JP2021168508A - 受信装置、受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上する技術を提供する。
【解決手段】ミキサ３０は、信号発生器１４とアンテナ２４に接続され、中間周波数の信号を出力する。ＰＬＬ復調部３４は、ミキサ３０からの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行する。増幅部７０は、ＰＬＬ復調部３４からの信号を増幅する。検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４において発生するずれ量を検出する。検出部７４は、増幅部７０の増幅率を検出する。ＦＳＫ復調部７６は、増幅部７０からの信号に対してＦＳＫ復調を実行する。ＡＦＣ部８０は、増幅部７０からの信号における周波数オフセットを検出し、検出した周波数オフセットを信号発生器１４に補正させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信技術に関し、特にＦＳＫ信号を受信する受信装置、受信方法に関する。

デジタル無線通信では、例えば、周波数偏移変調方式（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が使用される。このようなデジタル無線通信において、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）オフセット等の影響を除去するために、検波信号からＤＣオフセット情報等を抽出し、その情報をもとにリファレンス・フレーム同期ワードを補正してから相関処理を実行する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００８−２８９６１号公報

受信特性を向上させるためには、ＤＣオフセットの影響だけではなく、周波数オフセットの影響も低減する必要があるとともに、受信した信号を増幅する際の増幅率を適切に設定する必要がある。一方、これらによって処理が複雑化されると、回路規模が大きくなり、コストが上昇してしまう。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上する技術を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、 （１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置であって、信号発生器と、前記信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、前記ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、前記ＰＬＬ復調部において発生するずれ量を検出する検出部と、前記ＰＬＬ復調部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部と、を備え、（１）準備モードにおいて、前記信号発生器は、中間周波数の第０周波数（ｆ０）の信号を出力し、前記ミキサは、前記信号発生器からの中間周波数の信号を出力し、前記検出部は、前記ＰＬＬ復調部からの第０周波数（ｆ０）の信号に対してずれ量を第０電圧として検出し（２）受信モードにおいて、前記信号発生器は、ローカル発振信号を出力し、前記ミキサは、前記信号発生器からのローカル発振信号と、前記アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力し、前記ＦＳＫ復調部は、前記検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行する。

本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、信号発生器と、信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、ＰＬＬ復調部において発生するずれ量を検出する検出部と、ＰＬＬ復調部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部と、ＰＬＬ復調部からの信号における周波数オフセットを検出し、検出した周波数オフセットを信号発生器に補正させるＡＦＣ部とを備え、（１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置における受信方法であって、（１）準備モードにおいて、信号発生器が、中間周波数の第０周波数（ｆ０）の信号を出力するステップと、ミキサが、信号発生器からの中間周波数の信号を出力するステップと、検出部が、ＰＬＬ復調部からの第０周波数（ｆ０）の信号に対してずれ量を第０電圧として検出するステップと、（２）受信モードにおいて、信号発生器が、ローカル発振信号を出力するステップと、ミキサが、信号発生器からのローカル発振信号と、アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力するステップと、ＦＳＫ復調部が、検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行するステップと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。

実施例に係る無線装置の構成を示す図である。 図１のＰＬＬ復調部において復調された信号を示す図である。 図１のＰＬＬ復調部の特性を示す図である。 図１におけるＡＦＣ部における移動平均処理を示す図である。 図５（ａ）−（ｂ）は、図１におけるＡＦＣ部における別の移動平均処理を示す図である。 図１の無線装置による受信手順を示すフローチャートである。

本発明を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本発明の実施例は、データに応じて搬送波の周波数が変化された信号を受信する受信装置に関する。このような変調方式は、アナログ変調においてＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれ、デジタル変調においてＦＳＫと呼ばれる。また、これらをＦＭと上位概念化されることもある。ここでは、アナログ変調だけを示すためにＦＭという用語を使用したり、アナログ変調とデジタル変調とをまとめるためにＦＭという用語を使用したりする。従来の安価な受信装置として、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）が使用される。一方、受信特性を向上させるために、受信装置では、受信信号から復調したベースバンド信号で受信信号の搬送波を再生し、その搬送波によって受信信号を直交検波することが求められる。しかしながら、そのための処理が複雑になり、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を高速にＡＤ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）変換可能な高価なＡＤコンバータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、専用ＩＣ等が必要とされる。

