JPH0771020B2 - スペクトラム拡散通信復調装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信復調装置Info
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- JPH0771020B2 JPH0771020B2 JP61217806A JP21780686A JPH0771020B2 JP H0771020 B2 JPH0771020 B2 JP H0771020B2 JP 61217806 A JP61217806 A JP 61217806A JP 21780686 A JP21780686 A JP 21780686A JP H0771020 B2 JPH0771020 B2 JP H0771020B2
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- correlation
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- timing
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Description
【発明の詳細な説明】 Ａ産業上の利用分野 本発明はスペクトラム拡散通信復調装置に関し、例えば
人工衛星を用いた測距システムに適用し得るものであ
る。
人工衛星を用いた測距システムに適用し得るものであ
る。
Ｂ発明の概要 本発明はスペクトラム拡散通信復調装置において、同期
状態に引き込む初期接続処理だけでなく、同期状態を維
持させる同期過程処理に対しても同一のマツチドフイル
タを共用することにより、全体としての構成を小型、簡
易化し得るようにしたものである。
状態に引き込む初期接続処理だけでなく、同期状態を維
持させる同期過程処理に対しても同一のマツチドフイル
タを共用することにより、全体としての構成を小型、簡
易化し得るようにしたものである。
Ｃ従来の技術 スペクトラム拡散通信方式は、伝送すべき情報信号（ベ
ースバンド信号）を、当該情報信号よりも十分に広いス
ペクトラム幅をもつ擬似雑音符号（これをPN符号と呼
ぶ）で変調し、スペクトラムを拡散して伝送する通信方
式であり、各通信チヤンネルに対して相互相関が十分に
小さいPN符号を割り当てることにより、各通信チヤンネ
ル間の漏話がほとんどない高い秘話性を実現できる点に
特徴がある。
ースバンド信号）を、当該情報信号よりも十分に広いス
ペクトラム幅をもつ擬似雑音符号（これをPN符号と呼
ぶ）で変調し、スペクトラムを拡散して伝送する通信方
式であり、各通信チヤンネルに対して相互相関が十分に
小さいPN符号を割り当てることにより、各通信チヤンネ
ル間の漏話がほとんどない高い秘話性を実現できる点に
特徴がある。
このスペクトラム拡散通信方式による伝送信号を受信す
る際には、復調装置の内部において基準PN信号を発生
し、スペクトラム拡散受信信号に含まれる受信PN信号に
対して位相同期させることにより（これをPN同期と呼
ぶ）、高い自己相関出力を得るいわゆる逆拡散処理を行
つて伝送信号からベースバンド信号を取り出し、データ
復調部に送出する。
る際には、復調装置の内部において基準PN信号を発生
し、スペクトラム拡散受信信号に含まれる受信PN信号に
対して位相同期させることにより（これをPN同期と呼
ぶ）、高い自己相関出力を得るいわゆる逆拡散処理を行
つて伝送信号からベースバンド信号を取り出し、データ
復調部に送出する。
このPN同期処理は、受信PN信号と基準PN信号とを同期状
態に引き込むための、いわゆる初期接続段階と、得られ
た同期関係を維持するための同期過程段階とに分けら
れ、初期接続方法として、従来、第６図に示すスライデ
イング方式が採用されている。
態に引き込むための、いわゆる初期接続段階と、得られ
た同期関係を維持するための同期過程段階とに分けら
れ、初期接続方法として、従来、第６図に示すスライデ
イング方式が採用されている。
すなわち、受信信号SSと、PN発生回路１から送出された
基準PN信号PNGENとを乗算器２において乗算してその乗
算出力MULをエンブロープ検波回路３に与え、得られた
