JP2001177504A - スペクトル拡散受信装置およびデータ復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 推定キャリアの精度および伝送効率の向上を
実現可能とし、さらに、良好なビット誤り率特性を実現
可能なスペクトル拡散受信装置を得ること。 【解決手段】 送信装置から受け取った多重スペクトル
拡散信号と拡散符号との相関演算結果から複素相関信号
を算出する相関値算出部４と、複素相関信号から拡散符
号の符号同期点に同期したシンボルクロックを生成する
符号同期部５と、複素相関信号の各ピーク値がシンボル
クロックの立ち上り時に発生するように遅延補正を行う
遅延補正部６と、遅延補正後の各ピーク値のキャリア位
相を揃えるように移相補正を行う移相補正部８と、移相
補正後の各ピーク値に基づいて推定キャリア信号を生成
するキャリア再生部９と、移相補正後の各ピーク値と推
定キャリア信号とを用いてもとの情報系列を生成するデ
ータ復調部１０と、を備える構成とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信方式を採用するスペクトル拡散受信装置に関するもの
であり、特に、直接拡散（ＤＳ：Direct Sequence）方
式を採用するスペクトル拡散送信装置にて生成された信
号を受け取り、その受信信号に対してキャリア再生処理
およびデータ復調処理を行うスペクトル拡散受信装置、
およびそのスペクトル拡散受信装置におけるデータ復調
方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】以下、従来のスペクトル拡散受信装置に
ついて説明する。近年、移動体通信システムや衛星通信
システムにおいては、画像、音声、およびデータ（プロ
グラム等も含む）等の伝送する方式の一つとして、たと
えば、スペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum）通
信方式を用いた符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Div
ision Multiple Access）通信方式が検討されている。
なお、スペクトラム拡散通信方式には、直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式、および周波数ホッピング（ＦＨ：Frequency
Hopping）方式等があり、上記ＤＳ方式は、広帯域の拡
散符号系列を情報信号に直接乗算することによりスペク
トル拡散を行う方式である。

【０００３】上記、直接拡散方式を用いたスペクトラム
拡散通信システムにおける送信装置、および受信装置と
しては、たとえば、特開平８−１６７８６４に記載され
た送信装置及び受信装置がある。図１２および図１３
は、それぞれ、特開平８−１６７８６４に記載されたス
ペクトラム拡散通信システムにおける送信装置および受
信装置の構成を示す図である。ここでは、符号多重数分
の拡散符号を用いて符号多重を行うことによりデータ通
信を行っている。

【０００４】まず、図１２を用いて、従来の送信装置の
構成および動作を説明する。図１２において、１０１は
データ発生部であり、１０２はシリアル／パラレル変換
部（Ｓ／Ｐ部）であり、１０３はクロック発生部であ
り、１０４は符号多重数分の拡散符号を発生する拡散符
号発生部であり、１０５ａ，１０５ｂ，…１０５ｎは拡
散変調部であり、１０６は加算部であり、１０７は周波
数変換部であり、１０８は電力増幅部であり、１０９は
送信アンテナである。

【０００５】上記のように構成される送信装置において
は、まず、データ発生部１０１が、「１」または「−
１」の値を持つディジタル情報信号を生成する。なお、
ここでは、ディジタル情報信号の発生速度を「ビットレ
ート」と呼び、また、ビットレートの値を「Ｒ_b」と表
記する。

【０００６】Ｓ／Ｐ部１０２では、受け取ったディジタ
ル情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換する。な
お、ここでは、各チャネルにおける並列情報信号の発生
速度を「並列ビットレート」と呼び、また、並列ビット
レートの値を「Ｒ_p（＝Ｒ_b／ｎ）」、拡散符号周期を
「Ｔ_p（＝１／Ｒ_p）」と表記する。

【０００７】拡散符号発生部１０４では、ｎ個の異なる
拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮｎ）と、同期専用の拡散符号
（ＰＮ０）と、を発生する。なお、上記（ｎ＋１）個の
拡散符号は、「１」または「−１」の値を持ち、かつ符
号長Ｌ［ビット］の拡散符号系列であり、クロック発生
部１０３にて作成されたＲ_p×Ｌのクロック周波数帯域
を持つ。また、ここでは、クロック発生部１０３にて作
成されたクロックレートを「Ｒ_c（＝Ｒ_p×Ｌ）」と表記
し、チップレートＲ_cのクロック周期、すなわち、チッ
プ周期を「Ｔ_c（＝１／Ｒ_c）」と表記する。

【０００８】拡散変調部１０５ａ〜１０５ｎでは、ｎチ
ャネルの各並列情報信号と、拡散符号発生部にて生成さ
れたｎ個の拡散符号と、をそれぞれ乗算することによ
り、ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。
なお、この並列スペクトル拡散信号は、チップレートＲ
_cとなる。

【０００９】加算部１０６では、拡散符号発生部１０４
から出力される同期専用拡散符号と、各拡散変調部にて
生成されたｎチャネルの並列スペクトル拡散信号と、を
すべて加算する。そして、周波数変換部１０７では、加
算部１０６の出力と、搬送波（キャリア）と、を乗算す
ることにより周波数変換を実行し、その後、電力増幅部
１０８では、周波数変換部１０７の出力を電力増幅する
ことにより多重ＲＦ信号を生成する。なお、時刻ｔにお
いて、上記のように生成される多重ＲＦ信号Ｒ（ｔ）
は、次式（１）のように表すことができる。

【００１０】

【数１】

【００１１】ただし、ｃ₀（ｔ）〜ｃ_n（ｔ）は、それぞ
れＰＮ０〜ＰＮｎの拡散符号系列を、Ｄ₁（ｔ）〜Ｄ
_n（ｔ）は、それぞれ各チャネルのベースバンド変調信
号を、ωはキャリア周波数を表す。

【００１２】最後に、送信装置では、多重ＲＦ信号Ｒ
（ｔ）を、送信アンテナ１５４を用いて通信相手方へ送
信する。

【００１３】つぎに、図１３を用いて、従来の受信装置
の構成および動作を説明する。図１３において、２０１
は受信アンテナであり、２０２はＲＦ増幅部であり、２
０３は準同期検波部であり、２０４は符号同期部であ
り、２０５は拡散符号発生部であり、２０６はキャリア
再生部であり、２０７ａ，２０７ｂ，…，２０７ｎはベ
ースバンド復調部であり、２０８はパラレル／シリアル
変換部（Ｐ／Ｓ部）である。

【００１４】上記のように構成される受信装置において
は、まず、ＲＦ増幅部２０２が、受信アンテナ２０１に
て受信した上記送信装置からの多重ＲＦ信号に対してＲ
Ｆ増幅を行う。

【００１５】その後、準同期検波部２０３では、ＲＦ増
幅された多重ＲＦ信号を、チップレートＲ_cの周波数帯
域を持つ信号に、周波数変換を行う。なお、この周波数
変換後の複素信号において、同相（実数）成分ＦＩ
（ｔ）および直交（虚数）成分ＦＱ（ｔ）は、それぞ
れ、式（２）、（３）のように表すことができる。

【００１６】

【数２】

【００１７】

【数３】 ただし、θはキャリア位相を表す。

【００１８】符号同期部２０４では、準同期検波部２０
３にて周波数変換された信号と、拡散符号発生部２０５
にて生成される同期専用拡散符号ＰＮ０と、を用いて、
送信信号に対する拡散符号同期、およびクロック同期を
確立し、さらに、符号同期信号、およびクロック信号を
出力する。また、符号同期確立後、拡散符号発生部２０
５では、送信装置で用いた拡散符号と同様の、クロック
信号と位相が一致した（ｎ＋１）個の拡散符号群を発生
する。

