CN101453554A - Dmb-t系统中的pn相位恢复 - Google Patents

Abstract

本方法是一种PN相位恢复(PPR)方法，用于获取DMB－T系统中的PN序列相位同步。本方法稳健地估计连续信号帧中基本PN序列位置的时间偏移量，并通过具有中等计算复杂度的投票机制对信号帧索引进行精确的判定。利用这种方法，DMB－T接收机更加稳健，且可在PN序列相位上快速地与发射机同步，即使是在信噪比极低的环境下或者在存在大的采样频率误差的环境下，也可以照常工作。

Description

DMB-T系统中的PN相位恢复

背景技术

时域同步OFDM(TDS-OFDM)是中国地面广播的DMB-T规范的一种基本物理层方案，其中，如图2所示地使用复用帧结构。该帧结构对于DMB-T接收机中的时间同步很重要。

信号帧是复用帧结构的基本单元。如图3所示，信号帧包括两个时域信号部分，即帧头和帧体。帧头和帧体具有相同的基带符号数据率(7.56Msym/sec)。在信号帧头中，为了同步和信道估计而发送PN序列。同时，PN帧头还代替传统的循环前缀(CP)，充当后面的OFDM帧体的保护时间间隔。

长度为L_PN的PN报头包括三个部分：长度为N_PN个符号的PN序列的全周期、长度为L_pre的PN前同步码以及长度为L_post的PN后同步码。在规范中用不同的参数组合定义了三种类型的信号帧选项。

在类型2中，在每个帧中使用PN序列的相同段，这使得PN相位同步比在不同信号帧中发送不同PN序列的类型1和3更容易。

信号帧中所使用的PN序列在同步帧之间改变。对于采样频率和采样时间相位的同步而言，并且对于信道估计而言，必须知道每个帧中所使用的PN序列。此外，在整个接收过程中必须保持PN序列相位同步。如在此所述的，PN相位恢复(PPR)的目的是在给定采样自多个信号帧头中的接收数据的情况下，识别第f个信号帧的索引f。

在AWGN信道中，如果在当前信号帧中，在时间t₁处存在相关信号的峰值，并且在下一个信号帧中，可在时间t₂处发现相关结果的另一峰值，则这两个峰值之间的距离是帧索引的函数，从而能够确定信号帧的索引。

然而，接收机并不一定总是工作在AWGN信道中。无线电信道可能经历严重的衰落以及强干扰。在TDS-OFDM中，尤其是在多径信道的长度较长时，不利的是，OFDM帧体部分可能与帧头部分发生干扰。由于可能的强噪声和干扰，并不总是容易正确地确定相关峰值。由于PN相位在帧之间改变，所以传统的在多个连续信号帧内平均或累加相关结果以抑制噪声和干扰变得不可能。

采样频率误差使得两个峰值之间的时间差的测量更加困难。如果采用低成本晶体，则可能存在较大的采样频率误差。在数字处理接收机中，将使用接收信号的采样来进行上述相关。大的采样频率误差将增大PN相位恢复的难度，因为大的采样频率误差将在根据基于采样数据的分析来确定帧头中引起不确定性。

为了尽早地获得关于信号帧索引的正确信息，需要尽快捕获PN相位。然而，在接收机开始工作的阶段，接收机几乎不了解无线电信道。因此，快速且稳健地捕获PN相位，尤其是在恶劣的无线环境中，是一种挑战。

发明内容

描述了PN相位恢复(PPR)方法和设备，用于在诸如DMB-T之类的系统中获取PN序列相位同步。稳健地估计连续信号帧中基本PN序列的位置的时间偏移量，通过计算复杂度较低的投票机制，进行对信号帧索引的精确判定。按照这种方式，DMB-T接收机可以更加稳健，并且可以快速地在PN序列相位上与发射机同步，即使是在信噪比极低的环境中或者在存在大的采样频率误差的环境中，也可以照常工作。