エンブロープ検波出力ENVに基づき、コントローラ（図
示せず）がPN同期を判別して同期が得られていないと判
別したときにはPN発生回路１からの基準PN信号PNGENの
発生タイミングを基準PN信号を構成するPN符号の１チツ
プ分ずらせ、以下、同様の動作を繰り返してPN同期が得
られるようにしている。
基準PN信号PNGENとを乗算器２において乗算してその乗
算出力MULをエンブロープ検波回路３に与え、得られた
エンブロープ検波出力ENVに基づき、コントローラ（図
示せず）がPN同期を判別して同期が得られていないと判
別したときにはPN発生回路１からの基準PN信号PNGENの
発生タイミングを基準PN信号を構成するPN符号の１チツ
プ分ずらせ、以下、同様の動作を繰り返してPN同期が得
られるようにしている。
ここで、PN符号は、第７図に示すように受信PN信号と基
準PN信号との位相が一致したとき自己相関関数COEが非
常に高くなり、かつ位相が一致しないとき自己相関関数
CONがほぼ０になるように定められており、従つて乗算
出力MULのエンブロープレベルが所定のスレシホールド
レベルを超えたときPN同期がとれたことを判別し得る。
準PN信号との位相が一致したとき自己相関関数COEが非
常に高くなり、かつ位相が一致しないとき自己相関関数
CONがほぼ０になるように定められており、従つて乗算
出力MULのエンブロープレベルが所定のスレシホールド
レベルを超えたときPN同期がとれたことを判別し得る。
しかしながら、スライデイング方式によるとPN符号の１
同期について１回しかPN同期状態を判別し得ず、PN同期
状態に引き込むまでに長時間（実際上、４〔秒〕程度）
を要していた。
同期について１回しかPN同期状態を判別し得ず、PN同期
状態に引き込むまでに長時間（実際上、４〔秒〕程度）
を要していた。
ところで、表面弾性波遅延線、CCD（charge coupled de
vice）、デイジタル技術の発展に伴い、当該復調装置に
第８図に示すようなマツチドフイルタ５が用いられるよ
うになつてきた。すなわち、受信信号SSをシフトレジス
タ６に入力し、レジスタ７に基準PN信号PNGENをセツト
し、整合判別部８でシフトレジスタ６及びレジスタ７の
対応する位置のデータが一致するか否かを判別し、一致
個数に対応する信号レベルの判別出力SOを総和部９から
出力するようにし、これにより基準PN信号PNGENと受信
信号SSに含まれる受信PN信号との自己相関をとるように
なされている。
vice）、デイジタル技術の発展に伴い、当該復調装置に
第８図に示すようなマツチドフイルタ５が用いられるよ
うになつてきた。すなわち、受信信号SSをシフトレジス
タ６に入力し、レジスタ７に基準PN信号PNGENをセツト
し、整合判別部８でシフトレジスタ６及びレジスタ７の
対応する位置のデータが一致するか否かを判別し、一致
個数に対応する信号レベルの判別出力SOを総和部９から
出力するようにし、これにより基準PN信号PNGENと受信
信号SSに含まれる受信PN信号との自己相関をとるように
なされている。
このマツチドフイルタ方式を用いれば、理論上、PN符号
の１周期程度の短い時間の間に、受信信号SSに対するPN
同期をとることができる。
の１周期程度の短い時間の間に、受信信号SSに対するPN
同期をとることができる。
Ｄ発明が解決しようとする問題点 しかしながら、このようにマツチドフイルタを用いた復
調装置においても、同期過程段階においては、PN同期関
係を維持するために基準PN信号を容易に移送し得るスラ
イデイング方式を用いた構成（スライデイングDLL方式
やτデイザ方式）が採用されている。
調装置においても、同期過程段階においては、PN同期関
係を維持するために基準PN信号を容易に移送し得るスラ
イデイング方式を用いた構成（スライデイングDLL方式
やτデイザ方式）が採用されている。
従つて、逆拡散処理によつてPN同期を得る構成として、
初期接続構成と、同期過程構成とを別個に形成すること
を要し、構成が大型化し、高価になるという問題があ
る。
初期接続構成と、同期過程構成とを別個に形成すること
を要し、構成が大型化し、高価になるという問題があ
る。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、PN同期の