【００１９】キャリア再生部２０６では、拡散符号発生
部２０５にて生成される同期専用拡散符号ＰＮ０を用い
て、上記準同期検波部２０３にて周波数変換された複素
信号の同相成分ＦＩ（ｔ）と直交成分ＦＱ（ｔ）とを逆
拡散し、ＳＩおよびＳＱを算出する。このとき、ＳＩと
ＳＱは、拡散符号ｃ₀（ｔ）と拡散符号ｃ₁（ｔ）〜ｃ _n
（ｔ）との相互相関が常に０の場合、式（４）、（５）
のように求めることができる。

【００２０】

【数４】

【００２１】

【数５】

【００２２】そして、キャリア位相θは、次式（６）の
ように、ＳＩとＳＱの逆正接を求めることにより算出す
る。

【００２３】

【数６】

【００２４】上記の動作により、キャリア再生部２０６
では、キャリア位相θの推定が可能となる。

【００２５】ベースバンド復調部２０７ａ〜２０７ｎで
は、キャリア再生部２０６にて生成された再生キャリア
位相信号と、準同期検波部２０３にて周波数変換された
信号と、からベースバンド信号を生成する。さらに、ベ
ースバンド復調部２０７ａ〜２０７ｎでは、拡散符号発
生部２０５からの符号同期が確立された拡散符号群ＰＮ
１〜ＰＮｎを用いて、符号分割チャネル単位のベースバ
ンド信号に対して、それぞれ相関演算を行い、その相関
演算結果に基づいてデータ復調を行う。

【００２６】最後に、Ｐ／Ｓ部２０８では、ｎチャネル
の並列ビットレートＲ_pの並列復調データから、１チャ
ネルのビットレートＲ_b（＝ｎＲ_p）の復調データを生成
する。

【００２７】このように、直接拡散方式を採用するスペ
クトル拡散通信システムの受信装置においては、同期専
用チャネルだけを逆拡散し、その後、すべてのチャネル
に対するキャリア再生を行う。これにより、チャネル単
位のキャリア再生回路が不要となり、回路規模を小さく
することができる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
従来のスペクトル拡散受信装置においては、同期専用チ
ャネルの逆拡散情報だけを用いて、キャリア再生を行う
ため、同期専用チャネルの逆拡散情報と他のチャネルの
逆拡散情報との両方を用いてキャリア再生を行う場合と
比べて、推定キャリアの精度が低くなる、という問題が
あった。

【００２９】また、上記、従来のスペクトル拡散受信装
置においては、同期専用チャネルにてデータ通信を行っ
ていないため、その分だけ伝送効率が低下する、という
問題があった。

【００３０】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、データ通信用のチャネルを用いてキャリア再生お
よび符号同期を行うことにより、推定キャリアの精度お
よび伝送効率の向上を実現可能とし、さらに、良好なビ
ット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置、
およびデータ復調方法を得ることを目的とする。

【００３１】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散
受信装置にあっては、ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並
列情報系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処
理を行うことにより生成された各並列スペクトル拡散信
号に、それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相
量と、を与え、その後、多重化した、送信装置からの多
重スペクトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル
拡散信号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づい
て、複素相関信号を算出する相関値算出手段（後述する
実施の形態の受信アンテナ１、ＲＦ増幅部２、準同期検
波部３、相関値算出部４に相当）と、前記複素相関信号
に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシン
ボルクロックを生成する符号同期手段（符号同期部５に
相当）と、前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素
相関信号の各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上
り時に発生するように遅延補正を行う遅延補正手段（遅
延補正部６ａ〜６ｎに相当）と、前記遅延補正後の複素
相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの立ち上
りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリア位相
を揃えるように移相補正を行う移相補正手段（ラッチ部
７ａ〜７ｎ、移相補正部８ａ〜８ｎに相当）と、前記移
相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行い、推
定キャリア信号を出力するキャリア再生手段（キャリア
再生部９に相当）と、前記移相補正後の各ピーク値と、
前記推定キャリア信号と、を用いて、もとの情報系列を
生成するデータ復調手段（データ復調部１０ａ〜１０ｎ
に相当）と、を備えることを特徴とする。

【００３２】つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装
置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記推
定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延
手段（遅延部６６に相当）と、前記移相補正後の各ピー
ク値を、前記遅延後の推定キャリア信号の推定キャリア
位相分だけ反対方向に移相する移相手段（移相部６１ａ
〜６１ｎに相当）と、前記移相後の各ピーク値に基づい
て、前記１拡散符号周期分だけ遅延させた推定キャリア
信号のキャリア位相に関する情報として、各ピーク値単
位に誤差信号を生成し、その後、前記各誤差信号を加算
して合成誤差信号を生成する誤差信号生成手段（誤差信
号生成部６２ａ〜６２ｎに相当）と、前記合成誤差信号
を平均し、前記平均化後のキャリア位相に関する情報に
基づいて、前記推定キャリア信号の移相制御を行う移相
制御手段（平均化部６４、移相制御部６５に相当）と、
を備えることを特徴とする。

【００３３】つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装
置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記推
定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させる遅延
手段（遅延部７４に相当）と、前記移相補正後の各ピー
ク値と、前記１拡散符号周期だけ遅延させた推定キャリ
ア信号と、を用いて、それぞれ逆変調処理を行い、各ピ
ーク値単位に無変調信号を生成する逆変調手段（逆変調
部７１ａ〜７１ｎに相当）と、前記各無変調信号を加算
して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成無変調
信号を平均化することにより推定キャリア信号を生成す
るキャリア信号生成手段（ベクトル加算部７２、平均化
部７３に相当）と、を備えることを特徴とする。

【００３４】つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装
置において、前記キャリア再生手段にあっては、前記移
相補正後の各ピーク値に対してそれぞれ逓倍処理を行
い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逓倍手段
（逓倍部９１ａ〜９１ｎに相当）と、前記各無変調信号
を加算して合成無変調信号を生成し、さらに、前記合成
無変調信号を平均化する平均化手段（ベクトル加算部９
２、平均化部９３に相当）と、前記平均化後の合成無変
調信号に対して分周処理を行うことにより推定キャリア
信号を生成する分周手段（分周部９４に相当）と、を備
えることを特徴とする。

【００３５】つぎの発明にかかるデータ復調方法にあっ
ては、ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報系列に対
して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行うことに
より生成された各並列スペクトル拡散信号に、それぞれ
異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、を与え、
その後、多重化した、送信装置からの多重スペクトル拡
散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信号と、前
記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複素相関信
号を算出する相関値算出ステップと、前記複素相関信号
に基づいて、前記拡散符号の符号同期点に同期したシン
ボルクロックを生成する符号同期ステップと、前記複素
相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の各ピーク
値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生するよう
に遅延補正を行う遅延補正ステップと、前記遅延補正後
の複素相関信号の各ピーク値を前記シンボルクロックの
立ち上りエッジでサンプリングし、各ピーク値のキャリ
ア位相を揃えるように移相補正を行う移相補正ステップ
と、前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生
を行い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生ステ
ップと、前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャ
リア信号と、を用いて、もとの情報系列を生成するデー
タ復調ステップと、を含むことを特徴とする。

