KR100649677B1 - 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기및 이를 이용한 심볼 검출 방법 - Google Patents

지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기및 이를 이용한 심볼 검출 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100649677B1
KR100649677B1 KR1020050058478A KR20050058478A KR100649677B1 KR 100649677 B1 KR100649677 B1 KR 100649677B1 KR 1020050058478 A KR1020050058478 A KR 1020050058478A KR 20050058478 A KR20050058478 A KR 20050058478A KR 100649677 B1 KR100649677 B1 KR 100649677B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
received signal
frequency error
symbol
delay
value
Prior art date
Application number
KR1020050058478A
Other languages
English (en)
Inventor
민상현
최형진
한정수
도주현
박타준
이광묵
조군식
이우상
Original Assignee
삼성전기주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전기주식회사 filed Critical 삼성전기주식회사
Priority to KR1020050058478A priority Critical patent/KR100649677B1/ko
Priority to CNB2006100903333A priority patent/CN100568865C/zh
Priority to US11/427,771 priority patent/US7558346B2/en
Application granted granted Critical
Publication of KR100649677B1 publication Critical patent/KR100649677B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2657—Carrier synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
    • H04B1/708—Parallel implementation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B15/00—Suppression or limitation of noise or interference
    • H04B15/02—Reducing interference from electric apparatus by means located at or near the interfering apparatus
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L12/00—Data switching networks
    • H04L12/28—Data switching networks characterised by path configuration, e.g. LAN [Local Area Networks] or WAN [Wide Area Networks]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2675—Pilot or known symbols
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals

Abstract

본 발명은 근거리 무선 개인 영역 네트워크인 지그비(IEEE 802.15.4, ZigBee) 시스템의 수신 모뎀에 있어서 수신 심볼을 판별하는 심볼 검출기에 관한 것이다.
본 발명에 따른 OQPSK 방식 근거리 무선 통신시스템에서, 수신 모뎀에 수신되는 심볼을 판별하는 심볼 검출기는, 상기 수신신호 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼을 이용하여 상기 수신신호에 존재하는 주파수 오차 성분을 획득하는 주파수 오차 추정기; 상기 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연시간으로 다중 지연 미분하는 다중 지연 미분 필터; 상기 다중 지연 미분 필터에 의하여 다중 지연 미분된 수신신호와, 상기 주파수 오차 추정기에 의하여 획득한 주파수 오차 성분을 복소 컨쥬게이트 연산함으로써 주파수 오차를 제거하는 다중 주파수 오차 보상부; 상기 다중 주파수 오차 보상부의 출력값에, 상기 수신신호의 심벌과 일대일 대응되고 상기 다중 지연 미분 필터와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스와 실수 상관 연산하는 복수의 다중 상관기; 상기 각각의 다중 상관기의 출력값을 합산하는 복수의 합산기; 및 상기 복수의 합산기의 출력값 중 최대값을 선택하는 최대값 선택기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
ZigBee, IEEE 802.15.4, symbol detector, frequency offset, 주파수 오차, 심볼 검출기