在参考附图，阅读并理解下面的示范性实施例的详细说明的情况下，可理解其它特征和优点，下面给出对附图的简要说明

附图说明

图1是其中可以使用本发明的DMB-T接收机的图。

图2示出了DMB-T的复用帧结构的图。

图3示出了信号帧的结构的图。

图4示出了超帧中的信号帧的PN相位偏移量的图。

图5时间偏移量估计器的方框图。

图6示出了用于获得关于信号帧索引的信息的星座图。

图7PN相位恢复模块的方框图。

具体实施方式

下面对本发明进行更详细的描述。本领域的技术人员将认识到，下面的详细说明仅仅是示意性的，而绝不意味着限制。本发明的其它实施例对于受益于本公开的本领域技术人员而言是显而易见的。现在详细地参考附图中所示的本发明实施例。在全部附图和下面的详细说明中，使用相同的附图标记来指示相同或相似的部件。

图1示出了DTV接收机的一般结构。信号由RF模块(未示出)接收，并在ADC 105中被采样。将采样信号107施加给数字前端电路109，数字前端电路109响应于来自同步块111的信息110而执行同步。该同步块执行计算，以使能例如PN相位恢复111a、载波偏移量恢复111b、符号偏移量恢复111c、以及采样频率恢复111d。将数字前端109的输出信号113施加给同步块111和信道估计和均衡块115，信道估计和均衡块分别通过线路117和119从同步块111接收信号并将信号提供给同步块111。将信道估计和均衡模块的输出信号121施加给解码器123，解码器123进行解码并输出接收信息125。

本发明主要关注于PN相位恢复(111a)。

参照图2和图3，在中国地面广播的DMB-T规范中，在超帧中有F个信号帧。PN(f，i)，i＝0，1，...，L_PN-1是用于超帧的第f个信号帧中的PN序列。

在规范中用不同参数组合定义了三种类型的信号帧选项。表1列出了三种类型的参数。

表1：三种类型信号帧头的参数

 

类型	LPN	NPN	Lpre	Lpost	LOFDM	F	每个信号帧中的PN相同
								1：PN420	420	255	82	83	3780	225	否
2：PN595	595	1024	0	0	3780	216	是
								3：PN945	945	511	217	217	3780	200	否

在类型2中，在每个帧中使用PN序列的相同段，这使得PN相位同步比在不同信号帧中发送不同PN序列的类型1和3更加容易。本发明关注于类型1和3的PN相位恢复。类型1和3是类似的；将以类型1(PN420)为例进行演示。

可以将第f个信号帧中所使用的PN序列定义为PN(f，i)，i＝0，1，...，L_PN-1。在PN420序列中，L_PN＝420。根据DMB-T规范，对于PN420序列，所使用的PN序列来自m序列，并且对于超帧的每个信号帧，在LFSR PN发生器中具有特定的初始相位。可以在LFSR中以初始相位“10110000”(二进制数)产生第0个信号帧中的PN序列PN(0，i)。F个信号帧中所使用的不同PN序列具有某些内在联系。

可以将基本PN序列P₀(i)定义为满足

P₀(i)＝PN(0，i+82)        i＝0，1，...，N-1            (1)

其中N是m序列的周期。对于PN420，N＝255。可以将在不同信号帧中所使用的所有PN序列当作基本PN序列P₀(i)的衍生物。对于DMB-T规范中所列出的超帧中的信号帧，根据对LFSR的初始相位的分析，第f个信号帧中所使用的长度为420的PN序列可如下式产生

PN(f，i)＝P₀([i-O(f)-82]mod N)，   i＝0，1，...，L_PN-1   (2)

其中O(f)是第f个信号帧中的可变PN相位偏移量。可以使用下式来计算O(f)

$O\left(f\right)=\mathrm{int}\left[\frac{112-|112-f|+1}{2}\right]\·{(-1)}^f,f=\mathrm{0,1},...,F-1---\left(3\right)$