【００３６】

【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかるスペクト
ル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説
明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定さ
れるものではない。

【００３７】実施の形態１．本実施の形態では、タイミ
ングオフセット多重化ＳＳシステムにおいて、１組の相
関器から出力される全チャネルの逆拡散信号を用いて、
高精度にキャリア再生を行うスペクトル拡散受信装置を
得る。なお、タイミングオフセット多重化ＳＳシステム
とは、スペクトラム拡散通信システムの一例であり、た
とえば、送信装置が、並列情報系列を同一の拡散符号に
よりスペクトル拡散し、拡散変調後の各信号に対してそ
れぞれ異なる時間オフセットを与え、さらに、それらの
信号を多重化することで生成された多重化信号（後述す
る多重ＲＦ信号を表す）を出力し、前記多重化信号を受
け取った受信装置が、その信号をもとの並列情報系列に
復調する。

【００３８】図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受
信装置の実施の形態１の構成を示す図である。図１にお
いて、１は受信アンテナであり、２はＲＦ増幅部であ
り、３は準同期検波部であり、４は相関値算出部であ
り、５は符号同期部であり、６ａ，６ｂ，…６ｎは遅延
補正部であり、７ａ，７ｂ，…，７ｎはラッチ部であ
り、８ａ，８ｂ，…８ｎは移相補正部であり、９はキャ
リア再生部であり、１０ａ，１０ｂ，…，１０ｎはデー
タ復調部であり、１１はパラレル／シリアル変換部（Ｐ
／Ｓ部）である。

【００３９】ここで、本発明にかかるスペクトル拡散受
信装置の動作を説明する前に、まず、スペクトル拡散受
信装置に対して前記多重化信号を送信するスペクトル拡
散送信装置の構成および動作について説明する。

【００４０】図２は、本発明にかかるスペクトル拡散受
信装置に対して多重化信号（多重ＲＦ信号）を送信する
スペクトル拡散送信装置の構成を示す図である。図２に
おいて、２１はデータ発生部であり、２２はシリアル／
パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）であり、２３はクロック発
生部であり、２４は拡散符号発生部であり、２５ａ，２
５ｂ，…，２５ｎは拡散変調部であり、２６ａ，２６
ｂ，…２６ｎは遅延部であり、２７ａ，２７ｂ，…，２
７ｎは移相部であり、２８は加算部であり、２９は周波
数変換部であり、３０は電力増幅部であり、３１は送信
アンテナである。

【００４１】つぎに、タイミングオフセット多重化ＳＳ
システムにおけるスペクトル拡散送信装置の動作を図２
にしたがって説明する。まず、データ発生部２１では、
「１」または「−１」の値で構成されるディジタル情報
信号を生成する。以降の説明においては、ディジタル情
報信号の発生速度を「ビットレート」と呼び、ディジタ
ル情報信号のビットレートの値を「Ｒ_b」と表記する。

【００４２】Ｓ／Ｐ部２２では、受け取ったディジタル
情報信号をｎチャネルの並列情報信号に変換する。この
とき、多重数ｎは、拡散符号長Ｌ［ビット］以下の値と
する。また、以降の説明においては、各チャネルにおけ
る並列情報信号の発生速度を「並列ビットレート」と呼
び、前記並列ビットレートの値を「Ｒ_p（＝Ｒ_b／ｎ）」
と表記する。

【００４３】そして、拡散符号発生部２４では、拡散符
号系列が生成される。たとえば、この拡散符号系列は、
「１」または「−１」の値を持ち、かつ符号長Ｌ［ビッ
ト］であり、クロック発生部２３で作成されたＲ_p×Ｌ
のクロック周波数帯域を持つ。具体的な拡散符号系列と
しては、符号作成回路構成が容易で、自己相関および各
符号間での相互相関が小さい符号である、たとえば、Ｍ
系列やＧｏｌｄ符号等が使用される。なお、以降の説明
においては、クロック発生部２３で作成されるクロック
レートを「チップレートＲ_c（＝Ｒ_p×Ｌ）」と呼び、チ
ップレートＲ_cのクロック周期を「チップ周期Ｔ_c（＝１
／Ｒ_c）」と呼ぶ。

【００４４】拡散変調部２５ａ〜２５ｎでは、ｎチャネ
ルの並列情報信号と、拡散符号発生部２４にて生成され
た拡散符号と、を乗算することにより、ｎチャネルの並
列スペクトル拡散信号を生成する。なお、この並列スペ
クトル拡散信号は、チップレートがＲ_cである。

【００４５】遅延部２６ａ〜２６ｎでは、ｎチャネルの
並列スペクトル拡散信号系列に対して、それぞれ異なる
ｎ個の遅延時間｛ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃，…，ｂ_n｝を与える。
そして、移相部２７ａ〜２７ｎでは、遅延後の各並列ス
ペクトル拡散信号系列に対して、それぞれ予め決められ
ている移相量｛α₁，α₂，α₃，…，α_n｝で信号を移相
する。ここでの移相処理は、ある並列スペクトル拡散信
号系列の同相（実数）成分をＩ_sとし、直交（虚数）成
分をＱ_sとし、移相量をａ［ラジアン］とすると、式
（７）と（８）に表すことができる。

【００４６】

【数７】

【００４７】

【数８】

【００４８】その後、加算部２８では、移相後の各並列
スペクトル拡散信号をすべて加算することにより、多重
スペクトル拡散信号を生成する。なお、Ｉ_dとＱ_dは、そ
れぞれ移相後の並列スペクトル拡散信号系列の同相成
分、および直交成分を示す。ただし、φ［ラジアン］
は、式（９）により算出される。

【００４９】

【数９】

【００５０】また、多重スペクトル拡散信号は、移相さ
れた並列スペクトル拡散信号系列を加算しているので、
複素数の値をもつ信号である。

【００５１】周波数変換部２９は、加算部２８の出力で
ある多重スペクトル拡散信号と搬送波（キャリア）とを
乗算することで周波数変換を行い、その後、電力増幅部
３０は、周波数変換後の信号を電力増幅することで多重
ＲＦ信号を生成する。このように生成される多重ＲＦ信
号の同相成分ＲＩ（ｔ）、および直交成分ＲＱ（ｔ）
は、時刻ｔに１倍の電力増幅を行う場合、式（１０）、
式（１１）で表すことができる。

【００５２】

【数１０】

【００５３】

【数１１】

【００５４】なお、ｃ（ｔ）は、拡散符号発生部２４に
て生成される拡散符号系列であり、Ｄ₁（ｔ）〜Ｄ
_n（ｔ）は、それぞれ各チャネルの並列情報信号を示
し、ωは、キャリア周波数を示す。

【００５５】最後に、送信装置では、前記生成した多重
ＲＦ信号を送信アンテナ３１を用いて通信相手方へ送信
する。

【００５６】つぎに、上記のように生成され、送信され
た多重ＲＦ信号を受け取り、その後、もとのデータに復
調する本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の動作
を、図１にしたがって詳細に説明する。

【００５７】スペクトル拡散受信装置では、まず、ＲＦ
増幅部２が、受信アンテナ１で受け取った前記多重ＲＦ
信号に対してＲＦ増幅を行う。そして、準同期検波部３
では、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号に対して、チップレ
ートＲ_cの周波数帯域を持つ信号に周波数変換を行い、
複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）を生成する。このよう
に生成される複素スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）と、複素
スペクトル拡散信号Ｆ（ｔ）の同相成分ＦＩ（ｔ）と、
直交成分ＦＱ（ｔ）は、たとえば、ＲＦ増幅部２で１倍
のＲＦ増幅を行う場合、それぞれ式（１２）、（１
３）、（１４）のように表すことができる。