Description

지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기 및 이를 이용한 심볼 검출 방법{SYMBOL DETECTOR BASED ON FREQUENCY OFFSET COMPENSATION IN ZIGBEE SYSTEM AND SYMBOL DETECTING METHOD THEREOF}
도 1은 종래의 2.4GHz OQPSK 변조 방식을 갖는 지그비 수신 모뎀에서의 비동기 방식 심볼 검출기의 구성도.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 지그비 시스템에서의 주파수 오차 추정기의 구성도.
도 2a 내지 도 2c는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 오차 추정기의 세부 구성도.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 2.4GHz OQPSK 변조 방식을 갖는 지그비 수신 모뎀에서의 비동기 방식 심볼 검출기의 구성도.
도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 2.4GHz OQPSK 변조 방식을 갖는 지그비 수신 모뎀에서의 비동기 방식 심볼 검출기의 세부 연결도.
도 4a 내지 도 4e는 종래의 비동기 방식의 심볼 검출기와 본 발명에 따른 심볼 검출기의 비트 에러율(BER) 성능을 비교하는 그래프.
본 발명은 근거리 무선 개인 영역 네트워크인 지그비(IEEE 802.15.4, ZigBee) 시스템에 관한 것으로, 특히 2.4GHz 지그비 시스템의 수신 모뎀에 있어서 수신 심볼을 판별하는 심볼 검출기에 관한 것이다.
최근 시간과 장소에 구애받지 않고 언제나 네트워크에 접속할 수 있는 통신 환경을 나타내는 유비쿼터스(ubiquitous)가 제안되면서, 셀룰러 망과 같은 대형 통신망이 아닌 소규모의 무선 통신 시스템들, 예를 들어, 무선 사설망(Wireless PAN), 센서네트워크, RFID 등에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.
이러한 유비쿼터스 컴퓨팅은 언제 어디서나 사용 가능하고 현실 세계의 사물과 환경 속으로 스며들어 일상 생활에 통합되는 것을 기본 전제로 한다. 또한 유비쿼터스 네트워크는 누구든지 언제 어디서나, 통신 속도 등의 제약 없이 이용할 수 있고 모든 정보나 컨텐츠를 유통시킬 수 있는 정보 통신 네트워크를 의미하며, 이의 구현으로 기존의 정보 통신 망 또는 정보 통신 서비스가 가지고 있던 여러 가지 제약으로부터 벗어나 이용자가 자유롭게 정보 통신 서비스를 이용할수 있도록 한다. 이러한 유비쿼터스 컴퓨팅과 유비쿼터스 네트워크를 활용하여 새로운 서비스들을 개발하려는 노력이 진행중이며, 이와 관련된 기술의 중요성도 급증하고 있다. 또한, 향후 유비쿼터스 컴퓨팅 환경에서는 자율적인 센싱, 저전력 통신기능 제공 및 수천 개 이상의 노드 객체들로 무선 센서 네트워크를 구성하여 언제 어디서나 다양한 정보 서비스의 제공이 가능할 것으로 예상된다.
이와 같은 유비쿼터스 환경에 적극 대처하기 위해 현재 지그비(ZigBee)의 구현을 위한 요소 기술들이 활발히 연구 및 개발 중에 있으며, 이러한 기술을 바탕으로 IEEE802.15.4 표준에서는 물리 계층과 링크 계층에 대하여 정의하고 있다.
일반적으로, ZigBee란 IEEE802.15.4 저속(Low-rate) 무선 개인 영역 네트워크(Wireless Personal Area Network: WPAN)를 말하며, 아래의 [표 1]과 같이 주파수 대역을 3개의 대역으로 구분하여 사용하며, 각 주파수 대역별로 확산(Spreading) 방식과 데이터 전송 속도(Data rates)를 다르게 설정하여 통신을 하는 네트워크를 말한다.
물리계층 (MHz) 주파수 대역 (MHz) 확산 파라미터 데이터 파라미터
칩 속도 (Kchips/s) 변조 비트 속도 (Kb/s) 심볼 속도 (Ksymbol/s) 심볼
868/915 868-868.6 300 BPSK 20 20 Binary
902-928 600 BPSK 40 40 Binary
2450 2400-2483.5 2000 0-QPSK 250 62.5 16-ary Orthogonal
이와 같은 ZigBee는 소형, 저전력, 저가격 제품을 목표로 하고 있으며, 현재 가정, 사무실 등의 무선네트워킹에서 10~20m 내외의 근거리 통신 시장과 최근 주목 받고 있는 유비쿼터스 컴퓨팅을 위한 기술로서 주목받고 있다. 상기 [표 1]에 나타난 바와 같이, ZigBee는 임의의 물리계층(physical layer)를 선정하여 통신을 하게 되면, 각 주파수 대역별로 확산(Spreading) 방식과 데이터 전송 속도(Data rates)가 정해지게 되어, 송신측과 수신측 모두 같은 규약으로 통신을 하도록 구성된다.
이러한 지그비 시스템은 IEEE802.15.4에서 제시하고 있는 바와 같이 규격에서 초소형, 저가, 저전력을 추구하는 시스템이기 때문에 수신단에서 고가의 오실레이터를 사용할 수 없으므로 낮은 정확도를 가진 저가의 오실레이터가 사용될 것을 고려하여, ±80ppm의 주파수 오차에도 동작이 가능하도록 권고하고 있다. 따라서 일반적으로 비동기(non-coherent) 방식의 심볼 검출기(symbol detector)를 사용함으로써 주파수 오차에 강인할 수 있도록 설계되고 있다.
도 1은 종래의 2.4GHz OQPSK 변조 방식을 갖는 지그비 수신 모뎀에서의 비동기 방식 심볼 검출기의 구성도이다.
도 1을 참조하면, 종래의 심볼 검출기는 다중 지연 미분 필터(120), 복수의 다중 상관기(130), 복수의 합산기(151,152,153), 최대값 선택기(160) 및 심볼디매퍼(symbol demapper)(170)를 포함한다.
상기 종래의 심볼 검출기는 지그비 시스템의 수신단에 수신되는 신호(Re[r(t)], Im[r(t)])를 A/D 컨버터(111, 112)에 의하여 소정의 샘플링 수로 샘플링하여 디지털 신호(Re[r(k)], Im[r(k)])으로 변환한 후, 다중 지연 미분 필터(120)로 입력한다.
상기 다중 지연 미분 필터(120)는 현재 수신된 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연 시간(1Tc, 2Tc, 3Tc)만큼 지연시킨 후, 각 지연된 수신신호를 콘쥬게이트 취한 후 상기 현재 수신신호와 곱함으로써 다중 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k), Dr,2Tc(k), Dr,3Tc(k))를 출력한다.
