JPH0810841B2 - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信装置Info
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- JPH0810841B2 JPH0810841B2 JP2032782A JP3278290A JPH0810841B2 JP H0810841 B2 JPH0810841 B2 JP H0810841B2 JP 2032782 A JP2032782 A JP 2032782A JP 3278290 A JP3278290 A JP 3278290A JP H0810841 B2 JPH0810841 B2 JP H0810841B2
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- spectrum communication
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/70712—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation with demodulation by means of convolvers, e.g. of the SAW type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スペクトラム拡散によって、種々の情報を
送受信するスペクトラム拡散通信装置の妨害波除去のた
めの改善に関するものである。
送受信するスペクトラム拡散通信装置の妨害波除去のた
めの改善に関するものである。
［発明の概要］ 受信器のIF段に相関器を用いたスペクトラム拡散通信
装置において、干渉波あるいは妨害波と希望するスペク
トラム拡散信号とを、相関器の前段又は後段において信
号処理することにより、干渉波又は妨害波を除去し、希
望するスペクトラム拡散信号を取り出すように構成され
ているものである。
装置において、干渉波あるいは妨害波と希望するスペク
トラム拡散信号とを、相関器の前段又は後段において信
号処理することにより、干渉波又は妨害波を除去し、希
望するスペクトラム拡散信号を取り出すように構成され
ているものである。
［従来の技術］ 通信の方式として現在までに種々の方式が研究・開発
されているが、信頼性の高い１つの方式として、スペク
トラム拡散通信方式が知られている。
されているが、信頼性の高い１つの方式として、スペク
トラム拡散通信方式が知られている。
このスペクトラム拡散通信方式は、送信側でベースバ
ンド情報の狭帯域のデータや音声等の１次変調信号を、
広帯域の複数の周波数へ高速にホップさせたり（FH方
式、Frequency Hopping）、あるいは高速の疑似雑音符
号（PNコード）により広帯域にスペクトラム拡散したり
（DS方式、Direct Sequence）、あるいはこれらの組み
合わせ（FH/DS方式）によってスペクトラム拡散して送
信し、受信側でその広帯域信号を相関器によってもとの
狭帯域１次変調信号に逆拡散させて情報信号を再生する
ものである。このスペクトラム拡散通信方式は、外部干
渉や雑音に強く、更に秘匿性が高い等の見地から、近年
非常に高信頼性の通信方式として注目されている。
ンド情報の狭帯域のデータや音声等の１次変調信号を、
広帯域の複数の周波数へ高速にホップさせたり（FH方
式、Frequency Hopping）、あるいは高速の疑似雑音符
号（PNコード）により広帯域にスペクトラム拡散したり
（DS方式、Direct Sequence）、あるいはこれらの組み
合わせ（FH/DS方式）によってスペクトラム拡散して送
信し、受信側でその広帯域信号を相関器によってもとの
狭帯域１次変調信号に逆拡散させて情報信号を再生する
ものである。このスペクトラム拡散通信方式は、外部干
渉や雑音に強く、更に秘匿性が高い等の見地から、近年
非常に高信頼性の通信方式として注目されている。
さて、このスペクトラム拡散通信方式の最大のポイン
トは、受信側の相関器の構成である。現在、無線のスペ
クトラム拡散通信においては、最も簡便で信頼性の高い
と考えられている相関器は弾性表面波（SAW、Surface A
coustic Wave）を利用した装置である。
トは、受信側の相関器の構成である。現在、無線のスペ
クトラム拡散通信においては、最も簡便で信頼性の高い
と考えられている相関器は弾性表面波（SAW、Surface A
coustic Wave）を利用した装置である。
SAW相関器として、一般にコリレータ型（タッフ・ド
・ディレイライン型）とコンボルバ型がある。ここで、
コリレータ型は構造が単純で一般に効率もよいが、基板
の温度係数の影響も大きく受ける。また、コンボルバ型
は、温度変化の影響は受けにくいが、一般に低効率であ
る。ただし、上述のPNコードの可変に対して、コリレー
タ型は固定で対応でないが、コンボルバ型は自由にPNコ
ードの種類を変えられる。従って、効率が実用レベルに
あれば、コンボルバ型の相関器の方が非常に使いやす
い。
・ディレイライン型）とコンボルバ型がある。ここで、
コリレータ型は構造が単純で一般に効率もよいが、基板
の温度係数の影響も大きく受ける。また、コンボルバ型
は、温度変化の影響は受けにくいが、一般に低効率であ
