JPH0983582A - スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散送信装置及び受信装置Info
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- JPH0983582A JPH0983582A JP23975595A JP23975595A JPH0983582A JP H0983582 A JPH0983582 A JP H0983582A JP 23975595 A JP23975595 A JP 23975595A JP 23975595 A JP23975595 A JP 23975595A JP H0983582 A JPH0983582 A JP H0983582A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の受信装置の待ち受けパターンは、PN
系列でないため誤同期の確率が高かった。この誤同期の
低い送・受信装置が必要である。 【解決手段】 受信装置は、送信側搬送波と同期した基
準搬送波から正弦波と余弦波を得て受信波と乗積を得る
ミキサと、正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成分に、
それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系列から
生成される待ち受けI,Qパターンと乗積して相関をと
るマッチド・フィルタと、マッチド・フィルタ出力から
復調出力を得る位相検出器を備えた。また、送信装置
は、受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受け
I,Qパターンによる位相遷移を実現するパターンを収
容したパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル
信号とパターン・ジェレータ出力を切り換える切換器
と、切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
系列でないため誤同期の確率が高かった。この誤同期の
低い送・受信装置が必要である。 【解決手段】 受信装置は、送信側搬送波と同期した基
準搬送波から正弦波と余弦波を得て受信波と乗積を得る
ミキサと、正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成分に、
それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系列から
生成される待ち受けI,Qパターンと乗積して相関をと
るマッチド・フィルタと、マッチド・フィルタ出力から
復調出力を得る位相検出器を備えた。また、送信装置
は、受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受け
I,Qパターンによる位相遷移を実現するパターンを収
容したパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル
信号とパターン・ジェレータ出力を切り換える切換器
と、切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトラム拡
散通信において、拡散符号誤同期確率を減らして、符号
分割多元接続(CDMA)特性を改善する変復調を用い
た送信装置、受信装置に関するものである。
散通信において、拡散符号誤同期確率を減らして、符号
分割多元接続(CDMA)特性を改善する変復調を用い
た送信装置、受信装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図8(a)は、従来のSS−GMSK通
信方式と呼ばれるスペクトラム拡散送信装置の変調部分
の図である。図において、1は疑似雑音信号系列である
PN系列発生器、2はデータ発生器、3はスイッチ、4
はGMSK変調部である。一方、図9は、従来方式のス
ペクトラム拡散受信装置の復調部分である。図におい
て、5は基準搬送波発生器、6は受信信号と基準搬送波
を乗積するミキサ、7はLPF(ローパス・フィル
タ)、8はI,Qパターンをディジタル化するA/D変
換器、90はI,Qパターンの相関を取るDMF(ディ
ジタル・マッチド・フィルタ)。10はI,Q相関を2
乗する2乗器、11は加算器、12はI相関(VI )、
Q相関(VQ )から位相を計算し、データを復調する位
相検出器、13はπ/2位相シフト器である。ここで、
I,Qパターンは、送信側のPN系列に対応して定まっ
たパターンとなっている。
信方式と呼ばれるスペクトラム拡散送信装置の変調部分
の図である。図において、1は疑似雑音信号系列である
PN系列発生器、2はデータ発生器、3はスイッチ、4
はGMSK変調部である。一方、図9は、従来方式のス
ペクトラム拡散受信装置の復調部分である。図におい
