JPH05308343A

JPH05308343A - スペクトラム拡散受信機における干渉波除去装置、自動利得制御装置およびスペクトラム拡散通信装置

Info

Publication number: JPH05308343A
Application number: JP4136340A
Authority: JP
Inventors: Katsuo Saito; 勝雄斉藤
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1992-04-28
Filing date: 1992-04-28
Publication date: 1993-11-19

Abstract

(57)【要約】【目的】干渉波やノイズの影響を受けることなく、良
好な通信を確保できるスペクトラム拡散受信機を提供す
ることを目的とする。【構成】スペクトラム拡散受信機の受信部に干渉波の
周波数を検知する装置を設け、ここで検知した周波数の
干渉波を受信信号から減算したり、干渉波を位相反転し
て受信信号に加算したり、あるいは干渉波の周波数に応
じて狭帯域阻止フィルタの帯域を制御し、その干渉波成
分を除去する。また、スペクトラム拡散受信機の復調部
に相関器の出力のピーク電圧を検出してホールドするピ
ークホールド装置を設け、ここからの出力に応じて相関
器の入力電圧を制御することにより、相関出力のノイズ
に影響されない自動利得制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散受信
機において、受信信号に含まれる干渉波の妨害を抑圧、
除去する干渉波除去装置、相関器の出力に応じて受信レ
ベルを制御する自動利得制御回路およびアンテナ切換手
段を用いて時分割で送信、受信を切り換えるスペクトラ
ム拡散通信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、スペクトラム拡散通信方式で
は、受信機での逆拡散復調により外部からの干渉波を拡
散するとともに、信号を狭帯域化することにより、干渉
波による影響を軽減している。

【０００３】従って、送信機において、そのデータ転送
速度に対して十分広い帯域に拡散して送信すれば、干渉
波の影響はノイズの影響に比較して無視でき、干渉波の
影響が無視できる場合には、スペクトラム拡散（ＳＳ）
信号を同一の周波数帯で多重化して使用しても、スペク
トラム拡散通信方式の伝送効率への影響はそれほど大き
くはない。

【０００４】しかし、外部から強烈な干渉波（例えばレ
ーダや電子レンジからの電波）が受信機に混入すると、
多重化を行っている場合に、使用チャンネル数や伝送容
量が干渉波の大きさによって制限されるため、伝送効率
が低下する。

【０００５】そこで、干渉波による伝送効率の低下を軽
減するための１つの方法として、ＳＳ通信システムの処
理利得をより大きく増加させることが有効である。

【０００６】しかし、拡散帯域幅をより大きくすると、
帯域制限の問題や復調部における初期同期捕捉の困難さ
等が増加し、無制限には処理利得は増加できない。よっ
て、他の方法によって干渉波を直接除去もしくは軽減で
きるならばＳＳ通信システムの伝送効率向上に役立つ。

【０００７】そこで、従来は、以下に示すような干渉波
の除去もしくは軽減を行う方法があった。

【０００８】図５は、ＳＳ通信システムの復調部の構成
例を示すブロック図である。

【０００９】図において、入力端ａに入る受信信号とし
ては、希望波ｄ（ｔ）の他に、妨害波となる非希望波ｕ
_s （ｔ）、ｔｕ_i （ｔ）を含む。

【００１０】なお、ｕ_s （ｔ）は任意のＳＳ干渉波、ｕ
_i （ｔ）はノイズおよび他のＳＳ干渉波成分である。

【００１１】この方式は、逆拡散復調器（ＳＳＤＥＭ）
３１にてＳＳ干渉波を逆拡散復調し、狭帯域ＢＰＦ３２
によってＳ／Ｎ比を上げてから、拡散変調器（ＳＳＭＯ
Ｄ）３３にて再び拡散変調してＳＳ干渉波を再生し、減
算器３４の負入力端子に供給する。一方、遅延回路３０
により受信信号の位相および振幅を再生ＳＳ干渉波に合
わせた後、減算器３４の正入力端子に供給することによ
り、入力信号からＳＳ干渉波を引去って干渉波の除去を
行っている。

【００１２】なお、狭帯域ろ波器３２の代わりに、図６
に示すような狭帯域消去フィルタ３５を使用して逆拡散
復調器３１による逆拡散復調後に狭帯域ＳＳ復調信号を
除去し、その信号を再び拡散変調して、所望の信号を再
生する方式もある。

【００１３】また、さらに簡単な方式として、図７に示
すような構成をとるものもある。

【００１４】これは受信信号に含まれる干渉波を逆拡散
復調器に入力する以前に狭帯域消去フィルタにて消去
し、その後、逆拡散復調を行うものである。

【００１５】また、図８に示すような構成で干渉波除去
を行う方法もある。

【００１６】これは図７に示す逆拡散復調部の具体的な
構成を示すもので、第１、第２のろ波器３６、３７、乗
算器３８、および第３の低域ろ波器３９を有している。

【００１７】フィルタ３６、３７は、それらの通過特性
が同じであれば、ＬＰＦでもＨＰＦでもどちらでも良
い。また、各フィルタ３６、３７のカットオフ周波数ｆ
_C は送信部（図示せず）において発生されるスペクトラ
ム拡散信号のメインローブがエネルギー的に約半分とな
る箇所の周波数に相当するものである。

【００１８】この図８に示す逆拡散復調部の干渉波除去
動作を図９の信号波形を基に説明する。

【００１９】図９（Ａ）は、送信機（図示せず）の変調
部におけるデータ拡散前の低域成分のみのスペクトラム
を有する情報信号ｄ（ｔ）を示している。また、図９
（Ｂ）は、変調部にて拡散符号を用いて拡散した信号の
サイドローブを除去した拡散変調波Ｄ_SSを示している。

