JP3652039B2 - データ受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信で用いられるデータ受信装置に関し、特にＩn、Ｑnに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるようにしたデータ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル無線通信で用いられるデータ受信装置は、例えば、斉藤洋一著「ディジタル無線通信の変復調」電子情報通信学会、1996、pp．114−119に記載されたものが知られている。
【０００３】
図１０は従来のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１０のデータ受信装置は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子１と、乗算器３、４と、π／２移相器５と、入力受信信号の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振器６と、直交検波部２の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタ７、８と、ローパスフィルタ７、８の出力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器９、10と、Ａ／Ｄ変換器９、10の出力を受信帯域制限するための受信フィルタ11、12と、受信フィルタ11、12の出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部13と、シンボル識別点検出部13において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する標本化部14、15と、標本化部14、15の出力信号を復調するためのベースバンド復調処理部19と、受信ＲＦ信号ベースバンド復調処理部19の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子20とから構成されている。そして、乗算器３、４と、π／２移相器５と、局部発振器６は、入力された受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための直交検波部２を構成する。
【０００４】
次に前記従来例の動作について図１０を用いて説明する。
いま図１０の受信信号入力端子１に加えられた受信信号S(t)が次式によって表されるものとする。
【０００５】
S(t)＝I0(t)cos(2πfct)＋Q0(t)sin(2πfct) ・・・（１）
I0(t)：ベースバンド同相成分
Q0(t)：ベースバンド直交成分
fc ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
上述の受信信号S(t)は直交検波部２を通してベースバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの同相成分I0(t)、直交成分Q0(t)が検出される。I0(t)、Q0(t)はＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル値列I0(kTs)、Q0(kTs)（Ts：Ａ／Ｄ変換器９、10のサンプリング周期）に変換される。
【０００６】
次にI0(kTs)、Q0(kTs)はルートナイキスト特性等を有する受信フィルタ11、12によって受信帯域制限されベースバンド信号I(kTs)、Q(kTs)が得られる。シンボル識別点検出部13においてはI(kTs)、Q(kTs)からシンボル識別点情報を検出し、標本化部14、15ではこの情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力Ｉn、Ｑnのみを検出しこれを出力する。そしてこのＩn、Ｑnがベースバンド復調処理部19に入力され、所定の復調方式に従って復調される。
【０００７】
ここではその一例として、π/4シフトQPSK変調信号を遅延検波によって復調する場合を示す。
【０００８】
いま、Ｉn、Ｑnが次式によって表されるものとする。
【０００９】
Ｉn ＝ Ａ・ｃｏｓ(φn) ・・・（２）
Ｑn ＝ Ａ・ｓｉｎ(φn) ・・・（３）
φn：変調位相
遅延検波の場合、ベースバンド復調処理部19では上記Ｉn、Ｑnに対して以下の演算処理を行なう。
【００１０】
Δφn＝φn−φn-1：変調位相差
そして前記Ｘn、Ｙnに対して符号判定を行ない最終的な復号データを得る。
【００１１】
このように前記従来のデータ受信装置においても、直交検波部により受信ＲＦ信号、または、ＩＦ信号をベースバンドに周波数変換し、検出されたシンボル識別点での信号値を用いてベースバンド復調を行なうことで高精度な復調処理を実現できる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来のデータ受信装置では、直交検波部２における乗算器３、４や、ローパスフィルタ７、８において不要なDCオフセット成分が重畳した場合、ベースバンド復調処理部19において歪が生じ誤り率特性を劣化させてしまうという問題があった。例えばローパスフィルタ７、８の出力において不要なDCオフセットｄi、ｄqが重畳している場合、上記式（２）、（３）におけるＩn、Ｑnは次式のようになる。
【００１３】
Ｉn ＝ Ａ・ｃｏｓ(φn) ＋ ｄi ・・・（６）
Ｑn ＝ Ａ・ｓｉｎ(φn) ＋ ｄq ・・・（７）
一例として、上記Ｉn、Ｑnに対して遅延検波を行なった場合、以下のような結果が得られる。
【００１４】
上記式（８）、（９）の右辺第２項目以降がDCオフセットｄi、ｄqに起因した歪成分であり、これが誤り率特性を劣化させる。
【００１５】
本発明はこのような従来の問題点を解決するものであり、シンボル識別点でのベースバンド信号の値Ｉn、Ｑnの各々の差分値、および、Ｉn、Ｑnから求められる２乗包絡線Ｒnの差分値を計算し、これらの値を用いてDCオフセット成分ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを検出するDCオフセット検出部を設けることで、Ｉn、Ｑnに含まれる不要なDCオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるようにしたデータ受信装置を提供することを目的とするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
前記問題点を解決するために本発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いて、ｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備えるようにしたものである。
【００１７】
この発明によれば、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いてｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００１９】
本発明の請求項２に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いてｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄを平滑化するためにｄの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２０】
本発明の請求項３に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei、Ｄeq、Ｄerを求めるための第１、第２、第３の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３の移動平均演算部の出力Ｄei、Ｄeq、Ｄerを用いてｄ＝Ｄer／（２（Ｄei＋ Ｄeq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２１】
本発明の請求項４に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei、Ｄeq、Ｄerを求めるための第１、第２、第３の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３の移動平均演算部の出力Ｄei、Ｄeq、Ｄerを用いてｄ＝Ｄer／（２（Ｄei＋ Ｄeq））を計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄを平滑化するためにｄの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する第４の移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２２】
本発明の請求項５に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq2を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力Ｄi1、Ｄi2、Ｄq1、Ｄq2、Ｄr1、Ｄr2を用いてＤi1を１行１列、Ｄq1を１行２列、Ｄi2を２行１列、Ｄq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄei，ｄeq）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオフセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２３】
本発明の請求項６に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq2を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力Ｄi1、Ｄi2、Ｄq1、Ｄq2、Ｄr1、Ｄr2を用いてＤi1を１行１列、Ｄq1を１行２列、Ｄi2を２行１列、Ｄq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄx，ｄy）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄx、ｄyを平滑化するためにｄx、ｄyの移動平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定値として出力する第１、第２の移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行うことができるという作用を有する。
【００２４】
本発明の請求項７に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を求めるための第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部の出力Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を用いて、Ｄei1を１行１列、Ｄeq1を１行２列、Ｄei2を２行１列、Ｄeq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄei，ｄeq）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオフセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２５】
本発明の請求項８に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を求めるための第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部の出力Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を用いて、Ｄei1を１行１列、Ｄeq1を１行２列、Ｄei2を２行１列、Ｄeq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄx，ｄy）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄx、ｄyを平滑化するためにｄx、ｄyの移動平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定値として出力する第７、第８の移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図９を用いて説明する。
【００２７】
（第１の実施の形態）