る。ただし、上述のPNコードの可変に対して、コリレー
タ型は固定で対応でないが、コンボルバ型は自由にPNコ
ードの種類を変えられる。従って、効率が実用レベルに
あれば、コンボルバ型の相関器の方が非常に使いやす
い。
また、スペクトラム拡散方式において、DS方式は高速
のPNコードをミクサ１つで、ベースバンド情報と混合し
て広帯域化するので非常に簡便に実現できるが妨害や他
のチャンネルとのセパレーションあるいは遠近問題に
は、弱点がある。
のPNコードをミクサ１つで、ベースバンド情報と混合し
て広帯域化するので非常に簡便に実現できるが妨害や他
のチャンネルとのセパレーションあるいは遠近問題に
は、弱点がある。
PNコードにより直接拡散された信号は、受信側IF段で
相関器により参照信号と相関処理がされ、送受信間でPN
コードが一致したときに、相関器から相関ピークが出力
される。しかし、妨害等のスペクトラムの総パワーとス
ペクトラム拡散信号の総パワーの比が相関器のプロセス
ゲイン（処理利得）に近付くか又はより大きくなるとス
ペクトラム拡散通信とはいえ、DS方式のみでは、通信エ
ラーが発生する。
相関器により参照信号と相関処理がされ、送受信間でPN
コードが一致したときに、相関器から相関ピークが出力
される。しかし、妨害等のスペクトラムの総パワーとス
ペクトラム拡散信号の総パワーの比が相関器のプロセス
ゲイン（処理利得）に近付くか又はより大きくなるとス
ペクトラム拡散通信とはいえ、DS方式のみでは、通信エ
ラーが発生する。
第７図及び第８図に従来の方式の問題点を図示する。
これらの図はDS方式で相関器としてSAWコンボルバを用
いて、ベースバンド情報“1"のときコンボリューション
ピークが出力され、情報“0"のときコンボリューション
ピークが出力されないようにシステムの変調方式が決め
てある例を示す。
これらの図はDS方式で相関器としてSAWコンボルバを用
いて、ベースバンド情報“1"のときコンボリューション
ピークが出力され、情報“0"のときコンボリューション
ピークが出力されないようにシステムの変調方式が決め
てある例を示す。
第７図に示したように、妨害等がないときは、情報
“1"、情報“0"に従って、コンボリューションポークが
正しく復調される。ところが、第８図に示すように、妨
害等のスペクトラムの総パワーとスペクトラム拡散信号
の総パワーの比か、コンボルバのプロセスゲインに近付
くか又はより大きくなると情報“1"、“0"の判別ができ
なくなり、エラーを発生する。
“1"、情報“0"に従って、コンボリューションポークが
正しく復調される。ところが、第８図に示すように、妨
害等のスペクトラムの総パワーとスペクトラム拡散信号
の総パワーの比か、コンボルバのプロセスゲインに近付
くか又はより大きくなると情報“1"、“0"の判別ができ
なくなり、エラーを発生する。
従って、何らかの別の信号処理によって、この妨害波
等を除去して、耐妨害性を改善することが必要である。
等を除去して、耐妨害性を改善することが必要である。
１つの改善方法は、第８図（ａ）の妨害スペクトラム
をフィルターで取り除くことが有効であるが、妨害によ
るスペクトラムの位置は、どこへ発生するかあらかじめ
わからないので、リアルタイムのプログラマブルフィル
ターを必要とする。しかしこのフィルターとして、現在
の技術レベルでは、まだ充分なものは開発されていな
い。
をフィルターで取り除くことが有効であるが、妨害によ
るスペクトラムの位置は、どこへ発生するかあらかじめ
わからないので、リアルタイムのプログラマブルフィル
ターを必要とする。しかしこのフィルターとして、現在
の技術レベルでは、まだ充分なものは開発されていな
い。
［発明が解決しようとする課題］ 上述したように、妨害等は、希望するスペクトラム拡
散通信のスペクトラムのどの周波数の位置に出現するか
あらかじめ判断できないので、いかなる周波数の位置に
妨害波がきても、妨害によるS/N劣化を改善することが
望まれる。
散通信のスペクトラムのどの周波数の位置に出現するか
あらかじめ判断できないので、いかなる周波数の位置に
妨害波がきても、妨害によるS/N劣化を改善することが
望まれる。
［発明の目的］ 従って本発明は、かかる点を考慮してなされたもの
で、複雑なプログラマブルフィルターを必要とせずに、
簡便な手法で妨害波等を除去し、高信頼性の通信を確保
することを目的とする。
で、複雑なプログラマブルフィルターを必要とせずに、
簡便な手法で妨害波等を除去し、高信頼性の通信を確保
することを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 本発明は上記目的を達成するため、スペクトラム拡散
通信装置において、受信側でスペクトラム拡散信号を逆
拡散後、希望する相関ピーク以外に妨害等から発生する
余分な成分を、効率よくかつ簡便に除去する手段が設け
られている。
通信装置において、受信側でスペクトラム拡散信号を逆
拡散後、希望する相関ピーク以外に妨害等から発生する
余分な成分を、効率よくかつ簡便に除去する手段が設け
られている。
この手段として第１の発明は２乗特性を有するミクサ
を用いる構成であり、第２の発明は相関器の参照信号を
FM変調する構成をとり、第３の発明は妨害に弱いスペク
トラム拡散信号のスペクトラムの中心をフィルターで除
去しておく構成をとる。これらの第１から第３の発明の
構成は、各々１つのみでも効果があるが、各々を組み合