【００５８】

【数１２】

【００５９】

【数１３】

【００６０】

【数１４】 ただし、θはキャリア位相である。

【００６１】相関値算出部４では、式（１５）に示すよ
うに、準同期検波部３から出力される複素スペクトル拡
散信号と、送信装置の拡散符号発生部２４で生成された
拡散符号と同系列の符号系列と、の相関演算を行うこと
により、複素相関信号Ｈ（ｔ）を算出する。

【００６２】

【数１５】

【００６３】上記、式（１５）からわかるように、複素
相関信号Ｈ（ｔ）は、時刻ｔ＝ｕＴ _p＋ｂ_m（ｕ＝０，±
１，±２，…、ｍ＝１，２，…，ｎ）において、各並列
情報信号Ｄ_m（ｔ）に対する相関ピークを表す。また、
ｎチャネルの並列スペクトル拡散信号系列は、並列情報
信号を同一の拡散符号系列にスペクトル拡散されている
が、図２に示す遅延部２６ａ〜２６ｎで、それぞれ異な
る遅延時間が与えられて多重されているため、各並列情
報系列に対するデータ復調が個別に可能となる。すなわ
ち、各並列情報系列の相関ピーク発生時において、各並
列スペクトル拡散信号系列と、残り（ｎ−１）個の並列
スペクトル拡散信号系列の相互相関と、がそれぞれ小さ
な値となるため、各並列情報系列に対するデータ復調が
個別に可能となる。

【００６４】遅延補正部６ａ〜６ｎでは、それぞれ対応
する並列情報信号における複素相関信号の相関ピークの
発生タイミングが揃うように、遅延補正を行う。すなわ
ち、図２に示す遅延部２６ａ〜２６ｎの遅延付加によっ
てずらされた各並列スペクトル拡散信号のタイミングを
一致させる。

【００６５】符号同期部５では、複素相関信号Ｈ（ｔ）
から、前記揃えられた各複素相関信号のピーク発生タイ
ミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成する。そ
して、ラッチ部７ａ〜７ｎでは、符号同期部５にて生成
されたシンボルクロックＣＫを用いて、各複素相関信号
のピーク値をそれぞれラッチする。

【００６６】移相補正部８ａ〜８ｎでは、対応する各並
列スペクトル拡散信号に付加された移相量、すなわち、
図２に示す移相部２７ａ〜２７ｎによって付与された位
相オフセットを除去するために必要な量の移相補正量
を、各複素相関信号のピーク値に与え、相関ピーク信号
Ｓ_m（ｔ）をそれぞれ出力する。すなわち、ここでは、
各複素相関信号のピーク値のキャリア位相を揃える。な
お、ｍ＝１，２，…，ｎとする。

【００６７】このように、相関値算出処理、遅延補正処
理、ラッチ処理、および移相補正処理を行うことによ
り、移相補正部８ａ〜８ｎより出力される各相関ピーク
信号Ｓ_m（ｔ）と、相関ピーク信号Ｓ_m（ｔ）の同相成分
ＳＩ_m（ｔ）と、直交成分ＳＱ_m（ｔ）は、それぞれ式
（１６）、式（１７）、式（１８）に示すように、たと
えば、各チャネルの並列情報信号Ｄ_m（ｔ）とキャリア
位相θだけで表すことができる。

【００６８】

【数１６】

【００６９】

【数１７】

【００７０】

【数１８】

【００７１】キャリア再生部９では、移相補正部８ａ〜
８ｎより出力されるすべての相関ピーク信号Ｓ_m（ｔ）
を用いてキャリア再生を行い、推定キャリア信号ＲＣ
（ｔ）を出力する。そして、データ復調部１０ａ〜１０
ｎでは、キャリア再生部９から出力される推定キャリア
信号ＲＣ（ｔ）と、各移相補正部から出力される信号Ｓ
_m（ｔ）と、を用いて、それぞれ並列復調データを求め
る。最後に、Ｐ／Ｓ部１１では、ｎチャネルの並列ビッ
トレートＲ_pの並列復調データから、ビットレートＲ
_b（＝ｎＲ_p）の復調データ、すなわち、もとの情報系列
を生成する。

【００７２】図３は、上記準同期検波部３の構成を示す
図である。図３において、４１は電圧制御発信器（ＶＣ
Ｏ）であり、４２は移相部であり、４３および４４は乗
算部であり、４５および４６はローパスフィルタであ
り、準同期検波部３は、搬送波の周波数帯を持つ多重Ｒ
Ｆ信号から、チップレートＲ_cの周波数帯域を持つ複素
スペクトル拡散信号を得るものである。

【００７３】ここで、上記のように構成される準同期検
波部３の動作を図３にしたがって説明する。準同期検波
部３では、乗算部４３が、ＶＣＯ４１から出力されるキ
ャリア周波数ωの局部搬送波と、ＲＦ増幅された多重Ｒ
Ｆ信号と、を乗算し、ローパスフィルタ４５が、乗算結
果の高調波成分を除去することにより、チップレートＲ
_cの複素スペクトル拡散信号の同相成分ＦＩ（ｔ）を生
成する。同様に、準同期検波部３では、乗算部４４が、
移相部４２によりπ／２移相されたキャリア周波数ωの
局部搬送波と、ＲＦ増幅された多重ＲＦ信号と、を乗算
し、ローパスフィルタ４６が、乗算結果の高調波成分を
除去することにより、チップレートＲ_cの複素スペクト
ル拡散信号の直交成分ＦＱ（ｔ）を生成する。

【００７４】図４は、上記符号同期部５の構成を示す図
である。図４において、５１は相関電力算出部であり、
５２ａ，５２ｂ，…，５２ｎは遅延補正部であり、５３
は加算部であり、５４は符号同期点検出部であり、５５
はシンボルクロック生成部であり、符号同期部５は、送
信装置内で用いられる拡散符号系列と、上記相関値算出
部４で用いられる符号系列と、の符号同期を得て、拡散
符号周期Ｔ_pのシンボルクロックＣＫを出力するもので
ある。

【００７５】ここで、上記のように構成される符号同期
部５の動作を図４にしたがって説明する。まず、相関電
力算出部５１では、複素相関信号を二乗し、その後、絶
対値をとることにより、二乗相関値Ａ１を算出する。そ
の後、この二乗相関値Ａ１は、各チャネルに対応した各
遅延補正部にそれぞれ入力され、各遅延補正部では、各
並列スペクトル拡散信号の二乗相関値のピークタイミン
グが揃うように、それぞれに遅延補正時間を与える。そ
して、加算部５３は、遅延補正後のｎ個の二乗相関値を
加算し、その加算結果である多重二乗相関値Ｍ１を符号
同期点検出部５４に出力する。

【００７６】このとき、多重二乗相関値Ｍ１は、拡散符
号周期単位に、符号同期点から所定時刻Ｙを経過した時
刻（多重ピーク時刻）で、最大ピーク値を発生するた
め、符号同期点検出部５４では、この多重ピーク時刻を
検出し、その検出結果をもとに符号同期点の推定を行
い、さらに、この符号同期点に同期した捕捉パルスＰ１
を生成する。