【００２０】この拡散変調波Ｄ_SSが送信機より送信さ
れ、受信機のアンテナ（図示せず）を介して図８に示す
入力端ａに受信されることになるが、空間伝送路におい
て、干渉波等が混入することが多く、場合によっては、
図９（Ｃ）に示すような強烈な干渉波Ｕが混入する場合
がある。

【００２１】そこで、図８の逆拡散回路部での復調動作
においては、まず入力端ａからの入力信号（図９
（Ｃ））に対し、第１のろ波器（ＨＰＦ）３６にて前記
カットオフ周波数ｆ_C 以下の周波数成分を低減、抑圧
し、図９（Ｄ）に示すようなスペクトラム信号ｄ（Ｄ’
_SS＋Ｕ’）を得る。

【００２２】一方、入力端ｂからは送信機の変調部にお
ける拡散符号と同一の符号によって拡散変調された拡散
信号Ｐ（図９（Ｅ））が入力され、第２のろ波器３７に
よって同様にカットオフ周波数ｆ_C 以下の周波数成分を
低減、抑圧し、図９（Ｆ）に示すような信号Ｐ’を得
る。

【００２３】そこで、この信号Ｐ’を上記信号ｄ（Ｄ’
_SS＋Ｕ’）とともに乗算器３８に供給することにより、
信号ｄ（Ｄ’_SS＋Ｕ’）は逆拡散されて、図９（Ｇ）に
示すような信号ｇ（Ｕ’_SS＋Ｄ’）が得られる。

【００２４】そして、この信号ｇをＬＰＦ３９に通すこ
とにより、拡散された妨害波および干渉波は完全に除去
されて、復調された情報信号Ｄ’（図９（Ｈ））のみが
出力端子ｃに得られる。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来例のスペクトラム拡散通信方式や干渉波除去方式にお
いては、復調された情報信号の中に、ノイズ成分（逆拡
散後の狭帯域フィルタの帯域内ノイズ成分）が残留して
しまう不都合がある。また、前記従来の方法は、周波数
が既知の場合のみ有効であり、未知の周波数をもつ干渉
波に対しては、何ら効果を得られないという不都合があ
る。

【００２６】本発明は、スペクトラム拡散受信機におけ
る干渉波を有効に除去でき、良好な通信を確保できる干
渉波除去装置および自動利得制御装置を提供することを
目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】本発明は、スペクトラム
拡散受信機の受信部に干渉波の周波数を検知する手段を
設け、ここで検知した周波数の干渉波を位相反転信号に
より除去する干渉波除去手段または検知した周波数の干
渉波成分のみを除去する狭帯域阻止フィルタを設けるこ
とにより、受信信号に含まれる任意の干渉波を除去する
ようにしたものである。

【００２８】また、本発明は、スペクトラム拡散受信機
の復調部に相関器の出力のピーク電圧を検出してホール
ドするピークホールド手段を設け、このピークホールド
手段からの出力に応じて前記相関器の入力電圧を制御す
ることにより、相関出力のノイズに影響されない自動利
得制御を行うようにしたものである。

【００２９】

【実施例】図１は、本発明の第１実施例を示す受信部の
ブロック図である。

【００３０】図において、ＢＰＦ１は、受信スペクトラ
ム信号の帯域に相当する通過帯域を有するものである。
また、電圧制御発振器５は、入力電圧に応じて発振出力
周波数が変化する発振器であり、電圧掃引器６は、電圧
制御発振器５の入力端子へ掃引電圧を供給するものであ
る。

【００３１】また、乗算器３は、電圧制御発振器５の出
力信号と受信信号とを乗算するミキサ等であり、ＬＰＦ
４は、この乗算器３の出力信号の高域を遮断周波数ｆ_C
により遮断して、差の周波数成分のみを出力する低域ろ
波器である。

【００３２】また、積分器８は、ＬＰＦ４の出力信号を
積分して、直流電圧を出力するものであり、比較器９
は、積分器８の出力電圧が一定値以上になったことを検
出するものである。

【００３３】また、１８０°移相器１０は、電圧制御発
振器５の出力位相を反転するものであり、減衰器（ＡＴ
Ｔ）１１は、１８０°移相器１０の出力信号を積分器８
の出力電圧に応じて適当なレベルに調整する。

【００３４】また、加算器２は、ＡＴＴ１１の出力信号
とＢＰＦ１からの受信信号とを加算するものである。さ
らに、制御部７は、本装置の各部を制御するものであ
り、特に本実施例において、前記比較器９の出力に基づ
いて前記電圧掃引器６の掃引開始、終了を制御する。

【００３５】以上の構成において、ＢＰＦ１の受信入力
端ａにＡＮＴ（図示せず）より受信拡散信号Ｓ₁ が干渉
波ｆ_u なる信号を含んで入力されると、まずＢＰＦ１に
て受信信号帯域外の成分を除去し、受信信号Ｓ₂ を出力
する。

【００３６】この受信信号Ｓ₂ は、加算器２の入力端ｃ
に供給されるとともに、乗算器３の一方の入力端ｅに供
給される。また、乗算器３の他方の入力端ｆには、電圧
制御発振器５から出力されるＳ_LOなる信号が入力され
る。

【００３７】上記電圧制御発振器５の出力信号の周波数
は、例えば受信信号の中心周波数をｆ_S 、拡散帯域幅を
ＢＷとすると、ｆ_S −ＢＷ／２〜ｆ_S ＋ＢＷ／２まで振
れるように電圧掃引器６から掃引電圧が入力されるよう
になっている。また、電圧掃引器６へは、制御部７より
ｓｔａｒｔ／ｓｔｏｐ信号が出力され、それによって掃
引開始、終了を行う。