图4示出了O(f)。

信号帧中所使用的PN序列将在不同帧之间改变。对于采样频率和采样时间相位的同步而言，并且对于信道估计而言，必须知道每个帧中所使用的PN序列。此外，在整个接收过程中必须保持PN序列相位同步。如在此所述的，PN相位恢复(PPR)的目的是在给定采样自多个信号帧头的接收数据的情况下，识别第f个信号帧的索引f。

在连续时域中，第f个信号帧头附近的接收信号如下给出：

$z(f,t)=\left[\mathrm{\ΣPN}(f,i)\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{iT}}_s)\right]\⊗g\left(t\right)+n\left(t\right)---\left(4\right)$

     $=\left[\mathrm{\Σ}{P}_0\left(i\right)\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{iT}}_s)\right]\⊗\mathrm{\δ}(t-[82+O\left(f\right)])\⊗g\left(t\right)+n\left(t\right)$

其中g(t)是组合的等效信道的脉冲响应，包括发射机和接收机处的SRRC脉冲整形滤波器的效应和无线电信道的效应。脉冲响应g(t)如下给出：

$g\left(t\right)=\mathrm{SRRC}\left(t\right)\⊗h\left(t\right)\⊗\mathrm{SRRC}\left(t\right)=\mathrm{RC}\left(t\right)\⊗h\left(t\right)---\left(5\right)$

其中RC(t)是升余弦滤波器的脉冲响应函数，SRRC(t)是平方根升余弦滤波器的脉冲响应函数， $h\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i)$ 是信道脉冲响应函数，以及n(t)是AWGN噪声。

接收机计算接收数据采样和本地基本PN序列P₀(i)之间的相关。在连续时域中，该相关是

$R\left(t\right)=R_0\left(t\right)\⊗g\left(t\right)\⊗\mathrm{\δ}(t-[82+O\left(f\right)]T_s-{\mathrm{fL}}_F{T}_s)+w\left(t\right)---\left(6\right)$

其中R₀(t)＝∑R₀(k)δ(t-kT_s)。R₀(k)是P₀(k)的自相关函数，并仅在k＝0时具有非常大的值。

在AWGN信道中，在时间t₁处存在相关信号的峰值

t₁＝(82+O(f)+fL_F)T_s+Δ₀             (7)

其中Δ₀是恒定时间参考点。在下一信号帧中，可在t₂＝(82+O(f+1)+(f+1)L_F)T_s+Δ₀处发现相关结果的另一峰值。这两个峰值之间的距离是帧索引的函数，从而能够确定信号帧的索引。

然而，如上所述，接收机并不一定总是工作在AWGN信道中。无线电信道可能经历严重的衰落以及强干扰。在TDS-OFDM中，尤其是在多径信道的长度较长时，不利的是，OFDM帧体部分可能与帧头部分发生干扰。由于可能的强噪声和干扰，并不总是容易正确地确定相关的峰值。由于PN相位在帧之间改变，所以传统的在多个连续信号帧内平均或累加相关结果以抑制噪声和干扰变得不可能。

此外，采样频率误差使得两个峰值之间的时间差的测量更加困难。如果采用低成本的晶体，则可能存在较大的采样频率误差。在数字处理接收机中，将使用接收信号的采样来进行上述相关R(t)。

如果忽略有限PN长度的效应，则这种数字相关的结果R(k)与对连续时间信号R(t)进行采样一样：

R(k)＝R(kT_s+ε)                      (8)

其中ε是数据采样时移，并且ε＝ε₀+f·Δ·T_s包括两部分：初始采样参考点ε₀和由于采样频率误差而导致的累积的采样时间误差。如果采样频率误差是 $\mathrm{df}=\frac{f_s\′-f_s}{f_s}$ (f_s’是采样频率，f_s是与发射机对齐的规定的采样频率)，则在一个信号帧中所累积的采样时间误差是L_F*df*T_s。L_F是以T_s为单位的信号帧的长度；在PN420类型的信号中，L_F＝4200。