【００７７】最後に、シンボルクロック生成部５５で
は、この捕捉パルスＰ１のタイミングに同期した拡散符
号周期Ｔ_pのシンボルクロックＣＫを生成し、後続のラ
ッチ部７ａ〜７ｎに出力する。

【００７８】図５、図６、および図７は、上記符号同期
点を推定するための処理を示すタイミングチャートであ
る。ここでは、たとえば、多重数ｎ＝３とし、さらに、
図２に示す各遅延部にて並列スペクトル拡散信号に与え
る遅延時間をそれぞれ｛ｂ₁，ｂ₂，ｂ₃｝＝｛τ₁Ｔ_c，
τ₂Ｔ_c，τ₃Ｔ_c｝とする。なお、Ｔ_cは、チップ周期を
表す。このような場合、二乗相関値Ａ１は、図５に示す
ように、符号同期点ｔ _pから各遅延時間｛τ₁Ｔ_c，τ₂Ｔ
_c，τ₃Ｔ_c｝を遅延したタイミングでピーク値を持ち、
拡散符号Ｔ_p内で三つのピーク値を持つ。

【００７９】図６は、符号同期点を推定するための処理
における、τ₁＝２、τ₂＝４、τ₃＝６の場合の二乗相
関値、多重二乗相関値、および多重ピーク時刻の関係を
示す図である。（ａ）は、遅延がない場合の二乗相関値
を示すタイミングチャートであり、拡散符号Ｔ_p内で三
つのピーク値ａ，ｂ，ｃを有する。（ｂ），（ｃ），
（ｄ）は、（ａ）に示す二乗相関値をそれぞれ｛（Ｔ_p
−τ₁Ｔ_c），（Ｔ_p−τ₂Ｔ_c），（Ｔ_p−τ₃Ｔ_c）｝遅延
した場合の二乗相関値である。

【００８０】ここで、加算部５３では、（ｂ）〜（ｄ）
に示した二乗相関値を加算し、この加算結果として、
（ｅ）に示す多重二乗相関値を出力する。この場合、ピ
ーク値ａ，ａ＋ｂ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ＋ｃ，ｃの５つのピ
ークが現れるが、ここでは、最も大きなピーク値（ａ＋
ｂ＋ｃ）を多重ピーク時刻として検出する。その結果、
多重ピーク時刻は、所定時間Ｙ＝Ｔ_pとしているため、
符号同期点ｔ_pに一致することがわかる。

【００８１】符号同期点検出部５４では、多重ピーク時
刻に同期した捕捉パルスＰ１を生成し、シンボルクロッ
ク生成部５５では、捕捉パルスＰ１のタイミングに同期
したシンボルクロックＣＫを生成する。これにより、受
信装置では、送信された符号系列との同期をとることが
できる。

【００８２】図７は、符号同期点を推定するための処理
における、τ₁＝１、τ₂＝３、τ₃＝７の場合の二乗相
関値、多重二乗相関値、および多重ピーク時刻の関係を
示す図である。（ａ）は、遅延がない場合の二乗相関値
を示すタイミングチャートであり、拡散符号Ｔ_p内で三
つのピーク値ａ〜ｃを有する。（ｂ），（ｃ），（ｄ）
は、（ａ）に示した二乗相関値をそれぞれ｛（Ｔ_p−τ₁
Ｔ_c），（Ｔ_p−τ₂Ｔ_c），（Ｔ_p−τ₃Ｔ_c）｝遅延した
場合の二乗相関値である。

【００８３】ここで、加算部５３では、（ｂ）〜（ｄ）
に示した二乗相関値を加算し、この加算結果として、
（ｅ）に示す多重二乗相関値を出力する。この場合、ピ
ーク値ａ，ｂ，ａ，ａ＋ｂ＋ｃ，ｂ，ｃ，ｃの７つのピ
ークが現れるが、ここでは、最も大きなピーク値（ａ＋
ｂ＋ｃ）を多重ピーク時刻として検出する。この場合、
ピーク値（ａ＋ｂ＋ｃ）以外のピーク値は、二乗相関値
のピーク値分の値に抑えられており、多重ピーク値の検
出が容易である。多重ピーク時刻は、所定時間Ｙ＝Ｔ_p
としているため、符号同期点ｔ_pに一致することがわか
る。

【００８４】符号同期点検出部５４では、図６の場合と
同様に、多重ピーク時刻に同期した捕捉パルスＰ１を生
成し、シンボルクロック生成部５５では、捕捉パルスＰ
１のタイミングに同期したシンボルクロックＣＫを生成
する。

【００８５】図８は、上記キャリア再生部９の構成を示
す図である。図８において、６１ａ，６１ｂ，…，６１
ｎは移相部であり、６２ａ，６２ｂ，…，６２ｎは誤差
信号生成部であり、６３は加算部であり、６４は平均化
部であり、６５は移相制御部であり、６６は遅延部であ
り、キャリア再生部９は、ｎチャネル分の並列情報信号
に対する複素相関信号のピーク値を用いて、短時間で高
精度なキャリア推定を行うものである。

【００８６】ここで、上記のように構成されるキャリア
生成部９の動作を図８にしたがって説明する。キャリア
再生部９では、移相補正部８ａ〜８ｎから出力される相
関ピーク信号Ｓ_m（ｔ）を用いて、推定キャリア信号Ｒ
Ｃ（ｔ）を得る。ここでは、推定キャリア信号ＲＣ
（ｔ）は、複素数の値を持つ。この場合、まず、推定キ
ャリア位相θ’（ｔ）は、式（１９）のように表すこと
ができる。

【００８７】

【数１９】

【００８８】なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、
Ｒｅ（ＲＣ（ｔ））は、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）の
実数成分を表し、Ｉｍ（ＲＣ（ｔ））は、推定キャリア
信号ＲＣ（ｔ）の虚数成分を表す。

【００８９】各移相部では、下記に示す式（２０）のよ
うに、移相補正部８ａ〜８ｎからの各相関ピーク信号Ｓ
_m（ｔ）と、遅延部６６で拡散符号周期Ｔ_p分だけ遅延さ
れた推定キャリア信号の複素共役ＲＣ^*（ｔ−Ｔ_p）と、
をそれぞれ乗算することにより、各相関ピーク信号Ｓ_m
（ｔ）をθ’（ｔ−Ｔ_p）分だけ反対方向に移相し、信
号ＳＲ_m（ｔ）を生成する。

【００９０】

【数２０】

【００９１】そして、誤差信号生成部６２ａ〜６２ｎで
は、移相部６１ａ〜６１ｎからの信号ＳＲ_m（ｔ）を用
いて、１拡散符号周期Ｔ_p以前の推定キャリア位相θ’
（ｔ−Ｔ_p）に対して、キャリア位相を進めるか、また
はキャリア位相を遅らすか、を示す誤差信号Ｅ₁（ｔ）
〜Ｅ_n（ｔ）を生成する。たとえば、並列情報信号Ｄ
_m（ｔ）がＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調
された信号の場合は、式（２１）に示すように、ＳＲ_m
（ｔ）の実数成分と虚数成分を乗算することにより、並
列情報信号Ｄ_m（ｔ）を二乗した値が常に１となるた
め、並列情報信号Ｄ_m（ｔ）の成分を除去することがで
き、誤差信号Ｅ_m（ｔ）を求めることができる。