また、無線装置をデジタル変調に適用する場合、多値ＦＳＫを復調するためには、単純な交流成分の検出ではなく、多値ＦＳＫの変調レベルに対応した復調レベルを知るあるいは調整しておく必要がある。ＤＳＰ、専用ＩＣを使用する場合、これらにおいて復調レベルが取得される。しかしながら、これらを使用せずに、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣを使用する場合、生産ラインにおいて、信号発生器からの基準となる信号を受信させて、その振幅を計測し保存し、使用時に保存した結果から、受信時の復調レベルが計算されている。生産ラインにおいて、無線装置とは別の信号発生器を使用するので、手間がかかるとともに、時間的変化、温度変化、各ＩＣに実施しているキャリブレーション等のばらつきといった変化に対しては対処できない。

本実施例では、高価なＤＳＰを使うことなく、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣで、多値ＦＳＫに対応した無線装置を実現することを目的とする。また、多値ＦＳＫに対応した復調レベルを取得するために、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣに適した増幅器の増幅率を簡易に取得することを目的とする。

図１は、無線装置１００の構成を示す。無線装置１００は、マイク１０、音声処理部１２、信号発生器１４、送受切替部１６、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１８、送信フィルタ２０、アンテナ切替部２２、アンテナ２４、受信フィルタ２６、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２８、ミキサ３０、ＩＦフィルタ３２、ＰＬＬ復調部３４、受信処理部３６、スピーカ３８を含む。音声処理部１２は、ＡＤ部４０、生成部４２、ＤＡ部４４を含む。信号発生器１４は、基準信号発生部５０、比較部５２、ループフィルタ５４、ＶＣＯ５６、分周部５８を含む。ＰＬＬ復調部３４は、増幅部６０、比較部６２、ＬＰＦ６４、ＶＣＯ６６を含む。受信処理部３６は、ＡＤ部７２、増幅部７０、検出部７４、ＦＳＫ復調部７６、ＤＡ部７８、ＡＦＣ部８０、ＤＡ部８２を含む。ここでは、無線装置１００の構成を、（１）送信モード、（２）受信モードの基本動作、（３）ＡＦＣのための準備モード、（４）増幅率の設定についての準備モード、（５）受信モードの順に説明する。このうち、（２）受信モードの基本動作、（３）ＡＦＣのための準備モード、（４）増幅率の設定についての準備モード、（５）受信モードは、無線装置１００のうちの受信装置において実行されるといえる。

（１）送信モード
マイク１０は音声を取り込む。ＡＤ部４０は、取り込んだ音声をデジタルデータに変換し、生成部４２は、デジタルデータに対してマッピング、デジタルフィルタリングを実行することによって、ＦＳＫ変調波形データを生成する。ＤＡ部４４は、ＦＳＫ変調波形データをアナログの変調信号に変換する。信号発生器１４は、基準信号発生部５０、比較部５２、ループフィルタ５４、ＶＣＯ５６、分周部５８からなり、ＰＬＬ方式によって、送信周波数の搬送波信号、つまりローカル発振信号を発生する。ＶＣＯ５６において、ループフィルタ５４から出力される周波数制御電圧に変調信号が重畳されることによって、変調がなされる。変調された送信信号は、送受切替部１６を介してＰＡ１８で所要のレベルまで増幅され、送信フィルタ２０で高調波等の不要な信号を低減された後、アンテナ切替部２２、アンテナ２４を介して送信される。

（２）受信モードの基本動作
受信モードにおいて、アンテナ切替部２２は受信側にセットされ、アンテナ２４で受信した信号は、受信フィルタ２６で帯域外の信号を減衰され、ＬＮＡ２８で低雑音増幅され、ミキサ３０に入力される。送信モードにおいて使用した信号発生器１４は、受信モードにおいて、受信周波数とＩＦの差または和の周波数のローカル発振信号を発生し、送受切替部１６を切り替えてミキサ３０に入力する。ミキサ３０は、信号発生器１４とアンテナ２４に接続され、ローカル発振信号と受信信号とを掛け合わせることによって、ＩＦの信号を出力する。ＩＦの信号は、ＩＦフィルタ３２でＩＦ帯域以外の成分を低減され、ＰＬＬ復調部３４に入力される。