大的采样频率误差将增加PN相位恢复的难度，因为大的采样频率误差将在根据基于采样数据的来确定帧头中引起不确定性。

为了尽早地获得关于信号帧索引的正确信息，需要尽快捕获PN相位。然而，在接收机开始工作的阶段，接收机几乎不了解无线电信道。因此，快速且稳健地捕获PN相位，尤其是在恶劣的无线环境中，是一种挑战。

在示例性实施例中，使用两个主要模块来实现PN相位恢复。一个模块在两个连续信号帧中执行对基本PN序列的时间偏移量估计(TOE)。另一个模块是判定信号帧索引的判定模块。

1.基本PN序列的时间偏移量的测量

通过找到两个连续信号帧的报头部分的相关来进行对基本PN序列的时间偏移量的测量，这表示如下：

${\mathrm{RR}}_f\left(t\right)=z(f,t)\⊕z(f+1,t)---\left(9\right)$

其中

表示相关操作符。在一些数学变换之后，有

${\mathrm{RR}}_f\left(t\right)=R_0\left(t\right)\⊗R_0\left(t\right)\⊗g\left(t\right)\⊗g\left(t\right)\⊗$

                                            (10)

δ(t-[O(f+1)-O(f)]T_s-L_FT_s)+u(t)

其中 $R_0\left(t\right){\⊗R}_{\text{0}}\left(t\right)$ 大致是脉冲形状的波，u(t)是噪声项。无论是何种无线信道、信号路径或多径，量 $g\left(t\right)\⊗g\left(t\right)=h\left(t\right)\⊗h\left(t\right)\⊗\mathrm{RC}\left(t\right)\⊗\mathrm{RC}\left(t\right)$ 在t＝0处具有最强峰值。

如上所述，在处理数字采样时，必须考虑由于采样频率误差而导致的一个信号帧中所累积的采样时间误差，而这是接收机在该阶段所不知道的。可以将其表示为τ_f＝Δ·T_s。可以在如下位置附近的采样信号的相关中找到强峰值：

t_f＝[O(f+1)-O(f)]T_s+L_FT_s+τ_f+e         (11)

其中e是测量误差。值t_f指示了两个连续信号帧中的相同PN段之间的距离，也可以指示信号帧的索引。

图5示出了用于执行时间偏移量估计的时间偏移量估计器(TOE)500的方框图。将接收信号采样501施加给第一相关块503、缓冲器505和第二相关块507。用于产生基本PN序列P₀的发生器502与相关块503相连，以便在接收信号采样501和基本PN序列P₀之间执行相关。该相关操作的结果确定了峰值相关时间t₁，并确定将在随后的相关操作中使用存储在缓冲器505中的接收信号采样的哪个部分。相关块503与缓冲器505相连，以便执行该选择。接收信号采样的所选部分由延迟单元509延迟一个信号帧。然后相关块507执行另一相关，这次是在当前帧的接收信号采样和前一帧的接收信号采样的所选部分之间进行。该相关操作的结果确定了峰值相关时间t₂。然后，时间偏移量计算块511按照差t₂-t₁来计算时间偏移量t_f。

时间偏移量估计器(TOE)实现了在每一帧中重复的一系列步骤，其概述如下。

(1)计算第f个信号帧头与基本PN序列P₀(i)中的信号之间的相关

$R_1\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}z(f,k\frac{T_s}{2}+{\mathrm{iT}}_s)P_0\left(i\right)$

其中N是基本PN序列的周期。(对于PN420，N＝255)

(2)搜索显著的相关峰值。

a)R_max＝max{|R₁(i)|}

b)将R₁(i)存储在S(i)中，S(i)＝R₁(i)

c)设置空路径集合φ。

d)如果有的话，找到具有最大能量的路径，其大于R_max·th₁，(例如阈值th₁＝0.5)

$i^{*}=\underset{\left|S\left(i\right)\right|>R_{\max }\·{\mathrm{th}}_1}{\arg \max }\left\{\left|S\left(i\right)\right|\right\}$