わせると更に効果的である。
を用いる構成であり、第２の発明は相関器の参照信号を
FM変調する構成をとり、第３の発明は妨害に弱いスペク
トラム拡散信号のスペクトラムの中心をフィルターで除
去しておく構成をとる。これらの第１から第３の発明の
構成は、各々１つのみでも効果があるが、各々を組み合
わせると更に効果的である。
［作用］ 上述した第１の発明の構成によれば、妨害波の重畳し
た相関出力を２乗し、バンドパスフィルタ（B.P.F.）を
分けることによって、妨害波成分が除去される。これ
は、妨害波成分が、２乗されることによって周波数的に
は直流付近のものと、もとの妨害波成分周波数の２倍の
周波数付近に集中するので、これらの直流付近と２倍周
波数成分をバンドパスフィルタ（B.P.F.）によって除去
すれば、妨害波成分を除去し、希望のスペクトラム拡散
信号成分が良好なS/N比を以って検出できるからであ
る。
た相関出力を２乗し、バンドパスフィルタ（B.P.F.）を
分けることによって、妨害波成分が除去される。これ
は、妨害波成分が、２乗されることによって周波数的に
は直流付近のものと、もとの妨害波成分周波数の２倍の
周波数付近に集中するので、これらの直流付近と２倍周
波数成分をバンドパスフィルタ（B.P.F.）によって除去
すれば、妨害波成分を除去し、希望のスペクトラム拡散
信号成分が良好なS/N比を以って検出できるからであ
る。
次に第２の発明の構成である参照信号のFM変調方式に
よれば、相関器に入力する参照信号の中心周波数をFM変
調する手段を設けることによって妨害波の周波数成分と
常に時間的にずれが生じるようになり、相関処理時に、
相関器の出力に妨害波成分が出力されるのを防ぐことが
できる。
よれば、相関器に入力する参照信号の中心周波数をFM変
調する手段を設けることによって妨害波の周波数成分と
常に時間的にずれが生じるようになり、相関処理時に、
相関器の出力に妨害波成分が出力されるのを防ぐことが
できる。
更に第３の発明の構成であるフィルター方式によれ
ば、スペクトラム拡散信号のスペクトラムにおいて、中
心付近に電力が集中しているので、特に中心付近が妨害
波に弱くなるが、これを防ぐため、あらかじめフィルタ
ーを用いて相関器に入力されるまえに、中心付近に入っ
てくる妨害波成分を除去することによって、S/N比の良
い相関出力を得ることができる。
ば、スペクトラム拡散信号のスペクトラムにおいて、中
心付近に電力が集中しているので、特に中心付近が妨害
波に弱くなるが、これを防ぐため、あらかじめフィルタ
ーを用いて相関器に入力されるまえに、中心付近に入っ
てくる妨害波成分を除去することによって、S/N比の良
い相関出力を得ることができる。
［実施例］ 以下、図面を参照しながら、本発明の各実施例につい
て説明する。
て説明する。
第１図は本発明による２乗特性を有するミクサとして
ダブル・バランス・ミクサ（D.B.M.）を用いた構成によ
るスペクトラム拡散通信装置の主要部（D.B.M.信号処理
部）の実施例である。第１図において、１は増幅器、２
はダブル・バランス・ミクサ（D.B.M.）、３は減衰器で
ある。妨害波を伴ったスペクトラム拡散信号の相関器出
力が受信器のIF段において、増幅器１で増幅されたあ
と、２つに分割され、一方は直接D.B.M.2へ、他方は信
号レベル調整のために減衰器３を通したあと、D.B.M.2
の別の入力へ導かれる。このあとバンドパスフィルタ
（B.P.F.）４を通すと妨害波が除去され、希望する相関
出力が良好なS/N比を以って取り出される。
ダブル・バランス・ミクサ（D.B.M.）を用いた構成によ
るスペクトラム拡散通信装置の主要部（D.B.M.信号処理
部）の実施例である。第１図において、１は増幅器、２
はダブル・バランス・ミクサ（D.B.M.）、３は減衰器で
ある。妨害波を伴ったスペクトラム拡散信号の相関器出
力が受信器のIF段において、増幅器１で増幅されたあ
と、２つに分割され、一方は直接D.B.M.2へ、他方は信
号レベル調整のために減衰器３を通したあと、D.B.M.2
の別の入力へ導かれる。このあとバンドパスフィルタ
（B.P.F.）４を通すと妨害波が除去され、希望する相関
出力が良好なS/N比を以って取り出される。
このD.B.M.信号処理の様子の１例を第２図と第３図に
示す。
示す。
第２図（ａ）は受信器の相関器の出力の周波数スペク
トラムであるが、希望するスペクトラム拡散信号の相関
出力であるブロードなスペクトラム以外に、妨害波によ
る鋭いピークが（イ）の部分に現われている。
トラムであるが、希望するスペクトラム拡散信号の相関
出力であるブロードなスペクトラム以外に、妨害波によ
る鋭いピークが（イ）の部分に現われている。
また、このときの時間軸に対する波形が、第２図
（ｂ）に示されているが、この波形では（ロ）が希望す
る相関ピークであり、妨害波はベースラインに大きくう
ねり波（ハ）となって観測される。このように、相関ピ
ークは、妨害波に重なっているため、S/Nが悪く、相関
ポーク検出によるベースバンド情報復調時にエラーが発
生する。
（ｂ）に示されているが、この波形では（ロ）が希望す
る相関ピークであり、妨害波はベースラインに大きくう
ねり波（ハ）となって観測される。このように、相関ピ
ークは、妨害波に重なっているため、S/Nが悪く、相関
ポーク検出によるベースバンド情報復調時にエラーが発
生する。
しかし、第１図に示したD.B.M.構成の信号処理回路を
