JPH0983582A - スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散送信装置及び受信装置Info
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- JPH0983582A JPH0983582A JP23975595A JP23975595A JPH0983582A JP H0983582 A JPH0983582 A JP H0983582A JP 23975595 A JP23975595 A JP 23975595A JP 23975595 A JP23975595 A JP 23975595A JP H0983582 A JPH0983582 A JP H0983582A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の受信装置の待ち受けパターンは、ＰＮ
系列でないため誤同期の確率が高かった。この誤同期の
低い送・受信装置が必要である。 【解決手段】 受信装置は、送信側搬送波と同期した基
準搬送波から正弦波と余弦波を得て受信波と乗積を得る
ミキサと、正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成分に、
それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系列から
生成される待ち受けＩ，Ｑパターンと乗積して相関をと
るマッチド・フィルタと、マッチド・フィルタ出力から
復調出力を得る位相検出器を備えた。また、送信装置
は、受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受け
Ｉ，Ｑパターンによる位相遷移を実現するパターンを収
容したパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル
信号とパターン・ジェレータ出力を切り換える切換器
と、切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
系列でないため誤同期の確率が高かった。この誤同期の
低い送・受信装置が必要である。 【解決手段】 受信装置は、送信側搬送波と同期した基
準搬送波から正弦波と余弦波を得て受信波と乗積を得る
ミキサと、正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成分に、
それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系列から
生成される待ち受けＩ，Ｑパターンと乗積して相関をと
るマッチド・フィルタと、マッチド・フィルタ出力から
復調出力を得る位相検出器を備えた。また、送信装置
は、受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受け
Ｉ，Ｑパターンによる位相遷移を実現するパターンを収
容したパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル
信号とパターン・ジェレータ出力を切り換える切換器
と、切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトラム拡
散通信において、拡散符号誤同期確率を減らして、符号
分割多元接続（ＣＤＭＡ）特性を改善する変復調を用い
た送信装置、受信装置に関するものである。
散通信において、拡散符号誤同期確率を減らして、符号
分割多元接続（ＣＤＭＡ）特性を改善する変復調を用い
た送信装置、受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８（ａ）は、従来のＳＳ−ＧＭＳＫ通
信方式と呼ばれるスペクトラム拡散送信装置の変調部分
の図である。図において、１は疑似雑音信号系列である
ＰＮ系列発生器、２はデータ発生器、３はスイッチ、４
はＧＭＳＫ変調部である。一方、図９は、従来方式のス
ペクトラム拡散受信装置の復調部分である。図におい
て、５は基準搬送波発生器、６は受信信号と基準搬送波
を乗積するミキサ、７はＬＰＦ（ローパス・フィル
タ）、８はＩ，Ｑパターンをディジタル化するＡ／Ｄ変
換器、９０はＩ，Ｑパターンの相関を取るＤＭＦ（ディ
ジタル・マッチド・フィルタ）。１０はＩ，Ｑ相関を２
乗する２乗器、１１は加算器、１２はＩ相関（ＶI ）、
Ｑ相関（ＶQ ）から位相を計算し、データを復調する位
相検出器、１３はπ／２位相シフト器である。ここで、
Ｉ，Ｑパターンは、送信側のＰＮ系列に対応して定まっ
たパターンとなっている。
信方式と呼ばれるスペクトラム拡散送信装置の変調部分
の図である。図において、１は疑似雑音信号系列である
ＰＮ系列発生器、２はデータ発生器、３はスイッチ、４
はＧＭＳＫ変調部である。一方、図９は、従来方式のス
ペクトラム拡散受信装置の復調部分である。図におい
て、５は基準搬送波発生器、６は受信信号と基準搬送波
を乗積するミキサ、７はＬＰＦ（ローパス・フィル
タ）、８はＩ，Ｑパターンをディジタル化するＡ／Ｄ変