【００９２】

【数２１】

【００９３】加算部６３では、各誤差信号生成部からの
誤差信号Ｅ_m（ｔ）を加算することで、ＳＮ比が向上さ
れた合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を算出する。そして、平均
化部６４では、加算部６３から合成誤差信号ＧＥ（ｔ）
の平均化を行う。最後に、移相制御６５では、１拡散符
号周期Ｔ_p以前の推定キャリア信号ＲＣ（ｔ−T_p）と、
平均化された合成誤差信号ＧＥ（ｔ）と（キャリア位相
を進めるかまたはキャリア位相を遅らすかを示す情
報）、を用いて、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求め
る。

【００９４】なお、上述した本実施の形態においては、
「１」または「−１」の２値のディジタル情報信号を取
り扱えるようにしているが、これに限らず、たとえば、
他の２値データであってもよい。また、Ｐ／Ｓ部１１か
ら各チャネルに対応する復調データを出力することとし
てもよい。また、ラッチ処理後に位相補正処理を行って
いるが、位相補正処理については、遅延補正処理または
ラッチ処理の前に行うこととしてもよい。

【００９５】このように、キャリア再生部９では、ｎチ
ャネル分の複素相関信号の各ピーク値から求められる誤
差信号Ｅ₁（ｔ）〜Ｅ_n（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上さ
れた合成誤差信号ＧＥ（ｔ）を算出し、さらに、この合
成誤差信号ＧＥ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ
（ｔ）の生成を行う。そのため、従来のスペクトル拡散
受信装置のような、同期用チャネルの複素相関信号のピ
ーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、高精度な
キャリア推定を行うことが可能となる。また、キャリア
再生部９では、平均化部６４にて高ＳＮ比の合成誤差信
号ＧＥ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に
用いるデータ数を減らした場合においても、十分高精度
なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような
場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現す
ることが可能となる。

【００９６】以上、本実施の形態のスペクトル拡散受信
装置においては、データ復調部１０ａ〜１０ｎが、それ
ぞれ、キャリア再生部９で生成された高精度な推定キャ
リア信号を用いてデータ復調を行うため、良好なビット
誤り率特性を実現可能とする。

【００９７】また、本実施の形態においては、一つの拡
散符号系列分の相関器（同相相関値と直交相関値の算出
が必要なため、ｋ系列の拡散符号系列を用いた場合、２
ｋ個の相関器が必要。本発明ではｋ＝１となる）で、多
重ＲＦ信号からキャリア再生処理、およびデータ復調処
理を行うことができるため、従来のスペクトル拡散受信
装置と同程度の回路規模で、より良好な復調データを得
ることができる。

【００９８】また、本実施の形態においては、データ通
信を実行可能なチャネルを用いてキャリア再生処理およ
び符号同期を行い、同期用チャネルが不要であるため、
伝送効率をより向上させることが可能となる。

【００９９】実施の形態２．本実施の形態では、実施の
形態１と同様に、タイミングオフセット多重化ＳＳシス
テムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネル
の逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うス
ペクトル拡散受信装置を得る。ここでは、特に、各チャ
ネルの逆拡散信号に対して逆変調処理を行うことにより
無変調信号を生成し、さらに、すべてのチャネルの無変
調信号から高ＳＮ比の合成無変調信号を算出し、この合
成無変調信号を用いて高精度にキャリア再生を行う。

【０１００】なお、本実施の形態において、前述の実施
の形態におけるスペクトル拡散受信装置と同様の構成に
ついては、同一の符号を付して説明を省略する。具体的
にいうと、ここでは、図１に示すキャリア再生部９をキ
ャリア再生部９ａに置き換える。

【０１０１】図９は、本実施の形態のスペクトル拡散受
信装置に用いられるキャリア再生部９ａの構成を示す図
である。図９において、７１ａ，７１ｂ，…，７１ｎは
逆変調部であり、７２はベクトル加算部であり、７３は
平均化部であり、７４は遅延部である。

【０１０２】ここで、上記のように構成されるキャリア
再生部９ａの動作を図９にしたがって説明する。キャリ
ア再生部９ａでは、まず、逆変調部７１ａ〜７１ｎが、
移相補正部８ａ〜８ｎからの相関ピーク信号Ｓ_m（ｔ）
と、遅延部７４で１拡散符号周期Ｔ_p分だけ遅延された
推定キャリア信号の複素共役ＲＣ^*（ｔ−Ｔ_p）と、を用
いて、相関ピーク信号Ｓ_m（ｔ）における変調成分とな
るＤ_m（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍ_m（ｔ）を生成す
る。なお、ｍ＝１，２，…，ｎとする。また、Ｄ
_m（ｔ），Ｄ_m（ｔ），ＲＣ^*（ｔ−Ｔ_p），Ｍ_m（ｔ）
は、複素数の値を有する。

【０１０３】ベクトル加算部７２では、各逆変調部から
のすべての無変調信号Ｍ_m（ｔ）を複素加算し、複素数
の値を有する合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を算出する。そ
して、平均化部７３では、合成無変調信号ＧＭ（ｔ）の
平均化を行うことにより、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）
を求める。

【０１０４】つぎに、上記逆変調部の動作を図面にした
がって詳細に説明する。なお、本実施の形態において
は、逆変調部７１ａを例として説明するが、逆変調部７
１ｂ〜７１ｎについても同様である。図１０は、キャリ
ア再生部９ａ内の逆変調部７１ａの構成を示す図であ
る。図１０において、８１は複素乗算部であり、８２は
リミタであり、８３は乗算部であり、逆変調部７１ａで
は、たとえば、並列情報信号Ｄ₁（ｔ）が「１」または
「−１」のスカラー値を持つＢＰＳＫ変調された信号の場
合、相関ピーク信号Ｓ₁（ｔ）から変調成分となるＤ
₁（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍ₁（ｔ）を生成する。

【０１０５】まず、複素乗算部８１では、相関ピーク信
号Ｓ_m（ｔ）と、遅延部６６にて１拡散符号周期Ｔ_p分だ
け遅延された推定キャリア信号の複素共役ＲＣ^*（ｔ−
Ｔ_p）と、をそれぞれ乗算することにより、相関ピーク
信号Ｓ_m（ｔ）に乗算されている変調成分の抽出を行
う。

【０１０６】そして、リミタ８２では、複素乗算部８１
から抽出された変調成分から並列情報信号Ｄ_m（ｔ）
が、「１」または「−１」のいずれの値を有するかを判
定し、その判定結果を出力する。

【０１０７】最後に、乗算部８３では、相関ピーク信号
Ｓ_m（ｔ）と、リミタ８２からの判定結果と、を乗算す
ることにより、相関ピーク信号Ｓ_m（ｔ）における変調
成分Ｄ_m（ｔ）を除去し、無変調信号Ｍ_m（ｔ）を生成す
る。

【０１０８】このように、本実施の形態においては、キ
ャリア再生部９ａが、まず、ｎチャネル分の各並列情報
信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逆変調処
理を行い、つぎに、逆変調処理により求められる無変調
信号Ｍ₁（ｔ）〜Ｍ_n（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上され
た合成無変調信号ＧＭ（ｔ）を算出し、最後に、この合
成無変調信号ＧＭ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号Ｒ
Ｃ（ｔ）の生成を行う。これにより、本実施の形態にお
いては、前述の実施の形態１と同様の効果が得られると
ともに、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期
用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生
を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を
行うことが可能となる。