図１、図２は第１の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１のデータ受信装置は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子１と、乗算器３、４と、π／２移相器５と、入力受信信号の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振器６と、直交検波部２の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタ７、８と、ローパスフィルタ７、８の出力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器９、10と、Ａ／Ｄ変換器９、10の出力を受信帯域制限するための受信フィルタ11、12と、受信フィルタ11、12の出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部13と、シンボル識別点検出部13において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する標本化部14、15と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部16と、ＤＣオフセット検出部16において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnから減算するための減算部17、18と、減算部17、18の出力信号を復調するためのベースバンド復調処理部19と、受信ＲＦ信号ベースバンド復調処理部19の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子20とから構成されている。そして、乗算器３、４と、π／２移相器５と、局部発振器６は、入力された受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための直交検波部２を構成する。
【００２８】
また、図２は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、差分演算部21、24、28の出力Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部31とから構成されている。
【００２９】
以上のように構成された第１の実施の形態のデータ受信装置について、図１、図２を用いてその動作を説明する。
【００３０】
いま図１の受信信号入力端子１に加えられる受信信号S(t)は、前記従来例の説明と同様の式（１）によって表されているものとする。
【００３１】
上述の受信信号S(t)は直交検波部２を通してベースバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの同相成分I0(t)＋ｄi、直交成分Q0(t)＋ｄqが検出される。ただし、ｄi、ｄqは直交検波部２における乗算器３、４や、ローパスフィルタ７、８において重畳した不要なＤＣオフセット成分である。I0(t)＋ｄi、Q0(t)＋ｄqはＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル値列Ｉ0（kTs)＋ｄi、Q0(kTs)＋ｄq（Ts：Ａ／Ｄ変換器９、10のサンプリング周期）に変換される。
【００３２】
次に、I0(t)＋ｄi、Q0(t)＋ｄqはルートナイキスト特性等を有する受信フィルタ11、12によって受信帯域制限されベースバンド信号I(kTs)＋ｄi、Q(kTs)＋ｄqが得られる。
【００３３】
シンボル識別点検出部13においてはI(kTs)＋ｄi、Q(kTs)＋ｄqからシンボル識別点情報を検出し、標本化部14、15ではこの情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力Ｉn、Ｑnのみを検出しこれを出力する。ただし、ここでは、Ｉn、Ｑnが次式によって表されるものとする。
【００３４】
Ｉn ＝ Ｉan ＋ ｄi ・・・（１０）
Ｑn ＝ Ｑan ＋ ｄq ・・・（１１）
Ｉan、Ｑan：ＤＣオフセットが重畳していない場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
この時ＤＣオフセット検出部16においては、差分演算部21、24により、次式に示すようにＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnを計算する。
【００３５】
【００３６】
次に２乗包絡線演算部27において、次式に示すように、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値を求める。
Ａ2=Ｉan2+Ｑan2:シンボル識別点での２乗包絡線の値
そして差分演算部28において、次式に示すようにＲnとＲn-1の差分値Ｄrnを計算する。
【００３７】
【００３８】
次にＤＣオフセット推定演算部31においては、上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いて次式に示すような演算を行ない、ｄei＝ｄeqとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【００３９】
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（１６）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
【００４０】
一方、減算部17、18においては、Ｉn、ＱnからＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを減算し不要なＤＣオフセット成分を除去する。そして減算部17、18の出力であるＩn−ｄei、Ｑn−ｄeqがベースバンド復調処理部19に入力され、所定の復調方式に従って復調される。
【００４１】
以上のように本発明の第１の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値から不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００４２】
（第２の実施の形態）
図１、図３は第２の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００４３】
図３は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、差分演算部21、24、28の出力Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部31と、ＤＣオフセット推定演算部31の出力ｄnを平滑化するためにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する移動平均演算部32とから構成されている。
【００４４】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図３を用いてその動作を説明する。
【００４５】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００４６】
そして、差分演算部21、24において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１２）、（１３）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnが計算される。
【００４７】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００４８】
また、差分演算部28において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１５）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄrnが計算される。
【００４９】
次にＤＣオフセット推定演算部31においては、上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄnを得る。
【００５０】
次に上記ｄnに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部32において、次式に示すようにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【００５１】
【数１９】
ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄe ・・・（２０）
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（２０）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄ0 ・・・（２１）
【００５２】
以上のように本発明の第２の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値からＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで雑音の影響を抑圧し、より信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００５３】
（第３の実施の形態）
図１、図４は第３の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００５４】
図４は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、Ｄinに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤinの移動平均値Ｄeinを計算する移動平均演算部34と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、Ｄqnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤqnの移動平均値Ｄeqnを計算する移動平均演算部35と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤrnの移動平均値Ｄernを計算する移動平均演算部33と、移動平均演算部34、35、33の出力Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部36とから構成されている。
【００５５】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図４を用いてその動作を説明する。
【００５６】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００５７】
そして、差分演算部21、24において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１２）、（１３）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnが計算される。
【００５８】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００５９】
また、差分演算部28において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１５）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄrnが計算される。
【００６０】
次に上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部34、35、33において、次式に示すようにＤin、Ｄqn、Ｄrnの各々の移動平均値Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを求める。
【００６１】
【数２２】
【数２３】
【数２４】
【００６２】
次にＤＣオフセット推定演算部36においては、上記Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いて次式に示すような演算を行ない、ｄei＝ｄeqとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【００６３】
【数２５】
【００６４】
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（２５）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
【００６５】
【数２６】
【００６６】
以上のように本発明の第３の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧された信頼性の高いＤＣオフセットの推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００６７】
（第４の実施の形態）
図１、図５は第４の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００６８】
図５は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、Ｄinに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤinの移動平均値Ｄeinを計算する移動平均演算部34と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、Ｄqnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤqnの移動平均値Ｄeqnを計算する移動平均演算部35と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤrnの移動平均値Ｄernを計算する移動平均演算部33と、移動平均演算部34、35、33の出力Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いてＤＣオフセットの準推定値ｄnを計算するためのＤＣオフセット推定演算部36と、ＤＣオフセット推定演算部36の出力ｄnを平滑化するためにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する移動平均演算部32とから構成されている。