換器、９０はＩ，Ｑパターンの相関を取るＤＭＦ（ディ
ジタル・マッチド・フィルタ）。１０はＩ，Ｑ相関を２
乗する２乗器、１１は加算器、１２はＩ相関（ＶI ）、
Ｑ相関（ＶQ ）から位相を計算し、データを復調する位
相検出器、１３はπ／２位相シフト器である。ここで、
Ｉ，Ｑパターンは、送信側のＰＮ系列に対応して定まっ
たパターンとなっている。
【０００３】次に、上記構成の送信器と受信器の動作に
ついて説明する。図８（ａ）の変調器では、１のＰＮ系
列発生器で発生されたＰＮ系列の前に、２のデータを１
チップ分付加する。３のスイッチがこれを切り換え、例
えば、図８（ｂ）に示す新系列を生成する。この新系列
ｄ（ｔ）を４のＧＭＳＫ変調器に入力し、ＧＭＳＫ変調
する。ＧＭＳＫは、ＭＳＫにおいて、位相の切り替わり
エッジをガウスフィルタで滑らかにし、帯域圧縮するも
のであり、変復調論理は、どの方式でも本質的に同じな
ので、以下では、変調はＳＳ−ＭＳＫとして説明する。
新系列ｄ（ｔ）で変調した変調信号Ｓ（ｔ）は、
ついて説明する。図８（ａ）の変調器では、１のＰＮ系
列発生器で発生されたＰＮ系列の前に、２のデータを１
チップ分付加する。３のスイッチがこれを切り換え、例
えば、図８（ｂ）に示す新系列を生成する。この新系列
ｄ（ｔ）を４のＧＭＳＫ変調器に入力し、ＧＭＳＫ変調
する。ＧＭＳＫは、ＭＳＫにおいて、位相の切り替わり
エッジをガウスフィルタで滑らかにし、帯域圧縮するも
のであり、変復調論理は、どの方式でも本質的に同じな
ので、以下では、変調はＳＳ−ＭＳＫとして説明する。
新系列ｄ（ｔ）で変調した変調信号Ｓ（ｔ）は、
【０００４】
【数１】
【０００５】で表される。但し、ｄ（ｔ）＝−Ｕc ｔ・
Ｕs （ｔ）で、θｋ＝０（Ｕc ＝１）又はθｋ＝π（Ｕ
c ＝−１）であり、θｋは、ＭＳＫの位相連続条件から
導かれる。Ｔは、チップ同期である。例えば、新系列ｄ
（ｔ）が図１０（ａ）のような場合、位相遷移は図１０
（ｂ）のようになり、データチップが１の場合、新系列
一周期の間にπ遷移し、データチップが−１の場合、位
相遷移は０となる。この性質を利用すると、新系列一周
期ＴD （＝データ周期）毎に位相φを求め、φ（ｔ0 ＋
ＴD ）−φ（ｔ0 ）＝πの時、データ＝１、φ（ｔ0 ＋
Ｔ）−φ（ｔ0 ）＝０の時、データ＝−１と復調でき
る。次に、この過程を数式を用いて詳しく述べる。受信
信号Ｓ（ｔ）に図９中の基準搬送波発生器５で発生した
基準搬送波ｃｏｓ２πｆc ｔ，ｓｉｎ２πｆc ｔをミキ
サ６で乗積し、ＬＰＦ ７を通すと、その出力として、
次式で表されるＩ，Ｑ信号を得る。ここで、Ｉは、ｃｏ
ｓ２πｆcｔに同相、Ｑは、ｃｏｓ２πｆc ｔに直交し
ていることを表現している。
Ｕs （ｔ）で、θｋ＝０（Ｕc ＝１）又はθｋ＝π（Ｕ
c ＝−１）であり、θｋは、ＭＳＫの位相連続条件から
導かれる。Ｔは、チップ同期である。例えば、新系列ｄ
（ｔ）が図１０（ａ）のような場合、位相遷移は図１０
（ｂ）のようになり、データチップが１の場合、新系列
一周期の間にπ遷移し、データチップが−１の場合、位
相遷移は０となる。この性質を利用すると、新系列一周
期ＴD （＝データ周期）毎に位相φを求め、φ（ｔ0 ＋
ＴD ）−φ（ｔ0 ）＝πの時、データ＝１、φ（ｔ0 ＋
Ｔ）−φ（ｔ0 ）＝０の時、データ＝−１と復調でき
る。次に、この過程を数式を用いて詳しく述べる。受信
信号Ｓ（ｔ）に図９中の基準搬送波発生器５で発生した
基準搬送波ｃｏｓ２πｆc ｔ，ｓｉｎ２πｆc ｔをミキ
サ６で乗積し、ＬＰＦ ７を通すと、その出力として、
次式で表されるＩ，Ｑ信号を得る。ここで、Ｉは、ｃｏ
ｓ２πｆcｔに同相、Ｑは、ｃｏｓ２πｆc ｔに直交し
ていることを表現している。
【０００６】
【数２】
【０００７】基準搬送波と受信信号との間に周波数誤差
ｆΔ、位相誤差ψL がある場合には、Ｉ（ｔ），Ｑ
（ｔ）は、次のようになる。
ｆΔ、位相誤差ψL がある場合には、Ｉ（ｔ），Ｑ
（ｔ）は、次のようになる。
【０００８】
【数３】
【０００９】一方、ＤＭＦ ９０の待ち受けパターンＵ
IR（ｔ），ＵQR（ｔ）は、新系列ｄ（ｔ）のデータチッ
プを−１に固定した場合の位相遷移に基づき、図１０
（ｂ）の白丸印系列の位相遷移を例に取ると、次式で表
される図１１のようになる。
IR（ｔ），ＵQR（ｔ）は、新系列ｄ（ｔ）のデータチッ
プを−１に固定した場合の位相遷移に基づき、図１０
（ｂ）の白丸印系列の位相遷移を例に取ると、次式で表
される図１１のようになる。
【００１０】
【数４】
【００１１】式（５），式（６）のＩ（ｔ），Ｑ（ｔ）
を、ＵIR（ｔ），ＵQR（ｔ）で書き直すと、Ｄ（ｔ）は
データとして、
を、ＵIR（ｔ），ＵQR（ｔ）で書き直すと、Ｄ（ｔ）は
データとして、
【００１２】
【数５】
【００１３】となる。図９中のＡ／Ｄ変換器８でディジ
タル化し、ＤＭＦ ９０でディジタル逆拡散を行うと、
そのＩ相関（ＶI ），Ｑ相関（ＶQ ）は、下記の数式で
求まる。
タル化し、ＤＭＦ ９０でディジタル逆拡散を行うと、
そのＩ相関（ＶI ），Ｑ相関（ＶQ ）は、下記の数式で
求まる。
【００１４】
【数６】
【００１５】詳しく計算した結果を示すと、相関タイミ