ＰＬＬ復調部３４は、ミキサ３０からのＩＦの信号に対してＰＬＬ復調を実行する。ＰＬＬ復調がなされたベースバンド信号は、図２のように示される。図２は、ＰＬＬ復調部３４において復調された多値ＦＳＫ信号を復調した信号を示す。ここで、多値ＦＳＫ変調は４値ＦＳＫ変調であるとする。多値ＦＳＫ変調の復調は、復調したベースバンド信号の電圧レベルからデータ判定される。図１に戻る。ＡＤ部７２は、ＰＬＬ復調部３４において復調された信号に対して、アナログ／デジタル変換を実行することによって、デジタルベースバンド波形データを生成する。増幅部７０は、ＡＤ部７２からのデジタルベースバンド波形データの信号を増幅する。増幅部７０における増幅率については後述する。

ＦＳＫ復調部７６は、増幅部７０において増幅されたデジタルベースバンド波形データに対してＦＳＫ復調を実行する。つまり、ＦＳＫ復調部７６は、デジタルベースバンド波形から再生したＦＳＫデータのデータクロックのタイミングでデジタルベースバンド波形データの電圧値をサンプリングして、そのときの電圧値からデータを再生する。４値ＦＳＫ変調の場合、図２のように４つの電圧で示された復調レベルに対し、各電圧に２ビットのデータが割り当てられており、データクロックの各判定タイミング、つまり図２中のナイキスト点で４つのシンボル値のどの復調レベルに近いかが判定される。再生したデータから音声データが再生され、音声データは、ＤＡ部７８でアナログ信号に変換されてからスピーカ３８から受信音声として出力される。

以下では、このような受信モードにおける課題を説明する。図３は、ＰＬＬ復調部３４の特性を示す。ＰＬＬ復調では、ＰＬＬ復調部３４内のＶＣＯ６６の出力信号と入力信号の周波数、位相の差分の電圧が復調信号として出力される。ＶＣＯ６６の出力中心周波数が、ＩＣのばらつきや、温度ドリフトで入力信号Ｂの中心周波数ｆ０とずれているとＤＣオフセットとして出力される。また、同様に入力信号Ｂの中心周波数ｆ０が送信側との周波数オフセットでＶＣＯ６６の中心周波数と異なる場合も、出力信号ＣにおいてＤＣオフセットが生じる。この信号を多値ＦＳＫ復調信号としてデータ判定する場合、図２のような信号は検出できるがその振幅やＤＣオフセットはばらつき、復調レベルを最適なレベルに設定できず、データ判定誤りを生じてしまう。

ここで、ＰＬＬ復調部３４からの出力信号Ｃでは、ＶＣＯ６６のフリーランの中心周波数がＩＣのばらつきや温度で、設定したＩＦとずれるので、そのずれ分がＤＣオフセットとして出力される。ＶＣＯ６６の周波数がずれていなくても、送信側の周波数調整がずれていれば同様にＤＣオフセットが出力される。また、ＰＬＬ復調部３４の入力周波数対出力電圧の傾きもＩＣのばらつきや温度で、ばらつく。アナログのＦＭの場合は、ＤＣオフセットはコンデンサ等でＤＣカットすれば問題にはならず、入力周波数対出力電圧の傾きが多少変わっても、復調音声の音量が少し変わるだけである。しかしながら、ＦＳＫ変調の場合、図２のようなベースバンド信号にＤＣオフセットや入力周波数対出力電圧の傾きにばらつきがあると、各シンボル値に対する復調レベルが変動することになる。