【００６９】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図５を用いてその動作を説明する。
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００７０】
そして、差分演算部21、24において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１２）、（１３）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnが計算される。
【００７１】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００７２】
また、差分演算部28において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１５）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄrnが計算される。
【００７３】
次に上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部34、35、33において、前記第３の実施の形態で説明したと同様に式（２２）、（２３）、（２４）で表される、Ｄin、Ｄqn、Ｄrnの各々の移動平均値Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを求める。
【００７４】
次にＤＣオフセット推定演算部36においては、上記Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄnを得る。
【００７５】
【数２７】
【００７６】
さらに上記ｄnに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部32において、次式に示すようにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【００７７】
【数２８】
ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄe ・・・（２９）
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（２９）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄ0 ・・・（３０）
【００７８】
以上のように本発明の第４の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧されたＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで、ばらつきの少ないより信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００７９】
（第５の実施の形態）
図１、図６は第５の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００８０】
図６は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、差分演算部21、37、24、40、28、43の出力Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部46とから構成されている。
【００８１】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図６を用いてその動作を説明する。
【００８２】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００８３】
そして、差分演算部21、37、24、40において、次式に示すようにＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nを各々計算する。
【００８４】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００８５】
そして差分演算部28、43において、次式に示すようにＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nを各々計算する。
【００８６】
次に、ＤＣオフセット推定演算部46においては、上記Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの推定値ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを得る。
【００８７】
【数３７】
【００８８】
以上のように本発明の第５の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値から不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００８９】
（第６の実施の形態）
図１、図７は第６の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００９０】
図７は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、差分演算部21、37、24、40、28、43の出力Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nを用いてＤＣオフセットの推定値ｄxn、ｄynを計算するためのＤＣオフセット推定演算部46と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄxnを平滑化するためにｄxnの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeiとして出力する移動平均演算部47と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄynを平滑化するためにｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeqとして出力する移動平均演算部48とから構成されている。
【００９１】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図７を用いてその動作を説明する。
【００９２】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００９３】
そして、差分演算部21、37、24、40において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３１）、（３２）、（３３）、（３４）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nが各々計算される。
【００９４】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００９５】
そして差分演算部28、43において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３５）、（３６）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nが各々計算される。
【００９６】
次に、ＤＣオフセット推定演算部46においては、上記Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄxn、ｄynを得る。
【００９７】
【数３８】
【００９８】
次に上記ｄxn、ｄynに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部47、48において、次式に示すようにｄxn、ｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとして出力する。
【００９９】
【数３９】
【数４０】
【０１００】
以上のように本発明の第６の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値からＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで雑音の影響を抑圧し、より信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【０１０１】
（第７の実施の形態）
図１、図８は第７の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【０１０２】
図８は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、Ｄi1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi1nの移動平均値Ｄei1nを計算する移動平均演算部51と、Ｄi2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi2nの移動平均値Ｄei2nを計算する移動平均演算部52と、Ｄq1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq1nの移動平均値Ｄeq1nを計算する移動平均演算部53と、Ｄq2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq2nの移動平均値Ｄeq2nを計算する移動平均演算部54と、Ｄr1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr1nの移動平均値Ｄer1nを計算する移動平均演算部49と、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr2nの移動平均値Ｄer2nを計算する移動平均演算部50と、移動平均演算部51、52、53、54、49、50の出力Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部55とから構成されている。
【０１０３】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図８を用いてその動作を説明する。
【０１０４】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【０１０５】
そして、差分演算部21、37、24、40において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３１）、（３２）、（３３）、（３４）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nが各々計算される。
【０１０６】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【０１０７】
そして差分演算部28、43において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３５）、（３６）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nが各々計算される。
【０１０８】
次に、上記Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部51、52、53、54、49、50において、次式に示すようにＤi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nの各々の移動平均値Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを求める。
【０１０９】
【数４１】
【数４２】
【数４３】
【数４４】
【数４５】
【数４６】
【０１１０】
次にＤＣオフセット推定演算部55においては、上記Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの推定値ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを得る。
【０１１１】
【数４７】
【０１１２】
以上のように本発明の第７の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧された信頼性の高いＤＣオフセットの推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【０１１３】
（第８の実施の形態８）
図１、図９は第８の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【０１１４】