如果没有路径大于R_max·th₁，则前进到(g)

e)假设S(i^*)＝0，S(i^*±1)＝0，S(i^*±2N)＝0，S(i^*±2N±1)＝0

在这个步骤中，如果在结果的中间部分中搜索特定路径，则强制其相关部分归零以避免不必要的冗余。将索引i^*的结果与强制归零的以下结果进行相关：i^*+/-1，i^*+/-1+/-2N，i^*+/-2N。

f)将{i^*}添加到路径集合φ，转到步骤(d)

g)对集合φ中的元素进行排序，得到{i₁，i₂，....，i_L}

(3)存储覆盖长度为L_c＝[2N+(i_L-i₁)]T_s的数据段，其中该段的记录的开始时间点是t₁＝i₁*T_s/2，即 $D\left(k\right)=z(f,i_1\frac{T_s}{2}+k\frac{T_s}{2}),$ k＝0，1，2，...，L_c-1

(4)在第n+1个信号帧中，计算D(k)与之间的相关，即：

$R_2\left(i\right)=\underset{i=0}{\overset{L_c-1}{\mathrm{\Σ}}}z(f+1,i\frac{T_s}{2}+k\frac{T_s}{2})D\left(k\right)$

(5)找到相关峰值的整数位置

$I_2=\underset{i}{\arg \max }\left\{\left|R_2\left(i\right)\right|\right\}$

并记录该段的峰值时间点

$t_2=I_2\frac{T_s}{2}+c_0\frac{R_2(I_2+1)-R_2(I_2-1)}{R_2\left(I_2\right)}{T}_s$

其中c₀是用于时间检测器的校准的常数。(c₀＝0.387)

(6)计算时间偏移量t_f＝t₂-t₁。

2.确定超帧中的信号帧的索引

定义序列Q(f)，假定Q(f)＝O(f+1)-O(f)。根据(3)，在某些操作之后

$Q\left(f\right)=\left\{\begin{array}{cc}f\·{(-1)}^f& f\∈\left[\mathrm{0,112}\right]\\ (255-f)\·{(-1)}^f& f\∈\left[\mathrm{113,224}\right]\end{array}\right.$

基于(7)，理论上两个连续信号帧中的PN序列的时间偏移量是t_f＝[Q(f)]T_s+L_FT_s+τ_f+e。因为Q(f)是一对一的映射函数，如果可以忽略τ_f，e，则利用已测量的t_f可以确定信号帧的索引f。然而，接收机可能经历强噪声和干扰。同时，也可能存在采样频率误差，在时间测量中引入大的值τ_f。因此，仅能够根据多个连续信号帧中多次测量来进行精确且稳健的确定。

假定在连续M+1个信号帧中测量了M次偏移量t_f+m，其中m＝0，1，2，...，M-1。在该索引检测问题中存在F个假定。如果使用传统的最小距离方法，则

$f^{*}=\underset{f}{\arg \min }\left\{\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{[t_{f+m}-Q(f+m)-L_F{T}_s]}^2\right\}---\left(12\right)$

由于来自噪声和干扰的误差e和由于采样频率误差而导致的误差τ_f不是与AWGN噪声类似的噪声，所以最小距离检测不一定是最佳的检测方法。此外，最小距离检测的计算量并不小。

因此描述一种对于检测的备选方法。为了清楚地例证该方法，考虑四个连续信号帧的情况。在前三个连续信号帧内，可以测量两个时间偏移量，即：

T_f＝t_f-L_FT_s＝[Q(f)]T_s+τ₀+e₀

                                                         (13)