また、デジタル変調信号を十分なレベルで受信し、図２中のナイキスト点でデータ判定できている状態、つまり受信同期できている状態において、ナイキスト点の電圧値は各シンボル値に相当する電圧値のいずれかになる。各シンボル値に対する電圧値は、ＰＬＬ復調部３４の入力周波数対出力電圧の特性とＤＣオフセット、デジタル無線変調の規格で決められた変調度や波形整形フィルタの仕様で一義的に決まる値である。ここで、各シンボル値に対する電圧値に近づくように、増幅部７０の増幅率も設定されるべきである。
（３）ＡＦＣのための準備モード
準備モードにおいて、信号発生器１４は、ＩＦのＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）信号を発生し、送受切替部１６を切り替えてミキサ３０、ＩＦフィルタ３２を介して、ＰＬＬ復調部３４へ出力する。このときの周波数は、ＩＦの帯域における第０周波数（ｆ０）である。そのため、ＰＬＬ復調部３４は、ＰＬＬ復調部３４内のＶＣＯ６６のフリーラン周波数と信号発生器１４から出力された信号の第０周波数（ｆ０）の差に比例したＤＣ電圧を出力する。このＤＣ電圧が、ＰＬＬ復調部３４内部のＶＣＯ６６のフリーランの中心周波数がＩＣのばらつきや温度で、設定したＩＦとずれ分によるＤＣオフセットである。検出部７４は、これを測定し、基本のＤＣオフセット電圧Ｏｆｆｓｅｔ０として記憶する。なお、基本のＤＣオフセット電圧Ｏｆｆｓｅｔ０は、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧とも呼ばれる。後述のＦＳＫ復調部７６は、第０電圧を復調レベルから減算することによって、ＰＬＬ復調部３４のばらつきによるＤＣオフセットをキャンセル可能である。また、このＤＣオフセットのキャンセルを適宜行えば、温度によるＤＣオフセットのキャンセルも可能である。

信号発生器１４は、ＩＦ+ΔｆのＣＷ信号を出力し、検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４の復調出力電圧を測定し、この電圧をＯｆｆｓｅｔ１として記憶する。ここで、ＩＦ+Δｆは第１周波数（ｆ１＞ｆ０）と呼ばれ、Ｏｆｆｓｅｔ１は第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧と呼ばれる。第１周波数（ｆ１）もＩＦの帯域内である。また、信号発生器１４は、ＩＦ−ΔｆのＣＷ信号を出力し、検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４の復調出力電圧を測定し、この電圧をＯｆｆｓｅｔ２として記憶する。ここで、ＩＦ−Δｆは第２周波数（ｆ２＜ｆ０）と呼ばれ、Ｏｆｆｓｅｔ１は第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧と呼ばれる。第２周波数（ｆ２）もＩＦの帯域内である。Δｆの値は、デジタル変調の最大デビエーション周波数を用いると、デジタル復調時の復調レベルによる判定にも使用できる。つまり、信号発生器１４は、第０周波数（ｆ０）から少しずれた周波数のＣＷ信号を何種類か出力し、検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４から出力されるＤＣ電圧を周波数毎に測定する。

検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４の入力周波数対出力電圧の傾き、つまり単位周波数あたりの電圧変化を計算する。具体的に説明すると、検出部７４は、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆを計算する。
Δｆｃｏｅｆｆ＝（Ｏｆｆｓｅｔ１−Ｏｆｆｓｅｔ２）／（２×Δｆ）
単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆは、ＰＬＬ復調部３４において発生するずれ量であり、周波数オフセットを補正する際の補正値計算に使用される。なお、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆは、ＦＳＫ復調時の復調レベルを決定するために使用されてもよい。

（４）増幅率の設定についての準備モード
準備モードにおいて、検出部７４は、増幅部７０の増幅率として、初期値であるＧｄｅｓｉｇｎを設定する。（３）ＡＦＣのための準備モードと同様に、信号発生器１４は、ＩＦの帯域において、第０周波数（ｆ０）のＣＷ信号と、第１周波数（ｆ１＞ｆ０）のＣＷ信号と、第２周波数（ｆ２＜ｆ０）のＣＷ信号とを出力する。また、ミキサ３０は、信号発生器１４からの第０周波数（ｆ０）のＣＷ信号と、第１周波数（ｆ１＞ｆ０）のＣＷ信号と、第２周波数（ｆ２＜ｆ０）のＣＷ信号とを出力する。さらに、検出部７４は、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧、第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧、第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧を測定する。これらの処理は、（３）ＡＦＣのための準備モードと共通して実行されてもよい。