初期接続用マツチドフイルタを用いて同期過程の処理を
し得ると共に、全体としての構成を一段と小型、簡易化
し得るスペクトラム拡散通信復調装置を提供しようとす
るものである。
初期接続用マツチドフイルタを用いて同期過程の処理を
し得ると共に、全体としての構成を一段と小型、簡易化
し得るスペクトラム拡散通信復調装置を提供しようとす
るものである。
Ｅ問題点を解決するための手段 かかる問題点を解決するため、本発明においては、スペ
クトラム拡散信号でなり順次シフトされるように入力さ
れる受信信号SSと、内部で発生された固定位相の基準PN
信号PNGENとの相関をマツチドフイルタ10、11によつて
求め、マツチドフイルタ10、11から得られた受信信号SS
と基準PN信号PNGENとの相関出力信号Ｉ、Ｑに基づき、
同期状態に引き込むようにしたスペクトラム拡散通信復
調装置において、相関出力信号Ｉ、Ｑが三角波状に変化
する高い相関レベルを示す期間内の所定のタイミングで
サンプリングされた相関レベルの検出出力に基づいてサ
ンプリングのタイミングを制御し、位相があつたときの
相関出力信号のみをデータ復調に用いるようにした。
クトラム拡散信号でなり順次シフトされるように入力さ
れる受信信号SSと、内部で発生された固定位相の基準PN
信号PNGENとの相関をマツチドフイルタ10、11によつて
求め、マツチドフイルタ10、11から得られた受信信号SS
と基準PN信号PNGENとの相関出力信号Ｉ、Ｑに基づき、
同期状態に引き込むようにしたスペクトラム拡散通信復
調装置において、相関出力信号Ｉ、Ｑが三角波状に変化
する高い相関レベルを示す期間内の所定のタイミングで
サンプリングされた相関レベルの検出出力に基づいてサ
ンプリングのタイミングを制御し、位相があつたときの
相関出力信号のみをデータ復調に用いるようにした。
Ｆ作用 一旦同期状態に引き込まれると、相関出力信号Ｉ、Ｑは
高い相関レベルをとる三角波状の期間と、ほぼ０レベル
をとる期間とを交互に繰り返す。
高い相関レベルをとる三角波状の期間と、ほぼ０レベル
をとる期間とを交互に繰り返す。
その結果、このレベルを所定のタイミングで監視するこ
とにより、受信信号SSの位相の変化を判別することがで
きる。この判別結果に基づいてマツチドフイルタ10、11
から出力される相関出力信号のサンプリングタイミング
を制御することにより位相があつたときの相関出力信号
のみをデータ復調に用いることができる。
とにより、受信信号SSの位相の変化を判別することがで
きる。この判別結果に基づいてマツチドフイルタ10、11
から出力される相関出力信号のサンプリングタイミング
を制御することにより位相があつたときの相関出力信号
のみをデータ復調に用いることができる。
その結果、マツチドフイルタ10、11を同期状態の維持に
も用いることができ、従来装置に比べて構成を小型、簡
易化し得る。またマルチパスにも強くすることができ
る。
も用いることができ、従来装置に比べて構成を小型、簡
易化し得る。またマルチパスにも強くすることができ
る。
Ｇ実施例 以下、図面を参照しながら、本発明の一実施例を詳述す
る。
る。
（G1）第１実施例 第１図において、スペクトラム拡散信号でなる受信信号
SSでは、第１及び第２のマツチドフイルタ10及び11に与
えられる。第１及び第２のマツチドフイルタ10及び11に
は、比較基準信号として当該通信チヤンネルに割り当て
られた基準PN信号PNGENがPN信号発生回路12より与えら
れており、順次シフトしていく受信信号SSと固定的な基
準PN信号PNGENとの相関がとられ、その相関出力信号Ｉ
及びＱ（第２図（Ａ）及び（Ｂ））が出力される。
SSでは、第１及び第２のマツチドフイルタ10及び11に与
えられる。第１及び第２のマツチドフイルタ10及び11に
は、比較基準信号として当該通信チヤンネルに割り当て
られた基準PN信号PNGENがPN信号発生回路12より与えら
れており、順次シフトしていく受信信号SSと固定的な基
準PN信号PNGENとの相関がとられ、その相関出力信号Ｉ
及びＱ（第２図（Ａ）及び（Ｂ））が出力される。
PN符号の自己相関係数は従来装置において上述したよう
に、位相が一致しているときに高く、位相が不一致のと