【００３８】従って、乗算器３へは、一方の入力端ｅに
干渉波ｆ_u1を含む受信拡散信号Ｓ₂が入力され、他方の
入力端ｆに電圧制御発振器５より周波数ｆ_O なる信号Ｓ
_LOが入力され、乗算器３の出力端ｇには、｜ｆ_O ±ｆ_u1
｜を中心周波数とし、帯域幅ＢＷをもつ拡散信号Ｓ₃ が
出力される。そして、この拡散信号Ｓ₃ が、ＬＰＦ４を
通過することにより、その高域成分が全て除去され、中
心周波数ｆ_O −ｆ_u1、帯域幅ＢＷなる信号Ｓ₄ となる。
ここで、ＬＰＦ４の遮断周波数は、約ＢＷ程度で良い
（図２参照）。もし、ＬＰＦ４の遮断周波数がＢＷ以下
であるとすれば、ＬＰＦ４において、干渉波成分ｆ_u1は
除去されてしまい、検出不可能となる。

【００３９】次に、ＬＰＦ４からの出力信号Ｓ₄ （ｆ_O
−ｆ_u ）は、積分器８に入力される。この積分器８は、
抵抗、コンデンサ等で構成されるもので、遮断周波数ｆ
_C2は約１００Ｈｚ程度に設定されている（図３参照）。

【００４０】従って、例えばＬＰＦ４の出力信号Ｓ₄
（ｆ_O −ｆ_u ）が、１００Ｈｚ以上であれば、積分器８
の出力には電圧は現われずにカットされてしまい、比較
器９の設定電圧レベルＶ_a 以下であるため、比較器９か
らも出力は得られない。

【００４１】次に、電圧掃引器６の電圧が上がり、電圧
制御発振器５からの出力信号Ｓ_LOがｆ_O ’となり、この
ｆ_O ’が十分にｆ_u1に近い周波数になったとすると（例
えばｆ_O ’−ｆ_u1＝５０Ｈｚ程度）、乗算器３の出力端
ｇからは｜ｆ_O ’±ｆ_u1｜なる中心周波数の信号Ｓ₃ が
得られ、ＬＰＦ４からはｆ_O ’−ｆ_u1を中心周波数と
し、帯域が１００Ｈｚ程度の拡散信号Ｓ₄ が得られる。
この拡散信号Ｓ₄ の様子を図４に示す。

【００４２】このｆ_O ’−ｆ_u ’なる周波数は十分に低
周波であり、積分器８を通過するには十分である。

【００４３】従って、積分器８からはあるレベルのＤＣ
電圧Ｖ₁ が得られ、比較器９の比較電圧より大きくなる
と、比較器９より出力信号Ｓ_restが出力され、制御部７
に供給される。

【００４４】この時点で、制御部７より電圧掃引器６へ
ｓｔｏｐ信号が供給され、電圧制御発振器５から出力さ
れる信号Ｓ_LOの周波数は固定される。このときの信号Ｓ
_LOは、干渉波の周波数ｆ_u1にほぼ等しいことになり、干
渉波の周波数が検出されたことになる。

【００４５】そして、この干渉波と同一周波数の信号Ｓ
_LOを、１８０°移相器１０を介して位相を反転させ、Ａ
ＴＴ１１によって適当なレベルに調整されて、加算器２
の入力端ｄに供給され、もう一方の入力端ｃに供給され
る干渉波ｆ_u1を含んだ受信拡散信号Ｓ₂ の干渉波成分ｆ
_u1を除去し、出力端ｂに出力される。

【００４６】なお、以上の第１実施例では、電圧制御発
振器５の出力を位相反転するために１８０°移相器を用
いて、受信信号と１８０°移相器１０の出力とを加算器
２に入力して、干渉波成分のみを消去する構成とした
が、１８０°移相器１０を用いずに加算器２を減算器に
置き換えても干渉波の消去は可能である。

【００４７】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。

【００４８】図１０は、この第２実施例を示す受信部の
ブロック図である。

【００４９】この第２実施例では、上記第１実施例（図
１）の構成に対し、上記１８０°移相器１０とＡＴＴ１
１を除去するとともに、上記加算器２に代えて、上記電
圧掃引器６の出力電圧に対応する阻止周波数によってＢ
ＰＦ１の出力信号を狭帯域阻止するフィルタ（ＢＥＦ）
２１を設け、さらに、比較器９の出力に応じて、上記電
圧掃引器６とＢＥＦ２１との間を開閉する開閉スイッチ
２２を設けたものである。なお、その他の構成要素は、
上記第１実施例と同様であるので同一符号を付して説明
する。

【００５０】以上の構成において、ＢＰＦ１から比較器
９において出力信号Ｓ_restが出力され、制御部７に供給
されて、電圧掃引器６へｓｔｏｐ信号が供給され、電圧
制御発振器５から出力される信号Ｓ_LOの周波数は固定さ
れることにより、干渉波の周波数ｆ_u1が検知されるまで
の動作は上記第１実施例と同様である。

【００５１】そして、この実施例では、比較器９の出力
信号Ｓ_restは、開閉スイッチ２２に供給され、この出力
信号Ｓ_restによって開閉スイッチ２２が閉じられる。ま
た、掃引の停止した電圧掃引器６の出力電圧をＢＥＦ２
１に供給する。

【００５２】ＢＥＦ２１は、電圧可変型コンデンサとコ
イル等により構成され、電圧によりその容量を可変し、
フィルタの特性を自由に変えることができる。

【００５３】従って、干渉波の周波数が検知できれば、
その周波数のみを阻止する狭帯域阻止フィルタを設定す
ることが可能となり、干渉波ｆ_u1を含んだ受信拡散信号
Ｓ₂の干渉波成分ｆ_u1を除去し、出力端子ｂに出力す
る。