ここで、第１周波数（ｆ１）は、（２）受信モードにおいて、ミキサ３０から出力される信号のうちの最も高い周波数に対応するように設定され、第２周波数（ｆ２）は、（２）受信モードにおいて、ミキサ３０から出力される信号のうちの最も低い周波数に対応するように設定される。４値ＦＳＫ変調の場合、−３、−１、+１、+３の４値をとるので、第１周波数（ｆ１）は、+３レベル相当の周波数を示し、第２周波数（ｆ２）は、−３レベル相当の周波数を示す。以下では、第１電圧をＬ（＋３）と示し、第２電圧をＬ（−３）と示す場合、それらの設計値は、Ｄ（＋３）とＤ（−３）とそれぞれ示される。ここで、設計値には理論値が使用される。

検出部７４は、Ｌ（＋３）、Ｌ（−３）、Ｄ（＋３）、Ｄ（−３）から、次のように増幅部７０の増幅率を導出する。
増幅率＝Ｇｄｅｓｉｇｎ×｛Ｄ（＋３）−Ｄ（−３）｝／｛Ｌ（＋３）−Ｌ（−３）｝
導出された増幅率は増幅部７０に設定される。
なお、プロトコルによりＦＳＫの周波数偏移が異なるので、複数のプロトコルに対応する場合は、各プロトコルに対して前述の処理が実行される。

（５）受信モード
増幅部７０は、検出部７４において検出した増幅率によって、ＡＤ部７２からのデジタルベースバンド波形データの信号を増幅する。ＡＦＣ部８０は、増幅部７０において増幅されたデジタルベースバンド波形データから、復調信号の中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）を取得する。デジタル変調では、図４のように、通常、無変調や、決まったパターンのプリアンブル信号が、同期のために最初に送信される。無変調の場合は、無変調信号が送信される期間に測定した値を全て平均化することで、中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）が容易に取得される。「１０１０１０１０」のパターンの場合でも、その期間のなかで１あるいは０のどちらかのタイミングのサンプリング値を平均化することで、データが１の場合の周波数に相当する電圧が取得される。また、データが１の場合と０の場合とを同じ数だけ測定して、測定結果を平均化することによって、中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）が取得される。

ここでは、このＡＦＣ機能をアナログ無線機に応用した場合の例を説明する。アナログ無線機の場合も、ＡＦＣ部８０は、増幅部７０において増幅されたデジタルベースバンド波形データを移動平均することで、復調信号の中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）を取得する。移動平均の時間を説明するために、ここでは図５（ａ）−（ｂ）を使用する。図５（ａ）−（ｂ）は、ＡＦＣ部８０における別の移動平均処理を示す。図５（ａ）は、増幅部７０において増幅されたベースバンド波形データの時間変化を示す。移動平均区間２００は、ベースバンド波形データである音声信号を十分に平滑化するために１秒以上に設定される。図５（ｂ）は、ＣＴＣＳＳ等のトーンスケルチを使用する場合を示す。ＣＴＣＳＳ等のトーンスケルチを使用する場合、復調した信号の周波数や波形が予め分かっているので、そのトーンが受信されている際にその周波数の２倍以上でサンプリングし、移動平均区間２００で示される整数周期分のデータが平均化される。アナログ無線機の場合、デジタル無線機に比べ平均時間を長くする必要があるが、ＡＦＣによって、受信性能を向上させることができる。図１に戻る。

ＡＦＣ部８０は、平均電圧（ＤＶａｖｇ）から第０電圧Ｏｆｆｓｅｔ０を減算することによって、周波数オフセットに起因する電圧を取得する。これは、ずれ量を検出することに相当する。また、ＡＦＣ部８０は、周波数オフセットに起因する電圧を、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆで除算することによって、周波数オフセットｆＴＸｏｆｆｓｅｔを次のように計算する。

ｆＴＸｏｆｆｓｅｔ＝（ＤＶａｖｇ−Ｏｆｆｓｅｔ０）÷Δｆｃｏｅｆｆ
つまり、ＡＦＣ部８０は、ＰＬＬ復調部３４からの信号の電圧と、検出部７４において検出した第０電圧と電圧変化とをもとに周波数オフセットを検出する。さらに、ＡＦＣ部８０は、検出した周波数オフセットを信号発生器１４に補正させる。