【０１０９】また、本実施の形態においては、キャリア
再生部９ａが、平均化部７３を用いて高ＳＮ比の合成誤
差信号ＧＭ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処
理に用いるデータ数を減らした場合においても、十分高
精度なキャリア推定を行うことができ、さらに、このよ
うな場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実
現することが可能となる。

【０１１０】実施の形態３．本実施の形態では、実施の
形態１と同様に、タイミングオフセット多重化ＳＳシス
テムにおいて、１組の相関器から出力される全チャネル
の逆拡散信号を用いて、高精度にキャリア再生を行うス
ペクトル拡散受信装置を得る。ここでは、特に、各チャ
ネルの逆拡散信号に対して逓倍処理を行うことにより無
変調信号を生成し、さらに、すべてのチャネルの無変調
信号から高ＳＮ比の合成無変調信号を算出し、この合成
無変調信号を用いて高精度にキャリア再生を行う。

【０１１１】なお、本実施の形態において、前述の実施
の形態におけるスペクトル拡散受信装置と同様の構成に
ついては、同一の符号を付して説明を省略する。具体的
にいうと、ここでは、図１に示すキャリア再生部９、ま
たはキャリア再生部９ａを、キャリア再生部９ｂに置き
換える。

【０１１２】図１１は、本実施の形態のスペクトル拡散
受信装置に用いられるキャリア再生部９ｂの構成を示す
図である。図１１において、９１ａ，９１ｂ，…，９１
ｎは逓倍部であり、９２はベクトル加算部であり、９３
は平均化部であり、９４は分周部である。

【０１１３】ここで、上記のように構成されるキャリア
生成部９ｂの動作を図１１にしたがって説明する。キャ
リア再生部９ｂでは、逓倍部９１ａ〜９１ｎが、移相補
正部８ａ〜８ｎからの各相関ピーク信号Ｓ_m（ｔ）に対
して逓倍処理を行うことにより、各相関ピーク信号Ｓ_m
（ｔ）の変調成分となるＤ_m（ｔ）を除去し、無変調信
号Ｑ_m（ｔ）を生成する。なお、ｍ＝１，２，…，ｎと
する。また、Ｄ_m（ｔ），Ｓ_m（ｔ），Ｑ_m（ｔ）は、複
素数の値を有する。また、上記逓倍処理とは、変調成分
Ｄ_m（ｔ）がＢＰＳＫ信号であれば２逓倍処理を、ＱＰ
ＳＫ信号であれば４逓倍処理を行うことを意味する。ま
た、複素数Ａに対してｋ逓倍処理（ｋは自然数）を行う
場合は、Ａ^kを算出する。

【０１１４】ベクトル加算部９２では、各逓倍部からの
無変調信号Ｑ_m（ｔ）を複素加算し、複素数の値を有す
る合成無変調信号ＧＱ（ｔ）を算出する。そして、平均
化部９３では、合成無変調信号ＧＱ（ｔ）の平均化を行
う。さらに、分周部９４では、平均化部９３からの合成
無変調信号ＧＱ（ｔ）の平均値に対して分周処理を行
い、推定キャリア信号ＲＣ（ｔ）を求める。なお、分周
処理とは、変調成分Ｄ_m（ｔ）がＢＰＳＫ信号であれば
２分周処理を、ＱＰＳＫ信号であれば４分周処理を行う
ことを意味する。また、複素数Ａに対してｋ分周処理
（ｋは自然数）を行う場合は、Ａ^-kを算出する。

【０１１５】このように、本実施の形態においては、キ
ャリア再生部９ｂが、まず、ｎチャネル分の各並列情報
信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逓倍処理
を行い、つぎに、逓倍処理により求められる無変調信号
Ｑ₁（ｔ）〜Ｑ_n（ｔ）を用いて、ＳＮ比が向上された合
成無変調信号ＧＱ（ｔ）を算出し、最後に、この合成無
変調信号ＧＱ（ｔ）を用いて、推定キャリア信号ＲＣ
（ｔ）の生成を行う。これにより、本実施の形態におい
ては、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとと
もに、従来のスペクトル拡散受信装置のような、同期用
チャネルの複素相関信号のピーク値からキャリア再生を
行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリア推定を行
うことが可能となる。

【０１１６】また、本実施の形態においては、キャリア
再生部９ｂが、平均化部９３にて高ＳＮ比の合成誤差信
号ＧＱ（ｔ）に対して平均化を行うため、平均化処理に
用いるデータ数を減らした場合においても、より高精度
なキャリア推定を行うことができ、さらに、このような
場合には、キャリア再生に要する時間の短縮化を実現す
ることが可能となる。

【０１１７】

【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、データ復調手段が、キャリア再生手段で生成された
高精度な推定キャリア信号を用いてデータ復調を行うた
め、良好なビット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡
散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
また、一つの拡散符号系列分の相関器で、多重スペクト
ル拡散信号からキャリア再生処理、およびデータ復調処
理を行うことができるため、従来のスペクトル拡散受信
装置と同程度の回路規模で、より良好な復調データを得
ることが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることがで
きる、という効果を奏する。また、データ通信を実行可
能なチャネルを用いてキャリア再生処理および符号同期
を行うことにより、同期用チャネルが不要となるため、
伝送効率をより向上させることが可能なスペクトル拡散
受信装置を得ることができる、という効果を奏する。

【０１１８】つぎの発明によれば、キャリア再生手段
が、ｎチャネル分の複素相関信号の各ピーク値から求め
られる誤差信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成誤差
信号を算出し、さらに、この合成誤差信号を用いて、推
定キャリア信号の生成を行う。そのため、従来のスペク
トル拡散受信装置のような、同期用チャネルの複素相関
信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べて、
高精度なキャリア推定を行うことが可能なスペクトル拡
散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
また、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均化を行うた
め、平均化処理に用いるデータ数を減らした場合におい
ても、十分高精度なキャリア推定を行うことができ、さ
らに、このような場合、キャリア再生に要する時間の短
縮化を実現することが可能なスペクトル拡散受信装置を
得ることができる、という効果を奏する。

【０１１９】つぎの発明によれば、本実施の形態におい
ては、キャリア再生手段が、まず、ｎチャネル分の各並
列情報信号に対する複素相関信号のピーク値に対して逆
変調処理を行い、つぎに、逆変調処理により求められる
無変調信号を用いて、ＳＮ比が向上された合成無変調信
号を算出し、最後に、この合成無変調信号を用いて、推
定キャリア信号の生成を行う。これにより、従来のスペ
クトル拡散受信装置のように、同期用チャネルの複素相
関信号のピーク値からキャリア再生を行う場合に比べ
て、さらに、高精度なキャリア推定を行うことが可能な
スペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効
果を奏する。また、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平
均化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らし
た場合においても、十分高精度なキャリア推定を行うこ
とができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要
する時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡
散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。

【０１２０】つぎの発明によれば、キャリア再生手段
が、まず、ｎチャネル分の各並列情報信号に対する複素
相関信号のピーク値に対して逓倍処理を行い、つぎに、
逓倍処理により求められる無変調信号を用いて、ＳＮ比
が向上された合成無変調信号を算出し、最後に、この合
成無変調信号を用いて、推定キャリア信号の生成を行
う。これにより、従来のスペクトル拡散受信装置のよう
な、同期用チャネルの複素相関信号のピーク値からキャ
リア再生を行う場合に比べて、さらに、高精度なキャリ
ア推定を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得
ることができる、という効果を奏する。また、本実施の
形態においては、高ＳＮ比の合成誤差信号に対して平均
化を行うため、平均化処理に用いるデータ数を減らした
場合においても、より高精度なキャリア推定を行うこと
ができ、さらに、このような場合、キャリア再生に要す
る時間の短縮化を実現することが可能なスペクトル拡散
受信装置を得ることができる、という効果を奏する。