用い、かつ第３図（ａ）のような特性をもつバンドパス
フィルタを用いれば、第３図（ｂ）に示したような妨害
波が抑制されたS/N比の良い相関ピーク（ニ）の時間軸
波形が得られる。S/N比が改善されたのは、D.B.M.2によ
って、妨害波の重畳した相関出力を２乗し、妨害波の周
波数成分を直流付近のものと、もとの妨害波成分の２倍
の周波数付近に移動させ、B.P.F.4によって相関ピーク
の周波数成分のみを選択できたことによっている。
用い、かつ第３図（ａ）のような特性をもつバンドパス
フィルタを用いれば、第３図（ｂ）に示したような妨害
波が抑制されたS/N比の良い相関ピーク（ニ）の時間軸
波形が得られる。S/N比が改善されたのは、D.B.M.2によ
って、妨害波の重畳した相関出力を２乗し、妨害波の周
波数成分を直流付近のものと、もとの妨害波成分の２倍
の周波数付近に移動させ、B.P.F.4によって相関ピーク
の周波数成分のみを選択できたことによっている。
上述した実施例は、妨害波が１波の場合に有効な方法
であった。第４図に示した実施例は、妨害波が２波以上
ある場合、D.B.M.とB.P.F.を多段に構成することによっ
て、２波以上の妨害波を除去できるようにしたものであ
る。同図において、5,9,13は増幅器、6,10,14はダブル
バランスミクサ、7,11,15は減衰器、8,12,16はB.P.F.で
ある。妨害波が２波以上ある場合、第１段目のD.B.M.6
で、妨害波を２波以上含む相関器出力を２乗すると、お
互いの妨害波同士の周波数の差の周波数成分（これを代
表としてΔｆと呼ぶ）が、相関ピークの周波数帯域（こ
れを相関ピーク情報帯域と呼ぶ）に出てしまう。本実施
例は、妨害波同士の周波数の差の周波数成分Δｆの値が
いかなる場合にも、妨害波の除去を可能とするものであ
る。
であった。第４図に示した実施例は、妨害波が２波以上
ある場合、D.B.M.とB.P.F.を多段に構成することによっ
て、２波以上の妨害波を除去できるようにしたものであ
る。同図において、5,9,13は増幅器、6,10,14はダブル
バランスミクサ、7,11,15は減衰器、8,12,16はB.P.F.で
ある。妨害波が２波以上ある場合、第１段目のD.B.M.6
で、妨害波を２波以上含む相関器出力を２乗すると、お
互いの妨害波同士の周波数の差の周波数成分（これを代
表としてΔｆと呼ぶ）が、相関ピークの周波数帯域（こ
れを相関ピーク情報帯域と呼ぶ）に出てしまう。本実施
例は、妨害波同士の周波数の差の周波数成分Δｆの値が
いかなる場合にも、妨害波の除去を可能とするものであ
る。
このために第４図に示したように、D.B.M.とB.P.F.の
多段構成に際して、各段のB.P.F.の通過域（fLはB.P.F.
の低域側カットオフ周波数、fHはB.P.F.の高域側カット
オフ周波数で、ｆＬ又はｆＨのｎ値は最終段を、ｆ
Ｌのｉは各段数をあらわす）が次の関係式をみたすよ
うに選定する。
多段構成に際して、各段のB.P.F.の通過域（fLはB.P.F.
の低域側カットオフ周波数、fHはB.P.F.の高域側カット
オフ周波数で、ｆＬ又はｆＨのｎ値は最終段を、ｆ
Ｌのｉは各段数をあらわす）が次の関係式をみたすよ
うに選定する。
ｎ≧２ …（２） ｆＬ＞０ …（３） ｉ＝1,2,…ｎ …（４） 各段のB.P.F.を（１）〜（４）式をみたすように各通過
域を設定する。なお、減衰器7,11,15は各段のD.B.Mへの
入力信号のレベルを調整し、D.B.M.が入力に対して２乗
特性を示すようにする。
域を設定する。なお、減衰器7,11,15は各段のD.B.Mへの
入力信号のレベルを調整し、D.B.M.が入力に対して２乗
特性を示すようにする。
まず、初段のB.P.F.8では、低域側で Δｆ≦fL …（５） をみたす妨害波同士の周波数の差のものが、取り除かれ
る。
る。
Δｆ≧fL …（６） をみたす妨害波同士の周波数の差のものは、２段目以
降のD.B.M.10,14とB.P.F.12,16の組み合わせによって取
り除かれる。これは（１）式のように設定されている
と、２段目以降のD.B.M.によって、妨害波同士の周波数
の差の成分が 2n-1×Δｆ＞ｆＨ …（７） をみたすようになり、最終段B.P.F.16による高域側成分
のカットによって取り除かれるからである。式（３）の
条件は、各段において、D.B.M.通過後のDC成分の雑音カ
ットのため必要である。
降のD.B.M.10,14とB.P.F.12,16の組み合わせによって取
り除かれる。これは（１）式のように設定されている
と、２段目以降のD.B.M.によって、妨害波同士の周波数
の差の成分が 2n-1×Δｆ＞ｆＨ …（７） をみたすようになり、最終段B.P.F.16による高域側成分
のカットによって取り除かれるからである。式（３）の
条件は、各段において、D.B.M.通過後のDC成分の雑音カ
ットのため必要である。
各段のB.P.F.のfHについては、相関ピーク情報帯域を
通過させる値ならば何でも良いが、最終段のB.P.F.のｆ
Ｈよりやや大きい方が良い。本実施例において、各B.
P.F.の通過域の値の１例を次に示す。受信器の相関器と
してSAWコンボルバ（入力中心周波数:215MHz、バンド
幅:23MHz）を用いると、相関出力として受信器のIF段
で、中心周波数430MHz、バンド幅46MHzの相関器出力が
出る。この相関器出力の後段に、ｎ＝３段からなるD.B.