図９は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、Ｄi1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi1nの移動平均値Ｄei1nを計算する移動平均演算部51と、Ｄi2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi2nの移動平均値Ｄei2nを計算する移動平均演算部52と、Ｄq1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq1nの移動平均値Ｄeq1nを計算する移動平均演算部53と、Ｄq2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq2nの移動平均値Ｄeq2nを計算する移動平均演算部54と、Ｄr1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr1nの移動平均値Ｄer1nを計算する移動平均演算部49と、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr2nの移動平均値Ｄer2nを計算する移動平均演算部50と、移動平均演算部51、52、53、54、49、50の出力Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いてＤＣオフセットの準推定値ｄxn、ｄynを計算するためのＤＣオフセット推定演算部55と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄxnを平滑化するためにｄxnの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeiとして出力する移動平均演算部47と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄynを平滑化するためにｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeqとして出力する移動平均演算部48とから構成されている。
【０１１５】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図９を用いてその動作を説明する。
【０１１６】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【０１１７】
そして、差分演算部21、37、24、40において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３１）、（３２）、（３３）、（３４）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nが各々計算される。
【０１１８】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【０１１９】
そして差分演算部28、43において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３５）、（３６）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nが各々計算される。
【０１２０】
次に、上記Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部51、52、53、54、49、50において、前記第７の実施の形態で説明したと同様に式（４１）、（４２）、（４３）、（４４）、（４５）、（４６）で表される、Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nの各々の移動平均値Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを求める。
【０１２１】
次にＤＣオフセット推定演算部55においては、上記Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄxn、ｄynを得る。
【０１２２】
【数４８】
【０１２３】
次に上記ｄxn、ｄynに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部47、48において、次式に示すようにｄxn、ｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとして出力する。
【０１２４】
【数４９】
【数５０】
【０１２５】
以上のように本発明の第８の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧されたＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで、ばらつきの少ないより信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【０１２６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、新たに設けたＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値から不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なえるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態乃至第８の実施の形態に共通のデータ受信装置の構成を示す図、
【図２】本発明の第１の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図３】本発明の第２の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図４】本発明の第３の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図５】本発明の第４の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図６】本発明の第５の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図７】本発明の第６の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図８】本発明の第７の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図９】本発明の第８の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図１０】従来のデータ受信装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 受信信号入力端子
２ 直交検波部
３、４ 乗算器
５ π／２移相器
６ 局部発振器
７、８ ローパスフィルタ
９、10 Ａ／Ｄ変換器
11、12 受信フィルタ
13 シンボル識別点検出部
14、15 標本化部
16 ＤＣオフセット検出部
17、18 減算部
19 ベースバンド復調処理部
20 復号データ出力端子
21、24、28、37、40、43 差分演算部
22、25、29、38、41、44 遅延器
23、26、30、39、42、45 減算器
27 ２乗包絡線演算部
32〜35、47〜54 移動平均演算部
31、36、46、55 ＤＣオフセット推定演算部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信で用いられるデータ受信装置に関し、特にＩn、Ｑnに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるようにしたデータ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル無線通信で用いられるデータ受信装置は、例えば、斉藤洋一著「ディジタル無線通信の変復調」電子情報通信学会、1996、pp．114−119に記載されたものが知られている。
【０００３】
図１０は従来のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１０のデータ受信装置は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子１と、乗算器３、４と、π／２移相器５と、入力受信信号の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振器６と、直交検波部２の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタ７、８と、ローパスフィルタ７、８の出力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器９、10と、Ａ／Ｄ変換器９、10の出力を受信帯域制限するための受信フィルタ11、12と、受信フィルタ11、12の出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部13と、シンボル識別点検出部13において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する標本化部14、15と、標本化部14、15の出力信号を復調するためのベースバンド復調処理部19と、受信ＲＦ信号ベースバンド復調処理部19の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子20とから構成されている。そして、乗算器３、４と、π／２移相器５と、局部発振器６は、入力された受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための直交検波部２を構成する。
【０００４】
次に前記従来例の動作について図１０を用いて説明する。
いま図１０の受信信号入力端子１に加えられた受信信号S(t)が次式によって表されるものとする。
【０００５】
S(t)＝I0(t)cos(2πfct)＋Q0(t)sin(2πfct) ・・・（１）
I0(t)：ベースバンド同相成分
Q0(t)：ベースバンド直交成分
fc ：受信ＲＦ周波数またはＩＦ周波数
上述の受信信号S(t)は直交検波部２を通してベースバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの同相成分I0(t)、直交成分Q0(t)が検出される。I0(t)、Q0(t)はＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル値列I0(kTs)、Q0(kTs)（Ts：Ａ／Ｄ変換器９、10のサンプリング周期）に変換される。
【０００６】
次にI0(kTs)、Q0(kTs)はルートナイキスト特性等を有する受信フィルタ11、12によって受信帯域制限されベースバンド信号I(kTs)、Q(kTs)が得られる。シンボル識別点検出部13においてはI(kTs)、Q(kTs)からシンボル識別点情報を検出し、標本化部14、15ではこの情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力Ｉn、Ｑnのみを検出しこれを出力する。そしてこのＩn、Ｑnがベースバンド復調処理部19に入力され、所定の復調方式に従って復調される。
【０００７】
ここではその一例として、π/4シフトQPSK変調信号を遅延検波によって復調する場合を示す。
【０００８】
いま、Ｉn、Ｑnが次式によって表されるものとする。
【０００９】
Ｉn ＝ Ａ・ｃｏｓ(φn) ・・・（２）
Ｑn ＝ Ａ・ｓｉｎ(φn) ・・・（３）
φn：変調位相
遅延検波の場合、ベースバンド復調処理部19では上記Ｉn、Ｑnに対して以下の演算処理を行なう。
【００１０】
そして前記Ｘn、Ｙnに対して符号判定を行ない最終的な復号データを得る。
【００１１】
このように前記従来のデータ受信装置においても、直交検波部により受信ＲＦ信号、または、ＩＦ信号をベースバンドに周波数変換し、検出されたシンボル識別点での信号値を用いてベースバンド復調を行なうことで高精度な復調処理を実現できる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら前記従来のデータ受信装置では、直交検波部２における乗算器３、４や、ローパスフィルタ７、８において不要なDCオフセット成分が重畳した場合、ベースバンド復調処理部19において歪が生じ誤り率特性を劣化させてしまうという問題があった。例えばローパスフィルタ７、８の出力において不要なDCオフセットｄi、ｄqが重畳している場合、上記式（２）、（３）におけるＩn、Ｑnは次式のようになる。
【００１３】
Ｉn ＝ Ａ・ｃｏｓ(φn) ＋ ｄi ・・・（６）
Ｑn ＝ Ａ・ｓｉｎ(φn) ＋ ｄq ・・・（７）
一例として、上記Ｉn、Ｑnに対して遅延検波を行なった場合、以下のような結果が得られる。
【００１４】
【００１５】
本発明はこのような従来の問題点を解決するものであり、シンボル識別点でのベースバンド信号の値Ｉn、Ｑnの各々の差分値、および、Ｉn、Ｑnから求められる２乗包絡線Ｒnの差分値を計算し、これらの値を用いてDCオフセット成分ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを検出するDCオフセット検出部を設けることで、Ｉn、Ｑnに含まれる不要なDCオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるようにしたデータ受信装置を提供することを目的とするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