【０１２１】つぎの発明によれば、キャリア再生ステッ
プにて生成された高精度な推定キャリア信号を用いてデ
ータ復調を行うため、良好なビット誤り率特性を実現可
能なデータ復調方法を得ることができる、という効果を
奏する。また、データ通信を実行可能なチャネルを用い
てキャリア再生処理および符号同期を行うことにより、
同期用チャネルが不要となるため、伝送効率をより向上
させることが可能なデータ復調方法を得ることができ
る、という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実
施の形態１の構成を示す図である。

【図２】 本発明にかかるスペクトル拡散受信装置に対
して多重化信号を送信するスペクトル拡散送信装置の構
成を示す図である。

【図３】 準同期検波部の構成を示す図である。

【図４】 符号同期部の構成を示す図である。

【図５】 符号同期点を推定するための処理を示すタイ
ミングチャートである。

【図６】 符号同期点を推定するための処理を示すタイ
ミングチャートである。

【図７】 符号同期点を推定するための処理を示すタイ
ミングチャートである。

【図８】 キャリア再生部の構成を示す図である。

【図９】 キャリア再生部の構成を示す図である。

【図１０】 逆変調部の構成を示す図である。

【図１１】 キャリア再生部の構成を示す図である。

【図１２】 従来におけるスペクトル拡散送信装置の構
成を示す図である。

【図１３】 従来におけるスペクトル拡散受信装置の構
成を示す図である。

【符号の説明】

１ 受信アンテナ、２ ＲＦ増幅部、３ 準同期検波
部、４ 相関値算出部、５ 符号同期部、６ａ，６ｂ，
６ｎ 遅延補正部、７ａ，７ｂ，７ｎ ラッチ部、８
ａ，８ｂ，８ｎ 移相補正部、９ キャリア再生部、１
０ａ，１０ｂ，１０ｎ データ復調部、１１ パラレル
／シリアル変換部（Ｐ／Ｓ部）、２１ データ発生部、
２２ シリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ部）、２３
クロック発生部、２４ 拡散符号発生部、２５ａ，２５
ｂ，２５ｎ、拡散変調部、２６ａ，２６ｂ，２６ｎ 遅
延部、２７ａ，２７ｂ，２７ｎ 移相部、２８ 加算
部、２９周波数変換部、３０ 電力増幅部、３１ 送信
アンテナ、４１ 電圧制御発信器（ＶＣＯ）、４２ は
移相部、４３，４４ 乗算部、４５，４６ ローパスフ
ィルタ、５１ 相関電力算出部、５２ａ，５２ｂ，５２
ｎ 遅延補正部、５３加算部、５４ 符号同期点検出
部、５５ シンボルクロック生成部、６１ａ，６１ｂ，
６１ｎ 移相部、６２ａ，６２ｂ，６２ｎ 誤差信号生
成部、６３ 加算部、６４ 平均化部、６５ 移相制御
部、６６ 遅延部、７１ａ，７１ｂ，７１ｎ 逆変調
部、７２ ベクトル加算部、７３ 平均化部、７４ 遅
延部、８１複素乗算部、８２ リミタ、８３ 乗算部、
９１ａ，９１ｂ，９１ｎ 逓倍部、９２ ベクトル加算
部、９３ 平均化部、９４ 分周部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松永 麻里 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 小島 年春 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE32 EE36 5K047 AA03 BB01 BB04 GG34 GG45 HH15 MM13 MM36 MM59

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報
   系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行
   うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、
   それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、
   を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペ
   クトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信
   号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複
   素相関信号を算出する相関値算出手段と、 前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期
   点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期手段
   と、 前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の
   各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生
   するように遅延補正を行う遅延補正手段と、 前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シン
   ボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピ
   ーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移
   相補正手段と、 前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行
   い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生手段と、 前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号
   と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調手
   段と、 を備えることを特徴とするスペクトル拡散受信装置。
2. 【請求項２】 前記キャリア再生手段にあっては、 前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させ
   る遅延手段と、 前記移相補正後の各ピーク値を、前記遅延後の推定キャ
   リア信号の推定キャリア位相分だけ反対方向に移相する
   移相手段と、 前記移相後の各ピーク値に基づいて、前記１拡散符号周
   期分だけ遅延させた推定キャリア信号のキャリア位相に
   関する情報として、各ピーク値単位に誤差信号を生成
   し、その後、前記各誤差信号を加算して合成誤差信号を
   生成する誤差信号生成手段と、 前記合成誤差信号を平均し、前記平均化後のキャリア位
   相に関する情報に基づいて、前記推定キャリア信号の移
   相制御を行う移相制御手段と、 を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル
   拡散受信装置。
3. 【請求項３】 前記キャリア再生手段にあっては、 前記推定キャリア信号を１拡散符号周期分だけ遅延させ
   る遅延手段と、 前記移相補正後の各ピーク値と、前記１拡散符号周期だ
   け遅延させた推定キャリア信号と、を用いて、それぞれ
   逆変調処理を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成
   する逆変調手段と、 前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、
   さらに、前記合成無変調信号を平均化することにより推
   定キャリア信号を生成するキャリア信号生成手段と、 を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル
   拡散受信装置。
4. 【請求項４】 前記キャリア再生手段にあっては、 前記移相補正後の各ピーク値に対してそれぞれ逓倍処理
   を行い、各ピーク値単位に無変調信号を生成する逓倍手
   段と、 前記各無変調信号を加算して合成無変調信号を生成し、
   さらに、前記合成無変調信号を平均化する平均化手段
   と、 前記平均化後の合成無変調信号に対して分周処理を行う
   ことにより推定キャリア信号を生成する分周手段と、 を備えることを特徴とする請求項１に記載のスペクトル
   拡散受信装置。
5. 【請求項５】 ｎ（ｎ≧２の自然数）個の２値並列情報
   系列に対して同一の拡散符号でスペクトル拡散処理を行
   うことにより生成された各並列スペクトル拡散信号に、
   それぞれ異なる遅延時間と、それぞれ任意の移相量と、
   を与え、その後、多重化した、送信装置からの多重スペ
   クトル拡散信号を受け取り、前記多重スペクトル拡散信
   号と、前記拡散符号と、の相関演算結果に基づいて、複
   素相関信号を算出する相関値算出ステップと、 前記複素相関信号に基づいて、前記拡散符号の符号同期
   点に同期したシンボルクロックを生成する符号同期ステ
   ップと、 前記複素相関信号をｎ個に分岐し、前記複素相関信号の
   各ピーク値が前記シンボルクロックの立ち上り時に発生
   するように遅延補正を行う遅延補正ステップと、 前記遅延補正後の複素相関信号の各ピーク値を前記シン
   ボルクロックの立ち上りエッジでサンプリングし、各ピ
   ーク値のキャリア位相を揃えるように移相補正を行う移
   相補正ステップと、 前記移相補正後の各ピーク値を用いてキャリア再生を行
   い、推定キャリア信号を出力するキャリア再生ステップ
   と、 前記移相補正後の各ピーク値と、前記推定キャリア信号
   と、を用いて、もとの情報系列を生成するデータ復調ス
   テップと、 を含むことを特徴とするデータ復調方法。