【００５４】なお、以上の第２実施例においては、狭帯
域阻止フィルタを設けて妨害波を除去したが、その代わ
りに電圧で通過域の可変な低域通過フィルタと高域通過
フィルタとの組み合わせによっても同様の機能を得るこ
とが可能である。

【００５５】次に、本発明の第３実施例について、その
背景から説明する。

【００５６】図１１は、一般的な中間周波増幅部に用い
られるＡＧＣ回路付き中間周波増幅回路を示すブロック
図である。

【００５７】従来より、入力電力の変動に対して出力電
力を一定に保つために、可変減衰器を用いて減衰率を変
化させる方式が存在する。図１１中、破線Ａで囲まれた
部分が可変減衰器３１の減衰率を制御するためのＤＣ制
御電圧を生成している部分である。

【００５８】まず、増幅器３４は、後段の包絡線検波に
使用するダイオードの順方向電圧に対して十分大きな振
幅をもたせるための増幅を行う。そして、包絡線検波器
３５で包絡線検波した後、積分器３６でＤＣ電圧に変換
し、さらにＤＣ増幅器３７で帰還ループの利得を得るこ
とにより、入力レベルの変化に対する出力レベルの変動
を小さく抑えるように動作する。

【００５９】このような方式において、ＡＧＣ電圧を生
成することにより、入力電力が変動しても可変減衰器の
減衰率がその変動を吸収する方向に変化し、出力電圧を
一定に保つことができる。

【００６０】スペクトラム拡散通信機の受信機において
も、このような方式で受信ＩＦ段にて自動利得制御が行
われている。特に、信号の広帯域性によって可変減衰器
を用いることが有効であり、従来より、ＰＩＮダイオー
ド等を用いて減衰率を可変とする自動利得制御回路が存
在していた。

【００６１】図１２は、図１１に示す自動利得制御回路
を用いた従来のスペクトラム通信機を示すブロック図で
ある。

【００６２】図１２において、アンテナ４１は、送受信
兼用のものであり、アンテナスイッチ（ＡＮＴＳＷ）６
２は、切換信号Ｓ₁₁によって送信と受信を切り換えるも
のである。なお、このアンテナスイッチ６２は、高周波
リレーやＰＩＮダイオードの特性を用いた半導体スイッ
チ等より構成されている。

【００６３】さらに、この通信機は、受信信号に含まれ
る不要な電波を除去するＢＰＦ４２と、受信信号を増幅
する低雑音のＲＦ増幅器４３と、周波数変換用の局部発
振器４４と、この局部発振器４４からの信号と受信信号
とを乗算するミキサ（Ｍ１）４５と、このミキサ４５の
出力信号よりＩＦ周波数を取り出すＢＰＦ４６と、この
ＢＰＦ４６の出力を減衰する可変減衰器（ＡＴＴ）６３
と、この減衰信号の増幅器４７と、受信信号に対して拡
散符号の相関ピークを検出するための相関器４８とを有
する。

【００６４】また、相関出力の遅延素子４９と、この遅
延出力と相関出力とを乗算するミキサ（Ｍ２）５０と、
ミキサ５０の出力の高域を遮断するＬＰＦ５１と、上記
相関出力の包絡線検波を行う包絡線検波器５３と、この
検波信号を積分する積分器５４と、上記検波信号よりク
ロックを再生するクロック再生部５６と、上記ＬＰＦ５
１の出力のレベル判定を行うコンパレータ５２と、積分
器１４の出力のレベル判定を行うコンパレータ５５とを
有する。

【００６５】さらに、この通信機には、送信用の基準発
振器（ＯＳＣ）５７と、ＰＮ符号を送信信号に付加する
ＰＮ符号発生器５８と、送信信号と基準発振周波数とを
乗算するミキサ（Ｍ３）５９と、局部発振器４４からの
周波数信号と受信信号とを乗算するミキサ（Ｍ４）６０
と、送信信号を増幅してアンテナスイッチ６２に出力す
るＲＦ増幅器６１とが設けられている。

【００６６】以上のような構成において、送信時には、
制御部（図示せず）よりＲＦ増幅器６１のオン信号
Ｓ₁₂、アンテナスイッチ６２の切換信号Ｓ₁₁が送出さ
れ、ＲＦ増幅器６１が動作し、送信信号がアンテナスイ
ッチ６２によりアンテナ４１側に切り換わる。

【００６７】送信信号は、基準発振器５７からのキャリ
ア信号（図１３（ａ））をミキサ５９を用いてＰＮ符号
発生器５８から出力されるランダム符号（図１３
（ｂ））で変調し、拡散信号（図１３（ｃ））を得る。

【００６８】この拡散信号は、局部発振器４４によりミ
キサ６０においてＲＦ周波数に変換され、ＲＦ増幅器６
１により増幅されて、アンテナスイッチ６２を介してア
ンテナ４１に供給される。

【００６９】一方、受信時には、制御部より切換信号Ｓ
₁₁が送出され、アンテナスイッチ６２によりアンテナ４
１が送信側との接続から受信側に切り換わり、ＢＰＦ４
２により不要波が除去され、希望信号のみが取り出され
る。

【００７０】そして、この希望信号は、ＲＦ増幅器４３
により増幅されてミキサ４５に入力される。ここで、局
部発振器４４より所定の周波数が出力され、ミキサ４５
によりＩＦ周波数に変換される。