前記問題点を解決するために本発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いて、ｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備えるようにしたものである。
【００１７】
この発明によれば、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いてｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００１９】
本発明の請求項２に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いてｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄを平滑化するためにｄの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２０】
本発明の請求項３に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei、Ｄeq、Ｄerを求めるための第１、第２、第３の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３の移動平均演算部の出力Ｄei、Ｄeq、Ｄerを用いてｄ＝Ｄer／（２（Ｄei＋ Ｄeq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２１】
本発明の請求項４に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei、Ｄeq、Ｄerを求めるための第１、第２、第３の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３の移動平均演算部の出力Ｄei、Ｄeq、Ｄerを用いてｄ＝Ｄer／（２（Ｄei＋ Ｄeq））を計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄを平滑化するためにｄの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する第４の移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２２】
本発明の請求項５に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq2を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力Ｄi1、Ｄi2、Ｄq1、Ｄq2、Ｄr1、Ｄr2を用いてＤi1を１行１列、Ｄq1を１行２列、Ｄi2を２行１列、Ｄq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄei，ｄeq）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオフセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２３】
本発明の請求項６に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq2を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力Ｄi1、Ｄi2、Ｄq1、Ｄq2、Ｄr1、Ｄr2を用いてＤi1を１行１列、Ｄq1を１行２列、Ｄi2を２行１列、Ｄq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄx，ｄy）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄx、ｄyを平滑化するためにｄx、ｄyの移動平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定値として出力する第１、第２の移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行うことができるという作用を有する。
【００２４】
本発明の請求項７に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を求めるための第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部の出力Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を用いて、Ｄei1を１行１列、Ｄeq1を１行２列、Ｄei2を２行１列、Ｄeq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄei，ｄeq）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオフセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２５】
本発明の請求項８に記載の発明は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を求めるための第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部の出力Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を用いて、Ｄei1を１行１列、Ｄeq1を１行２列、Ｄei2を２行１列、Ｄeq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄx，ｄy）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄx、ｄyを平滑化するためにｄx、ｄyの移動平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定値として出力する第７、第８の移動平均演算部を備えたものであり、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することにより、前記ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができるという作用を有する。
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図９を用いて説明する。
【００２７】
（第１の実施の形態）
図１、図２は第１の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１のデータ受信装置は、受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子１と、乗算器３、４と、π／２移相器５と、入力受信信号の中心周波数に等しいキャリア信号を発生する局部発振器６と、直交検波部２の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタ７、８と、ローパスフィルタ７、８の出力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器９、10と、Ａ／Ｄ変換器９、10の出力を受信帯域制限するための受信フィルタ11、12と、受信フィルタ11、12の出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部13と、シンボル識別点検出部13において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する標本化部14、15と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部16と、ＤＣオフセット検出部16において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnから減算するための減算部17、18と、減算部17、18の出力信号を復調するためのベースバンド復調処理部19と、受信ＲＦ信号ベースバンド復調処理部19の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子20とから構成されている。そして、乗算器３、４と、π／２移相器５と、局部発振器６は、入力された受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための直交検波部２を構成する。
【００２８】
また、図２は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、差分演算部21、24、28の出力Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部31とから構成されている。
【００２９】
以上のように構成された第１の実施の形態のデータ受信装置について、図１、図２を用いてその動作を説明する。
【００３０】
いま図１の受信信号入力端子１に加えられる受信信号S(t)は、前記従来例の説明と同様の式（１）によって表されているものとする。
【００３１】
上述の受信信号S(t)は直交検波部２を通してベースバンドに周波数変換された後、ローパスフィルタ７、８により２倍の搬送波成分が除去され、ベースバンドの同相成分I0(t)＋ｄi、直交成分Q0(t)＋ｄqが検出される。ただし、ｄi、ｄqは直交検波部２における乗算器３、４や、ローパスフィルタ７、８において重畳した不要なＤＣオフセット成分である。I0(t)＋ｄi、Q0(t)＋ｄqはＡ／Ｄ変換器９、10によりサンプル値列Ｉ0（kTs)＋ｄi、Q0(kTs)＋ｄq（Ts：Ａ／Ｄ変換器９、10のサンプリング周期）に変換される。
【００３２】
次に、I0(t)＋ｄi、Q0(t)＋ｄqはルートナイキスト特性等を有する受信フィルタ11、12によって受信帯域制限されベースバンド信号I(kTs)＋ｄi、Q(kTs)＋ｄqが得られる。
【００３３】
シンボル識別点検出部13においてはI(kTs)＋ｄi、Q(kTs)＋ｄqからシンボル識別点情報を検出し、標本化部14、15ではこの情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力Ｉn、Ｑnのみを検出しこれを出力する。ただし、ここでは、Ｉn、Ｑnが次式によって表されるものとする。
【００３４】
Ｉn ＝ Ｉan ＋ ｄi ・・・（１０）
Ｑn ＝ Ｑan ＋ ｄq ・・・（１１）
Ｉan、Ｑan：ＤＣオフセットが重畳していない場合のシンボル識別点でのベースバンド信号値
この時ＤＣオフセット検出部16においては、差分演算部21、24により、次式に示すようにＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnを計算する。
【００３５】
次に２乗包絡線演算部27において、次式に示すように、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値を求める。
そして差分演算部28において、次式に示すようにＲnとＲn-1の差分値Ｄrnを計算する。
【００３７】
次にＤＣオフセット推定演算部31においては、上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いて次式に示すような演算を行ない、ｄei＝ｄeqとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（１６）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
一方、減算部17、18においては、Ｉn、ＱnからＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを減算し不要なＤＣオフセット成分を除去する。そして減算部17、18の出力であるＩn−ｄei、Ｑn−ｄeqがベースバンド復調処理部19に入力され、所定の復調方式に従って復調される。
【００４１】
以上のように本発明の第１の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値から不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００４２】
（第２の実施の形態）
図１、図３は第２の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００４３】
図３は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、差分演算部21、24、28の出力Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部31と、ＤＣオフセット推定演算部31の出力ｄnを平滑化するためにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する移動平均演算部32とから構成されている。
【００４４】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図３を用いてその動作を説明する。