ング時では、
ング時では、
【００１６】
【数７】
【００１７】但し、ΔＴは、図９のＡ／Ｄ変換器８のサ
ンプリング・タイミング誤差である。ここで、図９中の
２乗器１０でＶI 2，ＶQ 2を求め、加算器１１で加算する
と、次式（１５）が得られる。
ンプリング・タイミング誤差である。ここで、図９中の
２乗器１０でＶI 2，ＶQ 2を求め、加算器１１で加算する
と、次式（１５）が得られる。
【００１８】
【数８】
【００１９】式（１５）を見ると、ΔＴ→０とタイミン
グ制御し、ｆΔ →０と周波数制御することにより、相
関ピークが生じることが分かる。この時、ＶI 2，Ｖ
Q 2は、次式（１６）となる。
グ制御し、ｆΔ →０と周波数制御することにより、相
関ピークが生じることが分かる。この時、ＶI 2，Ｖ
Q 2は、次式（１６）となる。
【００２０】
【数９】
【００２１】また、この相関タイミング時の位相φ
（ｊ）は、
（ｊ）は、
【００２２】
【数１０】
【００２３】と求まる。データ周期ＴD 後の位相φ（ｊ
＋１）と、φ（ｊ）を比較して、
＋１）と、φ（ｊ）を比較して、
【００２４】
【数１１】
【００２５】これにより、データ復調ができることにな
る。なお、式（１６）を用いて、ＶI 2＋ＶQ 2のピーク値
を求めて相関同期タイミングが得られ、その他の値と比
較できる。その様子を図４（ａ）に示す。以上の説明
は、電子情報通信学会論文「デルタＭ型ディジタル相関
器を用いたＧＭＳＫスペクトラム拡散通信方式の伝送特
性に関する一検討」（田近寿夫、藤野忠）を参考にして
いる。
る。なお、式（１６）を用いて、ＶI 2＋ＶQ 2のピーク値
を求めて相関同期タイミングが得られ、その他の値と比
較できる。その様子を図４（ａ）に示す。以上の説明
は、電子情報通信学会論文「デルタＭ型ディジタル相関
器を用いたＧＭＳＫスペクトラム拡散通信方式の伝送特
性に関する一検討」（田近寿夫、藤野忠）を参考にして
いる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】従来のＳＳ−ＧＭＳＫ
通信方式は、以上のようにして行われていた。この方式
では、ＤＭＦ待ち受けパターンＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，
Ｕs がＰＮ系列でなく、相関値ＶI 2＋ＶQ 2は、相関同期
タイミング以外にも低いピーク値を持つ。このため、誤
同期捕捉（ミスロック）する確率が高くなるという課題
があった。また、符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ）に
おいても、符号によっては、ＤＭＦ出力の相関出力に高
い相互相関値を出力する場合があり、通信希望局以外の
局の電波に対して、誤り捕捉する確率が高くなるという
課題があった。
通信方式は、以上のようにして行われていた。この方式
では、ＤＭＦ待ち受けパターンＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，
Ｕs がＰＮ系列でなく、相関値ＶI 2＋ＶQ 2は、相関同期
タイミング以外にも低いピーク値を持つ。このため、誤
同期捕捉（ミスロック）する確率が高くなるという課題
があった。また、符号分割多元接続方式（ＣＤＭＡ）に
おいても、符号によっては、ＤＭＦ出力の相関出力に高
い相互相関値を出力する場合があり、通信希望局以外の
局の電波に対して、誤り捕捉する確率が高くなるという
課題があった。
【００２７】この発明は、上記のような課題を解消する
ためになされたもので、相関同期タイミング以外で誤り
捕捉の確率を減らした送信装置、受信装置を得ることを
目的とする。更に、ＣＤＭＡにおいて、非希望局の電波
による誤り捕捉の確率を減少させることを目的とする。
ためになされたもので、相関同期タイミング以外で誤り
捕捉の確率を減らした送信装置、受信装置を得ることを
目的とする。更に、ＣＤＭＡにおいて、非希望局の電波
による誤り捕捉の確率を減少させることを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスペクト
ラム拡散受信装置は、送信側搬送波と同期した基準搬送
波から正弦波と余弦波を得て、受信波と乗積を得るミキ
サと、これらの各正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成
分に、それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系
列から生成される待ち受けＩ，Ｑパターンと乗積して相
関をとるマッチド・フィルタと、このマッチド・フィル
タ出力を位相検出して復調出力を得る位相検出器を備え
た。またこの発明に係るスペクトラム拡散送信装置は、
受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受けＩ，
Ｑパターンによる位相遷移を実現するパターンを収容し
たパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル信号
