Ｑａn-1)ｄi−(Ｉａn-Ｉａn-1)ｄq ・・・（３５） ｅn-1＝Ｙn-1−ｙn-1 ＝(Ｑａn-1-Ｑａn-2)ｄi−(Ｉａn-1-Ｉａn-2)ｄq ・・・（３６） ただし、n＝n0+1,n0+2,・・・,n0+N-1
【００８２】また、差分演算部24、35、27、38において
は、次式に示すようにｎ＝ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1に対
してＩnとＩn-1の差分値Ｄｉn、Ｉn-1とＩn-2の差分値
Ｄｉn-1、ＱnとＱn-1の差分値Ｄｑn、Ｑn-1とＱn-2の差
分値Ｄｑn-1を各々計算する。 Ｄｉn ＝ Ｉn − Ｉn-1 ＝ Ｉａn − Ｉａn-1 ・・・（３７） Ｄｉn-1 ＝ Ｉn-1 − Ｉn-2 ＝ Ｉａn-1 − Ｉａn-2 ・・・（３８） Ｄｑn ＝ Ｑn − Ｑn-1 ＝ Ｑａn − Ｑａn-1 ・・・（３９） Ｄｑn-1 ＝ Ｑn-1 − Ｑn-2 ＝ Ｑａn-1 − Ｑａn-2 ・・・（４０） ただし、n＝n0+1,n0+2,・・・,n0+N-1
は、次式に示すようにｎ＝ｎ0+1、・・・、ｎ0+N-1に対
してＩnとＩn-1の差分値Ｄｉn、Ｉn-1とＩn-2の差分値
Ｄｉn-1、ＱnとＱn-1の差分値Ｄｑn、Ｑn-1とＱn-2の差
分値Ｄｑn-1を各々計算する。 Ｄｉn ＝ Ｉn − Ｉn-1 ＝ Ｉａn − Ｉａn-1 ・・・（３７） Ｄｉn-1 ＝ Ｉn-1 − Ｉn-2 ＝ Ｉａn-1 − Ｉａn-2 ・・・（３８） Ｄｑn ＝ Ｑn − Ｑn-1 ＝ Ｑａn − Ｑａn-1 ・・・（３９） Ｄｑn-1 ＝ Ｑn-1 − Ｑn-2 ＝ Ｑａn-1 − Ｑａn-2 ・・・（４０） ただし、n＝n0+1,n0+2,・・・,n0+N-1
【００８３】次にＤＣオフセット推定演算部42において
は、前記ｅn、ｅn-1、Ｄｉn、Ｄｉn-1、Ｄｑn、Ｄｑn-1
を用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセッ
トの準推定値ｄiｎ、ｄqｎを得る。
は、前記ｅn、ｅn-1、Ｄｉn、Ｄｉn-1、Ｄｑn、Ｄｑn-1
を用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセッ
トの準推定値ｄiｎ、ｄqｎを得る。
【数４１】 ただし、n＝n0+1,n0+2,・・・,n0+N-1
【００８４】次に前記ｄiｎ、ｄqｎに含まれる雑音の影
響を抑圧するために、平均演算部43、44において、次式
に示すようにｄiｎ、ｄqｎの平均値を計算し、この結果
をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとして出力する。
響を抑圧するために、平均演算部43、44において、次式
に示すようにｄiｎ、ｄqｎの平均値を計算し、この結果
をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとして出力する。
【数４２】
【数４３】
【００８５】以上のように本発明の第４の実施の形態に
よれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成
分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった
値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、Ｄ
Ｃオフセット検出部16において、既知の同期ワードの受
信時刻に、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、
ベースバンド遅延検波部の直交成分出力を用いてＤＣオ
フセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の平均値
を求めることで雑音の影響を抑圧し、より信頼性の高い
ＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンド
Ｉ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド遅延
検波部において歪の生じない高精度な復調処理を行なう
ことができる。
よれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成
分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった
値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、Ｄ
Ｃオフセット検出部16において、既知の同期ワードの受
信時刻に、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、
ベースバンド遅延検波部の直交成分出力を用いてＤＣオ
フセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の平均値
を求めることで雑音の影響を抑圧し、より信頼性の高い
ＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンド
Ｉ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド遅延
検波部において歪の生じない高精度な復調処理を行なう
ことができる。
【００８６】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、直交検波
部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するため
のローパスフィルタにおいて不要なＤＣオフセット成分
が重畳した場合でも、新たに設けたＤＣオフセット検出
部において、既知の同期ワードの受信時刻に、ベースバ
ンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、ベースバンド遅延検
波部の直交成分出力を用いて不要なＤＣオフセット成分
を検出しこれを除去することにより、ベースバンド遅延
検波部において歪の生じない高精度な復調処理を行なえ
るという効果が得られる。
部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するため
のローパスフィルタにおいて不要なＤＣオフセット成分
が重畳した場合でも、新たに設けたＤＣオフセット検出
部において、既知の同期ワードの受信時刻に、ベースバ
ンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、ベースバンド遅延検
波部の直交成分出力を用いて不要なＤＣオフセット成分
を検出しこれを除去することにより、ベースバンド遅延
検波部において歪の生じない高精度な復調処理を行なえ
るという効果が得られる。
【図１】本発明の第１乃至第４の実施の形態に共通のＴ
ＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
ＤＭＡデータ受信装置の構成を示すブロック図、
【図２】本発明の第１の実施の形態によるＤＣオフセッ
ト検出部の構成を示す図、
ト検出部の構成を示す図、
【図３】本発明の第２の実施の形態によるＤＣオフセッ
ト検出部の構成を示す図、
ト検出部の構成を示す図、
【図４】本発明の第３の実施の形態によるＤＣオフセッ
ト検出部の構成を示す図、
ト検出部の構成を示す図、
【図５】本発明の第４の実施の形態によるＤＣオフセッ
ト検出部の構成を示す図、
ト検出部の構成を示す図、
【図６】自局受信スロットの一例を示した図、
【図７】従来のＴＤＭＡデータ受信装置の構成を示す図
である。
である。
１ 受信信号入力端子 ２ 直交検波部 ３、４ 乗算器 ５ π／２移相器 ６ 局部発振器 ７、８ ローパスフィルタ ９、10 Ａ／Ｄ変換器 11、12 受信フィルタ 13 シンボル識別点検出部 14、15 標本化部 16 ＤＣオフセット検出部 17、18 減算部 19 ベースバンド遅延検波部 20 データ判定部 21 復号データ出力端子 22、31、34 既知シンボル発生部 23 減算部 24、27、35、38 差分演算部 26、29、37、40 遅延器 25、28、36、39 減算器 30、32、41、42 ＤＣオフセット推定演算部 33、43、44 平均演算部
Claims (4)
- 【請求項１】 自局受信スロットの受信タイミングでの
み、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号
を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数
変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出す
るための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相
器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同
相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するた