【００４５】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００４６】
そして、差分演算部21、24において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１２）、（１３）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnが計算される。
【００４７】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００４８】
また、差分演算部28において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１５）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄrnが計算される。
【００４９】
次にＤＣオフセット推定演算部31においては、上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄnを得る。
次に上記ｄnに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部32において、次式に示すようにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【００５１】
【数１９】
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（２０）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄ0 ・・・（２１）
【００５２】
以上のように本発明の第２の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値からＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで雑音の影響を抑圧し、より信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００５３】
（第３の実施の形態）
図１、図４は第３の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００５４】
図４は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、Ｄinに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤinの移動平均値Ｄeinを計算する移動平均演算部34と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、Ｄqnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤqnの移動平均値Ｄeqnを計算する移動平均演算部35と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤrnの移動平均値Ｄernを計算する移動平均演算部33と、移動平均演算部34、35、33の出力Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部36とから構成されている。
【００５５】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図４を用いてその動作を説明する。
【００５６】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００５７】
そして、差分演算部21、24において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１２）、（１３）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnが計算される。
【００５８】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００５９】
また、差分演算部28において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１５）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄrnが計算される。
【００６０】
次に上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部34、35、33において、次式に示すようにＤin、Ｄqn、Ｄrnの各々の移動平均値Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを求める。
【００６１】
【数２２】
次にＤＣオフセット推定演算部36においては、上記Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いて次式に示すような演算を行ない、ｄei＝ｄeqとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【００６３】
【数２５】
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（２５）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
【００６５】
【数２６】
以上のように本発明の第３の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧された信頼性の高いＤＣオフセットの推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００６７】
（第４の実施の形態）
図１、図５は第４の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００６８】
図５は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄinを求めるための差分演算部21と、Ｄinに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤinの移動平均値Ｄeinを計算する移動平均演算部34と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqnを求めるための差分演算部24と、Ｄqnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤqnの移動平均値Ｄeqnを計算する移動平均演算部35と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrnを求めるための差分演算部28と、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤrnの移動平均値Ｄernを計算する移動平均演算部33と、移動平均演算部34、35、33の出力Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いてＤＣオフセットの準推定値ｄnを計算するためのＤＣオフセット推定演算部36と、ＤＣオフセット推定演算部36の出力ｄnを平滑化するためにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する移動平均演算部32とから構成されている。
【００６９】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図５を用いてその動作を説明する。
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００７０】
そして、差分演算部21、24において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１２）、（１３）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄin、および、ＱnとＱn-1の差分値Ｄqnが計算される。
【００７１】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００７２】
また、差分演算部28において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１５）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄrnが計算される。
【００７３】
次に上記Ｄin、Ｄqn、Ｄrnに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部34、35、33において、前記第３の実施の形態で説明したと同様に式（２２）、（２３）、（２４）で表される、Ｄin、Ｄqn、Ｄrnの各々の移動平均値Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを求める。
【００７４】
次にＤＣオフセット推定演算部36においては、上記Ｄein、Ｄeqn、Ｄernを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄnを得る。
【００７５】
【数２７】
さらに上記ｄnに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部32において、次式に示すようにｄnの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを得る。
【００７７】
【数２８】
いま、ｄi≒ｄq＝ｄ0である場合、上記式（２９）は以下のようになり、正しい推定値が得られることが分かる。
ｄei ＝ ｄeq ＝ ｄ0 ・・・（３０）
【００７８】
以上のように本発明の第４の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧されたＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで、ばらつきの少ないより信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００７９】
（第５の実施の形態）
図１、図６は第５の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００８０】
図６は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、差分演算部21、37、24、40、28、43の出力Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部46とから構成されている。
【００８１】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図６を用いてその動作を説明する。
【００８２】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００８３】
そして、差分演算部21、37、24、40において、次式に示すようにＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nを各々計算する。
【００８４】
【００８５】
そして差分演算部28、43において、次式に示すようにＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nを各々計算する。
【００８６】
【００８７】
【数３７】
以上のように本発明の第５の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値から不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【００８９】
（第６の実施の形態）
図１、図７は第６の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【００９０】
図７は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、差分演算部21、37、24、40、28、43の出力Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nを用いてＤＣオフセットの推定値ｄxn、ｄynを計算するためのＤＣオフセット推定演算部46と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄxnを平滑化するためにｄxnの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeiとして出力する移動平均演算部47と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄynを平滑化するためにｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeqとして出力する移動平均演算部48とから構成されている。
【００９１】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図７を用いてその動作を説明する。
【００９２】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【００９３】