とパターン・ジェネレータ出力を切り換える切換器と、
この切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
ラム拡散受信装置は、送信側搬送波と同期した基準搬送
波から正弦波と余弦波を得て、受信波と乗積を得るミキ
サと、これらの各正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成
分に、それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系
列から生成される待ち受けＩ，Ｑパターンと乗積して相
関をとるマッチド・フィルタと、このマッチド・フィル
タ出力を位相検出して復調出力を得る位相検出器を備え
た。またこの発明に係るスペクトラム拡散送信装置は、
受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受けＩ，
Ｑパターンによる位相遷移を実現するパターンを収容し
たパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル信号
とパターン・ジェネレータ出力を切り換える切換器と、
この切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
【００２９】
実施の形態１．この発明の実施の形態１を図について説
明する。図１（ａ）は、スペクトラム拡散送信装置の変
調部分の構成を示す図である。図において、１４はパタ
ーンデータ系列発生器（パターン・ジェネレータ）、２
は送信データ、３は切換器でパターンデータの前に、送
信データをデータチップとして挿入する。４はＧＭＳＫ
変調部である。上記構成で、パターン・ジェネレータ１
４の記憶データ系列が新しい。図２は、スペクトラム拡
散受信装置の復調部の構成で、従来の方式と構成自体は
同じである。しかし、ＤＭＦ ９の内部の待ち受けパタ
ーンをＰＮ系列にしたことが新規な部分である。その他
の基準搬送波発生器５、ミキサ６、ＬＰＦ ７、Ａ／Ｄ
変換器８、２乗器１０、加算器１１、差動位相検出器１
２、π／２位相シフト器１３は従来例と同等のものであ
る。
明する。図１（ａ）は、スペクトラム拡散送信装置の変
調部分の構成を示す図である。図において、１４はパタ
ーンデータ系列発生器（パターン・ジェネレータ）、２
は送信データ、３は切換器でパターンデータの前に、送
信データをデータチップとして挿入する。４はＧＭＳＫ
変調部である。上記構成で、パターン・ジェネレータ１
４の記憶データ系列が新しい。図２は、スペクトラム拡
散受信装置の復調部の構成で、従来の方式と構成自体は
同じである。しかし、ＤＭＦ ９の内部の待ち受けパタ
ーンをＰＮ系列にしたことが新規な部分である。その他
の基準搬送波発生器５、ミキサ６、ＬＰＦ ７、Ａ／Ｄ
変換器８、２乗器１０、加算器１１、差動位相検出器１
２、π／２位相シフト器１３は従来例と同等のものであ
る。
【００３０】この発明の装置の基礎となるパターン・ジ
ェネレータに記憶すべきパターンの生成過程を詳細に説
明する。相関同期タイミング検出及びデータ復調の原理
は、従来と同じであり、従来方式の動作原理のところで
数式を用いて詳しく説明したので、ここでは重複した説
明は省略する。今回の発明は、送信側のＰＮ系列から受
信側の待ち受けＩ，Ｑパターン系列を定める方法を改
め、まず、受信装置のＤＭＦの待ち受けパターンＵIR，
ＵQRの係数Ｕc ，Ｕs をＰＮ系列に定める。次に、こう
するために送信装置のパターン・ジェネレータに、どの
ような変調用固定パターンを準備すべきかを求める。ま
ず、Ｕc （ｔ），Ｕs （ｔ）として、例えば、次のよう
なＰＮ系列を定める。これは、図３（ａ），（ｂ）で表
される。
ェネレータに記憶すべきパターンの生成過程を詳細に説
明する。相関同期タイミング検出及びデータ復調の原理
は、従来と同じであり、従来方式の動作原理のところで
数式を用いて詳しく説明したので、ここでは重複した説
明は省略する。今回の発明は、送信側のＰＮ系列から受
信側の待ち受けＩ，Ｑパターン系列を定める方法を改
め、まず、受信装置のＤＭＦの待ち受けパターンＵIR，
ＵQRの係数Ｕc ，Ｕs をＰＮ系列に定める。次に、こう
するために送信装置のパターン・ジェネレータに、どの
ような変調用固定パターンを準備すべきかを求める。ま
ず、Ｕc （ｔ），Ｕs （ｔ）として、例えば、次のよう
なＰＮ系列を定める。これは、図３（ａ），（ｂ）で表
される。
【００３１】
【数１２】
【００３２】但し、Ｕc （ｔ），Ｕs （ｔ）ともに、先
頭データ（ともに、１）は、データチップ値（−１）に
対応して挿入したデータであり、それ以降に、Ｕ
c （ｔ），Ｕs （ｔ）ともにＰＮ系列が続いている。上
記例では、データチップを除いてともに１５ビットであ
る。この実施の形態１では、Ｕs （ｔ）は、Ｕc （ｔ）
と同一周期の同一波形を位相シフトした形となってい
る。この係数Ｕc （ｔ），Ｕs （ｔ）に、ｃｏｓ（πｔ
／２Ｔ），ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）で重みづけを行ったＵ