T_f+1＝t_f+1-L_FT_s＝[Q(f+1)]T_s+τ₁+e₁

假设

$D_f^1=T_{f+1}-T_f---\left(14\right)$

如果在T_f+1和T_f中没有噪声或误差，则对于每个信号帧f，，存在唯一对(T_f+1，T_f)。因此将连续信号帧的两个时间偏移量放入一对中，然后用于确定信号帧的索引f。为了例证，在图6中，在二维平面中绘制了该对。对于信息“f”而言，对(T_f+1，T_f)类似星座图的点。将(T_f+1，T_f)示为星号，并且其旁的数字是信号帧的索引。例如，以索引为“0”的信号帧开始，该对是(-1，2)。换言之，信号帧0和信号帧1之间的时间偏移量是-1，信号帧1和信号帧2之间的时间偏移量是2。当来到索引为“1”的信号帧时，该对是(2，-3)。这表示：信号帧1和信号帧2之间的时间偏移量是2，并且信号帧2和信号帧3之间的时间偏移量是-3。图6仅绘制了星座图点的一小部分。其它点未示出。发现星座图点对称地分布在线“y＝-x”的两侧。

从测量结果中导出的变量

有助于确定目标星座图点位于哪个区域(与线“y＝x”平行)。由于采样频率的短期稳定性质，所以可以假设τ₀≈τ₁。因此，对于

可以避免采样频率误差的大部分影响。因此，对区域的确定更加稳健。基于对区域的确定，可以确定两个候选的星座图点，即：S(1)＝{f₁(1)，f₂(1)}。

对于接下来的三个信号帧，可获得类似结果。

T_f+1＝t_f+1-L_FT_s＝[Q(f+1)]T_s+τ₁+e₁

T_f+2＝t_f+2-L_FT_s＝[Q(f+2)]T_s+τ₂+e₂

可以判定另外两个候选，S(2)＝{f₁(2)-1，f₂(2)-1}。

S(1)和S(2)之间存在交迭。因此，最终判定是

f^*＝{S(1)}∩{S(2)}

当然，在PN相位的检测过程中可以包括多个测量的时间偏移量，以用于稳健检测。包括的测量时间偏移量越多，则最终检测的可信度越高。

图7示出了PN相位恢复(PPR)模块的方框图。将来自时间偏移量估计器500的连续时间偏移量估计施加给连续的延迟单元701、703、705、...、70x。提供相应数目的分割器(slicer)711、713、715、...、71x。每个分割器接收延迟了一个信号帧的时间偏移量估计的不同对，并将这些对映射到图6的星座图上。将分隔器的输出施加至投票器721，以产生最终的时间偏移量估计f^*。

在PPR模块中所执行的步骤概述如下：

1.在连续M个信号帧内，测量M-1个时间偏移量

T_f+0，T_f+1，...，T_f+M-2

2.将S设置为空集。

3.在分割器中：从m＝0至m＝M-2，循环a)、b)、c)，

a)计算Γ＝T_f+m+1-T_f+m

b) $K=\mathrm{int}\left[\frac{\mathrm{\Γ}-1}{4}\right]$

V＝4K+1

如果(V>0){n₁＝(V-1)/4，n₂＝2*n₁+1}则{n₁＝-1*(V+3)/4，n₂＝2*n₁}

a₁＝(n₂-1-m+F)mod F并且a₂＝(F-1-n₂-1-m+F)mod F

c)将{a₁，a₂}添加到集合S中

4.在集合S中找到最常出现的元素f^*。如果出现次数p超过预定阈值p_TH，则可以认为完成了PN相位恢复。否则，将继续检测过程，包括更多个信号帧和更多个测量到的时间偏移量。

除了稳健的性能之外，上述方法计算复杂度较低。

尽管详细描述了本发明的实施例，但是应该理解，在不背离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围的前提下，可以进行各种改变、替换和变化。

Claims (16)

1.一种用于估计使用PN序列族中的第一PN序列进行编码的传输信号的帧的信号部分与使用PN序列族中的第二相关PN序列进行编码的传输信号的后继帧的信号部分之间的公共PN段的时间偏移量的方法，所述第一PN序列和第二PN序列都包含所述公共PN段，所述时间偏移量由传输信号用以传达关于传输信号的信息，所述方法包括：