【００７１】次に、このＩＦ信号よりＢＰＦ４６でＩＦ
周波数のみを取り出し、ＡＴＴ６３においてＡＧＣ電圧
に相当する減衰を行い、ＩＦ増幅器４７を経て相関器４
８に一定電力のＩＦ信号を供給する。そして、この相関
器４８からは、図１４（ａ）に示すような相関出力が得
られ、その相関出力ピークの間隔は、送信データ速度Ｔ
₁ に相当する。この送信出力は、包絡線検波器５３に供
給されるとともに、遅延素子４９に供給され、送信デー
タの１ビット分に相当する遅延量を遅延を受け、ミキサ
５０にて遅延前の相関出力と乗算され、復調出力が復調
される。図１４（ｂ）（ｃ）は、送信データと復調出力
を示している。

【００７２】復調出力は、ＬＰＦにより高調波成分が除
去され、コンパレータ５２によりレベル判定され、受信
データ（図１４（ｄ））が得られるような差動復調器の
構成となっている。

【００７３】一方、相関出力は、包絡線検波器５３に供
給され、この検波器５３において、図１５（ａ）に示す
ような、検波出力が得られる。そして、この包絡線検波
出力は、クロック再生器５６に入力され、クロック成分
の抽出が行われ、受信クロックが得られる（図１５
（ｂ））。

【００７４】また、包絡線検波出力は積分器５４にも供
給され、ピークレベルに相当するＤＣ電圧に変換され
（図１５（ｃ））、ＡＧＣ電圧としてＡＴＴ６３の減衰
率を制御する。

【００７５】また、積分器５４の出力は、コンパレータ
５５に供給され、所望の電圧レベルがあるかどうか、受
信信号の有無について判定を行い、キャリアセンス信号
として制御部に送出される。

【００７６】ところで、以上のような従来の構成におい
て、受信信号に妨害波が混入した場合、例えば図１６
（ａ）に示すように、その妨害波の影響が相関出力にも
現われ、相関出力のＳ／Ｎ比を劣化させることがある。

【００７７】また、相関器の入力電力が直接相関出力と
して現れるなどして、相関出力以外の信号が相関出力に
現れることもある。

【００７８】このような相関出力を従来のＡＧＣ電圧生
成方式を用いてＡＧＣ電圧を生成すると、包絡線検波出
力は、図１６（ｂ）に示すように、相関出力のみなら
ず、そのノイズ成分までも検波してしまい、図１６
（ｃ）に示すように、相関出力のノイズに対応するレベ
ルのＡＧＣ電圧を発生するという不都合がある。

【００７９】そこで、本発明の第３実施例では、相関器
の出力の全電圧を積分するのではなく、そのピークを検
出し、そのピークレベルに見合ったＤＣ電圧を生成する
ことにより、相関出力のノイズの影響を受けないＡＧＣ
電圧を生成できるようにしたものである。

【００８０】図１７は、この第３実施例におけるスペク
トラム通信機を示すブロック図である。なお、図１２と
同様の構成については、同一符号を付して説明する。

【００８１】このスペクトラム通信機は、上記図１２の
構成に対し、積分器５４の代わりにピークホールド回路
６４を設けたものである。

【００８２】図１８は、ピークホールド回路６４の構成
を示す回路図である。

【００８３】この回路は、オペアンプ７０、７９、ダイ
オード（Ｄ₁ 〜Ｄ₃ ）７１〜７３、コンデンサ（ＣＨ）
７４および抵抗７５〜７８を有して構成され、２個のオ
ペアンプ７０、７９を用いてダイオードの動作電圧Ｖ_f
を補償し、ブートストラップによりダイオードのリーク
電流を減らした低ドリフトピークホールド回路の例であ
る。

【００８４】図１８において、まず、Ｖ_i ＞Ｖ_CHであれ
ば、ダイオード７１、７２がオンになり、コンデンサ７
４が充電されるが、オペアンプ７９の出力をオペアンプ
７０に負帰還してあるため、ダイオード７１、７２のＶ
_f は、オペアンプ７０の高ゲインにより補償される。

【００８５】次に、Ｖ_i ＜Ｖ_CHとなって、ホールド期間
になると、ダイオード７３によりオペアンプ７０の出力
はクランプされ、ダイオード７１の逆バイアスは、ダイ
オード７１のＶ_f に等しい低電圧に抑えられ、しかもダ
イオード７２のアノードは抵抗（Ｒ１）７７によりブー
ストラップされて、ダイオード７２の逆バイアスは、ほ
ぼ０ｖとなり、逆電流はほとんどなくなる。

【００８６】なお、抵抗（Ｒ₂ ）７５は放電抵抗であ
り、適切な時間で放電するように選択する。

【００８７】図１９は、相関出力に相当するＡＧＣ電圧
の様子を示す波形図である。

【００８８】図示のように、相関出力に途中でノイズ成
分が重畳しても、検波出力まではノイズの影響を受ける
が、ピークホールド出力には、ノイズの大小と関係な
く、相関器のピークレベルに相当するＤＣ電圧を得るこ
とができる。

【００８９】なお、以上の第３実施例においては、包絡
線検波出力のピークレベル検出手段として、図１８に示
すピークホールド回路を設けたが、ピークレベルを検出
する具体的構成としては、これに限定されるものではな
い。また、このようなピークホールド手段の設定位置と
しては、包絡線検波器５３の出力段に設けたが、遅延素
子４９の出力段に設けても良い。

【００９０】また、上記第３実施例では、ＡＴＴ６３の
減衰率を変化させることにより利得を制御する構成につ
いて説明したが、使用周波数帯域が比較的狭い装置にお
いては、直接増幅器４７の増幅率を変化させて利得を制
御するようにしても良い。

【００９１】次に、本発明の第４実施例について、その
背景より説明する。

【００９２】従来の無線装置では、双方向の通信を行う
場合、送信、受信が各々別の帯域を有し、同時に送受信
が可能なシステムと、送信、受信に同一の周波数帯域を
用いて送受をフィルタやリレー、半導体スイッチ等で切
り換えて交互に通信を行うシステムとがある。