상기 다중 지연 미분 필터(120)의 출력은 상기 복수의 다중 상관기(130)로 입력된다. 도 1에서는 심볼 #0 내지 심볼 #15의 15개 심볼 중, 심볼 #0에 대한 다중 상관기(130) 및 대응하는 다중 지연 미분 PN 시퀀스(140)만이 도시되어 있으나, 상기 심볼 검출기는 심볼 #1 내지 심볼 #15에 대응하는 각각의 다중 상관기 및 다중 지연 미분 PN 시퀀스가 더 포함된다. 즉, 상기 심볼 검출기에는 심볼의 개수(0~15)만큼 복수개의 다중 상관기(130) 및 대응하는 다중 지연 미분 PN 시퀀스(140)가 구비된다. 그리고 다중 지연 미분 PN 시퀀스(140)는 상기 다중 지연 필터(120)와 동일한 방식으로 다중 지연 미분된 PN 시퀀스에 해당한다.
상기 각각의 다중 상관기(130)는 복수의 곱셈기(131)와, 복수의 합산기(132)을 이용하여, 상기 다중 지연 미분 필터(120)로부터 출력된 다중 지연 미분 신호(Dr,1Tc(k), Dr,2Tc(k), Dr,3Tc(k))와, 각각의 심볼에 대응하는 다중 지연 미분 PN 시퀀스(Ds,1Tc(k), Ds,2Tc(k), Ds,3Tc(k))를 복소 콘쥬게이트(complex conjugate) 연산한 후, 적분기(133)에 의하여 한 심볼 구간 동안 적분한다. 이와 같이 한 심볼 구간 동안 적분된 값은 자승 계산부(134)에 의하여 각각 실수부와 허수부가 제곱된 후 합산됨으로서 주파수와 주파수 오차를 제거하게 된다.
그리고 복수의 합산기(151,152,153)는 각각 대응하는 심볼에 대한 다중 상관기(130)들에 구성된 1Tc, 2Tc, 3Tc 미분지연신호 상관기들의 출력값을 합산하여 수신 신호의 에너지 크기를 구한다.
상기 최대값 선택기(160)는 상기 복수의 다중 상관기(130)의 출력값을 모두 수신하여, 그 중 가장 큰 값을 원하는 심볼에 대한 출력값(imax)으로서 선택한다. 이와 같이 선택된 심볼값은 심볼 디매퍼(symbol demapper)(170)에 의하여 비트 데이터로 디매핑(demapping)됨으로써 원하는 정보 비트(information bit)를 얻을 수 있게 된다.
그러나 위와 같은 종래의 비동기 방식의 심볼 검출기는 다중 상관기(130)에서 자승 계산부(134)에 의한 제곱 계산 과정이 존재함으로 인하여 자승 손실에 따른 성능 열화가 발생할 뿐만 아니라, 하드웨어 구현이 매우 어렵다는 문제가 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해소하기 위하여 제안된 것으로서, 본 발명의 목적은 OQPSK 방식 근거리 무선 통신시스템에서 수신 모뎀에 수신되는 심볼을 판별하는 경우에, 심볼 검출기의 성능을 향상시키면서도 용이하게 하드웨어를 구현할 수 있는 심볼 검출기를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 OQPSK 방식 근거리 무선 통신시스템에서, 수신 모뎀에 수신되는 심볼을 판별하는 심볼 검출기는, 상기 수신신호 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼을 이용하여 상기 수신신호에 존재하는 주파수 오차 성분을 획득하는 주파수 오차 추정기; 상기 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연시간으로 다중 지연 미분하는 다중 지연 미분 필터; 상기 다중 지연 미분 필터에 의하여 다중 지연 미분된 수신신호와, 상기 주파수 오차 추정기에 의하여 획득한 주파수 오차 성분을 복소 컨쥬게이트 연산함으로써 주파수 오차를 제거하는 다중 주파수 오차 보상부; 상기 다중 주파수 오차 보상부의 출력값에, 상기 수신신호의 심벌과 일대일 대응되고 상기 다중 지연 미분 필터와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스와 실수 상관 연산하는 복수의 다중 상관기; 상기 각각의 다중 상관기의 출력값을 합산하는 복수의 합산기; 및 상기 복수의 합산기의 출력값 중 최대값을 선택하는 최대값 선택기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 OQPSK 방식 근거리 무선 통신시스템에서, 수신 모뎀에 수신되는 심볼을 판별하는 심볼 검출 방법은, 상기 수신신호 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼을 이용하여 상기 수신신호에 존재하는 주파수 오차 성분을 획득하는 제1 단계; 상기 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연시간으로 다중 지연 미분하는 제2 단계; 상기 제2 단계에서 다중 지연 미분된 수신신호와, 상기 제1 단계에서 획득된 주파수 오차성분을 복소 컨쥬게이트 연산함으로써 주파수 오차를 제거하는 제3 단계; 상기 제3 단계에 의하여 주파수 오차가 제거된 출력값에, 복수의 다중 상관기를 이용하여 상기 수신신호의 심벌과 일대일 대응되고 상기 다중 지연 미분 필터와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스와 실수 상관 연산하는 제4 단계; 상기 각각의 다중 상관기에 의하여 실수 상관 연산된 각 각의 출력값을 합산하는 제5 단계; 및 상기 각각의 다중 상관기로부터 합산된 출력값 중 최대값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 참조번호 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 지그비 시스템에서의 주파수 오차 추정기의 구성도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 주파수 오차 추정기(230)는 다중 지연 미분 필터(240)와, 복수의 곱셈기(250 내지 253)와, 복수의 합산기(260, 261) 및 평균계산기(270, 271)를 포함한다. 상기 도 2에는 본 발명에 따른 주파수 오차 추정기(230) 중, 1Tc 지연 미분 신호에 대한 주파수 오차 추정기(231)의 세부 구성이 나타나고 있다. 그리고 상기 1Tc 지연 미분 신호에 대한 주파수 오차 추정기(231)의 하부에 겹쳐져서 표현된 2Tc 및 3Tc지연 미분 신호에 대한 주파수 오차 추정기(232,233)는 상기 1Tc 지연 미분 신호에 대한 주파수 오차 추정기(231)와 동일한 구성을 갖고, 다만 시간 지연 성분이 2Tc 또는 3Tc 성분을 갖는다는 점에서 차이가 있다. 이하에서는 편의를 위하여 상기 주파수 오차 추정기(231) 및 다른 다중 장치에 있어서, 1Tc 지연 성분에 대한 연산 과정을 중심으로 주파수 오차를 추정하는 과정을 설명할 것이나, 별도의 설명이 없으면 본 발명에 따른 1Tc, 2Tc 및 3Tc 지연 성분에 대하여도 각각 다중 연산이 이루어지는 것으로 이해한다.