M.とB.P.F.のfH＝30MHz、fL＝8MHzとなるような多
段構成信号処理回路を製作した。
通過させる値ならば何でも良いが、最終段のB.P.F.のｆ
Ｈよりやや大きい方が良い。本実施例において、各B.
P.F.の通過域の値の１例を次に示す。受信器の相関器と
してSAWコンボルバ（入力中心周波数:215MHz、バンド
幅:23MHz）を用いると、相関出力として受信器のIF段
で、中心周波数430MHz、バンド幅46MHzの相関器出力が
出る。この相関器出力の後段に、ｎ＝３段からなるD.B.
M.とB.P.F.のfH＝30MHz、fL＝8MHzとなるような多
段構成信号処理回路を製作した。
このように構成することによって、妨害波同士の周波
数の差の周波数成分Δｆがいかなる値の場合にも妨害波
の除去が可能であった。また、このとき、相関器のみを
用いたときと相関器の後段に本実施例の信号処理回路を
負荷したときの違いは、スペクトラム拡散通信バンドに
入ってくる妨害等の総パワー（Ｕ）と希望スペクトラム
拡散信号の総パワーとの比:D/Uで表現すると、同じエラ
ーレートを得るのに耐妨害特性が、本実施回路により相
対的にD/U比で約15dB以上改善された。
数の差の周波数成分Δｆがいかなる値の場合にも妨害波
の除去が可能であった。また、このとき、相関器のみを
用いたときと相関器の後段に本実施例の信号処理回路を
負荷したときの違いは、スペクトラム拡散通信バンドに
入ってくる妨害等の総パワー（Ｕ）と希望スペクトラム
拡散信号の総パワーとの比:D/Uで表現すると、同じエラ
ーレートを得るのに耐妨害特性が、本実施回路により相
対的にD/U比で約15dB以上改善された。
上述した数値は、ほんの一例であり、要するに任意の
段数で式（１）〜（４）をみたすように、多段のD.B.M.
とB.P.F.とで信号処理回路が構成されていればよい。ま
た、D.B.M.を用いなくても、２乗特性を示すミクサであ
れば何を用いても良い。B.P.F.も上述の（１）〜（４）
の条件をみたすものであれば、いかなるフィルターでも
良い。
段数で式（１）〜（４）をみたすように、多段のD.B.M.
とB.P.F.とで信号処理回路が構成されていればよい。ま
た、D.B.M.を用いなくても、２乗特性を示すミクサであ
れば何を用いても良い。B.P.F.も上述の（１）〜（４）
の条件をみたすものであれば、いかなるフィルターでも
良い。
以上第５図に示した実施例は、相関器の参照信号をFM
変調する構成とした第２の発明に対応する例であ。同図
において、17はコンボルバ、18はミクサ、19はFM変調発
振器、20はPNコード発生器、21はクロック信号発生器で
ある。受信器のIF段において受信信号は妨害波を含んで
いるが、相関器として用いたSAWコンボルバ17に送信信
号として入力される。
変調する構成とした第２の発明に対応する例であ。同図
において、17はコンボルバ、18はミクサ、19はFM変調発
振器、20はPNコード発生器、21はクロック信号発生器で
ある。受信器のIF段において受信信号は妨害波を含んで
いるが、相関器として用いたSAWコンボルバ17に送信信
号として入力される。
一方、クロック信号発生器21からのクロック信号をPN
コード発生器20に与えて、受信信号のPNコードとは、時
間的に反転させたPNコードをPNコード発生器20より発生
させる。このとき、FM変調をかけたキャリアをFM変調発
振器19を用いて発生させ、ミクサ18で、上述のPNコード
と掛け合わせて参照信号とを出力させ、この参照信号を
コンボルバ17に入力させる。このとき、FM変調の偏移幅
はSAWコンボルバ17の場合、SAWがコンボリューション電
極を伝搬する時間：τｇの逆数まで任意に偏移させても
効果があった。
コード発生器20に与えて、受信信号のPNコードとは、時
間的に反転させたPNコードをPNコード発生器20より発生
させる。このとき、FM変調をかけたキャリアをFM変調発
振器19を用いて発生させ、ミクサ18で、上述のPNコード
と掛け合わせて参照信号とを出力させ、この参照信号を
コンボルバ17に入力させる。このとき、FM変調の偏移幅
はSAWコンボルバ17の場合、SAWがコンボリューション電
極を伝搬する時間：τｇの逆数まで任意に偏移させても
効果があった。
具体的な数値の例をあげると、コンボルバの中心周波
数215MHz、コンボリューションゲート遅延時間９μsec
の場合、参照信号の偏移幅（中心周波数から片側へ）50
kHz、偏移のスピードである被変調波:20kHzとしたと
き、参照信号をFM変調しないときに比較して、約10dB以
上耐妨害特性が改善された。
数215MHz、コンボリューションゲート遅延時間９μsec
の場合、参照信号の偏移幅（中心周波数から片側へ）50
kHz、偏移のスピードである被変調波:20kHzとしたと
き、参照信号をFM変調しないときに比較して、約10dB以
上耐妨害特性が改善された。
上述した値は、ほんの１例であり、要するに参照信号
の中心周波数をFM変調したことによって、妨害波の周波
数成分と衝突しないようにしたことが第２の発明の本質
であり、1/τｇ以内の偏移幅であれば、効果は出た。ま
た、FM変調方式は、いかなる方法でも良く、偏移幅が1/
τｇ以内に設定でき、被変調波が加えられればいかなる
方法でも効果があった。
の中心周波数をFM変調したことによって、妨害波の周波
数成分と衝突しないようにしたことが第２の発明の本質
であり、1/τｇ以内の偏移幅であれば、効果は出た。ま
た、FM変調方式は、いかなる方法でも良く、偏移幅が1/
τｇ以内に設定でき、被変調波が加えられればいかなる
方法でも効果があった。
次に、第６図に示した実施例は第３の発明に対応する
もので、特に妨害に弱いスペクトラム拡散信号のスペク
トラムの中心を固定ノッチフィルターで除去しておくも
のである。同図において、22は固定ノッチフィルター、
23はアンプ、24はSAWコンボルバである。スペクトラム
拡散方式であるDS方式は、簡便な方式であるが、スペク
トラム拡散信号のスペクトラムにおいて、中心付近に電
力が集中する欠点があり、中心に妨害波がくると、コン
ボルバの特性上耐妨害性に弱かった。
もので、特に妨害に弱いスペクトラム拡散信号のスペク
トラムの中心を固定ノッチフィルターで除去しておくも
のである。同図において、22は固定ノッチフィルター、
23はアンプ、24はSAWコンボルバである。スペクトラム
拡散方式であるDS方式は、簡便な方式であるが、スペク
トラム拡散信号のスペクトラムにおいて、中心付近に電
力が集中する欠点があり、中心に妨害波がくると、コン
ボルバの特性上耐妨害性に弱かった。