て、5は基準搬送波発生器、6は受信信号と基準搬送波
を乗積するミキサ、7はLPF(ローパス・フィル
タ)、8はI,Qパターンをディジタル化するA/D変
換器、90はI,Qパターンの相関を取るDMF(ディ
ジタル・マッチド・フィルタ)。10はI,Q相関を2
乗する2乗器、11は加算器、12はI相関(VI )、
Q相関(VQ )から位相を計算し、データを復調する位
相検出器、13はπ/2位相シフト器である。ここで、
I,Qパターンは、送信側のPN系列に対応して定まっ
たパターンとなっている。
【0003】次に、上記構成の送信器と受信器の動作に
ついて説明する。図8(a)の変調器では、1のPN系
列発生器で発生されたPN系列の前に、2のデータを1
チップ分付加する。3のスイッチがこれを切り換え、例
えば、図8(b)に示す新系列を生成する。この新系列
d(t)を4のGMSK変調器に入力し、GMSK変調
する。GMSKは、MSKにおいて、位相の切り替わり
エッジをガウスフィルタで滑らかにし、帯域圧縮するも
のであり、変復調論理は、どの方式でも本質的に同じな
ので、以下では、変調はSS−MSKとして説明する。
新系列d(t)で変調した変調信号S(t)は、
ついて説明する。図8(a)の変調器では、1のPN系
列発生器で発生されたPN系列の前に、2のデータを1
チップ分付加する。3のスイッチがこれを切り換え、例
えば、図8(b)に示す新系列を生成する。この新系列
d(t)を4のGMSK変調器に入力し、GMSK変調
する。GMSKは、MSKにおいて、位相の切り替わり
エッジをガウスフィルタで滑らかにし、帯域圧縮するも
のであり、変復調論理は、どの方式でも本質的に同じな
ので、以下では、変調はSS−MSKとして説明する。
新系列d(t)で変調した変調信号S(t)は、
【0004】
【数1】
【0005】で表される。但し、d(t)=−Uc t・
Us (t)で、θk=0(Uc =1)又はθk=π(U
c =−1)であり、θkは、MSKの位相連続条件から
導かれる。Tは、チップ同期である。例えば、新系列d
(t)が図10(a)のような場合、位相遷移は図10
(b)のようになり、データチップが1の場合、新系列
一周期の間にπ遷移し、データチップが−1の場合、位
相遷移は0となる。この性質を利用すると、新系列一周
期TD (=データ周期)毎に位相φを求め、φ(t0 +
TD )−φ(t0 )=πの時、データ=1、φ(t0 +
T)−φ(t0 )=0の時、データ=−1と復調でき
る。次に、この過程を数式を用いて詳しく述べる。受信
信号S(t)に図9中の基準搬送波発生器5で発生した
基準搬送波cos2πfc t,sin2πfc tをミキ
サ6で乗積し、LPF 7を通すと、その出力として、
次式で表されるI,Q信号を得る。ここで、Iは、co
s2πfctに同相、Qは、cos2πfc tに直交し
ていることを表現している。
Us (t)で、θk=0(Uc =1)又はθk=π(U
c =−1)であり、θkは、MSKの位相連続条件から
導かれる。Tは、チップ同期である。例えば、新系列d
(t)が図10(a)のような場合、位相遷移は図10
(b)のようになり、データチップが1の場合、新系列
一周期の間にπ遷移し、データチップが−1の場合、位
相遷移は0となる。この性質を利用すると、新系列一周
期TD (=データ周期)毎に位相φを求め、φ(t0 +
TD )−φ(t0 )=πの時、データ=1、φ(t0 +
T)−φ(t0 )=0の時、データ=−1と復調でき
る。次に、この過程を数式を用いて詳しく述べる。受信
信号S(t)に図9中の基準搬送波発生器5で発生した
基準搬送波cos2πfc t,sin2πfc tをミキ
サ6で乗積し、LPF 7を通すと、その出力として、
次式で表されるI,Q信号を得る。ここで、Iは、co
s2πfctに同相、Qは、cos2πfc tに直交し
ていることを表現している。
【0006】
【数2】
【0007】基準搬送波と受信信号との間に周波数誤差
fΔ、位相誤差ψL がある場合には、I(t),Q
(t)は、次のようになる。
fΔ、位相誤差ψL がある場合には、I(t),Q
(t)は、次のようになる。
【0008】
【数3】
【0009】一方、DMF 90の待ち受けパターンU
IR(t),UQR(t)は、新系列d(t)のデータチッ
プを−1に固定した場合の位相遷移に基づき、図10
(b)の白丸印系列の位相遷移を例に取ると、次式で表
される図11のようになる。
IR(t),UQR(t)は、新系列d(t)のデータチッ
プを−1に固定した場合の位相遷移に基づき、図10
(b)の白丸印系列の位相遷移を例に取ると、次式で表
される図11のようになる。
【0010】
【数4】
【0011】式(5),式(6)のI(t),Q(t)
を、UIR(t),UQR(t)で書き直すと、D(t)は
データとして、
を、UIR(t),UQR(t)で書き直すと、D(t)は
データとして、
【0012】
【数5】
【0013】となる。図9中のA/D変換器8でディジ