ＡＦＣ部８０において検出された周波数オフセットは、ＤＡ部８２で電圧に変換され、ローカル発振信号を発生させる信号発生器１４の基準信号発生部５０の周波数が調整される。具体的には、受信時に信号発生器１４に設定したローカル発振信号の周波数に代わって、ローカル発振信号の周波数から周波数オフセットを差し引いた周波数が基準信号発生部５０に再設定される。これによって、送信側との周波数オフセットや、無線装置１００の移動に伴うドップラー効果による周波数オフセットが補正される。また、周波数オフセットの小さいＩＦ信号がＩＦフィルタ３２を介してＰＬＬ復調部３４に入力されて復調される。そのため、波形のゆがみや隣接妨害に対する耐性のアンバランスが補正される。その結果、受信性能が向上する。

なお、信号発生器１４に周波数設定として補正する場合には、信号発生器１４に設定している受信ローカル周波数ｆＬＯに対して周波数オフセットが補正されるので、信号発生器１４にｆＬＯ−ｆＴＸｏｆｆｓｅｔを再設定することによって、周波数が補正される。また、基準信号発生部５０の周波数を変えることによって補正する場合には、予め基準信号発生部５０の周波数コントロール電圧とその周波数変化量が予め認識される。これにより、ｆＴＸｏｆｆｓｅｔを信号発生器１４にｆＬＯを設定する際の分周比で割った周波数だけ基準信号発生部５０のコントロール電圧をオフセットすることによって、信号発生器１４の出力周波数をｆＴＸｏｆｆｓｅｔだけずらすように周波数が補正される。

ＦＳＫ復調部７６は、検出部７４において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行する。なお、Δｆｃｏｅｆｆが使用されてもよい。

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

以上の構成による無線装置１００の動作を説明する。図６は、無線装置１００による受信手順を示すフローチャートである。検出部７４は、第０電圧、第１電圧、第２電圧を測定する（Ｓ１０）。検出部７４は、増幅率を算出し（Ｓ１２）、電圧変化を算出する（Ｓ１４）。増幅部７０には増幅率が設定される（Ｓ１６）。ＡＦＣ部８０は、移動平均化した電圧を導出し（Ｓ１８）、周波数オフセットを検出する（Ｓ２０）。ＡＦＣ部８０は、周波数オフセットを補正し（Ｓ２２）、ステップ１８に戻る。

本実施例によれば、準備モードにおいて、信号発生器は中間周波数の信号を出力し、受信モードにおいて、信号発生器はローカル発振信号を出力するので、１つの信号発生器によって、キャリブレーションと受信とを実行できる。また、準備モードにおいて、ＰＬＬ復調部からの信号に対してずれ量を検出し、受信モードにおいて、検出したずれ量を使用して周波数オフセットを検出するので、周波数オフセットの検出精度を向上できる。また、準備モードにおいて、ＰＬＬ復調部からの信号に対してずれ量を検出し、受信モードにおいて、検出したずれ量を使用してＦＳＫ復調を実行するので、復調精度を向上できる。また、１つの信号発生器によってキャリブレーションと受信とを実行しながら、周波数オフセットを補正するので、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。また、第１周波数（ｆ１）の信号と、第２周波数（ｆ２）の信号とを出力してこれらに対する電圧をもとに、単位周波数あたりの電圧変化を検出するので、処理を簡易にできる。

また、高価なＡＤコンバータ、ＤＳＰ、専用ＩＣを使用することなく、ＰＬＬ復調部によって、４値ＦＳＫ変復調を用いた受信装置を実現できる。また、ＰＬＬ復調部と同等の単純な回路構成で受信装置を実現できる。また、多値ＦＳＫ復調信号の復調レベルを補正するので、周囲温度やＩＣのばらつきを補正できる。また、正確にデータ判定を行うので、低誤り率、つまり高感度な受信装置を実現できる。また、検出した周波数オフセットを補正するので、高感度なデジタル無線システムを構成できる。また、第０周波数から第２周波数の信号は、信号発生器で発生させ、ミキサの漏れを利用してＰＬＬ復調部に入力するので、受信系とはアイソレーションを高くできる。また、受信系とはアイソレーションが高くなるので、第０周波数から第２周波数の信号がアンテナから不要に放射されることを防止できる。また、工場出荷時の調整と異なり、温度変化が大きいときや電源投入時に実施するので、周囲温度の変化や、経年変化にも追従できる。また、信号発生器と、ソフトウエアで実現できるので、製造コストの上昇を抑制できる。