IR（ｔ），ＵQR（ｔ）の波形は、図３（ｃ）のようにな
る。この図３（ｃ）の波形は、時間的に見れば、上下が
平均化されており、図１１に示す従来の波形が正側にシ
フトされているのと対比できる。つまり、本発明では、
待ち受けパターンＩ，ＱをＰＮ系列になるよう決定した
のに対し、従来の受信側では、ＰＮ系列からはずれた波
形となってしまう。
頭データ（ともに、１）は、データチップ値（−１）に
対応して挿入したデータであり、それ以降に、Ｕ
c （ｔ），Ｕs （ｔ）ともにＰＮ系列が続いている。上
記例では、データチップを除いてともに１５ビットであ
る。この実施の形態１では、Ｕs （ｔ）は、Ｕc （ｔ）
と同一周期の同一波形を位相シフトした形となってい
る。この係数Ｕc （ｔ），Ｕs （ｔ）に、ｃｏｓ（πｔ
／２Ｔ），ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）で重みづけを行ったＵ
IR（ｔ），ＵQR（ｔ）の波形は、図３（ｃ）のようにな
る。この図３（ｃ）の波形は、時間的に見れば、上下が
平均化されており、図１１に示す従来の波形が正側にシ
フトされているのと対比できる。つまり、本発明では、
待ち受けパターンＩ，ＱをＰＮ系列になるよう決定した
のに対し、従来の受信側では、ＰＮ系列からはずれた波
形となってしまう。
【００３３】なお、この時のＤＭＦの相関値出力ＶI ，
ＶQ は、式（１１），（１２）で計算され、相関同期タ
イミング時のＶI 2＋ＶQ 2値は、式（１６）で求まり、Ｎ
2 ／４（Ｎ：Ｕc ，Ｕs 系列のチップ数）となる。一
方、非同期タイミングでは、１／４となり、同期時ピー
ク値の１／Ｎ2 となる。これは、Ｕc （ｔ），Ｕ
s （ｔ）の自己相関特性が同期時にＮ、非同期時に１／
Ｎとなるためである。この実施の形態１でのＶI 2＋ＶQ 2
の波形を示すと、図４（ｂ）のようになり、同期タイミ
ング以外に相関ピークは存在せず、誤り捕捉確率を低く
押さえられる。また、ＣＤＭＡにおいては、非希望局電
波によるＶI 2＋ＶQ 2値のピーク値が、ＰＮ系列の相互相
関ピーク値である１／４・（Ｎ＋１−１／Ｎ）≒Ｎ／４
であり、自己相関ピーク値の約１／Ｎ倍となる。こうし
て、非希望局電波による誤り捕捉の確率も低減する。
ＶQ は、式（１１），（１２）で計算され、相関同期タ
イミング時のＶI 2＋ＶQ 2値は、式（１６）で求まり、Ｎ
2 ／４（Ｎ：Ｕc ，Ｕs 系列のチップ数）となる。一
方、非同期タイミングでは、１／４となり、同期時ピー
ク値の１／Ｎ2 となる。これは、Ｕc （ｔ），Ｕ
s （ｔ）の自己相関特性が同期時にＮ、非同期時に１／
Ｎとなるためである。この実施の形態１でのＶI 2＋ＶQ 2
の波形を示すと、図４（ｂ）のようになり、同期タイミ
ング以外に相関ピークは存在せず、誤り捕捉確率を低く
押さえられる。また、ＣＤＭＡにおいては、非希望局電
波によるＶI 2＋ＶQ 2値のピーク値が、ＰＮ系列の相互相
関ピーク値である１／４・（Ｎ＋１−１／Ｎ）≒Ｎ／４
であり、自己相関ピーク値の約１／Ｎ倍となる。こうし
て、非希望局電波による誤り捕捉の確率も低減する。
【００３４】次に、ＤＭＦの待ち受けパターンＵIR，Ｕ
QRの係数Ｕc ，Ｕs を式（２３），（２４）で表される
ＰＮ系列とするための送信装置側の固定パターンデータ
（図１（ｂ））の定め方を説明する。図３（ｂ）のＤＭ
Ｆ待ち受けパターンに基づいて、位相遷移図を書くと、
図３（ｄ）の実線のようになる。この位相遷移を発生す
る固定データとしては、最初のデータチップを−１にす
ると、以下のようになる。
QRの係数Ｕc ，Ｕs を式（２３），（２４）で表される
ＰＮ系列とするための送信装置側の固定パターンデータ
（図１（ｂ））の定め方を説明する。図３（ｂ）のＤＭ
Ｆ待ち受けパターンに基づいて、位相遷移図を書くと、
図３（ｄ）の実線のようになる。この位相遷移を発生す
る固定データとしては、最初のデータチップを−１にす
ると、以下のようになる。
【００３５】
【数１３】
【００３６】但し、最初の（−１）は、データチップ
で、２チップ目以降が固定パターンデータである。つま
り、上記では、１，−１，−１，・・・，−１，−１の
３２ビットで受信装置のＰＮ系列の約２倍のビット数と
なる。なお、図３（ｄ）に破線で示した位相遷移は、デ
ータチップ＝１とした場合である。この図によると、デ
ータ周期の間にデータ１の時π、データが−１の時０位
相が進むことになる。即ち、受信装置のＰＮ系列から換
算した約２倍のビット数の式（２５）に示す固定パター
ンデータでＳＳ−ＧＭＳＫ変調すると、受信装置側のＤ
ＭＦが持つ待ち受けパターンＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，Ｕ
s を式（２３），（２４）のＰＮ系列としてフィルタで
きる。このため、誤同期捕捉確率及び非希望局捕捉確率
を低く押さえられる。
で、２チップ目以降が固定パターンデータである。つま
り、上記では、１，−１，−１，・・・，−１，−１の
３２ビットで受信装置のＰＮ系列の約２倍のビット数と
なる。なお、図３（ｄ）に破線で示した位相遷移は、デ