タル化し、DMF 90でディジタル逆拡散を行うと、
そのI相関(VI ),Q相関(VQ )は、下記の数式で
求まる。
タル化し、DMF 90でディジタル逆拡散を行うと、
そのI相関(VI ),Q相関(VQ )は、下記の数式で
求まる。
【0014】
【数6】
【0015】詳しく計算した結果を示すと、相関タイミ
ング時では、
ング時では、
【0016】
【数7】
【0017】但し、ΔTは、図9のA/D変換器8のサ
ンプリング・タイミング誤差である。ここで、図9中の
2乗器10でVI 2,VQ 2を求め、加算器11で加算する
と、次式(15)が得られる。
ンプリング・タイミング誤差である。ここで、図9中の
2乗器10でVI 2,VQ 2を求め、加算器11で加算する
と、次式(15)が得られる。
【0018】
【数8】
【0019】式(15)を見ると、ΔT→0とタイミン
グ制御し、fΔ →0と周波数制御することにより、相
関ピークが生じることが分かる。この時、VI 2,V
Q 2は、次式(16)となる。
グ制御し、fΔ →0と周波数制御することにより、相
関ピークが生じることが分かる。この時、VI 2,V
Q 2は、次式(16)となる。
【0020】
【数9】
【0021】また、この相関タイミング時の位相φ
(j)は、
(j)は、
【0022】
【数10】
【0023】と求まる。データ周期TD 後の位相φ(j
+1)と、φ(j)を比較して、
+1)と、φ(j)を比較して、
【0024】
【数11】
【0025】これにより、データ復調ができることにな
る。なお、式(16)を用いて、VI 2+VQ 2のピーク値
を求めて相関同期タイミングが得られ、その他の値と比
較できる。その様子を図4(a)に示す。以上の説明
は、電子情報通信学会論文「デルタM型ディジタル相関
器を用いたGMSKスペクトラム拡散通信方式の伝送特
性に関する一検討」(田近寿夫、藤野忠)を参考にして
いる。
る。なお、式(16)を用いて、VI 2+VQ 2のピーク値
を求めて相関同期タイミングが得られ、その他の値と比
較できる。その様子を図4(a)に示す。以上の説明
は、電子情報通信学会論文「デルタM型ディジタル相関
器を用いたGMSKスペクトラム拡散通信方式の伝送特
性に関する一検討」(田近寿夫、藤野忠)を参考にして
いる。
【0026】
【発明が解決しようとする課題】従来のSS−GMSK
通信方式は、以上のようにして行われていた。この方式
では、DMF待ち受けパターンUIR,UQRの係数Uc ,
Us がPN系列でなく、相関値VI 2+VQ 2は、相関同期
タイミング以外にも低いピーク値を持つ。このため、誤
同期捕捉(ミスロック)する確率が高くなるという課題
があった。また、符号分割多元接続方式(CDMA)に
おいても、符号によっては、DMF出力の相関出力に高
い相互相関値を出力する場合があり、通信希望局以外の
局の電波に対して、誤り捕捉する確率が高くなるという
課題があった。
通信方式は、以上のようにして行われていた。この方式
では、DMF待ち受けパターンUIR,UQRの係数Uc ,
Us がPN系列でなく、相関値VI 2+VQ 2は、相関同期
タイミング以外にも低いピーク値を持つ。このため、誤
同期捕捉(ミスロック)する確率が高くなるという課題
があった。また、符号分割多元接続方式(CDMA)に
おいても、符号によっては、DMF出力の相関出力に高
い相互相関値を出力する場合があり、通信希望局以外の
局の電波に対して、誤り捕捉する確率が高くなるという
課題があった。
【0027】この発明は、上記のような課題を解消する
ためになされたもので、相関同期タイミング以外で誤り
捕捉の確率を減らした送信装置、受信装置を得ることを
目的とする。更に、CDMAにおいて、非希望局の電波
による誤り捕捉の確率を減少させることを目的とする。
ためになされたもので、相関同期タイミング以外で誤り
捕捉の確率を減らした送信装置、受信装置を得ることを
目的とする。更に、CDMAにおいて、非希望局の電波
による誤り捕捉の確率を減少させることを目的とする。
【0028】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスペクト
ラム拡散受信装置は、送信側搬送波と同期した基準搬送
波から正弦波と余弦波を得て、受信波と乗積を得るミキ
サと、これらの各正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成
分に、それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系
列から生成される待ち受けI,Qパターンと乗積して相
関をとるマッチド・フィルタと、このマッチド・フィル
タ出力を位相検出して復調出力を得る位相検出器を備え
た。またこの発明に係るスペクトラム拡散送信装置は、
受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受けI,
Qパターンによる位相遷移を実現するパターンを収容し
たパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル信号
とパターン・ジェネレータ出力を切り換える切換器と、
この切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
ラム拡散受信装置は、送信側搬送波と同期した基準搬送
波から正弦波と余弦波を得て、受信波と乗積を得るミキ
サと、これらの各正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成
分に、それぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系
列から生成される待ち受けI,Qパターンと乗積して相
関をとるマッチド・フィルタと、このマッチド・フィル
タ出力を位相検出して復調出力を得る位相検出器を備え
た。またこの発明に係るスペクトラム拡散送信装置は、
受信側の疑似雑音信号系列から生成される待ち受けI,
Qパターンによる位相遷移を実現するパターンを収容し
たパターン・ジェネレータと、送信用のディジタル信号
とパターン・ジェネレータ出力を切り換える切換器と、
この切換器出力を変調出力して送信する変調器を備え
た。
【0029】
実施の形態1.この発明の実施の形態1を図について説
明する。図1(a)は、スペクトラム拡散送信装置の変
調部分の構成を示す図である。図において、14はパタ
ーンデータ系列発生器(パターン・ジェネレータ)、2
は送信データ、3は切換器でパターンデータの前に、送
信データをデータチップとして挿入する。4はGMSK
変調部である。上記構成で、パターン・ジェネレータ1
4の記憶データ系列が新しい。図2は、スペクトラム拡
散受信装置の復調部の構成で、従来の方式と構成自体は
同じである。しかし、DMF 9の内部の待ち受けパタ
ーンをPN系列にしたことが新規な部分である。その他
の基準搬送波発生器5、ミキサ6、LPF 7、A/D
変換器8、2乗器10、加算器11、差動位相検出器1
2、π/2位相シフト器13は従来例と同等のものであ
る。
明する。図1(a)は、スペクトラム拡散送信装置の変
調部分の構成を示す図である。図において、14はパタ
ーンデータ系列発生器(パターン・ジェネレータ)、2
は送信データ、3は切換器でパターンデータの前に、送
信データをデータチップとして挿入する。4はGMSK
変調部である。上記構成で、パターン・ジェネレータ1
4の記憶データ系列が新しい。図2は、スペクトラム拡
散受信装置の復調部の構成で、従来の方式と構成自体は
同じである。しかし、DMF 9の内部の待ち受けパタ
ーンをPN系列にしたことが新規な部分である。その他
の基準搬送波発生器5、ミキサ6、LPF 7、A/D
変換器8、2乗器10、加算器11、差動位相検出器1
2、π/2位相シフト器13は従来例と同等のものであ
る。
【0030】この発明の装置の基礎となるパターン・ジ
ェネレータに記憶すべきパターンの生成過程を詳細に説
明する。相関同期タイミング検出及びデータ復調の原理
は、従来と同じであり、従来方式の動作原理のところで
数式を用いて詳しく説明したので、ここでは重複した説
明は省略する。今回の発明は、送信側のPN系列から受
信側の待ち受けI,Qパターン系列を定める方法を改
め、まず、受信装置のDMFの待ち受けパターンUIR,
UQRの係数Uc ,Us をPN系列に定める。次に、こう
するために送信装置のパターン・ジェネレータに、どの
ような変調用固定パターンを準備すべきかを求める。ま
ず、Uc (t),Us (t)として、例えば、次のよう
なPN系列を定める。これは、図3(a),(b)で表
される。
ェネレータに記憶すべきパターンの生成過程を詳細に説
明する。相関同期タイミング検出及びデータ復調の原理
は、従来と同じであり、従来方式の動作原理のところで
数式を用いて詳しく説明したので、ここでは重複した説
明は省略する。今回の発明は、送信側のPN系列から受
信側の待ち受けI,Qパターン系列を定める方法を改
め、まず、受信装置のDMFの待ち受けパターンUIR,
UQRの係数Uc ,Us をPN系列に定める。次に、こう
するために送信装置のパターン・ジェネレータに、どの
ような変調用固定パターンを準備すべきかを求める。ま
ず、Uc (t),Us (t)として、例えば、次のよう
なPN系列を定める。これは、図3(a),(b)で表
される。
【0031】
【数12】
【0032】但し、Uc (t),Us (t)ともに、先
頭データ(ともに、1)は、データチップ値(−1)に
対応して挿入したデータであり、それ以降に、U
c (t),Us (t)ともにPN系列が続いている。上
記例では、データチップを除いてともに15ビットであ
る。この実施の形態1では、Us (t)は、Uc (t)
と同一周期の同一波形を位相シフトした形となってい
る。この係数Uc (t),Us (t)に、cos(πt
/2T),sin(πt/2T)で重みづけを行ったU