본 발명에서는 지그비 시스템의 수신단에 수신되는 신호로부터 주파수 오차 성분을 획득하기 위하여 수신신호 패킷의 프리앰블(preamble) 신호에 포함된 특정 심볼을 이용한다. 수신단에 수신된 수신신호 패킷의 처음 8개의 심볼은 송신단과 수신단이 서로 알고 있는 프리앰블을 전송하게 되며, 본 발명에서는 이러한 8개의 심볼 중 하나의 특정 심볼을 이용하여 다음과 같이 주파수 오차 성분을 계산한다.
먼저, 지그비 시스템의 수신단에 수신되는 신호(Re[r(t)], Im[r(t)])는 A/D 컨버터(211, 212)에 의하여 소정의 샘플링 수로 샘플링되어 디지털 신호(Re[r(k)], Im[r(k)])로 변환된 후, 상기 주파수 오차 추정기(230)로 입력된다.
그러면 상기 주파수 오차 추정기(230) 내부에 구성된 다중 지연 미분 필터(240)는 상기 현재 수신된 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연 시간(1Tc, 2Tc, 3Tc)만큼 지연시킨 후, 각 지연된 수신신호를 콘쥬게이트 취한 후 상기 현재 수신신호와 곱함으로써 다중 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k), Dr,2Tc(k), Dr,3Tc(k))를 출력한다.
그리고 복수의 곱셈기(250 내지 253) 및 합산기(260, 261)는 상기 다중 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k), Dr,2Tc(k), Dr,3Tc(k))의 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심 볼(예를 들어, 심볼 #0)을, 상기 특정 심볼에 대응하는 PN 시퀀스를 상기 다중 지연 미분 필터(240)와 동일한 방식으로 지연 미분한 값(220)과 복수 콘쥬게이트(complex conjugate) 연산한다. 여기서 상기 다중 지연 PN 시퀀스(200)는 특정 심볼(예를 들어, 심볼 #0)에 대응하는 PN 시퀀스를, 상기 다중 지연 미분 필터(240)에서 수행되는 지연 및 미분 연산을 수행한 것과 동일한 방식으로 지연 미분한 것이다.
이후 평균값 계산기(270, 271)는 상기 복수의 덧셈기(260, 261)의 출력값을, 하나의 심볼 구간동안의 평균값, 즉 하나의 심볼에 있어서 샘플링이 이루어지는 샘플 수에 대하여 평균값을 취함으로써 수신 신호의 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼(예를 들어, 심볼 #0)로부터, 본 발명에 따른 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00001
,
Figure 112005035605761-pat00002
,
Figure 112005035605761-pat00003
,
Figure 112005035605761-pat00004
,
Figure 112005035605761-pat00005
,
Figure 112005035605761-pat00006
)을 얻을 수 있다.
도 2a 내지 도 2c는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 오차 추정기의 세부 구성도이다. 도 2a 내지 도 2c를 참조하여 상기 다중 지연 미분 필터(240)의 세부 동작 및 1Tc, 2Tc 및 3Tc 지연 미분 신호에 대한 주파수 오차 성분 계산과정을 설명한다.
도 2a에 도시된 바와 같이, 1Tc 지연 미분 신호에 대한 오차 추정기(231)에 대한 1Tc 지연 미분 필터(240)는 입력된 현재 수신신호를 미리 설정된 1Tc 만큼 지연시킨 후, 각 지연된 수신신호를 콘쥬게이트 취한 후 상기 현재 수신신호와 곱함으로써 1Tc 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k))를 출력한다.
상기 1Tc 지연 미분 필터(240)의 동작을 상세히 설명하면 다음과 같다. 상기 1Tc 지연 미분 필터(240)는 복수의 1Tc 지연기(241a 내지 241d)를 이용하여 상기 수신 신호의 실수값(Re[r(k)])과 허수값(Im[r(k)])을 1Tc만큼 지연시킨다. 그리고 제1 곱셈기(242a)는 상기 입력된 현재 수신신호의 실수값과 1Tc 지연된 수신신호의 실수값을 곱한다. 제2 곱셈기(242b)는 상기 입력된 현재 수신신호의 허수값과 1Tc 지연된 수신신호의 허수값을 곱한다. 제3 곱셈기(242c)는 상기 입력된 현재 수신신호의 실수값의 1Tc 지연된 수신신호와 상기 현재 수신신호의 허수값을 곱한다. 그리고 제4 곱셈기(242d)는 상기 입력된 현재 수신신호의 실수값과 상기 입력된 수신신호의 1Tc 지연된 수신신호의 허수값을 곱한다. 제1 덧셈기(243a)는 상기 제1 곱셈기(242a)와 제2 곱셈기(242b)의 출력값을 합산함으로써 1Tc 지연 미분된 수신신호의 실수값(Re[Dr,1Tc(k)])을 출력한다. 제2 덧셈기(243b)는 상기 제3 곱셈기(242c)의 출력값으로부터 제4 곱셈기(242d)의 출력값을 감산함으로써 1Tc 지연 미분된 수신신호의 허수값(Im[Dr,1Tc(k)])을 출력한다.
그리고 1Tc 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k))의 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼(예를 들어, 심볼 #0)은, 상기 특정 심볼에 대응하는 PN 시퀀스를 상기 1Tc 지 연 미분 필터(240)와 동일한 방식으로 지연 미분한 값인 1Tc 지연 미분 PN 시퀀스와 복수 콘쥬게이트(complex conjugate) 연산된 후, 하나의 심볼 구간 동안 평균값을 취함으로써, 1Tc 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k))에 대한 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00007
,
Figure 112005035605761-pat00008
)을 얻을 수 있다.
또한 도 2b에 도시된 바와 같이, 2Tc 지연 미분 신호에 대한 오차 추정기(232)에 대한 2Tc 지연 미분 필터는 입력된 현재 수신신호를 미리 설정된 2Tc 만큼 지연시킨 후, 각 지연된 수신신호를 콘쥬게이트 취한 후 상기 현재 수신신호와 곱함으로써 2Tc 지연 미분된 신호(Dr,2Tc(k))를 출력한다. 그리고 2Tc 지연 미분된 신호(Dr,2Tc(k))의 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼(예를 들어, 심볼 #0)은, 상기 특정 심볼에 대응하는 PN 시퀀스를 상기 2Tc 지연 미분 필터와 동일한 방식으로 지연 미분한 값인 2Tc 지연 미분 PN 시퀀스와 복수 콘쥬게이트 연산된 후, 하나의 심볼 구간 동안 평균값을 취함으로써, 2Tc 지연 미분된 신호(Dr,2Tc(k))에 대한 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00009