本実施例では、簡便にスペクトラム拡散されたIF段の
受信信号のスペクトラムの中心付近のみをノッチフィル
ター22であらかじめ引き抜き、アンプ23を通したあと、
コンボルバ24への受信信号入力としている。このように
すると、上述の欠点であった、スペクトラム拡散信号の
周波数スペクトラムの中心付近に入ってくる妨害波に対
して特に弱かった欠点を改善することができた。
受信信号のスペクトラムの中心付近のみをノッチフィル
ター22であらかじめ引き抜き、アンプ23を通したあと、
コンボルバ24への受信信号入力としている。このように
すると、上述の欠点であった、スペクトラム拡散信号の
周波数スペクトラムの中心付近に入ってくる妨害波に対
して特に弱かった欠点を改善することができた。
具体的な本実施例に用いた数値の例をあげると、コー
ドレート14MHz、127チップのPNコードによるDS方式の場
合で、中心周波数215MHz、コンボリューションゲート遅
延時間９μsecのコンボルバを用いた場合、ノッチフィ
ルターとして215MHz中心で、3dB帯域約1.5MHz、中心減
衰量約38dBを使用した。スペクトラム拡散信号の周波数
スペクトラムは約28MHzあり、このうちノッチフィルタ
ーで約1.5MHz分を差し引いても、相関ピークの劣化は、
わずかであり、妨害波による中心部の弱い部分を有効に
改善できた。
ドレート14MHz、127チップのPNコードによるDS方式の場
合で、中心周波数215MHz、コンボリューションゲート遅
延時間９μsecのコンボルバを用いた場合、ノッチフィ
ルターとして215MHz中心で、3dB帯域約1.5MHz、中心減
衰量約38dBを使用した。スペクトラム拡散信号の周波数
スペクトラムは約28MHzあり、このうちノッチフィルタ
ーで約1.5MHz分を差し引いても、相関ピークの劣化は、
わずかであり、妨害波による中心部の弱い部分を有効に
改善できた。
上述の数値例は、１例であり、要するに、スペクトラ
ム拡散信号の周波数スペクトラムの中心部分をノッチフ
ィルターを挿入して減衰させることが、耐妨害性を改善
することに有効な方法であり、ノッチフィルターとして
は、LCR回路、ストリップライン型、デジタルフィルタ
ー、SAWフィルターのうち何を用いても有効であった。
ム拡散信号の周波数スペクトラムの中心部分をノッチフ
ィルターを挿入して減衰させることが、耐妨害性を改善
することに有効な方法であり、ノッチフィルターとして
は、LCR回路、ストリップライン型、デジタルフィルタ
ー、SAWフィルターのうち何を用いても有効であった。
さらに、図面には示さないが、第１図もしくは第４図
の実施例で示したD.B.M.構成方式と、第５図で示した相
関器の参照信号をFM変調する方式と、第６図で示した実
施例のノッチフィルター方式とを、各々２つを組み合わ
せるか、３方式をすべて使用するかで、単独方式と比較
して耐妨害特性の能力は著しく改善された。
の実施例で示したD.B.M.構成方式と、第５図で示した相
関器の参照信号をFM変調する方式と、第６図で示した実
施例のノッチフィルター方式とを、各々２つを組み合わ
せるか、３方式をすべて使用するかで、単独方式と比較
して耐妨害特性の能力は著しく改善された。
［発明の効果］ 以上説明したように本考案によれば、スペクトラム拡
散通信装置において、その受信器に簡便な方法を適用す
ることによって妨害波を効率よく除去することができ
て、高信頼性の通信が可能となる。
散通信装置において、その受信器に簡便な方法を適用す
ることによって妨害波を効率よく除去することができ
て、高信頼性の通信が可能となる。
特に、この妨害除去効果は微弱な電波を用いて通信を
行う場合に実用上の効果は著しく多大である。
行う場合に実用上の効果は著しく多大である。
また、本発明による妨害波除去方式は、スペクトラム
拡散通信な限らず、広い帯域の情報バンドが、狭い帯域
の妨害波を受けたとき、妨害波除去方式として広く適用
できる。
拡散通信な限らず、広い帯域の情報バンドが、狭い帯域
の妨害波を受けたとき、妨害波除去方式として広く適用
できる。
第１図は、本発明による１段D.B.M.構成の妨害波除去信
号処理回路の実施例のブロック図、第２図は、第１図に
示した信号処理を施す前の相関出力周波数スペクトラム
図と時間波形図、第３図は、第１図に示した信号処理を
施した後の相関出力の周波数スペクトラム図と時間波形
図、第４図は本発明による多段D.B.M.構成の妨害波除去
信号処理回路の実施例のブロック図、第５図は本発明に
よる相関器参照信号FM変調方式による妨害波除去信号処
理回路の実施例のブロック図、第６図は本発明によるノ
ッチフィルター方式による妨害除去信号処理回路の実施
例のブロック図、第７図は従来方式による妨害波がない
ときの相関出力波形図、第８図は従来方式による妨害波
があるときの相関出力劣化をあらわす波形図である。 1,5,9,13,23……増幅器（Amp.）、2,6,10,14……ダブル
バランスミクサ（D.B.M.）、3,7,11,15……減衰器（At
t.）、4,8,12,16……バンドパスフィルタ（B.P.F.）、1
7,24……コンボルバ、18……ミクサ、19……FM変調発振
器、20……PNコード発生器、21……クロック、22……ノ
ッチフィルター。
号処理回路の実施例のブロック図、第２図は、第１図に
示した信号処理を施す前の相関出力周波数スペクトラム
図と時間波形図、第３図は、第１図に示した信号処理を
施した後の相関出力の周波数スペクトラム図と時間波形
図、第４図は本発明による多段D.B.M.構成の妨害波除去
信号処理回路の実施例のブロック図、第５図は本発明に
よる相関器参照信号FM変調方式による妨害波除去信号処
理回路の実施例のブロック図、第６図は本発明によるノ
ッチフィルター方式による妨害除去信号処理回路の実施
例のブロック図、第７図は従来方式による妨害波がない
ときの相関出力波形図、第８図は従来方式による妨害波
があるときの相関出力劣化をあらわす波形図である。 1,5,9,13,23……増幅器（Amp.）、2,6,10,14……ダブル
バランスミクサ（D.B.M.）、3,7,11,15……減衰器（At
t.）、4,8,12,16……バンドパスフィルタ（B.P.F.）、1
7,24……コンボルバ、18……ミクサ、19……FM変調発振
器、20……PNコード発生器、21……クロック、22……ノ
ッチフィルター。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−125511（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−192238（ＪＰ，Ａ) 信学技報，ＳＳ87−14，（1987−３）, 第93頁〜第102頁 Ｒ．Ｃ．Ｄｉｘｏｎ著『スペクトラム拡 散通信方式』，昭和53年11月ジャテック出 版発売，第136頁〜第190頁