きほぼ「０」をとるように定められた波号であるので、
受信信号SSを入力していくと、その受信信号SSに含まれ
る受信PN信号が基準PN信号と一致したときに三角波状に
立ち上がり（その期間はPN符号の２チツプ分の期間であ
る）、それ以外のとき一定値をとるものとなる。
に、位相が一致しているときに高く、位相が不一致のと
きほぼ「０」をとるように定められた波号であるので、
受信信号SSを入力していくと、その受信信号SSに含まれ
る受信PN信号が基準PN信号と一致したときに三角波状に
立ち上がり（その期間はPN符号の２チツプ分の期間であ
る）、それ以外のとき一定値をとるものとなる。
ここで、送信装置においてPN符号を発生する際に用いる
原発振器によるクロツク周波数と、当該復調装置におけ
る原発振器によるクロツク周波数とを完全に一致させる
ようにすることは実際上困難であり、僅かに周波数が異
なる。
原発振器によるクロツク周波数と、当該復調装置におけ
る原発振器によるクロツク周波数とを完全に一致させる
ようにすることは実際上困難であり、僅かに周波数が異
なる。
そのため、第１図においては、原発振器によるクロツク
信号に基づき、VCO（電圧制御型発振器）構成のシフト
クロツク発生回路13においてシフトクロツク信号SHI、S
HQを発生し、受信信号SSをマツチドフイルタ10、11内に
おいて順次シフトさせて相関出力信号Ｉ及びＱを得る
と、その相関出力信号Ｉ及びＱは第２図（Ａ）、（Ｂ）
に示す原発振器間の周波数ずれに応じた低周波ビート成
分COS、SINを含むものとなる。なお、送信装置が人工衛
星のような移動体に搭載されている場合にはドツプラー
シフトによつてもこの低周波ビート成分COS、SINが生じ
る。
信号に基づき、VCO（電圧制御型発振器）構成のシフト
クロツク発生回路13においてシフトクロツク信号SHI、S
HQを発生し、受信信号SSをマツチドフイルタ10、11内に
おいて順次シフトさせて相関出力信号Ｉ及びＱを得る
と、その相関出力信号Ｉ及びＱは第２図（Ａ）、（Ｂ）
に示す原発振器間の周波数ずれに応じた低周波ビート成
分COS、SINを含むものとなる。なお、送信装置が人工衛
星のような移動体に搭載されている場合にはドツプラー
シフトによつてもこの低周波ビート成分COS、SINが生じ
る。
ここで、第１のマツチドフイルタ10に対するシフトクロ
ツク信号SHIに比べて第２のマツチドフイルタ11に対す
るシフトクロツク信号SHQが90度だけ遅延されており、
そのため相関出力信号Ｉ及びＱにおける低周波ビート成
分COS、SINも90度だけ位相が異なるものとなる。
ツク信号SHIに比べて第２のマツチドフイルタ11に対す
るシフトクロツク信号SHQが90度だけ遅延されており、
そのため相関出力信号Ｉ及びＱにおける低周波ビート成
分COS、SINも90度だけ位相が異なるものとなる。
このような波形形状を有する相関出力信号Ｉ及びＱはそ
れぞれ、スイツチ回路31、32及び遅延回路14、15を介し
てPN符号における１チツプの時間TCHの半分TCH/2だけ遅
延されてコスタスループ構成のデータ復調部16に与えら
れる。データ復調部16は、タイミング制御回路（図示せ
ず）が相関出力信号Ｉ、Ｑに基づき形成したピークタイ
ミング制御信号TIMを受けて遅延後の相関出力信号PI及
びPQの上側又は下側のピーク点で信号を取り込んでデー
タを復調するようになされている。
れぞれ、スイツチ回路31、32及び遅延回路14、15を介し
てPN符号における１チツプの時間TCHの半分TCH/2だけ遅
延されてコスタスループ構成のデータ復調部16に与えら
れる。データ復調部16は、タイミング制御回路（図示せ
ず）が相関出力信号Ｉ、Ｑに基づき形成したピークタイ
ミング制御信号TIMを受けて遅延後の相関出力信号PI及
びPQの上側又は下側のピーク点で信号を取り込んでデー
タを復調するようになされている。
これら遅延後の各相関出力信号PI、PQはそれぞれ、遅延
回路17、18を介して時間TCH/2だけ遅延されて演算回路1
9に与えられる。演算回路19は、これらの入力信号LI、L
Qを２乗加算して低周波ビート成分を除去した後平方根
演算し、ピークタイミング制御信号TIMに基づき、過去
の受信信号より判断して得られたデータ復調部16に与え