そして、差分演算部21、37、24、40において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３１）、（３２）、（３３）、（３４）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nが各々計算される。
【００９４】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【００９５】
そして差分演算部28、43において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３５）、（３６）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nが各々計算される。
【００９６】
次に、ＤＣオフセット推定演算部46においては、上記Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄxn、ｄynを得る。
【００９７】
【数３８】
次に上記ｄxn、ｄynに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部47、48において、次式に示すようにｄxn、ｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとして出力する。
【００９９】
【数３９】
以上のように本発明の第６の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値からＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで雑音の影響を抑圧し、より信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【０１０１】
（第７の実施の形態）
図１、図８は第７の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【０１０２】
図８は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、Ｄi1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi1nの移動平均値Ｄei1nを計算する移動平均演算部51と、Ｄi2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi2nの移動平均値Ｄei2nを計算する移動平均演算部52と、Ｄq1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq1nの移動平均値Ｄeq1nを計算する移動平均演算部53と、Ｄq2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq2nの移動平均値Ｄeq2nを計算する移動平均演算部54と、Ｄr1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr1nの移動平均値Ｄer1nを計算する移動平均演算部49と、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr2nの移動平均値Ｄer2nを計算する移動平均演算部50と、移動平均演算部51、52、53、54、49、50の出力Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを計算するためのＤＣオフセット推定演算部55とから構成されている。
【０１０３】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図８を用いてその動作を説明する。
【０１０４】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【０１０５】
そして、差分演算部21、37、24、40において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３１）、（３２）、（３３）、（３４）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nが各々計算される。
【０１０６】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【０１０７】
そして差分演算部28、43において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３５）、（３６）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nが各々計算される。
【０１０８】
次に、上記Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部51、52、53、54、49、50において、次式に示すようにＤi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nの各々の移動平均値Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを求める。
【０１０９】
【数４１】
次にＤＣオフセット推定演算部55においては、上記Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの推定値ｄei＝ｄi、ｄeq＝ｄqを得る。
【０１１１】
【数４７】
以上のように本発明の第７の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧された信頼性の高いＤＣオフセットの推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【０１１３】
（第８の実施の形態８）
図１、図９は第８の実施の形態のデータ受信装置の構成を示すブロック図である。図１におけるＤＣオフセット検出部16以外は前記第１の実施の形態と同様の構成を有すると共に同様の動作を行なうので、ここでは、ＤＣオフセット検出部16の構成、および、動作についてのみ述べる。
【０１１４】
図９は、ＤＣオフセット検出部16の構成を示すブロック図であり、ＤＣオフセット検出部16は、１シンボル間の遅延器22と減算器23から成り標本化部14の出力Ｉnを用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1nを求めるための差分演算部21と、1シンボル間の遅延器38と減算器39から成り差分演算部21の構成要素である遅延器22の出力Ｉn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2nを求めるための差分演算部37と、１シンボル間の遅延器25と減算器26から成り標本化部15の出力Ｑnを用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1nを求めるための差分演算部24と、１シンボル間の遅延器41と減算器42から成り差分演算部24の構成要素である遅延器25の出力Qn-1を用いて１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄq2nを求めるための差分演算部40と、標本化部14、15の出力Ｉn、Ｑnを用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値Ｒnを求めるための２乗包絡線演算部27と、１シンボル間の遅延器29と減算器30から成り２乗包絡線演算部27の出力Ｒnを用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1nを求めるための差分演算部28と、１シンボル間の遅延器44と減算器45から成り差分演算部28の構成要素である遅延器29の出力Ｒn-1を用いて１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2nを求めるための差分演算部43と、Ｄi1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi1nの移動平均値Ｄei1nを計算する移動平均演算部51と、Ｄi2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤi2nの移動平均値Ｄei2nを計算する移動平均演算部52と、Ｄq1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq1nの移動平均値Ｄeq1nを計算する移動平均演算部53と、Ｄq2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤq2nの移動平均値Ｄeq2nを計算する移動平均演算部54と、Ｄr1nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr1nの移動平均値Ｄer1nを計算する移動平均演算部49と、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するためにＤr2nの移動平均値Ｄer2nを計算する移動平均演算部50と、移動平均演算部51、52、53、54、49、50の出力Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いてＤＣオフセットの準推定値ｄxn、ｄynを計算するためのＤＣオフセット推定演算部55と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄxnを平滑化するためにｄxnの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeiとして出力する移動平均演算部47と、ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄynを平滑化するためにｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄeqとして出力する移動平均演算部48とから構成されている。
【０１１５】
以上のように構成されたデータ受信装置のＤＣオフセット検出部16について、図９を用いてその動作を説明する。
【０１１６】
ＤＣオフセット検出部16への入力Ｉn、Ｑnは前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１０）、（１１）で表される。
【０１１７】
そして、差分演算部21、37、24、40において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３１）、（３２）、（３３）、（３４）で表される、ＩnとＩn-1の差分値Ｄi1n、Ｉn-1とＩn-2の差分値Ｄi2n、ＱnとＱn-1の差分値Ｄq1n、Ｑn-1とＱn-2の差分値Ｄq2nが各々計算される。
【０１１８】
次に２乗包絡線演算部27において、前記第１の実施の形態で説明したと同様に式（１４）で表される、Ｉn、Ｑnからその２乗包絡線の値が求められる。
【０１１９】
そして差分演算部28、43において、前記第５の実施の形態で説明したと同様に式（３５）、（３６）で表される、ＲnとＲn-1の差分値Ｄr1n、Ｒn-1とＲn-2の差分値Ｄr2nが各々計算される。
【０１２０】
次に、上記Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nに含まれる雑音成分を抑圧するために、移動平均演算部51、52、53、54、49、50において、前記第７の実施の形態で説明したと同様に式（４１）、（４２）、（４３）、（４４）、（４５）、（４６）で表される、Ｄi1n、Ｄi2n、Ｄq1n、Ｄq2n、Ｄr1n、Ｄr2nの各々の移動平均値Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを求める。
【０１２１】
次にＤＣオフセット推定演算部55においては、上記Ｄei1n、Ｄei2n、Ｄeq1n、Ｄeq2n、Ｄer1n、Ｄer2nを用いて次式に示すような演算を行ない、ＤＣオフセットの準推定値ｄxn、ｄynを得る。
【０１２２】
【数４８】
次に上記ｄxn、ｄynに含まれる雑音の影響を抑圧するために、移動平均演算部47、48において、次式に示すようにｄxn、ｄynの移動平均値を計算し、この結果をＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqとして出力する。
【０１２４】
【数４９】
以上のように本発明の第８の実施の形態によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、ＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分、および、２乗包絡線の差分の各々の移動平均値を用いて、雑音成分が抑圧されたＤＣオフセットの準推定値を計算し、さらにこの結果の移動平均値を求めることで、ばらつきの少ないより信頼性の高いＤＣオフセット推定値を算出し、これをベースバンドＩ、Ｑ信号から除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なうことができる。