また、準備モードにおいて、増幅率を検出し、受信モードにおいて、検出した増幅率を使用してＦＳＫ復調を実行するので、受信精度を向上できる。また、１つの信号発生器によってキャリブレーションと受信とを実行しながら、増幅率を検出するので、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。第１周波数（ｆ１）は、ミキサから出力される信号のうちの最も高い周波数であり、第２周波数（ｆ２）は、ミキサから出力される信号のうちの最も低い周波数であるので、受信される信号に適した増幅率を設定できる。また、ＰＬＬ復調部を用いていても、起動毎に増幅率が調節されるので、高価なＤＳＰや専用ＩＣを使うことなく多値ＦＳＫ復調を正確に実行できる。また、起動毎に増幅率が調節されるので、生産ラインでの調整工数を削減できる。また、準備モードでは信号発生器で中間周波数信号を発生させて、それをミキサの入出力間のもれを利用してＰＬＬ復調部３４に入力させてずれ量を測定するので、ＰＡのフィルタ特性で中間周波数信号がアンテナから漏れ出て、他の無線装置に妨害を与えることを防止できる。

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施例における無線装置１００は、増幅部７０において可変の増幅率を設定したり、ＡＦＣ部８０において周波数オフセットを補正したりしている。しかしながらこれに限らず例えば、いずれか一方の機能が省略されてもよい。本変形例によれば、無線装置１００の構成を簡易にできる。

本実施例において、（３）ＡＦＣのための準備モード、（４）増幅率の設定についての準備モードの順に処理が実行される。しかしながらこれに限らず例えば、（４）増幅率の設定についての準備モード、（３）ＡＦＣのための準備モードの順に処理が実行されてもよい。あるいは、（４）増幅率の設定についての準備モード、（３）ＡＦＣのための準備モードとが並列に実行されてもよい。本変形例によれば、処理の自由度を向上できる。

本実施例において、ローカル発振信号の周波数を補正するために、基準信号発生部５０の周波数が可変に構成されている。しかしながらこれに限らず例えば、信号発生器１４が小数点分周方式のように十分な分解能で周波数を設定可能に構成されてもよい。このようにすれば、信号発生器１４の周波数を制御するのではなく、信号発生器１４の分周部５８の分周比を設定することでも周波数を補正可能である。本変形例によれば、周波数がデジタル的に補正され、基準発振器４の周波数が固定になり、かつＤＡ部８２も不要となるので、回路構成を簡略化できる。また、無線装置１００を低価格化できる。

本実施例において、検出部７４は、準備モードにおいて復調レベルを調節する。しかしながらこれに限らず例えば、周波数オフセットが小さい場合、ローカル発振信号の周波数を補正せず、検出部７４は、受信中に測定した送信側の周波数誤差に相当するＤＣオフセットを反映させながら復調レベルを調節してもよい。本変形によれば、ローカル発振信号の周波数の補正処理が不要になるので、処理を簡易化できる。

本実施例において、信号発生器１４のＶＣＯ５６内に周波数を電圧で制御する可変容量ダイオード以外が使用されている。しかしながらこれに限らず例えば、変調用の可変容量ダイオードを別に有して、その素子に変調信号を入力することで変調してもよい。また、信号発生器１４が、小数点分周方式でデルタシグマ変調回路を有していた場合に、そのデルタシグマ変調器に変調信号の周波数偏移のデータを逐次入力することで変調してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。

本実施例において、送信用と受信用の信号発生器１４を１つで共用したが、送信用と受信用とにおいて別の信号発生器１４を使用してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。

本実施例において、検出部７４は、+３レベル相当の周波数の第１電圧と、−３レベル相当の周波数の第２電圧を測定している。しかしながらこれに限らず例えば、検出部７４は、片方のみ計測して計算で２倍してもよいし、プロトコル毎のＦＳＫ偏移の違いについても計算にて求めてもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。

本実施例において、検出部７４は、増幅率を検出する際に設計値して理論値を使用している。しかしながらこれに限らず例えば、設計段階での受信エラーレート特性等から得られる最良の振幅とするように「理論値×係数」となるように設定してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。