【００９３】前者のシステムでは、上り、下り両方の周
波数帯域が必要となり、後者のシステムに比べて周波数
の有効利用の面からは好ましくないが、送受信切り換え
の制御が不要なことやシステムのスループットが大きく
とれる等、システム構成上有利な点が多い。

【００９４】しかし、スペクトラム拡散通信機のように
広い帯域を用いるほど、システムの性能が上がることに
なるような特性の装置では、上り、下りに各々専用の帯
域を与えると、使用周波数帯域が著しく大きくなってし
まうので、周波数の有効利用の面から大きな困難性が伴
う。

【００９５】そこで、上記第３実施例でも示したよう
に、アンテナスイッチ（ＡＮＴＳＷ）６２を設け、切換
信号Ｓ₁₁によって、送受を切り換えるシステムを構成す
ることになる。なお、図２０に簡略化したブロック図を
示す。

【００９６】そして、この場合、ＡＮＴＳＷによる送受
の分離がどの程度まで行えるかが問題となるが、特に、
送信時の送信信号による受信部１００への回り込みを防
ぐため、アイソレーションに優れた高周波リレーを用い
ることができる。

【００９７】図２２は、このようにＡＮＴＳＷに高周波
リレーを用いた従来のスペクトラム通信機を示すブロッ
ク図である。

【００９８】なお、図２２のシステムは、上述した図１
２の構成に比較して、ＡＮＴＳＷに高周波リレー８０を
用いた点と、ＡＴＴ６３の減衰率を制御する代わりに、
増幅器４７の増幅率を制御して自動利得制御を行ってい
る点を除いて、共通の構成を有するものであり、同一の
回路要素に対して同一の符号を付すことにより、個々の
説明は省略する。

【００９９】この図２２のシステムでは、２ＧＨｚ〜４
ＧＨｚの周波数に対して、送受のアイソレーションが４
０ｄＢ〜５０ｄＢとることができる高周波リレー８０を
用いている。

【０１００】一方、図２３は、このような高周波リレー
８０を用いず、半導体スイッチ８１を用いた従来のスペ
クトラム通信機を示すブロック図である。

【０１０１】なお、この図２３においても、図２２と共
通の構成については同一符号を付して個々の説明は省略
する。

【０１０２】この図２３のシステムでは、２ＧＨｚ程度
の周波数に対して、送受のアイソレーションを３０ｄＢ
程度とることができる。このシステムでは、さらに、切
換信号Ｓ₁₃によって、受信部のＲＦ増幅器４３とＩＦ増
幅器４７の電源を送信時に切るようにして、送受のアイ
ソレーションを確保している。

【０１０３】しかしながら、図２２に示す構成において
は、高周波リレー８０が非常に高価であり、しかもサイ
ズが大きいため、システムの小型、低廉化の妨げとな
る。また、切換信号Ｓ₁₁に応答する時間が長く、立ち上
がりで数ｍｓｅｃ程度必要となり、システムのスループ
ットが著しく低下するという欠点がある。

【０１０４】さらに、図２２に示す構成においては、帯
域内に強力な妨害波が到来した場合には、送信中にもか
かわらず、受信部に妨害波が混入し、そのまま受信部で
増幅してしまい、相関出力に何らかの信号出力が生じ、
キャリアセンス信号を発生させる等の誤動作を招くこと
がある。

【０１０５】図２１は、送信時であるにもかかわらず、
受信部に妨害波が混入した場合の相関出力、復調出力、
検波出力、ＡＧＣ電圧、キャリアセンス信号の状態を示
す信号波形図である。

【０１０６】一方、図２３に示す構成においては、受信
部のＲＦ増幅器４３とＩＦ増幅器４７の電源を切ること
によって、その後の立ち上がり時に不安定な動作をした
り、増幅動作が安定するまで時間がかかり、システムの
スループットが著しく低下するという欠点がある。

【０１０７】そこで、この第４実施例では、受信部のＩ
Ｆ段に、所望の帯域フィルタと所望の帯域外の帯域フィ
ルタを設け、これら帯域フィルタを切り替えることによ
り、高価な高周波リレーを用いることなく、また受信部
のＲＦ増幅器４３とＩＦ増幅器４７をオンオフすること
なく、システムのスループットを劣化させない無線通信
装置を提供するものである。

【０１０８】図２４は、この第４実施例におけるスペク
トラム通信機を示すブロック図であり、図２３の構成に
対して、ＩＦ増幅器４７の前段に２つのＩＦＢＰＦ９
１、９２と、これらを切り換えるスイッチ９３を設け、
上記切換信号Ｓ₁₃をＲＦ増幅器４３とＩＦ増幅器４７に
供給するのではなく、上記スイッチ９３に供給して、送
受の切り換わりに応じて切り換え制御するようにしたも
のであり、その他の構成は共通であるので同一符号を付
して個々の説明は省略する。

【０１０９】スイッチ９３は、ＡＮＴＳＷ８１と同様の
半導体スイッチで良く、ＩＦ周波数は、例えば１４４Ｍ
Ｈｚ程度で、それ程アイソレーションも問題にならない
周波数帯であるので、分離度が高くとれる。

【０１１０】また、２つのＩＦＢＰＦ９１、９２は、各
々通過帯域が大きく異なるものを用いることにより、不
用波によって生じた帯域内信号を容易に除去することが
できる。