Claims (10)
- 【請求項１】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の相関器の後段に、該相関器出力が
入力される２乗特性を有するミクサとバンドパスフィル
タからなる妨害波除去用信号処理回路を設けたことを特
徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項２】前記ミクサとバンドパスフィルタから成る
信号処理回路を多段に設けることにより、スペクトラム
拡散通信帯域に入った妨害波を効率よく除去できるよう
にしたことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム
拡散通信装置。 - 【請求項３】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の相関器に加えられる参照信号をFM
変調する手段を設けることによって妨害波を除去するよ
うにしたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項４】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の相関器の入力側の前段に、受信信
号の周波数スペクトラムの中心部を除去するフィルター
を設けて耐妨害性を高めたことを特徴とするスペクトラ
ム拡散通信装置。 - 【請求項５】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の相関器の後段において、該相関器
出力が入力される２乗特性を有するミクサとバンドパス
フィルタとから成る妨害波除去用信号処理回路と、上記
相関器に加えられる参照信号をFM変調する手段と、を設
けたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項６】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の相関器の後段において、該相関器
出力が入力される２乗特性を有するミクサとバンドパス
フィルタとから成る妨害波除去用信号処理回路と、上記
相関器の入力側の前段において、受信信号の周波数スペ
クトラムの中心部を除去するフィルターと、を設けたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項７】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の後段に、該相関器出力が入力され
る２乗特性を有するミクサとバンドパスフィルタとから
成る妨害波除去用信号処理回路と、上記相関器に加えら
れる参照信号をFM変調する手段と、上記相関器の入力側
の前段において、受信信号の周波数スペクトラムの中心
部を除去するフィルターと、を設けたことを特徴とする
スペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項８】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の相関器の後段において、該相関器
出力が入力される２乗特性を有するミクサとバンドパス
フィルタとから成る妨害波除去用信号処理回路が多段に
設けられ、上記相関器に加えられる参照信号をFM変調す
る手段を備えていることを特徴とするスペクトラム拡散
通信装置。 - 【請求項９】スペクトラム拡散通信装置において、該装
置を構成する受信器の相関器の後段において、該相関器
出力が入力される２乗特性を有するミクサとバンドパス
フィルタとから成る妨害波除去用信号処理回路が多段に
設けられ、上記相関器の入力側の前段において、受信信
号の周波数スペクトラムの中心部を除去するフィルター
を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項１０】スペクトラム拡散通信装置において、該
装置を構成する受信器の後段に、該相関器出力が入力さ
れる２乗特性を有するミクサとバンドパスフィルタとか
ら成る妨害波除去用信号処理回路が多段に設けられ、上
記相関器に加えられる参照信号をFM変調する手段と、上
記相関器の入力側の前段において、受信信号の周波数ス
ペクトラムの中心部を除去するフィルターと、を備えた
ことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2032782A JPH0810841B2 (ja) | 1990-02-14 | 1990-02-14 | スペクトラム拡散通信装置 |
| CA002035838A CA2035838A1 (en) | 1990-02-14 | 1991-02-06 | Spread spectrum receiving device |
| GB9102697A GB2241136B (en) | 1990-02-14 | 1991-02-08 | Spread spectrum receiving device |
| DE4104096A DE4104096A1 (de) | 1990-02-14 | 1991-02-11 | Spread-spektrum-empfangsvorrichtung |
| FR9101687A FR2659510B1 (fr) | 1990-02-14 | 1991-02-13 | Dispositif de reception d'un spectre disperse. |
| US07/961,060 US5272721A (en) | 1990-02-14 | 1992-10-14 | Spread spectrum receiving device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2032782A JPH0810841B2 (ja) | 1990-02-14 | 1990-02-14 | スペクトラム拡散通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03236643A JPH03236643A (ja) | 1991-10-22 |
| JPH0810841B2 true JPH0810841B2 (ja) | 1996-01-31 |
Family
ID=12368423