られる相関出力信号PI、PQのピーク点のタイミングにお
ける演算値信号Ｌ（第３図（Ａ））を加算器20及び減算
器21に与える。
回路17、18を介して時間TCH/2だけ遅延されて演算回路1
9に与えられる。演算回路19は、これらの入力信号LI、L
Qを２乗加算して低周波ビート成分を除去した後平方根
演算し、ピークタイミング制御信号TIMに基づき、過去
の受信信号より判断して得られたデータ復調部16に与え
られる相関出力信号PI、PQのピーク点のタイミングにお
ける演算値信号Ｌ（第３図（Ａ））を加算器20及び減算
器21に与える。
また、相関出力信号Ｉ及びＱは第２の演算回路22に与え
られる。第２の演算回路22は、第１の演算回路19と同様
にして、まず２乗加算し、その後、平方根演算してピー
クタイミング制御信号TIMに基づいたタイミングで演算
値信号Ｅ（第３図（Ｂ））を加算器20及び減算器21に与
える。
られる。第２の演算回路22は、第１の演算回路19と同様
にして、まず２乗加算し、その後、平方根演算してピー
クタイミング制御信号TIMに基づいたタイミングで演算
値信号Ｅ（第３図（Ｂ））を加算器20及び減算器21に与
える。
加算器20はこれら演算値信号Ｅ及びＬを加算してその加
算出力信号ADDを割算器23に与え、減算器21は演算値信
号Ｌから演算値信号Ｅを減算してその減算出力信号SUB
を割算器23に与える。割算器23は減算出力信号SUBを加
算出力信号ADDで割算して位相調整信号CONを形成し、ル
ープフイルタ24を介してノイズ成分を除去する。VCO及
び分周回路でなるスイツチング制御回路32はこのように
ループフイルタ24から出力された位相調整信号CONを入
力し、スイツチ回路30、31をオンオフ制御するオンオフ
制御信号SWを形成する。このオンオフ制御信号SWによつ
てスイツチング制御回路32は相関出力信号Ｉ及びＱの遅
延回路14及び15への取り込みタイミングを制御する。こ
の結果、三角波のピーク点で相関出力信号PI又はPQがデ
ータ復調回路16に取り込まれる。
算出力信号ADDを割算器23に与え、減算器21は演算値信
号Ｌから演算値信号Ｅを減算してその減算出力信号SUB
を割算器23に与える。割算器23は減算出力信号SUBを加
算出力信号ADDで割算して位相調整信号CONを形成し、ル
ープフイルタ24を介してノイズ成分を除去する。VCO及
び分周回路でなるスイツチング制御回路32はこのように
ループフイルタ24から出力された位相調整信号CONを入
力し、スイツチ回路30、31をオンオフ制御するオンオフ
制御信号SWを形成する。このオンオフ制御信号SWによつ
てスイツチング制御回路32は相関出力信号Ｉ及びＱの遅
延回路14及び15への取り込みタイミングを制御する。こ
の結果、三角波のピーク点で相関出力信号PI又はPQがデ
ータ復調回路16に取り込まれる。
以上の構成において、データ復調部16に与えられる相関
出力信号PI、PQのピーク点のタイミングが、過去の情報
より判断したピーク点のタイミングt1と同一である（す
なわち、受信PN信号の周期が一定である）とする。この
場合、第３図（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、演算値信
号Ｌ（t1）とＥ（t1）とは等しくなり、減算器21による
減算出力信号SUBは０となり、この減算出力信号SUBを割
算器23において加算器20による加算出力信号ADDで割算
して得られた位相調整信号CONも０になる。その結果、
スイツチング制御回路32はオンオフ制御信号SWの周期を
変化させず、継続してピーク点のタイミングで相関出力
信号PI、PQをデータ復調部16に取り込ませる。
出力信号PI、PQのピーク点のタイミングが、過去の情報
より判断したピーク点のタイミングt1と同一である（す
なわち、受信PN信号の周期が一定である）とする。この
場合、第３図（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、演算値信
号Ｌ（t1）とＥ（t1）とは等しくなり、減算器21による
減算出力信号SUBは０となり、この減算出力信号SUBを割
算器23において加算器20による加算出力信号ADDで割算
して得られた位相調整信号CONも０になる。その結果、