,
Figure 112005035605761-pat00010
)을 얻을 수 있다.
또한 동일한 방식을 적용하여, 도 2c에 도시된 바와 같이, 3Tc 지연 미분 신호에 대한 오차 추정기(233)를 이용하여 3Tc 지연 미분된 신호(Dr,3Tc(k))에 대한 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00011
,
Figure 112005035605761-pat00012
)을 얻을 수 있다.
도 3는 본 발명의 실시예에 따른 2.4GHz OQPSK 변조 방식을 갖는 지그비 수신 모뎀에서의 비동기 방식 심볼 검출기의 구성도이다. 도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 2.4GHz OQPSK 변조 방식을 갖는 지그비 수신 모뎀에서의 비동기 방식 심볼 검출기의 세부 연결도이다.
도 3a 및 3b를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 지그비 수신 모뎀에서의 비동기 방식 심볼 검출기는 주파수 오차 추정기(310)와, 다중 지연 미분 필터(240) 및 다중 주파수 보상부(320)를 갖는 다중 보상부(300)와, 복수의 다중 상관기(331 내지 333)와, 복수의 합산기(340) 및 최대값 선택기(350)을 포함하며, 다음과 같이 원하는 심볼을 검출한다.
먼저, 지그비 시스템의 수신단에 수신되는 신호(Re[r(t)], Im[r(t)])는 A/D 컨버터(211, 212)에 의하여 소정의 샘플링 수로 샘플링되어 디지털 신호(Re[r(k)], Im[r(k)])로 변환된 후, 상기 다중 보상부(300)로 입력된다. 여기서, 도 3a에 도시된 바와 같이, 상기 수신 신호는 상기 다중 보상부(300)에 포함된 1Tc 보상부, 2Tc 보상부 및 3Tc 보상부에 각각 입력된다.
그러면 상기 다중 보상부(300) 내부에 구성된 다중 지연 미분 필터(240)는, 도 3에서 설명한 바와 같이, 상기 현재 수신된 수신신호를 미리 설정된 복수의 지 연 시간(1Tc, 2Tc, 3Tc)만큼 지연시킨 후, 각 지연된 수신신호를 콘쥬게이트 취한 후 상기 현재 수신신호와 곱함으로써 다중 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k), Dr,2Tc(k), Dr,3Tc(k))를 출력한다.
그리고 상기 다중 지연 미분 필터(240)에 의하여 다중 지연 미분된 수신신호는 상기 다중 주파수 보상부(320)로 입력된다.
상기 다중 주파수 보상부(320)는 상기 다중 지연 미분 필터(240)의 출력된 다중 지연 미분된 수신신호(Dr,1Tc(k), Dr,2Tc(k), Dr,3Tc(k))와, 상기 주파수 오차 추정기(310)에 의하여 추정된 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00013
,
Figure 112005035605761-pat00014
,
Figure 112005035605761-pat00015
,
Figure 112005035605761-pat00016
,
Figure 112005035605761-pat00017
,
Figure 112005035605761-pat00018
)을 서로 복소 컨쥬게이트 연산함으로써, 상기 수신신호에 대한 주파수 오차의 영향을 보상한다. 여기서, 도 3a에 도시된 바와 같이, 상기 다중 주파수 보상부(320) 내부에 구상된 1Tc 보상부, 2Tc 보상부 및 3Tc 보상부에는 상기 주파수 오차 추정기(310)로부터 각각 1Tc 지연 미분된 신호(Dr,1Tc(k))에 대한 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00019
,
Figure 112005035605761-pat00020
), 2Tc 지연 미분된 신호(Dr,2Tc(k))에 대한 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00021
,
Figure 112005035605761-pat00022
) 및 3Tc 지연 미분된 신호(Dr,3Tc(k))에 대한 주파수 오차 성분(
Figure 112005035605761-pat00023
,
Figure 112005035605761-pat00024
)이 입력됨을 알 수 있다.
그리고 상기 다중 주파수 보상부(320)의 출력값은, 상기 수신 신호의 심벌(심볼 #0 내지 심볼 #15)과 일대일 대응되는 복수의 상관기(330, 330-1)로 입력된다. 상기 복수의 다중 상관기(330, 330-1)는 각각의 심볼(심볼 #0 내지 심볼 #15)마다 하나씩 할당되므로 모두 16개가 구비된다. 여기서 도 3a에 도시되 바와 같이, 상기 1Tc 보상부, 2Tc 보상부 및 3Tc 보상부의 출력값은 각각 상기 복수의 다중 상관기(330, 330-1) 내부에 구성된 각각의 1Tc 상관기, 2Tc 상관기 및 3Tc 상관기에 입력됨을 알 수 있다.
상기 복수의 다중 상관기(330, 330-1)는 각 심볼(심볼 #0 내지 심볼 #15)마다 하나씩 할당되며,상기 다중 주파수 보상부(320)의 출력값을 상기 다중 지연 미분 필터(240)와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스(220, 220-1)와 실수 상관연산을 수행한다. 예를 들어, 상기 다중 주파수 보상부(320)의 출력값은 심볼 #0에 할당된 다중 상관기(330)로 입력된 후, 상기 심볼 #0에 대응하고 상기 다중 지연 미분 필터(240)와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스(220)와 실수 상관연산된 다.
그리고 다른 나머지 다중 상관기들, 예를 들어 심볼 #15에 대응하는 다중 상관기(330-1)도 상기 다중 주파수 보상부(320)의 출력값을 수신한 후, 상기 심볼 #15에 대응하고 상기 다중 지연 미분 필터(240)와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스(220-1)와 실수 상관연산된다.
그리고 각각의 합산기(340,341,342)는 각각 대응하는 다중 상관기(330,330-1)의 출력값을 합산하여 수신 신호의 에너지 크기를 구한다.
상기 최대값 선택기(350)는 상기 복수의 합산기(340,341,342)의 출력값을 모두 수신하여, 그 중 가장 큰 값을 원하는 심볼에 대한 출력값(imax)으로서 선택한다.