めの第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２
のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換する
ための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２の
Ａ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第
１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィ
ルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボ
ル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において
求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信
フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、
後記するように受信スロット内の既知の同期ワードの受
信時刻において、前記第１、第２の標本化部の出力、お
よび、後記するベースバンド遅延検波部の直交成分出力
を用いて第１、第２の標本化部の出力に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部
と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要
なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標
本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部
と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベ
ースバンド遅延検波部と、前記ベースバンド遅延検波部
の出力の符号判定を行ない復号データに変換するための
データ判定部と、前記データ判定部出力を検出するため
の復号データ出力端子を備え、 また前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロット中の既
知の同期ワード内での任意の１シンボルに対する遅延検
波出力の直交成分ｙn0を発生させる既知シンボル発生部
と、前記ｙn0および、ｙn0に対応した受信時刻での前記
ベースバンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn0を用い、ｅ
n0＝Ｙn0−ｙn0を計算する第３の減算部と、前記第１の
標本化部の出力を用いて、前記ｙn0に対応した受信時刻
でのベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベース
バンド信号同相成分の間の差分値Ｄin0を求めるための
第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用い
て、前記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド信号
直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の
間の差分値Ｄqn0を求めるための第２の差分演算部と、
前記第３の減算部の出力ｅn0、および、前記第１、第２
の差分演算部の出力Ｄin0、Ｄqn0を用いてｄ＝ｅn0／
（Ｄqn0−Ｄin0）を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣ
オフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセッ
ト推定演算部を備えるものであり、 前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第
１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤ
Ｃオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセ
ット検出部においてこれを検出し除去することにより、
前記ベースバンド遅延検波部において歪の生じない高精
度な復調処理を行なうことができるようにしたことを特
徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。 - 【請求項２】 自局受信スロットの受信タイミングでの
み、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号
を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数
変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出す
るための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相
器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同
相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するた
めの第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２
のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換する
ための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２の
Ａ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第
１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィ
ルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボ
ル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において
求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信
フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、
後記するように受信スロット内の既知の同期ワードの受
信時刻において、前記第１、第２の標本化部の出力、お
よび、後記するベースバンド遅延検波部の直交成分出力
を用いて第１、第２の標本化部の出力に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部
と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要
なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標
本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部
と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベ
ースバンド遅延検波部と、前記ベースバンド遅延検波部
の出力の符号判定を行ない復号データに変換するための
データ判定部と、前記データ判定部出力を検出するため
の復号データ出力端子を備え、 また前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロット中の既
知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成分ｙn（n
=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる既知シンボル発生
部と、前記ｙnおよび、同期ワード受信時刻での前記ベ
ースバンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn（n=n0,n0+1,・
・・,n0+N-1）を用い、ｅn＝Ｙn−ｙnを計算する第３の減
算部と、前記第１の標本化部の出力を用いて、同期ワー
ド受信時刻でのベースバンド信号同相成分とその１シン
ボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄin
（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第１の差分演
算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて、同期ワー
ド受信時刻でのベースバンド信号直交成分とその１シン
ボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn
（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を求めるための第２の差分演
算部と、前記第３の減算部の出力ｅn、および、前記第
１、第２の差分演算部の出力Ｄin、Ｄqnを用いてｄn＝
ｅn／（Ｄqn−Ｄin）（n=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を計算
し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフ
セット推定演算部の出力ｄnを平滑化するためにｄnの平
均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセッ
トの推定値ｄei、ｄeqを出力する平均演算部を備えるも
のであり、 前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第
１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤ
Ｃオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセ
ット検出部においてこれを検出し除去することにより、
前記ベースバンド遅延検波部において歪の生じない高精
度な復調処理を行なうことができるようにしたことを特
徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。 - 【請求項３】 自局受信スロットの受信タイミングでの
み、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号
を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数
変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出す
るための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相
器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同
相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するた
めの第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２
のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換する
ための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２の
Ａ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第
１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィ
ルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボ
ル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において
求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信
フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、
後記するように受信スロット内の既知の同期ワードの受
信時刻において、前記第１、第２の標本化部の出力、お
よび、後記するベースバンド遅延検波部の直交成分出力
を用いて第１、第２の標本化部の出力に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部
と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要
なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標
本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部
と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベ
ースバンド遅延検波部と、前記ベースバンド遅延検波部
の出力の符号判定を行ない復号データに変換するための
データ判定部と、前記データ判定部出力を検出するため
の復号データ出力端子を備え、 また前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロット中の既
知の同期ワード内での任意の隣接する２シンボルに対す
る遅延検波出力の直交成分ｙn0、ｙn0+1を発生させる既
知シンボル発生部と、前記ｙn0、ｙn0+1および、ｙn0、
ｙn0+1に対応した受信時刻での前記ベースバンド遅延検
波部の直交成分出力Ｙn0、Ｙn0+1を用い、ｅn0＝Ｙn0−
ｙn0、ｅn0+1＝Ｙn0+1−ｙn0+1を計算する第３の減算部
と、前記第１の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0+1に
対応した受信時刻でのベースバンド信号同相成分とその
１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値
Ｄin0+1を求めるための第１の差分演算部、および、前
記ｙn0に対応した受信時刻でのベースバンド信号同相成
分とその１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間
の差分値Ｄin0を求めるための第２の差分演算部と、前
記第２の標本化部の出力を用いて、前記ｙn0+1に対応し
た受信時刻でのベースバンド信号直交成分とその１シン
ボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn0+
1を求めるための第３の差分演算部、および、前記ｙn0
に対応した受信時刻でのベースバンド信号直交成分とそ
の１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分
値Ｄqn0を求めるための第４の差分演算部と、前記第１
乃至第４の差分演算部の出力Ｄin0+1、Ｄin0、Ｄqn0+
1、Ｄqn0を用いてＤqn0+1を１行１列、−Ｄin0+1を１行
２列、Ｄqn0を２行１列、−Ｄin0を２行２列として持つ
行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、（ｄei，ｄeq）T=Ｃ-1(ｅn
0+1，ｅn0）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオフセットの
推定値として出力するＤＣオフセット推定演算部を備え
るものであり、 前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第
１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要
なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオ
フセット検出部においてこれを検出し除去することによ
り、前記ベースバンド遅延検波部において歪の生じない
高精度な復調処理を行なうことができるようにしたこと
を特徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。 - 【請求項４】 自局受信スロットの受信タイミングでの
み、受信ＲＦ信号または周波数変換された受信ＩＦ信号
を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数
変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出す
るための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相
器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同
相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するた
めの第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２
のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換する
ための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２の
Ａ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第
１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィ
ルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボ
ル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において
求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信
フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、
後記するように受信スロット内の既知の同期ワードの受
信時刻において、前記第１、第２の標本化部の出力、お
よび、後記するベースバンド遅延検波部の直交成分出力
を用いて第１、第２の標本化部の出力に含まれる不要な
ＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部
と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要
なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標
本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部
と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベ
ースバンド遅延検波部と、前記ベースバンド遅延検波部
の出力の符号判定を行ない復号データに変換するための
データ判定部と、前記データ判定部出力を検出するため
の復号データ出力端子を備え、 また前記ＤＣオフセット検出部は、受信スロット中の既
知の同期ワードに対する遅延検波出力の直交成分ｙn（n
=n0,n0+1,・・・,n0+N-1）を発生させる既知シンボル発生
部と、前記ｙnおよび、同期ワード受信時刻での前記ベ
ースバンド遅延検波部の直交成分出力Ｙn（n=n0,n0+1,・
・・,n0+N-1）を用い、ｅn＝Ｙn−ｙn（n=n0,n0+1,・・・,n0
+N-1）を計算する第３の減算部と、前記第１の標本化部
の出力を用いて、同期ワード受信時刻でのベースバンド
信号同相成分とその１シンボル前のベースバンド信号同
相成分の間の差分値Ｄin（n=n0+1,・・・,n0+N-1）を求め
るための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベ
ースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド
信号同相成分の間の差分値Ｄin-1（n=n0+1,・・・,n0+N-
1）を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標
本化部の出力を用いて、同期ワード受信時刻でのベース
バンド信号直交成分とその１シンボル前のベースバンド
信号直交成分の間の差分値Ｄqn（n=n0+1,・・・,n0+N-1）
を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル
前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベース
バンド信号直交成分の間の差分値Ｄqn-1（n=n0+1,・・・,n
0+N-1）を求めるための第４の差分演算部と、前記第１
乃至第４の差分演算部の出力Ｄin、Ｄin-1、Ｄqn、Ｄqn
-1を用いてＤqnを１行１列、−Ｄinを１行２列、Ｄqn-1
を２行１列、−Ｄin-1を２行２列として持つ行列Ｃの逆
行列Ｃ-1を求め、（ｄin，ｄqn）T=Ｃ-1(ｅn，ｅn-1）T
(n=n0+1,・・・,n0+N-1）を計算し出力するＤＣオフセット
推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄ
in、ｄqnを平滑化するためにｄin、ｄqnの平均値ｄei、
ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定値として出力
する第１、第２の平均演算部を備えるものであり、 前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第
１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要
なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオ
フセット検出部においてこれを検出し除去することによ
り、前記ベースバンド遅延検波部において歪の生じない
高精度な復調処理を行なうことができるようにしたこと
を特徴とするＴＤＭＡデータ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9130525A JPH10308785A (ja) | 1997-05-06 | 1997-05-06 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9130525A JPH10308785A (ja) | 1997-05-06 | 1997-05-06 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10308785A true JPH10308785A (ja) | 1998-11-17 |
Family
ID=15036391
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9130525A Withdrawn JPH10308785A (ja) | 1997-05-06 | 1997-05-06 | Ｔｄｍａデータ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10308785A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2352596A (en) * | 1999-05-28 | 2001-01-31 | Simoco Int Ltd | DC offset correction in radio receivers |
| JP2006515123A (ja) * | 2002-06-20 | 2006-05-18 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 通信システムにおけるｄｃオフセット |
| WO2008061391A1 (en) * | 2006-11-21 | 2008-05-29 | Thomson Licensing | Direct-current cancellation apparatus and method |
| JP2012138920A (ja) * | 2005-08-22 | 2012-07-19 | Cohda Wireless Pty Ltd | 無線ネットワークにおける通信方法および通信システム |
| US8559559B2 (en) | 2002-06-20 | 2013-10-15 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for compensating DC offsets in communication systems |
-
1997
- 1997-05-06 JP JP9130525A patent/JPH10308785A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2352596A (en) * | 1999-05-28 | 2001-01-31 | Simoco Int Ltd | DC offset correction in radio receivers |
| JP2006515123A (ja) * | 2002-06-20 | 2006-05-18 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 通信システムにおけるｄｃオフセット |
| US8559559B2 (en) | 2002-06-20 | 2013-10-15 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for compensating DC offsets in communication systems |
| JP2012138920A (ja) * | 2005-08-22 | 2012-07-19 | Cohda Wireless Pty Ltd | 無線ネットワークにおける通信方法および通信システム |
| WO2008061391A1 (en) * | 2006-11-21 | 2008-05-29 | Thomson Licensing | Direct-current cancellation apparatus and method |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040427 |
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| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20060309 |