本実施例において、準備モードは、起動時に実行されている。しかしながらこれに限らず例えば、温度計測が可能な無線装置１００であれば、温度変化をトリガとして再調整を実行してもよく、電源電圧を監視している無線装置１００であれば電源変動をトリガとして再調整を実行させてもよい。本変形例によれば、ＰＬＬ復調部の変動に追従できる。

１０ マイク、 １２ 音声処理部、 １４ 信号発生器、 １６ 送受切替部、 １８ ＰＡ、 ２０ 送信フィルタ、 ２２ アンテナ切替部、 ２４ アンテナ、 ２６ 受信フィルタ、 ２８ ＬＮＡ、 ３０ ミキサ、 ３２ ＩＦフィルタ、 ３４ ＰＬＬ復調部、 ３６ 受信処理部、 ３８ スピーカ、 ４０ ＡＤ部、 ４２ 生成部、 ４４ ＤＡ部、 ５０ 基準信号発生部、 ５２ 比較部、 ５４ ループフィルタ、 ５６ ＶＣＯ、 ５８ 分周部、 ６０ 増幅部、 ６２ 比較部、 ６４ ＬＰＦ、 ６６ ＶＣＯ、 ７０ 増幅部、 ７２ ＡＤ部、 ７４ 検出部、 ７６ ＦＳＫ復調部、 ７８ ＤＡ部、 ８０ ＡＦＣ部、 ８２ ＤＡ部、 １００ 無線装置。

Claims (4)

1. （１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置であって、
   信号発生器と、
   前記信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、
   前記ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、
   前記ＰＬＬ復調部において発生するずれ量を検出する検出部と、
   前記ＰＬＬ復調部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部と、
   を備え、
   （１）準備モードにおいて、
   前記信号発生器は、中間周波数の第０周波数（ｆ０）の信号を出力し、
   前記ミキサは、前記信号発生器からの中間周波数の信号を出力し、
   前記検出部は、前記ＰＬＬ復調部からの第０周波数（ｆ０）の信号に対してずれ量を第０電圧として検出し、
   （２）受信モードにおいて、
   前記信号発生器は、ローカル発振信号を出力し、
   前記ミキサは、前記信号発生器からのローカル発振信号と、前記アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力し、
   前記ＦＳＫ復調部は、前記検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行することを特徴とする受信装置。
2. （２）受信モードにおいて、
   前記ＰＬＬ復調部からの信号における周波数オフセットを検出し、検出した周波数オフセットを前記信号発生器に補正させるＡＦＣ部を備え、
   前記ＡＦＣ部は、前記検出部において検出した第０電圧と、前記無線周波数の信号におけるプリアンブルの期間に出力される前記ＰＬＬ復調部からの信号の平均電圧とをもとに周波数オフセットを検出することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. （１）準備モードにおいて、
   前記信号発生器は、中間周波数の帯域において、デジタル変調の最大デビエーションに基づいた第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、デジタル変調の最大デビエーションに基づいた第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力し、
   前記検出部は、ずれ量として、前記第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧を検出するとともに、前記第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧と、前記第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧とをもとに、単位周波数あたりの電圧変化を検出し、
   （２）受信モードにおいて、
   前記ＡＦＣ部は、前記ＰＬＬ復調部からの信号の電圧と、前記検出部において検出した第０電圧と電圧変化とをもとに周波数オフセットを検出することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 信号発生器と、前記信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、前記ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、前記ＰＬＬ復調部において発生するずれ量を検出する検出部と、前記ＰＬＬ復調部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部とを備え、（１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置における受信方法であって、
   （１）準備モードにおいて、
   前記信号発生器が、中間周波数の信号を出力するステップと、
   前記ミキサが、前記信号発生器からの中間周波数の第０周波数（ｆ０）の信号を出力するステップと、
   前記検出部が、前記ＰＬＬ復調部からの第０周波数（ｆ０）の信号に対してずれ量を第０電圧として検出するステップと、
   （２）受信モードにおいて、
   前記信号発生器が、ローカル発振信号を出力するステップと、
   前記ミキサが、前記信号発生器からのローカル発振信号と、前記アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力するステップと、
   前記ＦＳＫ復調部が、前記検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行するステップと、
   を備えることを特徴とする受信方法。

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