スイツチング制御回路32はオンオフ制御信号SWの周期を
変化させず、継続してピーク点のタイミングで相関出力
信号PI、PQをデータ復調部16に取り込ませる。
これに対して、受信PN信号の周期が変化し、過去の情報
より判断したピーク点のタイミングt1と、得られた相関
出力信号PI、PQのピーク点のタイミングt2とが、第４図
（Ａ）、（Ｂ）に示すように、Δｔ（以下、Δｔに対応
する位相ずれをΔφとする）だけずれたとする。この場
合、演算値信号Ｅ、Ｌの三角波形状は対称であるので、
得られた相関出力信号PI、PQのピーク点のタイミングt2
における演算値信号Ｅ（t2）、Ｌ（t2）は次式、 で表すことができる。ここで、Ａは演算値信号Ｅ、Ｌの
ピーク値とする。
より判断したピーク点のタイミングt1と、得られた相関
出力信号PI、PQのピーク点のタイミングt2とが、第４図
（Ａ）、（Ｂ）に示すように、Δｔ（以下、Δｔに対応
する位相ずれをΔφとする）だけずれたとする。この場
合、演算値信号Ｅ、Ｌの三角波形状は対称であるので、
得られた相関出力信号PI、PQのピーク点のタイミングt2
における演算値信号Ｅ（t2）、Ｌ（t2）は次式、 で表すことができる。ここで、Ａは演算値信号Ｅ、Ｌの
ピーク値とする。
従つて、割算器23からの位相調整信号CON（t2）は次式 に示すようになり、タイミングのずれ（位相ずれ）に応
じたものとなる。
じたものとなる。
その結果、この位相ずれΔφを補償するようにオンオフ
制御信号SWの周期が変化され、継続してピーク点でデー
タ復調部16に信号が取り込まれるように制御される。か
くして、同期過程処理が実行される。
制御信号SWの周期が変化され、継続してピーク点でデー
タ復調部16に信号が取り込まれるように制御される。か
くして、同期過程処理が実行される。
なお、初期接続処理はマツチドフイルタ10又は11の相関
出力信号Ｉ、Ｑのレベルを所定のスレシホールドレベル
と比較することにより、容易に行うことができ、その具
体的構成は図面上省略する。
出力信号Ｉ、Ｑのレベルを所定のスレシホールドレベル
と比較することにより、容易に行うことができ、その具
体的構成は図面上省略する。
上述の実施例によれば、初期接続処理に用いるマツチド
フイルタ10、11を用いて同期過程処理をも実行し得、全
体構成を一段と簡易、小型にすることができる。
フイルタ10、11を用いて同期過程処理をも実行し得、全
体構成を一段と簡易、小型にすることができる。
また上述の実施例によれば、初期接続処理及び同期過程
処理のいずれの場合にも固定位相の基準PN信号PNGENと
受信信号SSとの相関を求め、位相が合つたときに出力さ
れる三角波のピーク点に相当するタイミングで相関出力
信号Ｉ及びＱをデータ復調回路16に取り込ませるように
したことにより、マルチパスなどによる干渉波や雑音が
受信信号SSに多く含まれる場合にも希望波を適切に抜き
出すことができる。
処理のいずれの場合にも固定位相の基準PN信号PNGENと
受信信号SSとの相関を求め、位相が合つたときに出力さ
れる三角波のピーク点に相当するタイミングで相関出力
信号Ｉ及びＱをデータ復調回路16に取り込ませるように
したことにより、マルチパスなどによる干渉波や雑音が
受信信号SSに多く含まれる場合にも希望波を適切に抜き
出すことができる。
（G2）第２実施例 第５図に本発明の第２実施例を示す。この実施例の場
合、基準PN信号PNGENを位相調整信号CONに応じて移相し
てPN信号の１周期ごとに、マツチドフイルタ10、11にセ
ツトすることによりPN周期を継続して得られるようにし
たものである。すなわち、PN発生回路12による基準PN信
号PNGENを一旦可逆シフトレジスタ35にセツトし、位相
調整信号CONの符号を符号判別回路36において判別して
シフトレジスタ35のシフト方向を決める。また、絶対値
回路37において位相調整信号CONの絶対値をとり出し、
その絶対値信号ABSに応じたパルス数のシフトクロツク
信号SHPNをシフトクロツク発生回路38が形成してシフト
レジスタ35の基準PN信号PNGENをシフトし、相関出力信
号PI、PQがノイズレベルにあるとき、マツチドフイルタ
10、11の比較基準信号としてセツトする。