IR(t),UQR(t)の波形は、図3(c)のようにな
る。この図3(c)の波形は、時間的に見れば、上下が
平均化されており、図11に示す従来の波形が正側にシ
フトされているのと対比できる。つまり、本発明では、
待ち受けパターンI,QをPN系列になるよう決定した
のに対し、従来の受信側では、PN系列からはずれた波
形となってしまう。
頭データ(ともに、1)は、データチップ値(−1)に
対応して挿入したデータであり、それ以降に、U
c (t),Us (t)ともにPN系列が続いている。上
記例では、データチップを除いてともに15ビットであ
る。この実施の形態1では、Us (t)は、Uc (t)
と同一周期の同一波形を位相シフトした形となってい
る。この係数Uc (t),Us (t)に、cos(πt
/2T),sin(πt/2T)で重みづけを行ったU
IR(t),UQR(t)の波形は、図3(c)のようにな
る。この図3(c)の波形は、時間的に見れば、上下が
平均化されており、図11に示す従来の波形が正側にシ
フトされているのと対比できる。つまり、本発明では、
待ち受けパターンI,QをPN系列になるよう決定した
のに対し、従来の受信側では、PN系列からはずれた波
形となってしまう。
【0033】なお、この時のDMFの相関値出力VI ,
VQ は、式(11),(12)で計算され、相関同期タ
イミング時のVI 2+VQ 2値は、式(16)で求まり、N
2 /4(N:Uc ,Us 系列のチップ数)となる。一
方、非同期タイミングでは、1/4となり、同期時ピー
ク値の1/N2 となる。これは、Uc (t),U
s (t)の自己相関特性が同期時にN、非同期時に1/
Nとなるためである。この実施の形態1でのVI 2+VQ 2
の波形を示すと、図4(b)のようになり、同期タイミ
ング以外に相関ピークは存在せず、誤り捕捉確率を低く
押さえられる。また、CDMAにおいては、非希望局電
波によるVI 2+VQ 2値のピーク値が、PN系列の相互相
関ピーク値である1/4・(N+1−1/N)≒N/4
であり、自己相関ピーク値の約1/N倍となる。こうし
て、非希望局電波による誤り捕捉の確率も低減する。
VQ は、式(11),(12)で計算され、相関同期タ
イミング時のVI 2+VQ 2値は、式(16)で求まり、N
2 /4(N:Uc ,Us 系列のチップ数)となる。一
方、非同期タイミングでは、1/4となり、同期時ピー
ク値の1/N2 となる。これは、Uc (t),U
s (t)の自己相関特性が同期時にN、非同期時に1/
Nとなるためである。この実施の形態1でのVI 2+VQ 2
の波形を示すと、図4(b)のようになり、同期タイミ
ング以外に相関ピークは存在せず、誤り捕捉確率を低く
押さえられる。また、CDMAにおいては、非希望局電
波によるVI 2+VQ 2値のピーク値が、PN系列の相互相
関ピーク値である1/4・(N+1−1/N)≒N/4
であり、自己相関ピーク値の約1/N倍となる。こうし
て、非希望局電波による誤り捕捉の確率も低減する。
【0034】次に、DMFの待ち受けパターンUIR,U
QRの係数Uc ,Us を式(23),(24)で表される
PN系列とするための送信装置側の固定パターンデータ
(図1(b))の定め方を説明する。図3(b)のDM
F待ち受けパターンに基づいて、位相遷移図を書くと、
図3(d)の実線のようになる。この位相遷移を発生す
る固定データとしては、最初のデータチップを−1にす
ると、以下のようになる。
QRの係数Uc ,Us を式(23),(24)で表される
PN系列とするための送信装置側の固定パターンデータ
(図1(b))の定め方を説明する。図3(b)のDM
F待ち受けパターンに基づいて、位相遷移図を書くと、
図3(d)の実線のようになる。この位相遷移を発生す
る固定データとしては、最初のデータチップを−1にす
ると、以下のようになる。
【0035】
【数13】
【0036】但し、最初の(−1)は、データチップ
で、2チップ目以降が固定パターンデータである。つま
り、上記では、1,−1,−1,・・・,−1,−1の
32ビットで受信装置のPN系列の約2倍のビット数と
なる。なお、図3(d)に破線で示した位相遷移は、デ
ータチップ=1とした場合である。この図によると、デ
ータ周期の間にデータ1の時π、データが−1の時0位
相が進むことになる。即ち、受信装置のPN系列から換
算した約2倍のビット数の式(25)に示す固定パター
ンデータでSS−GMSK変調すると、受信装置側のD
MFが持つ待ち受けパターンUIR,UQRの係数Uc ,U
s を式(23),(24)のPN系列としてフィルタで
きる。このため、誤同期捕捉確率及び非希望局捕捉確率
を低く押さえられる。
で、2チップ目以降が固定パターンデータである。つま
り、上記では、1,−1,−1,・・・,−1,−1の
32ビットで受信装置のPN系列の約2倍のビット数と
なる。なお、図3(d)に破線で示した位相遷移は、デ
ータチップ=1とした場合である。この図によると、デ
ータ周期の間にデータ1の時π、データが−1の時0位
相が進むことになる。即ち、受信装置のPN系列から換
算した約2倍のビット数の式(25)に示す固定パター
ンデータでSS−GMSK変調すると、受信装置側のD
MFが持つ待ち受けパターンUIR,UQRの係数Uc ,U
s を式(23),(24)のPN系列としてフィルタで
きる。このため、誤同期捕捉確率及び非希望局捕捉確率
を低く押さえられる。
【0037】実施の形態2.なお、上記実施の形態1で
は、DMFの待ち受けパターンUIR,UQRの係数Uc ,
Us のPN系列を同一種類で位相が異なるものを用い
た。即ち、式(24),(25)の2チップ目以降のP
N系列を見ると、Uc (t)のPN系列は、Us (t)
のPN系列より8チップ遅れている。これに対し、
Uc ,Us のPN系列として、符号長が等しい2種類の
異なるPN系列を使用しても、同様の効果を達成でき
る。但し、こうすると、同期タイミング検出過程でVI 2
+VQ 2の波形は、図4(c)で示されるようになり、非
同期タイミングでのピーク値は、同期ピーク値の約1/
N倍以下となる。実施の形態1でのピーク値比1/N2
倍と比較すると、誤同期捕捉確率低減効果が、やや弱ま
る。
は、DMFの待ち受けパターンUIR,UQRの係数Uc ,
Us のPN系列を同一種類で位相が異なるものを用い
た。即ち、式(24),(25)の2チップ目以降のP
N系列を見ると、Uc (t)のPN系列は、Us (t)
のPN系列より8チップ遅れている。これに対し、
Uc ,Us のPN系列として、符号長が等しい2種類の
異なるPN系列を使用しても、同様の効果を達成でき
る。但し、こうすると、同期タイミング検出過程でVI 2
+VQ 2の波形は、図4(c)で示されるようになり、非
同期タイミングでのピーク値は、同期ピーク値の約1/
N倍以下となる。実施の形態1でのピーク値比1/N2
倍と比較すると、誤同期捕捉確率低減効果が、やや弱ま
る。
【0038】実施の形態3.DMFの待ち受けパターン
UIR,UQRの係数Uc ,Us をPN系列でなく、GOL
D符号系列にしても良い。非希望局に対し、誤り捕捉す
る確率を更に低減できる。これは、PN系列の相互相関
ピーク値より、GOLD符号の相互相関ピーク値の方が
低くなることによる。図5にPN符号とGOLD符号の
相互相関特性を符号の原始多項式の次数に対応して表
す。
UIR,UQRの係数Uc ,Us をPN系列でなく、GOL
D符号系列にしても良い。非希望局に対し、誤り捕捉す
る確率を更に低減できる。これは、PN系列の相互相関
ピーク値より、GOLD符号の相互相関ピーク値の方が
低くなることによる。図5にPN符号とGOLD符号の
相互相関特性を符号の原始多項式の次数に対応して表
す。
【0039】実施の形態4.上記実施の形態では、SS
−GMSKについて、発明の考えを適用しているが、S
S−π/2シフトBPSK通信にも適用できて、同様の
効果が得られる。SS−π/2シフトBPSK通信に適
用した場合の構成を図6に示す。即ち、SS−GMSK
構成として示した図1(a)のGMSK変調部4がπ/
2シフトBPSK変調部15に変わる。SS−π/2シ
フトBPSKの場合の原理を以下に示す。SS−π/2
シフトBPSKは、変調データが1の時π/2、−1の
時−π/2位相シフトする。ここで、位相遷移が0の場
合が生じてしまうので、GMSKの場合と同様に、Iパ
ターン、Qパターンにcos・(πt/2T),sin
・(πt/2T)による重みづけを行う。UIR(t),
UQR(t)は、次の式(26),(27)で表される。
−GMSKについて、発明の考えを適用しているが、S
S−π/2シフトBPSK通信にも適用できて、同様の
効果が得られる。SS−π/2シフトBPSK通信に適
用した場合の構成を図6に示す。即ち、SS−GMSK
構成として示した図1(a)のGMSK変調部4がπ/
2シフトBPSK変調部15に変わる。SS−π/2シ
フトBPSKの場合の原理を以下に示す。SS−π/2
シフトBPSKは、変調データが1の時π/2、−1の
時−π/2位相シフトする。ここで、位相遷移が0の場
合が生じてしまうので、GMSKの場合と同様に、Iパ
ターン、Qパターンにcos・(πt/2T),sin
・(πt/2T)による重みづけを行う。UIR(t),
UQR(t)は、次の式(26),(27)で表される。
【0040】
【数14】
【0041】ここで、Uc ,Us をPN系列となるよう
にする。そのPNをここで仮に、
にする。そのPNをここで仮に、
【0042】
【数15】
【0043】ここで、(1)はデータチップに対応して
いる。図7は、以後の手順を示している。即ち、図7
(a)のUc ,Us から図7(b)の式(26),(2
7)が得られ、更に、これに基づき図7(c)の位相遷
移が求められる。これにより、最終的に変調データ系列
を求めると、図7(d)の変調データが次のように求ま
る。
いる。図7は、以後の手順を示している。即ち、図7