ータチップ＝１とした場合である。この図によると、デ
ータ周期の間にデータ１の時π、データが−１の時０位
相が進むことになる。即ち、受信装置のＰＮ系列から換
算した約２倍のビット数の式（２５）に示す固定パター
ンデータでＳＳ−ＧＭＳＫ変調すると、受信装置側のＤ
ＭＦが持つ待ち受けパターンＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，Ｕ
s を式（２３），（２４）のＰＮ系列としてフィルタで
きる。このため、誤同期捕捉確率及び非希望局捕捉確率
を低く押さえられる。
【００３７】実施の形態２．なお、上記実施の形態１で
は、ＤＭＦの待ち受けパターンＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，
Ｕs のＰＮ系列を同一種類で位相が異なるものを用い
た。即ち、式（２４），（２５）の２チップ目以降のＰ
Ｎ系列を見ると、Ｕc （ｔ）のＰＮ系列は、Ｕs （ｔ）
のＰＮ系列より８チップ遅れている。これに対し、
Ｕc ，Ｕs のＰＮ系列として、符号長が等しい２種類の
異なるＰＮ系列を使用しても、同様の効果を達成でき
る。但し、こうすると、同期タイミング検出過程でＶI 2
＋ＶQ 2の波形は、図４（ｃ）で示されるようになり、非
同期タイミングでのピーク値は、同期ピーク値の約１／
Ｎ倍以下となる。実施の形態１でのピーク値比１／Ｎ2
倍と比較すると、誤同期捕捉確率低減効果が、やや弱ま
る。
は、ＤＭＦの待ち受けパターンＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，
Ｕs のＰＮ系列を同一種類で位相が異なるものを用い
た。即ち、式（２４），（２５）の２チップ目以降のＰ
Ｎ系列を見ると、Ｕc （ｔ）のＰＮ系列は、Ｕs （ｔ）
のＰＮ系列より８チップ遅れている。これに対し、
Ｕc ，Ｕs のＰＮ系列として、符号長が等しい２種類の
異なるＰＮ系列を使用しても、同様の効果を達成でき
る。但し、こうすると、同期タイミング検出過程でＶI 2
＋ＶQ 2の波形は、図４（ｃ）で示されるようになり、非
同期タイミングでのピーク値は、同期ピーク値の約１／
Ｎ倍以下となる。実施の形態１でのピーク値比１／Ｎ2
倍と比較すると、誤同期捕捉確率低減効果が、やや弱ま
る。
【００３８】実施の形態３．ＤＭＦの待ち受けパターン
ＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，Ｕs をＰＮ系列でなく、ＧＯＬ
Ｄ符号系列にしても良い。非希望局に対し、誤り捕捉す
る確率を更に低減できる。これは、ＰＮ系列の相互相関
ピーク値より、ＧＯＬＤ符号の相互相関ピーク値の方が
低くなることによる。図５にＰＮ符号とＧＯＬＤ符号の
相互相関特性を符号の原始多項式の次数に対応して表
す。
ＵIR，ＵQRの係数Ｕc ，Ｕs をＰＮ系列でなく、ＧＯＬ
Ｄ符号系列にしても良い。非希望局に対し、誤り捕捉す
る確率を更に低減できる。これは、ＰＮ系列の相互相関
ピーク値より、ＧＯＬＤ符号の相互相関ピーク値の方が
低くなることによる。図５にＰＮ符号とＧＯＬＤ符号の
相互相関特性を符号の原始多項式の次数に対応して表
す。
【００３９】実施の形態４．上記実施の形態では、ＳＳ
−ＧＭＳＫについて、発明の考えを適用しているが、Ｓ
Ｓ−π／２シフトＢＰＳＫ通信にも適用できて、同様の
効果が得られる。ＳＳ−π／２シフトＢＰＳＫ通信に適
用した場合の構成を図６に示す。即ち、ＳＳ−ＧＭＳＫ
構成として示した図１（ａ）のＧＭＳＫ変調部４がπ／
２シフトＢＰＳＫ変調部１５に変わる。ＳＳ−π／２シ
フトＢＰＳＫの場合の原理を以下に示す。ＳＳ−π／２
シフトＢＰＳＫは、変調データが１の時π／２、−１の
時−π／２位相シフトする。ここで、位相遷移が０の場
合が生じてしまうので、ＧＭＳＫの場合と同様に、Ｉパ
ターン、Ｑパターンにｃｏｓ・（πｔ／２Ｔ），ｓｉｎ
・（πｔ／２Ｔ）による重みづけを行う。ＵIR（ｔ），
ＵQR（ｔ）は、次の式（２６），（２７）で表される。
−ＧＭＳＫについて、発明の考えを適用しているが、Ｓ
Ｓ−π／２シフトＢＰＳＫ通信にも適用できて、同様の
効果が得られる。ＳＳ−π／２シフトＢＰＳＫ通信に適
用した場合の構成を図６に示す。即ち、ＳＳ−ＧＭＳＫ
構成として示した図１（ａ）のＧＭＳＫ変調部４がπ／
２シフトＢＰＳＫ変調部１５に変わる。ＳＳ−π／２シ
フトＢＰＳＫの場合の原理を以下に示す。ＳＳ−π／２
シフトＢＰＳＫは、変調データが１の時π／２、−１の
時−π／２位相シフトする。ここで、位相遷移が０の場
合が生じてしまうので、ＧＭＳＫの場合と同様に、Ｉパ
ターン、Ｑパターンにｃｏｓ・（πｔ／２Ｔ），ｓｉｎ
・（πｔ／２Ｔ）による重みづけを行う。ＵIR（ｔ），
ＵQR（ｔ）は、次の式（２６），（２７）で表される。
【００４０】
【数１４】
【００４１】ここで、Ｕc ，Ｕs をＰＮ系列となるよう
にする。そのＰＮをここで仮に、
にする。そのＰＮをここで仮に、
【００４２】
【数１５】
【００４３】ここで、（１）はデータチップに対応して
いる。図７は、以後の手順を示している。即ち、図７
（ａ）のＵc ，Ｕs から図７（ｂ）の式（２６），（２