合、基準PN信号PNGENを位相調整信号CONに応じて移相し
てPN信号の１周期ごとに、マツチドフイルタ10、11にセ
ツトすることによりPN周期を継続して得られるようにし
たものである。すなわち、PN発生回路12による基準PN信
号PNGENを一旦可逆シフトレジスタ35にセツトし、位相
調整信号CONの符号を符号判別回路36において判別して
シフトレジスタ35のシフト方向を決める。また、絶対値
回路37において位相調整信号CONの絶対値をとり出し、
その絶対値信号ABSに応じたパルス数のシフトクロツク
信号SHPNをシフトクロツク発生回路38が形成してシフト
レジスタ35の基準PN信号PNGENをシフトし、相関出力信
号PI、PQがノイズレベルにあるとき、マツチドフイルタ
10、11の比較基準信号としてセツトする。
なお、この実施例において、マツチドフイルタ10、11に
対するシフトクロツク信号SHI、SHQの周期は固定する。
対するシフトクロツク信号SHI、SHQの周期は固定する。
この実施例によれば、受信信号SS、従つて受信PN信号の
周期が変化すると、それに合わせて基準PN信号PNGENを
ずらせてマツチドフイルタ10、11にセツトし直すように
したので、データ復調部16は相関出力信号PI、PQのピー
ク点を常時取り込むことができる。
周期が変化すると、それに合わせて基準PN信号PNGENを
ずらせてマツチドフイルタ10、11にセツトし直すように
したので、データ復調部16は相関出力信号PI、PQのピー
ク点を常時取り込むことができる。
すなわち、この実施例によつても、マツチドフイルタ1
0、11を初期接続処理のみならず、同期過程処理にも用
い得ることにより装置を小型、簡易化し得る。
0、11を初期接続処理のみならず、同期過程処理にも用
い得ることにより装置を小型、簡易化し得る。
（G4）他の実施例 なお、上述の実施例においては、シフトクロツク発生回
路13をVCO構成としたが、デイジタル処理回路を多用し
ている装置においては当該発生回路13をNCO（数値制御
型発振器）で構成しても良い。
路13をVCO構成としたが、デイジタル処理回路を多用し
ている装置においては当該発生回路13をNCO（数値制御
型発振器）で構成しても良い。
また、本発明による復調装置は、人工衛星を用いた測距
システムのみならず、スペクトラム拡散信号を用いた通
信システムに必要に応じて広く適用することができる。
システムのみならず、スペクトラム拡散信号を用いた通
信システムに必要に応じて広く適用することができる。
Ｈ発明の効果 以上のように、本発明によれば、マツチドフイルタを初
期接続処理及び同期過程処理に併用し得るようにしたこ
とにより、構成を一段と小型、簡易化し得るスペクトラ
ム拡散通信復調装置を容易に得ることができる。またこ
れによりマルチパスにも強いスペクトラム拡散通信復調
装置を得ることができる。
期接続処理及び同期過程処理に併用し得るようにしたこ
とにより、構成を一段と小型、簡易化し得るスペクトラ
ム拡散通信復調装置を容易に得ることができる。またこ
れによりマルチパスにも強いスペクトラム拡散通信復調
装置を得ることができる。
第１図は本発明によるスペクトラム拡散通信復調装置の
第１実施例を示すブロツク図、第２図〜第４図はその動
作の説明に供する信号波形図、第５図は本発明の第２実
施例を示すブロツク図、第６図は従来装置による初期接
続方法を示すブロツク図、第７図はPN符号の自己相関関
数を示す略線図、第８図はマツチドフイルタの構成を示
す略線図である。 10、11……マツチドフイルタ、12……PN発生回路、13…
…シフトクロツク発生回路、16……データ復調部、CON
……位相調整信号。
第１実施例を示すブロツク図、第２図〜第４図はその動
作の説明に供する信号波形図、第５図は本発明の第２実
施例を示すブロツク図、第６図は従来装置による初期接
続方法を示すブロツク図、第７図はPN符号の自己相関関
数を示す略線図、第８図はマツチドフイルタの構成を示
す略線図である。 10、11……マツチドフイルタ、12……PN発生回路、13…
…シフトクロツク発生回路、16……データ復調部、CON
……位相調整信号。
Claims (1)
- 【請求項１】スペクトラム拡散信号でなり順次シフトさ