(a)のUc ,Us から図7(b)の式(26),(2
7)が得られ、更に、これに基づき図7(c)の位相遷
移が求められる。これにより、最終的に変調データ系列
を求めると、図7(d)の変調データが次のように求ま
る。
【0044】
【数16】
【0045】この場合、変調アルゴリズムは、1データ
周期の位相遷移がπの時データ:−1、位相遷移が0の
時データ:+1となる。
周期の位相遷移がπの時データ:−1、位相遷移が0の
時データ:+1となる。
【0046】上記説明では、SS−π/2シフトBPS
Kに適用した場合のDMFの待ち受けパターンI,Qを
同一PNパターンで位相が異なるものとしたが、I,Q
それぞれに異なるPN系列を割り付けても良い。
Kに適用した場合のDMFの待ち受けパターンI,Qを
同一PNパターンで位相が異なるものとしたが、I,Q
それぞれに異なるPN系列を割り付けても良い。
【0047】また更に、DMFの待ち受けパターンI,
QをGOLD符号系列にすることもでき、この場合は、
CDMA特性を向上することができる。
QをGOLD符号系列にすることもでき、この場合は、
CDMA特性を向上することができる。
【0048】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、ま
ず、受信装置のDMFの待ち受けパターンUIR,UQRの
係数Uc ,Us をPN系列又はGOLD符号系列と設定
したので、相関同期タイミング検出過程での非同期捕捉
確率を低減する効果がある。更に、CDMAにおいて
も、非希望局電波に対して誤り捕捉確率を低減する効果
がある。
ず、受信装置のDMFの待ち受けパターンUIR,UQRの
係数Uc ,Us をPN系列又はGOLD符号系列と設定
したので、相関同期タイミング検出過程での非同期捕捉
確率を低減する効果がある。更に、CDMAにおいて
も、非希望局電波に対して誤り捕捉確率を低減する効果
がある。
【図1】 実施の形態1のスペクトラム拡散送信装置の
変調部の構成図である。
変調部の構成図である。
【図2】 実施の形態1のスペクトラム拡散受信装置の
復調部の構成図である。
復調部の構成図である。
【図3】 図2の復調部での待ち受けパターンの例と位
相遷移を説明する図である。
相遷移を説明する図である。
【図4】 相関2乗和のVI 2+VQ 2波形を示す図であ
る。
る。
【図5】 PN系列とGOLD符号系列の相互相関ピー
ク値を示す図である。
ク値を示す図である。
【図6】 SS−π/2シフトBPSK方式のスペクト
ラム拡散送信装置の変調部の構成図である。
ラム拡散送信装置の変調部の構成図である。
【図7】 SS−π/2シフトBPSK方式でのI,Q
パターンと位相遷移図及び変調用データ系列を示す図で
ある。
パターンと位相遷移図及び変調用データ系列を示す図で
ある。
【図8】 従来のスペクトラム拡散送信装置の変調部の
構成図である。
構成図である。
【図9】 従来のスペクトラム拡散受信装置の復調部の
構成図である。
構成図である。
【図10】 従来方式による位相遷移の例を示す図であ
る。
る。
【図11】 従来方式の送信側パターンから決まるDM
F待ち受けパターン例を示す図である。
F待ち受けパターン例を示す図である。
1 PN系列発生器、2 送信データ発生器、3 スイ
ッチ(切換器)、4GMSK変調部、5 基準搬送波発
生器、6 ミキサ、7 LPF(ローパス・フィル
タ)、8 A/D変換器、9 DMF(ディジタル・マ
ッチド・フィルタ)、10 2乗器、11 加算器、1
2 位相検出器、13 π/2位相シフト器、14 固
定パターン系列発生器、15 π/2シフトBPSK変
調部。
ッチ(切換器)、4GMSK変調部、5 基準搬送波発
生器、6 ミキサ、7 LPF(ローパス・フィル
タ)、8 A/D変換器、9 DMF(ディジタル・マ
ッチド・フィルタ)、10 2乗器、11 加算器、1
2 位相検出器、13 π/2位相シフト器、14 固
定パターン系列発生器、15 π/2シフトBPSK変
調部。
Claims (5)
- 【請求項1】 送信側搬送波と同期した基準搬送波から
正弦波と余弦波を得て、受信波と乗積を得るミキサと、 上記各正弦波、余弦波ミキサ出力の低周波成分に、それ
ぞれ同一周期で位相の異なる疑似雑音信号系列から生成
される待ち受けI,Qパターンと乗積して相関をとるマ
ッチド・フィルタと、 上記マッチド・フィルタ出力を位相検出して復調出力を
得る位相検出器を備えたスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項2】 受信側の疑似雑音信号系列から生成され
る待ち受けI,Qパターンによる位相遷移を実現するパ
ターンを収容したパターン・ジェネレータと、 送信用のディジタル信号と上記パターン・ジェネレータ
出力を切り換える切換器と、 上記切換器出力を変調出力して送信する変調器を備えた
スペクトラム拡散送信装置。 - 【請求項3】 待ち受けパターンとして同一周期で同一