【０１２６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直交検波部における乗算器や、２倍の搬送波成分を除去するためのローパスフィルタにおいて不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、新たに設けたＤＣオフセット検出部において、ベースバンドＩ、Ｑ信号の差分値、および、２乗包絡線の差分値から不要なＤＣオフセット成分を検出しこれを除去することにより、ベースバンド復調処理部において歪の生じない高精度な復調処理を行なえるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態乃至第８の実施の形態に共通のデータ受信装置の構成を示す図、
【図２】本発明の第１の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図３】本発明の第２の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図４】本発明の第３の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図５】本発明の第４の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図６】本発明の第５の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図７】本発明の第６の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図８】本発明の第７の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図９】本発明の第８の実施の形態によるＤＣオフセット検出部の構成を示す図、
【図１０】従来のデータ受信装置の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 受信信号入力端子
２ 直交検波部
３、４ 乗算器
５ π／２移相器
６ 局部発振器
７、８ ローパスフィルタ
９、10 Ａ／Ｄ変換器
11、12 受信フィルタ
13 シンボル識別点検出部
14、15 標本化部
16 ＤＣオフセット検出部
17、18 減算部
19 ベースバンド復調処理部
20 復号データ出力端子
21、24、28、37、40、43 差分演算部
22、25、29、38、41、44 遅延器
23、26、30、39、42、45 減算器
27 ２乗包絡線演算部
32〜35、47〜54 移動平均演算部
31、36、46、55 ＤＣオフセット推定演算部
Claims (8)
- 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いてｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。
- 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄiを求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄqを求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄrを求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力Ｄi、Ｄq、Ｄrを用いてｄ＝Ｄr／（２（Ｄi＋Ｄq））を計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄを平滑化するためにｄの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する移動平均演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。
- 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei、Ｄeq、Ｄerを求めるための第１、第２、第３の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３の移動平均演算部の出力Ｄei、Ｄeq、Ｄerを用いてｄ＝Ｄer／（２（Ｄei＋ Ｄeq））を計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力するＤＣオフセット推定演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。
- 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第３の差分演算部と、前記第１、第２、第３の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei、Ｄeq、Ｄerを求めるための第１、第２、第３の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３の移動平均演算部の出力Ｄei、Ｄeq、Ｄerを用いてｄ＝Ｄer／（２（Ｄei＋ Ｄeq））を計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄを平滑化するためにｄの移動平均値ｄeを計算し、ｄei＝ｄeq＝ｄeとしてＤＣオフセットの推定値ｄei、ｄeqを出力する第４の移動平均演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて同じ値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。
- 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq2を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力Ｄi1、Ｄi2、Ｄq1、Ｄq2、Ｄr1、Ｄr2を用いてＤi1を１行１列、Ｄq1を１行２列、Ｄi2を２行１列、Ｄq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、
（ｄei，ｄeq）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオフセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。 - 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi1を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値Ｄi2を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq1を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値Ｄq2を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr1を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値Ｄr2を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力Ｄi1、Ｄi2、Ｄq1、Ｄq2、Ｄr1、Ｄr2を用いてＤi1を１行１列、Ｄq1を１行２列、Ｄi2を２行１列、Ｄq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、
（ｄx，ｄy）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄx、ｄyを平滑化するためにｄx、ｄyの移動平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定値として出力する第１、第２の移動平均演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。 - 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を求めるための第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部の出力Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を用いてＤei1を１行１列、Ｄeq1を１行２列、Ｄei2を２行１列、Ｄeq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄei，ｄeq）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し、ｄei、ｄeqをＤＣオフセットの推定値として出力するＤＣオフセット推定演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。
- 受信ＲＦ信号または、周波数変換された受信ＩＦ信号を入力する受信信号入力端子と、前記受信信号を周波数変換しベースバンドの同相成分Ｉ、直交成分Ｑを検出するための局部発振器、第１、第２の乗算器、π／２移相器から構成される直交検波部と、前記直交検波部の同相、直交出力に含まれる２倍の搬送波成分を除去するための第１、第２のローパスフィルタと、前記第１、第２のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換するための第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を受信帯域制限するための第１、第２の受信フィルタと、前記第１、第２の受信フィルタの出力からシンボル識別点を検出するためのシンボル識別点検出部と、前記シンボル識別点検出部において求められた識別点情報に基づきシンボル識別点での受信フィルタ出力のみを検出する第１、第２の標本化部と、後述するように前記第１、第２の標本化部の出力を用いてそこに含まれる不要なＤＣオフセット成分を検出するＤＣオフセット検出部と、前記ＤＣオフセット検出部において検出された不要なＤＣオフセット成分ｄei、ｄeqを前記第１、第２の標本化部の出力から減算するための第１、第２の減算部と、前記第１、第２の減算部の出力を復調するためのベースバンド復調処理部と、前記ベースバンド復調処理部の出力である復号データを検出するための復号データ出力端子を備え、また前記ＤＣオフセット検出部が、前記第１の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号同相成分と１シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第１の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号同相成分と２シンボル前のベースバンド信号同相成分の間の差分値を求めるための第２の差分演算部と、前記第２の標本化部の出力を用いて現時点のベースバンド信号直交成分と１シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第３の差分演算部、および、１シンボル前のベースバンド信号直交成分と２シンボル前のベースバンド信号直交成分の間の差分値を求めるための第４の差分演算部と、前記第１、第２の標本化部の出力を用いてシンボル識別点での２乗包絡線の値を求めるための２乗包絡線演算部と、前記２乗包絡線演算部の出力を用いて現時点の２乗包絡線の値と１シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第５の差分演算部、および、１シンボル前の２乗包絡線の値と２シンボル前の２乗包絡線の値の間の差分値を求めるための第６の差分演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の差分演算部の出力の移動平均値Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を求めるための第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部と、前記第１、第２、第３、第４、第５、第６の移動平均演算部の出力Ｄei1、Ｄei2、Ｄeq1、Ｄeq2、Ｄer1、Ｄer2を用いてＤei1を１行１列、Ｄeq1を１行２列、Ｄei2を２行１列、Ｄeq2を２行２列として持つ行列Ｃの逆行列Ｃ-1を求め、さらに、（ｄx，ｄy）T=Ｃ-1(Ｄr1，Ｄr2）Tを計算し出力するＤＣオフセット推定演算部と、前記ＤＣオフセット推定演算部の出力ｄx、ｄyを平滑化するためにｄx、ｄyの移動平均値ｄei、ｄeqを計算しこれをＤＣオフセットの推定値として出力する第７、第８の移動平均演算部を備え、前記直交検波部における第１、第２の乗算器や、前記第１、第２のローパスフィルタにおいて異なった値の不要なＤＣオフセット成分が重畳した場合でも、前記ＤＣオフセット検出部においてこれを検出し除去することを特徴とするデータ受信装置。
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| JP33773496A JP3652039B2 (ja) | 1996-12-04 | 1996-12-04 | データ受信装置 |
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Family Applications (1)
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