【０１１１】通常の受信時には、所望のＩＦ帯域を通過
帯域として有するＩＦＢＰＦ９１に接続され、送信時に
は、所望のＩＦ帯域外を通過帯域として有するＩＦＢＰ
Ｆ９２に切り換えられる。従って、いくら受信帯域内に
混入してきた妨害波といえども、ＩＦＢＰＦ９２によっ
て分離され、それ以降のＩＦ段には到達しない。そし
て、受信時には、所望のＩＦ帯域を通過帯域として有す
るＩＦＢＰＦ９１に切り換えられ、通常の受信状態とな
る。

【０１１２】このようにして、送信時における妨害波を
確実に排除することができ、誤動作を防止することがで
きる。

【０１１３】なお、以上の第４実施例では、２つのＩＦ
ＢＰＦ９１、９２を設けて切り換えるようにしたが、送
信時にＩＦＢＰＦ９２に切り換える代わりに、図２５に
示すように、スイッチ９４によってアースに落とすよう
にしても良い。また、図２６に示すように、可変減衰器
９５を設け、送信時の入力信号を減衰するようにしても
良い。

【０１１４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
スペクトラム拡散受信機に受信信号に含まれる非希望波
（妨害波）の周波数を検知する周波数検知手段を設ける
ことにより、任意の干渉波をも検出することができ、さ
らに干渉波除去手段により、受信信号中に含まれる任意
の干渉波を除去することが可能となるので、スペクトラ
ム拡散受信機の伝送効率を向上させる効果がある。

【０１１５】また、本発明によれば、スペクトラム拡散
受信機の自動利得制御において、相関器のピーク出力を
検出してホールドし、このピークホールドレベルによっ
て相関器の入力電圧を一定に保持する制御を行うことか
ら、相関器の出力に含まれるノイズの影響を受けないＡ
ＧＣ電圧を生成でき、安定した自動利得制御を行うこと
ができる効果がある。

【０１１６】また、本発明によれば、受信部のＩＦ段
に、例えば所望の帯域フィルタと所望の帯域外の帯域フ
ィルタを設け、これら帯域フィルタを切り替えることに
より、送信時において、受信部に混入した妨害波を確実
に遮断でき、高価な高周波リレーを用いることなく、ま
た受信部のＲＦ増幅器とＩＦ増幅器をオンオフすること
なく、システムのスループットを劣化させない無線通信
装置を提供することができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例を示す受信部のブロック図
である。