이와 같이 선택된 심볼값은 심볼 디매퍼(symbol demapper)(360)에 의하여 비트 데이터로 디매핑(demapping)됨으로써 원하는 정보 비트(information bit)를 얻을 수 있게 된다.
덧붙여, 이상 설명한 실시예에서는 다중 지연 시간의 간격을 1Tc(1칩 또는 1/2 칩 주기)로 하여 지연 시간을 1Tc, 2Tc 및 3Tc로 설정하였으나, 상기 지연시간은 이에 한정되지 않으며, 성능의 개선을 위하여 조정될 수 있다. 상기 간격을 더 좁게 할수록, 더욱 정확한 결과를 얻을 수 있다.
본 발명의 실시예에 따라 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출 과정은 다음 과 같이 이루어진다.
먼저 펄스 셰이핑(pulse shaping)된 송신 신호를 s(k)라 할 때 수신단에 수신된 수신신호 r(k)는 하기 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005035605761-pat00025
여기서, k는 시간 인덱스(time index)이고, ㅿf는 반송파 주파수 오차이다. 따라서 상기
Figure 112005035605761-pat00026
는 채널 왜곡 성분을 나타낸다.
이와 같이 수신단에 수신된 신호는 다중 지연 미분 필터(240)를 통하여 하기 [수학식 2]와 같이 주파수 오차의 성분을 작은 주파수 오차 성분으로 변환한다.
Figure 112005035605761-pat00027
Figure 112005035605761-pat00028
Figure 112005035605761-pat00029
여기서, Tc는 1/2 칩 시간(chip time)으로 OQPSK 심볼 시간이고, N은 지연 입력(delay input)에 대한 인자(factor)로서 정수값을 갖는다.
그리고 본 발명에 따른 다중 상관기(correltor)(330)에 의하여 상기 다중 주파수 오차 보상부(320)의 출력값과 복소 콘쥬게이트 연산이 이루어지는 신호 (Dr(k))는 미분 PN 시퀀스로서 송신 신호의 복소 콘쥬게이트된 신호로,
Figure 112005035605761-pat00030
이다.
따라서 미분 PN 시퀀스 Ds(k)와 복소 콘쥬게이트된 신호 C(k)는 하기 [수학식 3]과 같다.
Figure 112005035605761-pat00031
Figure 112005035605761-pat00032
Figure 112005035605761-pat00033
따라서, 주파수 오차의 영향을 고려한 수신 신호와 미분 PN 시퀀스의 복소 콘쥬게이트된 신호는 하기 [수학식 4]와 같이 표현된다.
Figure 112005035605761-pat00034
또한 본 발명에 다른 주파수 오차 추정은 다음과 같이 이루어진다.
먼저, 수신된 프리앰블 신호는 주파수 오차의 영향으로 상기 [수학식 1] 내지 [수학식 4]에 따른 연산 과정을 거치게 된다.
수신된 프리앰블 신호와 미분 PN 시퀀스의 복소 콘쥬게이트된 신호를 Cpre(k)라 하면, 추정된 주파수 오차 fest(k)는 프리앰블 중 한 심볼의 샘플을 누적 평균한 신호로서 하기 [수학식 5]와 같이 표현된다.
Figure 112005035605761-pat00035
Figure 112005035605761-pat00036
여기서, M은 프리앰블에 포함된 심볼 중 하나의 심볼에 대한 샘플수이다. 상기 [수학식 5]를 살펴보면, 상기 복소 콘쥬게이트된 신호 Cpre(k)는 k=0 ~ (M-1) 까지 즉, 전체 샘플 수만큼 합산한 후, 다시 샘플 수로 나눔으로써 평균값을 구함으로서 주파수 오차 성분을 획득할 수 있다.
위와 같이 획득된 주파수 오차 성분을 이용하여 다음과 같이 수신된 신호에 대하여 주파수 오차가 보상될 수 있다.
즉, 수신된 데이터 신호 역시 주파수 오차의 영향으로 상기 [수학식 1] 내지 [수학식 4]와 동일한 과정을 거치게 된다. 수신단에 수신된 후 상기 다중 지연 미분 필터(240)에 의하여 다중 지연 미분된 수신신호를 Cdata(k)라 하면, 본 발명에 따라서 프리앰블을 통하여 추정된 주파수 오차 성분 fest(k)과 복소 콘쥬게이트 연산을 함으로써 최종적으로 주파수 오차의 영향을 보상해 줄 수 있다. 상기 주파수 오차 보상된 신호를
Figure 112005035605761-pat00037
라 하면 하기 [수학식 6]과 같이 표현된다.
Figure 112005035605761-pat00038
Figure 112005035605761-pat00039
=1
상기 [수학식 6]에 나타난 바와 같이, 본 발명에 따라 프리앰블을 이용하여 추정된 주파수 오차 신호를 통하여 데이터의 주파수 오차의 영향이 보상됨을 알 수 있다.
도 4a 내지 도 4e는 종래의 비동기 방식의 심볼 검출기와 본 발명에 따른 심볼 검출기의 비트 에러율(BER) 성능을 비교하는 그래프이다.
도 4a 내지 도 4e에서 ■는 도 1에서 설명한 종래의 동기식 심볼 검출기의 비트 에러율을 나타내며, ○는 본 발명에 따라 주파수 오차이 보상된 심볼 검출기의 비트 에러율을 나타낸다.
먼저, 도 4a는 주파수 오차이 존재하지 않는 경우, 즉 주파수 오차가 0 KHz인 경우의 비트 에러율을 나타내고, 도 4b는 주파수 오차가 50 KHz인 경우의 비트 에러율을 나타내며, 도 4c는 주파수 오차가 100 KHz인 경우의 비트 에러율을 나타내고, 도 4d는 주파수 오차가 150 KHz인 경우의 비트 에러율을 나타내며, 마지막으로 도 4e는 주파수 오차가 최대(196 KHz)인 경우의 비트 에러율을 나타낸다. 상기 도 4a 내지 도 4e를 살펴보면, 본 발명에 따라 주파수 오차가 보상된 심볼 검출기의 비트 에러율이 종래의 심볼 검출기와 비교하여 BER=10-3에서 약 1dB 정도 우수한 성능을 나타냄을 알 수 있다. 즉, 본 발명에 따른 주파수 오차가 보상된 심볼검출기는 종래의 비동기 방식에서 발생하는 제곱 연산에 의한 자승 손실을 제거함으로써, 보다 향상된 성능을 나타냄을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명에 따르면 OQPSK 방식 근거리 무선 통신시스템에서 프리앰블에 포함된 하나의 심볼을 이용하여 주파수 오차를 추정한 후 주파수 오차를 보상함으로써 용이하게 심볼을 검출할 수 있으며, 종래의 비동기 방식에서 발생 하는 제곱 연산에 따른 성능 열화를 방지함으로써 종래의 비동기 방식에 비하여 BER=10-3에서 약 1dB 정도 성능이 향상되는 이점이 있다.
또한 본 발명에 따르면, 종래의 비동기 방식의 심볼 검출기와 비교하여 자승 연산 과정을 제거함으로써 용이하게 하드웨어를 구현할 수 있는 이점이 있다.