７）が得られ、更に、これに基づき図７（ｃ）の位相遷
移が求められる。これにより、最終的に変調データ系列
を求めると、図７（ｄ）の変調データが次のように求ま
る。
いる。図７は、以後の手順を示している。即ち、図７
（ａ）のＵc ，Ｕs から図７（ｂ）の式（２６），（２
７）が得られ、更に、これに基づき図７（ｃ）の位相遷
移が求められる。これにより、最終的に変調データ系列
を求めると、図７（ｄ）の変調データが次のように求ま
る。
【００４４】
【数１６】
【００４５】この場合、変調アルゴリズムは、１データ
周期の位相遷移がπの時データ：−１、位相遷移が０の
時データ：＋１となる。
周期の位相遷移がπの時データ：−１、位相遷移が０の
時データ：＋１となる。
【００４６】上記説明では、ＳＳ−π／２シフトＢＰＳ
Ｋに適用した場合のＤＭＦの待ち受けパターンＩ，Ｑを
同一ＰＮパターンで位相が異なるものとしたが、Ｉ，Ｑ
それぞれに異なるＰＮ系列を割り付けても良い。
Ｋに適用した場合のＤＭＦの待ち受けパターンＩ，Ｑを
同一ＰＮパターンで位相が異なるものとしたが、Ｉ，Ｑ
それぞれに異なるＰＮ系列を割り付けても良い。
【００４７】また更に、ＤＭＦの待ち受けパターンＩ，
ＱをＧＯＬＤ符号系列にすることもでき、この場合は、
ＣＤＭＡ特性を向上することができる。
ＱをＧＯＬＤ符号系列にすることもでき、この場合は、
ＣＤＭＡ特性を向上することができる。
【００４８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、ま
ず、受信装置のＤＭＦの待ち受けパターンＵIR，ＵQRの
係数Ｕc ，Ｕs をＰＮ系列又はＧＯＬＤ符号系列と設定
したので、相関同期タイミング検出過程での非同期捕捉
確率を低減する効果がある。更に、ＣＤＭＡにおいて
も、非希望局電波に対して誤り捕捉確率を低減する効果
がある。
ず、受信装置のＤＭＦの待ち受けパターンＵIR，ＵQRの
係数Ｕc ，Ｕs をＰＮ系列又はＧＯＬＤ符号系列と設定
したので、相関同期タイミング検出過程での非同期捕捉
確率を低減する効果がある。更に、ＣＤＭＡにおいて
も、非希望局電波に対して誤り捕捉確率を低減する効果
がある。
【図１】 実施の形態１のスペクトラム拡散送信装置の
変調部の構成図である。
変調部の構成図である。
【図２】 実施の形態１のスペクトラム拡散受信装置の
復調部の構成図である。
復調部の構成図である。
【図３】 図２の復調部での待ち受けパターンの例と位
相遷移を説明する図である。
相遷移を説明する図である。
【図４】 相関２乗和のＶI 2＋ＶQ 2波形を示す図であ
る。
る。
【図５】 ＰＮ系列とＧＯＬＤ符号系列の相互相関ピー
ク値を示す図である。
ク値を示す図である。
【図６】 ＳＳ−π／２シフトＢＰＳＫ方式のスペクト
ラム拡散送信装置の変調部の構成図である。
ラム拡散送信装置の変調部の構成図である。
【図７】 ＳＳ−π／２シフトＢＰＳＫ方式でのＩ，Ｑ
パターンと位相遷移図及び変調用データ系列を示す図で
ある。
パターンと位相遷移図及び変調用データ系列を示す図で
ある。
【図８】 従来のスペクトラム拡散送信装置の変調部の
構成図である。
構成図である。
【図９】 従来のスペクトラム拡散受信装置の復調部の
構成図である。
構成図である。
【図１０】 従来方式による位相遷移の例を示す図であ
る。
る。
【図１１】 従来方式の送信側パターンから決まるＤＭ
Ｆ待ち受けパターン例を示す図である。
Ｆ待ち受けパターン例を示す図である。
１ ＰＮ系列発生器、２ 送信データ発生器、３ スイ
ッチ（切換器）、４ＧＭＳＫ変調部、５ 基準搬送波発
生器、６ ミキサ、７ ＬＰＦ（ローパス・フィル
タ）、８ Ａ／Ｄ変換器、９ ＤＭＦ（ディジタル・マ
ッチド・フィルタ）、１０ ２乗器、１１ 加算器、１
２ 位相検出器、１３ π／２位相シフト器、１４ 固
定パターン系列発生器、１５ π／２シフトＢＰＳＫ変
調部。
ッチ（切換器）、４ＧＭＳＫ変調部、５ 基準搬送波発
生器、６ ミキサ、７ ＬＰＦ（ローパス・フィル
タ）、８ Ａ／Ｄ変換器、９ ＤＭＦ（ディジタル・マ
ッチド・フィルタ）、１０ ２乗器、１１ 加算器、１
２ 位相検出器、１３ π／２位相シフト器、１４ 固
定パターン系列発生器、１５ π／２シフトＢＰＳＫ変
調部。
Claims (5)
- 【請求項１】 送信側搬送波と同期した基準搬送波から
正弦波と余弦波を得て、受信波と乗積を得るミキサと、 上記各正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成分に、それ
ぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系列から生成
される待ち受けＩ，Ｑパターンと乗積して相関をとるマ
ッチド・フィルタと、 上記マッチド・フィルタ出力を位相検出して復調出力を
得る位相検出器を備えたスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項２】 受信側の疑似雑音信号系列から生成され
る待ち受けＩ，Ｑパターンによる位相遷移を実現するパ