波形のPN系列から生成され、位相をずらせたことを特
徴とする請求項1記載のスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項4】 待ち受けパターンとして同一周期で異な
るGOLD符号系列から生成されるようにしたことを特
徴とする請求項1記載のスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項5】 変調または復調はGMSK変調またはG
MSK復調としたことを特徴とする請求項1記載のスペ
クトラム拡散受信装置または請求項2記載のスペクトラ
ム拡散送信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23975595A JP3212847B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23975595A JP3212847B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0983582A true JPH0983582A (ja) | 1997-03-28 |
JP3212847B2 JP3212847B2 (ja) | 2001-09-25 |
Family
ID=17049448
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP23975595A Expired - Fee Related JP3212847B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | スペクトラム拡散送信装置及び受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3212847B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7336717B2 (en) | 2000-09-08 | 2008-02-26 | Infineon Technologies Ag | Receiver circuit, in particular for a mobile radio |
US7688098B2 (en) | 2007-03-08 | 2010-03-30 | Nec Corporation | Power supply noise measuring circuit and power supply noise measuring method |
JP2011024211A (ja) * | 2009-07-17 | 2011-02-03 | Astrium Gmbh | 信号の受信方法及び受信装置 |
WO2017212959A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
-
1995
- 1995-09-19 JP JP23975595A patent/JP3212847B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7336717B2 (en) | 2000-09-08 | 2008-02-26 | Infineon Technologies Ag | Receiver circuit, in particular for a mobile radio |
US7688098B2 (en) | 2007-03-08 | 2010-03-30 | Nec Corporation | Power supply noise measuring circuit and power supply noise measuring method |
JP2011024211A (ja) * | 2009-07-17 | 2011-02-03 | Astrium Gmbh | 信号の受信方法及び受信装置 |
WO2017212959A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
JPWO2017212959A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2019-04-04 | ソニー株式会社 | 送信装置および方法、並びに、受信装置および方法 |
US10892853B2 (en) | 2016-06-10 | 2021-01-12 | Sony Corporation | Transmission apparatus and method, and reception apparatus and method |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3212847B2 (ja) | 2001-09-25 |
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