Claims (7)

  1. OQPSK 방식 근거리 무선 통신시스템에서, PN 시퀀스에 의하여 대역확산되어 수신되는 수신신호의 심볼을 판별하는 심볼 검출기에 있어서,
    상기 수신신호 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼을 이용하여 상기 수신신호에 존재하는 주파수 오차 성분을 획득하는 주파수 오차 추정기;
    상기 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연시간으로 다중 지연 미분하는 다중 지연 미분 필터;
    상기 다중 지연 미분 필터에 의하여 다중 지연 미분된 수신신호와, 상기 주파수 오차 추정기에 의하여 획득한 주파수 오차 성분을 복소 컨쥬게이트 연산함으로써 주파수 오차를 제거하는 다중 주파수 오차 보상부;
    상기 다중 주파수 오차 보상부의 출력값에, 상기 수신신호의 심벌과 일대일 대응되고 상기 다중 지연 미분 필터와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스와 실수 상관 연산하는 복수의 다중 상관기;
    상기 각각의 다중 상관기의 출력값을 합산하는 복수의 합산기; 및
    상기 복수의 합산기의 출력값 중 최대값을 선택하는 최대값 선택기를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 최대값 선택기에 의하여 선택된 최대값에 대응하는 심볼을 비트 데이터로 디매핑하는 심볼 디매퍼를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 지 그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 주파수 오차 추정기는,
    상기 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연시간으로 다중 지연 미분하는 다중 지연 미분 필터;
    상기 다중 지연 미분된 수신신호 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼을, 동일한 방식으로 다중 지연 미분된 상기 특정 심볼에 대응하는 PN 시퀀스와 복소 콘쥬게이트 연산하는 수단; 및
    상기 특정 심볼에 대한 콘쥬게이트 연산 값에 대하여 하나의 심볼 구간 동안 평균값을 구하는 평균계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 다중 지연 미분 필터는 입력된 현재 수신신호를 기설정된 시간만큼 지연시키는 복수의 지연기;
    입력된 현재 수신신호와 상기 지연기에 의하여 지연된 신호를 곱하는 제1,2 곱셈기;
    상기 입력된 현재 수신신호의 실수값과 1Tc 지연된 수신신호의 실수값을 곱하는 제1 곱셈기;
    상기 입력된 현재 수신신호의 허수값과 1Tc 지연된 수신신호의 허수값을 곱하는 제2 곱셈기;
    상기 입력된 현재 수신신호의 실수값의 1Tc 지연된 수신신호와 상기 현재 수신신호의 허수값을 곱하는 제3 곱셈기;
    상기 입력된 현재 수신신호의 실수값과 상기 입력된 수신신호의 1Tc 지연된 수신신호의 허수값을 곱하는 제4 곱셈기;
    상기 제1 곱셈기와 제2 곱셈기의 출력값을 합산하여 상기 상수값(Dr,1Tc(k))의 실수값(Re[Dr,1Tc(k)])을 출력하는 제1 덧셈기; 및
    상기 제3 곱셈기의 출력값으로부터 제4 곱셈기의 출력값을 감산함으로써 상기 상수값(Dr,1Tc(k))의 허수값(Im[Dr,1Tc(k)])을 출력하는 제2 덧셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기.
  5. OQPSK 방식 근거리 무선 통신시스템에서, PN 시퀀스에 의하여 대역확산되어 수신되는 수신신호의 심볼을 판별하는 심볼 검출 방법에 있어서,
    상기 수신신호 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼을 이용하여 상기 수신신호에 존재하는 주파수 오차 성분을 획득하는 제1 단계;
    상기 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연시간으로 다중 지연 미분하는 제2 단계;
    상기 제2 단계에서 다중 지연 미분된 수신신호와, 상기 제1 단계에서 획득된 주파수 오차성분을 복소 컨쥬게이트 연산함으로써 주파수 오차를 제거하는 제3 단계;
    상기 제3 단계에 의하여 주파수 오차가 제거된 출력값에, 복수의 다중 상관기를 이용하여 상기 수신신호의 심벌과 일대일 대응되고 상기 다중 지연 미분 필터와 동일한 방식으로 지연 미분된 PN 시퀀스와 실수 상관 연산하는 제4 단계;
    상기 각각의 다중 상관기에 의하여 실수 상관 연산된 각각의 출력값을 합산하는 제5 단계; 및
    상기 각각의 다중 상관기로부터 합산된 출력값 중 최대값을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제5 단계에서 선택된 최대값에 대응하는 심볼을 비트 데이터로 디매핑하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 주파수 오차 추정기는,
    상기 수신신호를 미리 설정된 복수의 지연시간으로 다중 지연 미분하는 단계;
    상기 다중 지연 미분된 수신신호 패킷의 프리앰블에 포함된 특정 심볼을, 동일한 방식으로 다중 지연 미분된 상기 특정 심볼에 대응하는 PN 시퀀스와 복소 콘쥬게이트 연산하는 단계; 및
    상기 특정 심볼에 대한 콘쥬게이트 연산 값에 대하여 하나의 심볼 구간 동안 평균값을 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출 방법.
KR1020050058478A 2005-06-30 2005-06-30 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기및 이를 이용한 심볼 검출 방법 KR100649677B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050058478A KR100649677B1 (ko) 2005-06-30 2005-06-30 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기및 이를 이용한 심볼 검출 방법
CNB2006100903333A CN100568865C (zh) 2005-06-30 2006-06-29 Zigbee系统中基于频率偏移补偿的符号检测器及符号检测方法
US11/427,771 US7558346B2 (en) 2005-06-30 2006-06-29 Symbol detector based on frequency offset compensation in ZigBee system and symbol detecting method thereof