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2032782A Expired - Lifetime JPH0810841B2 (ja) | 1990-02-14 | 1990-02-14 | スペクトラム拡散通信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0810841B2 (ja) |
| CA (1) | CA2035838A1 (ja) |
| DE (1) | DE4104096A1 (ja) |
| FR (1) | FR2659510B1 (ja) |
| GB (1) | GB2241136B (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6407989B2 (en) * | 1994-01-21 | 2002-06-18 | Interdigital Technology Corporation | Spread spectrum microwave overlay with notch filter |
| DE4128713A1 (de) * | 1991-08-29 | 1993-03-04 | Daimler Benz Ag | Verfahren und anordnung zur messung der traegerfrequenzablage in einem mehrkanaluebertragungssystem |
| US5450456A (en) * | 1993-11-12 | 1995-09-12 | Daimler Benz Ag | Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system |
| DE19649085A1 (de) | 1996-11-27 | 1998-05-28 | Alsthom Cge Alcatel | Sende-/Empfangseinrichtung und Verfahren zum Übertragen von breitbandigen Signalen sowie Sende-/Empfangseinrichtung zum Empfang von breitbandigen Signalen |
| JP4194755B2 (ja) * | 1998-01-22 | 2008-12-10 | ブリティッシュ・テレコミュニケーションズ・パブリック・リミテッド・カンパニー | 狭帯域干渉を伴うスペクトラム拡散信号の受信 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3310802A (en) * | 1965-12-01 | 1967-03-21 | North American Aviation Inc | Data link system |
| US4045796A (en) * | 1974-11-18 | 1977-08-30 | Motorola, Inc. | Correlation system for pseudo-random noise signals |
| GB1600117A (en) * | 1978-01-31 | 1981-10-14 | Mullarkeyw J | Method of an apparatus for improving the signal to noise ratio of signals |
| US4247939A (en) * | 1978-11-09 | 1981-01-27 | Sanders Associates, Inc. | Spread spectrum detector |
| JPS63107328A (ja) * | 1986-10-24 | 1988-05-12 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散通信方式 |
| US4862478A (en) * | 1987-11-06 | 1989-08-29 | Gambatte, Inc. | Spread spectrum communications with resistance to multipath at differential delays both larger and smaller than a chip width |
| JPH0810839B2 (ja) * | 1988-01-21 | 1996-01-31 | 宣夫 御子柴 | スペクトラム拡散通信装置 |
-
1990
- 1990-02-14 JP JP2032782A patent/JPH0810841B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-02-06 CA CA002035838A patent/CA2035838A1/en not_active Abandoned
- 1991-02-08 GB GB9102697A patent/GB2241136B/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-02-11 DE DE4104096A patent/DE4104096A1/de not_active Withdrawn
- 1991-02-13 FR FR9101687A patent/FR2659510B1/fr not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| Ｒ．Ｃ．Ｄｉｘｏｎ著『スペクトラム拡散通信方式』，昭和５３年１１月ジャテック出版発売，第１３６頁〜第１９０頁 |
| 信学技報，ＳＳ８７−１４，（１９８７−３），第９３頁〜第１０２頁 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2241136B (en) | 1994-06-22 |
| FR2659510A1 (fr) | 1991-09-13 |
| GB2241136A (en) | 1991-08-21 |
| JPH03236643A (ja) | 1991-10-22 |
| FR2659510B1 (fr) | 1994-02-11 |
| CA2035838A1 (en) | 1991-08-15 |
| GB9102697D0 (en) | 1991-03-27 |
| DE4104096A1 (de) | 1991-08-22 |
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