执行PN序列族的PN序列特性与对应于传输信号的接收信号之间的第一相关；

分析第一相关的结果；

存储基于第一相关的结果而选择的接收信号的一部分；

执行在后续帧期间的接收信号与接收信号的存储部分之间的第二相关；

基于第二相关的相关峰值来估计时间偏移量；以及

使用时间偏移量来获得关于传输信号的信息的指示。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述信息是信号帧索引。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，基于从第一相关获得的显著相关峰值的时间来选择接收信号的存储部分。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，在确定从第一相关获得的显著相关峰值中，抑制循环重复。

5.根据权利要求1所述的方法，包括使用多个时间偏移量值来获得关于传输信号的信息的指示。

6.根据权利要求5所述的方法，包括：

形成根据紧邻信号帧所估计的时间偏移量值的对；

对于每对时间偏移量值，确定多个可能的信息值；以及

选择出现频率最大的可能信息值。

7.在一种系统中，使用PN序列族中的第一PN序列来对传输信号的帧的信号部分进行编码，并使用PN序列族中的第二相关PN序列来对传输信号的后继帧的信号部分进行编码，所述第一PN序列和第二PN序列都包含公共PN段，所述帧的信号部分与所述后继帧的信号部分之间的公共PN段的时间偏移量由传输信号用以传达关于传输信号的信息，一种使用多个所述时间偏移量值来获得关于传输信号的信息的指示的方法，所述方法包括：

形成根据紧邻信号帧所估计的时间偏移量值的对；

对于每对时间偏移量值，确定多个可能的信息值；以及

选择出现频率最大的可能信息值。

8.根据权利要求7所述的方法，包括：

将时间偏移量值的对映射到散布图内的区域；以及

根据所述区域来确定多个可能的信息值。

9.一种用于估计使用PN序列族中的第一PN序列进行编码的传输信号的帧的信号部分与使用PN序列族中的第二相关PN序列进行编码的传输信号的后继帧的信号部分之间的公共PN段的时间偏移量的设备，所述第一PN序列和第二PN序列都包含公共PN段，所述时间偏移量由传输信号用以传达关于传输信号的信息，所述设备包括：

装置，用于执行PN序列族的PN序列特性与对应于传输信号的接收信号之间的第一相关；

装置，用于分析第一相关的结果；

装置，用于存储基于第一相关的结果所选择的接收信号的一部分；

装置，用于执行在后续帧期间的接收信号与接收信号的存储部分之间的第二相关；

装置，用于基于第二相关的相关峰值来估计时间偏移量；以及

装置，用于使用时间偏移量来获得关于传输信号的信息的指示。

10.根据权利要求9所述的设备，其中，所述信息是信号帧索引。

11.根据权利要求9所述的设备，其中，基于从第一相关获得的显著相关峰值的时间来选择接收信号的存储部分。

12.根据权利要求9所述的设备，其中，在确定从第一相关获得的显著相关峰值中，抑制循环重复。

13.根据权利要求9所述的设备，其中，使用多个时间偏移量值来获得关于传输信号的信息的指示。

14.根据权利要求13所述的设备，包括：

装置，用于形成根据紧邻信号帧所估计的时间偏移量值的对；

装置，用于对于每对时间偏移量值，确定多个可能的信息值；以及

装置，用于选择出现频率最大的可能信息值。

15.在一种系统中，使用PN序列族中的第一PN序列对传输信号的帧的信号部分进行，并使用PN序列族中的第二相关PN序列对传输信号的后继帧的信号部分进行编码，所述第一PN序列和第二PN序列都包含公共PN段，所述帧的信号部分与在所述后继帧的信号部分之间的公共PN段的时间偏移量由传输信号用以传达关于传输信号的信息，一种使用多个所述时间偏移量值来获得关于传输信号的信息的指示的设备，所述设备包括：

装置，用于形成根据紧邻信号帧所估计的时间偏移量值的对；

装置，用于对于每对时间偏移量值，确定多个可能的信息值；以及

装置，用于选择出现频率最大的可能信息值。

16.根据权利要求15所述的设备，其中，所述用于确定多个可能信息值的装置包括：

装置，用于将时间偏移量值的对映射到散布图内的区域；以及

装置，用于根据所述区域来确定多个可能的信息值。

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