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050058478A KR100649677B1 (ko) 2005-06-30 2005-06-30 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기및 이를 이용한 심볼 검출 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR100649677B1 true KR100649677B1 (ko) 2006-11-27

Family

ID=37589482

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050058478A KR100649677B1 (ko) 2005-06-30 2005-06-30 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기및 이를 이용한 심볼 검출 방법

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7558346B2 (ko)
KR (1) KR100649677B1 (ko)
CN (1) CN100568865C (ko)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8391339B2 (en) * 2006-07-05 2013-03-05 CSR Technology Holdings Inc. Correlator sum method for spread spectrum signal receivers
US7801079B2 (en) * 2007-03-02 2010-09-21 Motorola, Inc. Method and apparatus for battery-aware dynamic bandwidth allocation for groups of wireless sensor nodes in a wireless sensor network
KR100900669B1 (ko) * 2007-07-20 2009-06-01 삼성전기주식회사 무선 사설망 지그비 수신기 및 그 수신 방법
CN101453554A (zh) * 2007-11-30 2009-06-10 Nxp股份有限公司 Dmb-t系统中的pn相位恢复
US8296344B2 (en) * 2008-06-16 2012-10-23 Comtech Ef Data Corp. Time delay and frequency offset calculation system and related methods
FR2942576B1 (fr) * 2009-02-23 2011-02-18 Commissariat Energie Atomique Procede d'estimation d'un decalage de frequence porteuse dans un recepteur de signaux de telecommunication, notamment un dispositif mobile.
KR101004101B1 (ko) * 2009-04-16 2010-12-27 중앙대학교 산학협력단 Ｉｅｅｅ 802.15.4 ｌｒ-ｗｐａｎ ｂｐｓｋ 수신기를 위한 비동기 검파 장치 및 방법
TWI439089B (zh) * 2009-05-11 2014-05-21 Mstar Semiconductor Inc 偵測一數位資料串流中特定符號的電路及相關方法
CN101902424A (zh) * 2009-05-27 2010-12-01 北京威讯紫晶科技有限公司 一种短程无线网络中差分解码方法
US8462647B2 (en) * 2009-07-28 2013-06-11 Broadcom Corporation Method and system for multiple frequency hypothesis testing with full synch acquisition in an E-UTRA/LTE UE receiver
WO2011120212A1 (en) * 2010-03-29 2011-10-06 Murata Manufacturing Co., Ltd Method and apparatus for accurate time synchronization in wireless communication system
JP5770077B2 (ja) * 2011-12-09 2015-08-26 ラピスセミコンダクタ株式会社 周波数オフセット除去回路及び方法並びに通信機器
US8767815B2 (en) * 2012-11-30 2014-07-01 Honeywell International Inc. Parallel-frequency partially-coherent reception of pulse-position modulated ADS-B messages
US9621396B2 (en) * 2013-08-05 2017-04-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter, receiver, and controlling methods thereof
GB2521446A (en) * 2013-12-20 2015-06-24 Nordic Semiconductor Asa Digital processing
CN107204944B (zh) * 2016-03-18 2020-11-03 富士通株式会社 发送序列产生装置、训练序列同步装置、信道间隔估计装置、方法和系统
CN107204945B (zh) * 2016-03-18 2020-11-03 富士通株式会社 频差估计装置、信道间隔估计装置、方法和系统
US9887869B2 (en) 2016-05-06 2018-02-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Method of compensating carrier frequency offset in receivers
CN106772470B (zh) * 2016-12-23 2019-06-18 湖南北云科技有限公司 卫星导航多频接收机多频点时延检测和校正方法、装置
US10079660B2 (en) * 2017-01-25 2018-09-18 Samsung Electroncis Co., Ltd. System and method of tracking and compensating for frequency and timing offsets of modulated signals
US10129014B2 (en) * 2017-01-25 2018-11-13 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of performing initial timing synchronization of receivers of modulated signals
CN109218241B (zh) 2018-08-16 2021-08-31 广州昂宝电子有限公司 用于处理模拟信号的系统和方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001136149A (ja) 1999-07-19 2001-05-18 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線パケット通信用ｏｆｄｍ受信装置
KR20020039255A (ko) * 2000-11-20 2002-05-25 추후기재 상관기-뱅크를 이용한 위상-변조 심볼을 검출하는 방법 및장치

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100363382B1 (ko) 2001-02-09 2002-12-05 전자부품연구원 근거리 무선 네트워크에서의 채널 왜곡 보상장치
SG109499A1 (en) * 2002-06-17 2005-03-30 Oki Techno Ct Singapore Pte Frequency estimation in a burst radio receiver
KR100575938B1 (ko) 2003-03-13 2006-05-02 한국과학기술원 이동통신시스템에서 주파수 오프셋 보상장치 및 방법
US7961828B2 (en) * 2004-10-06 2011-06-14 Motorola Mobility, Inc. Sync bursts frequency offset compensation

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001136149A (ja) 1999-07-19 2001-05-18 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線パケット通信用ｏｆｄｍ受信装置
KR20020039255A (ko) * 2000-11-20 2002-05-25 추후기재 상관기-뱅크를 이용한 위상-변조 심볼을 검출하는 방법 및장치

Also Published As

Publication number Publication date
US7558346B2 (en) 2009-07-07
CN1893407A (zh) 2007-01-10
US20070002937A1 (en) 2007-01-04
CN100568865C (zh) 2009-12-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100649677B1 (ko) 지그비 시스템에서 주파수 오차 보상에 따른 심볼 검출기및 이를 이용한 심볼 검출 방법
JP3831229B2 (ja) 伝搬路特性推定装置
JP4771646B2 (ja) ゴレイ相補系列変調によるスペクトラム拡散ディジタル通信方法、送信機および受信機
US6370397B1 (en) Search window delay tracking in code division multiple access communication systems
EP1105977B1 (en) Adaptive receiver for multipath propagation in a cdma communication system
EP1889372B1 (en) Receiver for wireless communication network with extended range
US5694388A (en) CDMA demodulator and demodulation method
US7889782B2 (en) Joint de-spreading and frequency correction using a correlator
US8693521B2 (en) Method and apparatus for packet acquisition
FI119614B (fi) Menetelmä ja laite koodatun viestintäsignaalin tunnistamiseksi
US20150078487A1 (en) Method and apparatus for constant envelope modulation
US20100309958A1 (en) Method and apparatus for continuous phase modulation preamble encoding and decoding
WO1999027672A1 (fr) Appareil d&#39;estimation de voies, recepteur et emetteur-recepteur a acces multiple par code de repartition comportant chacun cet appareil
EA001051B1 (ru) Способ и система для компенсации путем вычитания взаимных помех в системе множественного доступа
KR101138698B1 (ko) 이동통신 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치
WO1999031835A1 (fr) Dispositif d&#39;estimation de voie, recepteur amcr et emetteur/recepteur amcr comprenant ledit dispositif
AU2864799A (en) A method and device for despreading an offset signal
JPH09181648A (ja) Ｃｄｍａシステムにおける同期式二重チャンネルｑｐｓｋ変復調装置及びその変復調方法
EP0772306B1 (en) Multi-user reception for CDMA
US7356074B2 (en) Estimation of multipath channel with sub-chip resolution
EP1564899A1 (en) Reception apparatus
JP2000253080A (ja) ラグランジュ多項式補間を用いたチャネル歪みを補正するための方法およびシステム
KR101302201B1 (ko) 다중 간섭 잡음 제거 기능을 이용한 채널 추정 방법 및수신 장치
KR100353840B1 (ko) 무선통신 시스템에서의 셀 탐색 장치 및 그 방법
KR100764356B1 (ko) Ｏｑｐｓｋ 복조기의 타이밍 추정기

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121002

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130916

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141001

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151201

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161004

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171011

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181002

Year of fee payment: 13