【図２】第１実施例におけるＬＰＦの特性を示す説明図
である。

【図３】第１実施例における積分器の特性を示す説明図
である。

【図４】第１実施例におけるＬＰＦの出力スペクトラム
を示す説明図である。

【図５】従来のスペクトラム拡散通信システムの復調部
の構成例を示すブロック図である。

【図６】従来のスペクトラム拡散通信システムの復調部
の他の構成例を示すブロック図である。

【図７】従来のスペクトラム拡散通信システムの復調部
のさらに他の構成例を示すブロック図である。

【図８】従来のスペクトラム拡散通信システムの復調部
のさらに他の構成例を示すブロック図である。

【図９】図８に示した構成例における干渉波除去動作を
説明する信号波形図である。

【図１０】本発明の第２実施例を示す受信部のブロック
図である。

【図１１】一般的な中間周波増幅部に用いられるＡＧＣ
回路付き中間周波増幅回路を示すブロック図である。

【図１２】図１１に示す自動利得制御回路を用いた従来
のスペクトラム通信機を示すブロック図である。

【図１３】図１２に示すスペクトラム通信機における送
信信号の変調動作を説明する信号波形図である。

【図１４】図１２に示すスペクトラム通信機における受
信信号の復調動作を説明する信号波形図である。

【図１５】図１２に示すスペクトラム通信機におけるＡ
ＧＣ電圧の生成動作を説明する信号波形図である。

【図１６】図１２に示すスペクトラム通信機における相
関出力のノイズによるＡＧＣ電圧の影響を説明する信号
波形図である。

【図１７】本発明の第３実施例におけるスペクトラム通
信機を示すブロック図である。

【図１８】第３実施例におけるピークホールド回路の構
成を示す回路図である。

【図１９】第３実施例における相関出力のノイズとＡＧ
Ｃ電圧の関係を説明する信号波形図である。

【図２０】従来のスペクトラム通信機における送受信の
切り換え手段を簡略して説明するブロック図である。

【図２１】従来のスペクトラム通信機の送信時におい
て、受信部に妨害波が混入した場合の各信号の状態を示
す信号波形図である。

【図２２】従来のスペクトラム通信機における送受信の
切り換え手段の一例を説明するブロック図である。

【図２３】従来のスペクトラム通信機における送受信の
切り換え手段の他の例を説明するブロック図である。

【図２４】本発明の第４実施例におけるスペクトラム通
信機を示すブロック図である。

【図２５】本発明の第５実施例における送受信の切り換
え手段を説明するブロック図である。

【図２６】本発明の第６実施例における送受信の切り換
え手段を説明するブロック図である。

【符号の説明】

１…ＢＰＦ、２…加算器、３…乗算器、４…ＬＰＦ、５…電圧制御発振器、６…電圧掃引器、７…制御部、８…積分器、９…比較器、１０…１８０°移相器、１１…ＡＴＴ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信機側の変調部において拡散変調され
た情報信号を、前記変調部の拡散符号と同一の拡散符号
を用いて復調する復調部を有するスペクトラム拡散受信
機において、入力電圧により発振出力周波数が変化する電圧制御発振
器と；この電圧制御発振器の入力端子へ掃引電圧を供給
する電圧掃引器と；前記電圧制御発振器の出力信号と受
信信号とを乗算する乗算器と；この乗算器の出力信号の
高域を遮断して、差の周波数成分のみを出力する低域ろ
波器と；この低域ろ波器の出力信号を積分して、直流電
圧を出力する積分器と；この積分器の出力電圧が一定値
以上になったことを検出する比較器と；この比較器の出
力に基づいて、前記電圧掃引器の動作を制御し、前記電
圧制御発振器の出力周波数を制御する制御手段と；前記
電圧制御発振器の出力位相を反転する１８０°移相器
と；この１８０°移相器の出力信号と受信信号とを加算
する加算器と；を備えたことを特徴とする干渉波除去装
置。
【請求項２】送信機側の変調部において拡散変調され
た情報信号を、前記変調部の拡散符号と同一の拡散符号
を用いて復調する復調部を有するスペクトラム拡散受信
機において、入力電圧により発振出力周波数が変化する電圧制御発振
器と；この電圧制御発振器の入力端子へ掃引電圧を供給
する電圧掃引器と；前記電圧制御発振器の出力信号と受
信信号とを乗算する乗算器と；この乗算器の出力信号の
高域を遮断して、差の周波数成分のみを出力する低域ろ
波器と；この低域ろ波器の出力信号を積分して、直流電
圧を出力する積分器と；この積分器の出力電圧が一定値
以上になったことを検出する比較器と；この比較器の出
力に基づいて、前記電圧掃引器の動作を制御し、前記電
圧制御発振器の出力周波数を制御する制御手段と；前記
電圧制御発振器の出力信号を受信信号より減算する減算
器と；を備えたことを特徴とする干渉波除去装置。
【請求項３】請求項１または２において、前記比較器の出力信号は、前記電圧制御発振器の出力周
波数と受信信号に含まれる干渉波の周波数とが一致した
時のみ出力されることを特徴とする干渉波除去装置。
【請求項４】送信機側の変調部において拡散変調され
た情報信号を、前記変調部の拡散符号と同一の拡散符号
を用いて復調する復調部を有するスペクトラム拡散受信
機において、入力電圧により発振出力周波数が変化する電圧制御発振
器と；この電圧制御発振器の入力端子へ掃引電圧を供給
する電圧掃引器と；前記電圧制御発振器の出力信号と受
信信号とを乗算する乗算器と；この乗算器の出力信号の
高域を遮断して、差の周波数成分のみを出力する低域ろ
波器と；この低域ろ波器の出力信号を積分して、直流電
圧を出力する積分器と；この積分器の出力電圧が一定値
以上になったことを検出する比較器と；この比較器の出
力に基づいて、前記電圧掃引器の動作を制御し、前記電
圧制御発振器の出力周波数を制御する制御手段と；前記
比較器の出力信号を受けて開閉動作を行う開閉器と；こ
の開閉器が閉じたときに、前記電圧掃引器の出力電圧を
受けて、その出力電圧に対応する周波数となる狭帯域信
号を阻止するフィルタ手段と；を備えたことを特徴とす
る干渉波除去装置。
【請求項５】請求項４において、前記狭帯域信号を阻止するフィルタ手段は、供給電圧に
よって、その阻止域が変わる構成を有することを特徴と
する干渉波除去装置。
【請求項６】送信機側の変調部において拡散変調され
た情報信号を、前記変調部の拡散符号と同一の拡散符号
により相関器と遅延素子を用いて復調する復調部を有す
るスペクトラム拡散受信機において、前記相関器の出力のピーク電圧を検出してホールドする
ピークホールド手段を有し、このピークホールド手段か
らの出力に応じて前記相関器の入力電圧を制御すること
を特徴とする自動利得制御装置。
【請求項７】アンテナ切換手段を用いて時分割で送
信、受信を切り換えるスペクトラム拡散通信装置におい
て、アンテナと送信部、受信部を切り換えるアンテナ切換手
段と、ＩＦ段に設けられ、所望の通過帯域を有する第１
の帯域ろ波器と、上記ＩＦ段に設けられ、上記所望の通
過帯域と異なる通過帯域を有する第２の帯域ろ波器と、
これらの帯域ろ波器を選択的に切り換える帯域ろ波器切
換手段とを有し、通信時に、前記アンテナ切換手段を用
いて送受を切り換えると同時に、前記帯域ろ波器切換手
段を用いて、受信時には第１の帯域ろ波器に、送信時に
は第２の帯域ろ波器に切り換えることを特徴とするスペ
クトラム拡散通信装置。
【請求項８】アンテナ切換手段を用いて時分割で送
信、受信を切り換えるスペクトラム拡散通信装置におい
て、アンテナと送信部、受信部を切り換えるアンテナ切換手
段と、ＩＦ段に設けられ、所望の通過帯域を有する帯域
ろ波器と、この帯域ろ波器とアースとを選択的に切り換
える帯域ろ波器切換手段とを有し、通信時に、前記アン
テナ切換手段を用いて送受を切り換えると同時に、前記
帯域ろ波器切換手段を用いて、受信時には帯域ろ波器
に、送信時にはアースに切り換えることを特徴とするス
ペクトラム拡散通信装置。
【請求項９】請求項７または８において、前記アンテナ切換手段は、半導体スイッチにより構成さ
れ、かつ該アンテナ切換手段と前記帯域ろ波器切換手段
とが、共通の素子より構成されたことを特徴とするスペ
クトラム拡散通信装置。
【請求項１０】アンテナ切換手段を用いて時分割で送
信、受信を切り換えるスペクトラム拡散通信装置におい
て、アンテナと送信部、受信部を切り換えるアンテナ切換手
段と、ＩＦ段に設けられ、所望の通過帯域を有する帯域
ろ波器と、この帯域ろ波器への入力信号を減衰する可変
減衰器とを有し、通信時に、前記アンテナ切換手段を用
いて送受を切り換えると同時に、前記可変減衰器を送信
時には非作動状態とし、受信時には作動状態とすること
を特徴とするスペクトラム拡散通信装置。