ターンを収容したパターン・ジェネレータと、 送信用のディジタル信号と上記パターン・ジェネレータ
出力を切り換える切換器と、 上記切換器出力を変調出力して送信する変調器を備えた
スペクトラム拡散送信装置。 - 【請求項３】 待ち受けパターンとして同一周期で同一
波形のＰＮ系列から生成され、位相をずらせたことを特
徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項４】 待ち受けパターンとして同一周期で異な
るＧＯＬＤ符号系列から生成されるようにしたことを特
徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項５】 変調または復調はＧＭＳＫ変調またはＧ
ＭＳＫ復調としたことを特徴とする請求項１記載のスペ
クトラム拡散受信装置または請求項２記載のスペクトラ
ム拡散送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23975595A JP3212847B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23975595A JP3212847B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983582A true JPH0983582A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3212847B2 JP3212847B2 (ja) | 2001-09-25 |
Family
ID=17049448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23975595A Expired - Fee Related JP3212847B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3212847B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7336717B2 (en) | 2000-09-08 | 2008-02-26 | Infineon Technologies Ag | Receiver circuit, in particular for a mobile radio |
| US7688098B2 (en) | 2007-03-08 | 2010-03-30 | Nec Corporation | Power supply noise measuring circuit and power supply noise measuring method |
| JP2011024211A (ja) * | 2009-07-17 | 2011-02-03 | Astrium Gmbh | 信号の受信方法及び受信装置 |
| WO2017212959A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
-
1995
- 1995-09-19 JP JP23975595A patent/JP3212847B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7336717B2 (en) | 2000-09-08 | 2008-02-26 | Infineon Technologies Ag | Receiver circuit, in particular for a mobile radio |
| US7688098B2 (en) | 2007-03-08 | 2010-03-30 | Nec Corporation | Power supply noise measuring circuit and power supply noise measuring method |
| JP2011024211A (ja) * | 2009-07-17 | 2011-02-03 | Astrium Gmbh | 信号の受信方法及び受信装置 |
| WO2017212959A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
| JPWO2017212959A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2019-04-04 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
| US10892853B2 (en) | 2016-06-10 | 2021-01-12 | Sony Corporation | Transmission apparatus and method, and reception apparatus and method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3212847B2 (ja) | 2001-09-25 |
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