れるように入力される受信信号と、内部で発生された固
定位相の基準PN信号との相関をマツチドフイルタによつ
て求め、上記マツチドフイルタから得られた上記受信信
号と上記基準PN信号との相関出力信号に基づき、同期状
態に引き込むようにしたスペクトラム拡散通信復調装置
において、 上記相関出力信号が三角波状に変化する高い相関レベル
を示す期間内の所定のタイミングでサンプリングされた
相関レベルの検出出力に基づいて上記サンプリングのタ
イミングを制御し、位相があつたときの相関レベルのみ
をデータ復調に用いるようにした ことを特徴とするスペクトラム拡散通信復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61217806A JPH0771020B2 (ja) | 1986-09-16 | 1986-09-16 | スペクトラム拡散通信復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61217806A JPH0771020B2 (ja) | 1986-09-16 | 1986-09-16 | スペクトラム拡散通信復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6373731A JPS6373731A (ja) | 1988-04-04 |
| JPH0771020B2 true JPH0771020B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=16710028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61217806A Expired - Fee Related JPH0771020B2 (ja) | 1986-09-16 | 1986-09-16 | スペクトラム拡散通信復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0771020B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2767274B2 (ja) * | 1989-03-14 | 1998-06-18 | アンリツ株式会社 | スペクトラム拡散波を用いた伝搬経路測定装置 |
| WO1998007246A1 (fr) * | 1996-08-09 | 1998-02-19 | Hitachi, Ltd. | Appareil et systeme de communication |
| JP3883713B2 (ja) | 1998-10-05 | 2007-02-21 | 富士通株式会社 | 拡散符号及びタイミング検出装置及びその方法 |
| JP3991081B2 (ja) * | 2003-07-28 | 2007-10-17 | 有限会社アール・シー・エス | アクテイブタグ装置 |
| JP5118088B2 (ja) * | 2009-03-09 | 2013-01-16 | スナップトラック・インコーポレーテッド | グローバルポジショニングシステム信号を獲得及び追跡する方法及び装置 |
| JP4787349B2 (ja) * | 2009-08-28 | 2011-10-05 | スナップトラック・インコーポレーテッド | 整合フィルタ回路及びグローバルポジショニングシステム信号の獲得及び追跡方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0640638B2 (ja) * | 1984-08-29 | 1994-05-25 | 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 | スペクトラム拡散通信における同期方法及び装置 |
-
1986
- 1986-09-16 JP JP61217806A patent/JPH0771020B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6373731A (ja) | 1988-04-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |