JP3442986B2 - Ｏｆｄｍ選択ダイバーシチ受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ選択ダイバーシチ受信装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重（ＯＦＤＭ）方式により無線伝送を行う無線通信シス
テムの基地局や端末局、またはＯＦＤＭ方式による放送
システムの受信局におけるＯＦＤＭ受信装置に係り、特
に、劣悪な無線伝播環境下においても高品質な情報の伝
送を実現するＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置に関す
る。
重（ＯＦＤＭ）方式により無線伝送を行う無線通信シス
テムの基地局や端末局、またはＯＦＤＭ方式による放送
システムの受信局におけるＯＦＤＭ受信装置に係り、特
に、劣悪な無線伝播環境下においても高品質な情報の伝
送を実現するＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】現在、地上波テレビ放送はアナログ方式
が採用されているが、西暦２０００年を目処にディジタ
ル化への移行が開始される予定である。地上波テレビ放
送は、一つの送信局でカバーするエリアが極めて広いた
め、無線電波伝播特有の多重反射電波伝播（マルチパ
ス）の影響により受信画像が劣化する、ゴースト障害と
いう深刻な問題がある。この地上波テレビ放送における
マルチパスの規模は、携帯・自動車電話などの無線通信
システムで対象としているマルチパスの規模よりも遥か
に大きく、マルチパス対策に有効である適応自動等化器
でも、もはや対応しきれない。
が採用されているが、西暦２０００年を目処にディジタ
ル化への移行が開始される予定である。地上波テレビ放
送は、一つの送信局でカバーするエリアが極めて広いた
め、無線電波伝播特有の多重反射電波伝播（マルチパ
ス）の影響により受信画像が劣化する、ゴースト障害と
いう深刻な問題がある。この地上波テレビ放送における
マルチパスの規模は、携帯・自動車電話などの無線通信
システムで対象としているマルチパスの規模よりも遥か
に大きく、マルチパス対策に有効である適応自動等化器
でも、もはや対応しきれない。
【０００３】そこで、劣悪なマルチパス伝播環境におい
ても原理的に耐性を持ち、高品質な情報伝送が可能であ
る直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式が地上波テ
レビ放送のディジタル伝送方式として採用される予定と
なっている。ＯＦＤＭ伝送信号には送信波形（シンボ
ル）の一部をコピーしたガード期間が設けられており、
このガード期間がガード期間長以下のマルチパス伝播を
吸収し、受像品質の致命的な劣化を防いでいる。
ても原理的に耐性を持ち、高品質な情報伝送が可能であ
る直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式が地上波テ
レビ放送のディジタル伝送方式として採用される予定と
なっている。ＯＦＤＭ伝送信号には送信波形（シンボ
ル）の一部をコピーしたガード期間が設けられており、
このガード期間がガード期間長以下のマルチパス伝播を
吸収し、受像品質の致命的な劣化を防いでいる。
【０００４】また、このようなＯＦＤＭ伝送方式の耐マ
ルチパス伝送特性は地上波テレビ放送だけでなく、公衆
網や構内網で今後展開されるであろうマルチメディア通
信等の広帯域無線通信システムでも注目されており、実
用化への具体的な技術検討が積極的に進められている。
ルチパス伝送特性は地上波テレビ放送だけでなく、公衆
網や構内網で今後展開されるであろうマルチメディア通
信等の広帯域無線通信システムでも注目されており、実
用化への具体的な技術検討が積極的に進められている。
【０００５】さらに、ＯＦＤＭ伝送方式は、耐マルチパ
ス伝送特性を生かして、同一の内容を同一の周波数で同
時に送信する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）が構築
できるため、従来のような地域毎に送信周波数を変更し
なければならないという無駄な周波数利用を改善でき、
利用周波数帯の圧縮という点でも非常に有効な伝送方式
である。
ス伝送特性を生かして、同一の内容を同一の周波数で同
時に送信する単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）が構築
できるため、従来のような地域毎に送信周波数を変更し
なければならないという無駄な周波数利用を改善でき、
利用周波数帯の圧縮という点でも非常に有効な伝送方式
である。
【０００６】しかしながら、ＯＦＤＭ伝送方式がいかに
耐マルチパス伝送特性に優れていると言えども、マルチ
パス伝播により生じる厳しい周波数選択性フェージング
の影響による受信特性の劣化から完全に守られるわけで
はない。特に、ディジタル地上波テレビ放送や次世代マ
ルチメディア通信で期待される高精細画像のような高品
質画像の伝送には、音声通信がメインである現在の携帯
・自動車電話よりも遥かに高安定かつ高品質な無線伝送
技術が要求され、より良好な受信特性を実現する受信方
式・受信装置の開発が早急に求められている。
耐マルチパス伝送特性に優れていると言えども、マルチ
パス伝播により生じる厳しい周波数選択性フェージング
の影響による受信特性の劣化から完全に守られるわけで
はない。特に、ディジタル地上波テレビ放送や次世代マ
ルチメディア通信で期待される高精細画像のような高品
質画像の伝送には、音声通信がメインである現在の携帯
・自動車電話よりも遥かに高安定かつ高品質な無線伝送
技術が要求され、より良好な受信特性を実現する受信方
式・受信装置の開発が早急に求められている。
【０００７】さらに、高精細画像の伝送には、周波数有
効利用の面から大量の情報を有する高精細画像の伝送を
狭い無線帯域で伝送する技術が必要となり、移動を考慮
した無線伝播環境下での高効率な多値ＱＡＭ変調方式等
の変調方式の採用を検討しなければならない。ところ
が、ＱＡＭ変調に代表される高効率な変調方式は、耐雑
音特性や耐干渉特性の面で劣り、歪みに弱いという欠点
がある。
効利用の面から大量の情報を有する高精細画像の伝送を
狭い無線帯域で伝送する技術が必要となり、移動を考慮
した無線伝播環境下での高効率な多値ＱＡＭ変調方式等
の変調方式の採用を検討しなければならない。ところ
が、ＱＡＭ変調に代表される高効率な変調方式は、耐雑
音特性や耐干渉特性の面で劣り、歪みに弱いという欠点
がある。
【０００８】一般に、劣悪な多重電波伝播環境や移動受
信環境下での受信特性の改善手段として、ダイバーシチ
受信方式がある。ダイバーシチ受信の実現には、劣悪な
電波伝播環境下での時間フェージング歪みの同定（時間
軸方向の変化量の推定）と周波数選択性フェージング歪
みの同定（周波数軸方向の変化量の推定）を必要とす
る。ダイバーシチ受信方式の一つである合成ダイバーシ
チでは、各受信ブランチ毎に正確なこれらの歪みの推定
を行わなければ効率の良い合成が実現できず、装置の複
雑さだけが目立つことになる。
信環境下での受信特性の改善手段として、ダイバーシチ
受信方式がある。ダイバーシチ受信の実現には、劣悪な
電波伝播環境下での時間フェージング歪みの同定（時間
軸方向の変化量の推定）と周波数選択性フェージング歪
みの同定（周波数軸方向の変化量の推定）を必要とす
る。ダイバーシチ受信方式の一つである合成ダイバーシ
チでは、各受信ブランチ毎に正確なこれらの歪みの推定
を行わなければ効率の良い合成が実現できず、装置の複
雑さだけが目立つことになる。
【０００９】また、ＯＦＤＭ伝送方式において合成ダイ
バーシチを実現するには、各ブランチ毎に周波数スペク
トルに変換するための装置（一般的にはＦＦＴ）を持た
ねばならず、受信装置規模が莫大になるというハードウ
ェア的な問題点がある。これは、モビリティやポータビ
リティが重要な要素で、小型化、低消費電力化、低コス
ト化が必要な携帯受信装置においては致命的である。そ
こで、ダイバーシチ受信技術でも小型化、低消費電力
化、低コスト化が簡便に実現できる選択ダイバーシチ装
置の開発が期待されている。
バーシチを実現するには、各ブランチ毎に周波数スペク
トルに変換するための装置（一般的にはＦＦＴ）を持た
ねばならず、受信装置規模が莫大になるというハードウ
ェア的な問題点がある。これは、モビリティやポータビ
リティが重要な要素で、小型化、低消費電力化、低コス
ト化が必要な携帯受信装置においては致命的である。そ
こで、ダイバーシチ受信技術でも小型化、低消費電力
化、低コスト化が簡便に実現できる選択ダイバーシチ装
置の開発が期待されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、ディ
ジタル信号系列を直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）
により無線伝送を行う無線通信／放送システムでは、Ｏ
ＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性を有効に利用し
つつも、広大なカバーエリア内のすべての場所で高品質
かつ高精細な情報の伝送を実現するには、厳しい多重反
射電波伝播環境での受信特性の劣化改善策や、移動受信
時の受信特性の劣化改善策の適用が必要となる。特に、
画像情報の伝送が主となる今後のマルチメディア通信や
ディジタル地上波放送では、多値ＱＡＭ変調等のような
高効率な変調方式の適用が必須となり、ＯＦＤＭ伝送方
式における受信特性の改善策、とりわけＯＦＤＭ伝送方
式の採用時のダイバーシチ受信方式の開発が望まれる。
ジタル信号系列を直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）
により無線伝送を行う無線通信／放送システムでは、Ｏ
ＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性を有効に利用し
つつも、広大なカバーエリア内のすべての場所で高品質
かつ高精細な情報の伝送を実現するには、厳しい多重反
射電波伝播環境での受信特性の劣化改善策や、移動受信
時の受信特性の劣化改善策の適用が必要となる。特に、
画像情報の伝送が主となる今後のマルチメディア通信や
ディジタル地上波放送では、多値ＱＡＭ変調等のような
高効率な変調方式の適用が必須となり、ＯＦＤＭ伝送方
式における受信特性の改善策、とりわけＯＦＤＭ伝送方
式の採用時のダイバーシチ受信方式の開発が望まれる。
【００１１】従って、本発明はＯＦＤＭ伝送方式の無線
通信／放送システムにおける多重反射電波伝播環境や移
動受信環境で生じる受信特性の劣化を改善でき、しかも
携帯性を重視して小型化、低消費電力化および低コスト
化を実現できるＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置を提
供することを目的とする。
通信／放送システムにおける多重反射電波伝播環境や移
動受信環境で生じる受信特性の劣化を改善でき、しかも
携帯性を重視して小型化、低消費電力化および低コスト
化を実現できるＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置を提
供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明は個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周
波数分割多重）信号を複数の受信手段により受信し、こ
れら複数の受信手段からそれぞれ受信されるＯＦＤＭ受
信信号について時間的にずれた実質的に同一の信号部分
どうしの相関を求め、最大の相関値を与える一つのＯＦ
ＤＭ受信信号を選択して周波数スペクトルに変換し、こ
の周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調する
ことを特徴とする。
め、本発明は個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交周
波数分割多重）信号を複数の受信手段により受信し、こ
れら複数の受信手段からそれぞれ受信されるＯＦＤＭ受
信信号について時間的にずれた実質的に同一の信号部分
どうしの相関を求め、最大の相関値を与える一つのＯＦ
ＤＭ受信信号を選択して周波数スペクトルに変換し、こ
の周波数スペクトルからディジタル信号系列を復調する
ことを特徴とする。
【００１３】より具体的には、本発明に係る第１のＯＦ
ＤＭ選択ダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介
してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号を出力する
複数の受信手段と、これら複数の受信手段から出力され
るＯＦＤＭ受信信号を所定時間遅延する複数の遅延手段
と、これら複数の遅延手段により遅延される前のＯＦＤ
Ｍ受信信号と遅延された後のＯＦＤＭ受信信号との相関
を演算する複数の相関演算手段と、これら複数の相関演
算手段の出力信号に基づき複数の遅延手段により遅延さ
れたＯＦＤＭ受信信号の一つを選択するＯＦＤＭ信号選
択手段と、この選択手段により選択されたＯＦＤＭ受信
信号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段と、
この第１の変換手段により変換された周波数スペクトル
からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備し
たことを特徴とする。
ＤＭ選択ダイバーシチ受信装置は、個別のアンテナを介
してＯＦＤＭ信号を受信しＯＦＤＭ受信信号を出力する
複数の受信手段と、これら複数の受信手段から出力され
るＯＦＤＭ受信信号を所定時間遅延する複数の遅延手段
と、これら複数の遅延手段により遅延される前のＯＦＤ
Ｍ受信信号と遅延された後のＯＦＤＭ受信信号との相関
を演算する複数の相関演算手段と、これら複数の相関演
算手段の出力信号に基づき複数の遅延手段により遅延さ
れたＯＦＤＭ受信信号の一つを選択するＯＦＤＭ信号選
択手段と、この選択手段により選択されたＯＦＤＭ受信
信号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段と、
この第１の変換手段により変換された周波数スペクトル
からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備し
たことを特徴とする。
【００１４】本発明に係る第２のＯＦＤＭ選択ダイバー
シチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号
を受信しＯＦＤＭ受信信号を出力する複数の受信手段
と、これら複数の受信手段から出力されるＯＦＤＭ受信
信号を所定時間遅延する複数の遅延手段と、これら複数
の遅延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信信号と遅
延された後のＯＦＤＭ受信信号との相関を演算する複数
の相関演算手段と、これら複数の相関演算手段の出力信
号に基づき複数の遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ受
信信号の一つを選択するＯＦＤＭ信号選択手段と、この
ＯＦＤＭ信号選択手段により選択されたＯＦＤＭ受信信
号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段と、こ
の第１の変換手段により変換された周波数スペクトルに
対する参照周波数スペクトルを生成する参照周波数スペ
クトル生成手段と、第１の変換手段により変換された周
波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成手段により
生成された参照周波数スペクトルとから伝送路周波数応
答を生成する伝送路周波数応答生成手段と、この伝送路
周波数応答生成手段により生成された伝送路周波数応答
に従って第１の変換手段により変換された周波数スペク
トルの歪みを補償する周波数スペクトル補償手段と、こ
の周波数スペクトル補償手段により歪み補償された周波
数スペクトルからディジタル信号系列を復調する復調手
段とを具備したことを特徴とする。
シチ受信装置は、個別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号
を受信しＯＦＤＭ受信信号を出力する複数の受信手段
と、これら複数の受信手段から出力されるＯＦＤＭ受信
信号を所定時間遅延する複数の遅延手段と、これら複数
の遅延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信信号と遅
延された後のＯＦＤＭ受信信号との相関を演算する複数
の相関演算手段と、これら複数の相関演算手段の出力信
号に基づき複数の遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ受
信信号の一つを選択するＯＦＤＭ信号選択手段と、この
ＯＦＤＭ信号選択手段により選択されたＯＦＤＭ受信信
号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段と、こ
の第１の変換手段により変換された周波数スペクトルに
対する参照周波数スペクトルを生成する参照周波数スペ
クトル生成手段と、第１の変換手段により変換された周
波数スペクトルと参照周波数スペクトル生成手段により
生成された参照周波数スペクトルとから伝送路周波数応
答を生成する伝送路周波数応答生成手段と、この伝送路
周波数応答生成手段により生成された伝送路周波数応答
に従って第１の変換手段により変換された周波数スペク
トルの歪みを補償する周波数スペクトル補償手段と、こ
の周波数スペクトル補償手段により歪み補償された周波
数スペクトルからディジタル信号系列を復調する復調手
段とを具備したことを特徴とする。
【００１５】ここで、第１および第２のＯＦＤＭ選択ダ
イバーシチ受信装置において、遅延手段はＯＦＤＭ受信
信号を有効シンボル期間だけ遅延させるように構成され
る。これにより相関演算手段では、ＯＦＤＭ受信信号の
有効シンボルの一部とこれをコピーしたガード期間との
相関、つまり時間的にずれた実質的に同一の信号部分の
相関を演算することになる。従って、この相関値はＯＦ
ＤＭ信号の伝播環境の影響度である歪み特性を反映し、
これが大きいほど歪みが小さいといえるので、最大の相
関値を与えるＯＦＤＭ受信信号を選択することにより、
受信特性の劣化改善のためのダイバーシチ受信を実現す
ることができる。
イバーシチ受信装置において、遅延手段はＯＦＤＭ受信
信号を有効シンボル期間だけ遅延させるように構成され
る。これにより相関演算手段では、ＯＦＤＭ受信信号の
有効シンボルの一部とこれをコピーしたガード期間との
相関、つまり時間的にずれた実質的に同一の信号部分の
相関を演算することになる。従って、この相関値はＯＦ
ＤＭ信号の伝播環境の影響度である歪み特性を反映し、
これが大きいほど歪みが小さいといえるので、最大の相
関値を与えるＯＦＤＭ受信信号を選択することにより、
受信特性の劣化改善のためのダイバーシチ受信を実現す
ることができる。
【００１６】また、ＯＦＤＭ信号を復調のために周波数
スペクトルに変換する前に上記の相関演算を行うことで
伝播環境を把握できるので、ＯＦＤＭ受信信号を周波数
スペクトルに変換するための第１の変換手段などの処理
量の多いディジタル信号処理系が唯一つで済み、小型
化、低消費電力化および低コスト化が実現できる。
スペクトルに変換する前に上記の相関演算を行うことで
伝播環境を把握できるので、ＯＦＤＭ受信信号を周波数
スペクトルに変換するための第１の変換手段などの処理
量の多いディジタル信号処理系が唯一つで済み、小型
化、低消費電力化および低コスト化が実現できる。
【００１７】第１および第２のＯＦＤＭ選択ダイバーシ
チ受信装置において、相関演算手段は、例えば複数の遅
延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信信号および遅
延された後のＯＦＤＭ受信信号のいずれか一方の信号を
複素共役処理する複素共役処理手段と、複数の遅延手段
により遅延される前のＯＦＤＭ受信信号および遅延され
た後のＯＦＤＭ受信信号の他方の信号と複素共役処理手
段の出力信号との積和演算を行う積和演算手段とにより
構成される。
チ受信装置において、相関演算手段は、例えば複数の遅
延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信信号および遅
延された後のＯＦＤＭ受信信号のいずれか一方の信号を
複素共役処理する複素共役処理手段と、複数の遅延手段
により遅延される前のＯＦＤＭ受信信号および遅延され
た後のＯＦＤＭ受信信号の他方の信号と複素共役処理手
段の出力信号との積和演算を行う積和演算手段とにより
構成される。
【００１８】また、ＯＦＤＭ信号選択手段は、例えば複
数の相関演算手段の出力信号の振幅値または電力値を比
較して最大値を検出する検出手段と、この検出手段によ
り検出された最大値を与える相関演算手段の出力信号に
対応する遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ受信信号を
選択する選択手段とにより構成されるか、または複数の
相関演算手段からの出力信号をそれぞれＯＦＤＭ受信信
号のシンボル周期毎に累積加算する複数の累積加算手段
と、これら複数の累積加算手段を定期的に初期化する初
期化手段と、複数の累積加算手段の出力信号の振幅値ま
たは電力値を比較して最大値を検出する検出手段と、こ
の検出手段により検出された最大値を与える累積加算手
段の出力信号に対応する遅延手段により遅延されたＯＦ
ＤＭ受信信号を選択する選択手段とにより構成される。
数の相関演算手段の出力信号の振幅値または電力値を比
較して最大値を検出する検出手段と、この検出手段によ
り検出された最大値を与える相関演算手段の出力信号に
対応する遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ受信信号を
選択する選択手段とにより構成されるか、または複数の
相関演算手段からの出力信号をそれぞれＯＦＤＭ受信信
号のシンボル周期毎に累積加算する複数の累積加算手段
と、これら複数の累積加算手段を定期的に初期化する初
期化手段と、複数の累積加算手段の出力信号の振幅値ま
たは電力値を比較して最大値を検出する検出手段と、こ
の検出手段により検出された最大値を与える累積加算手
段の出力信号に対応する遅延手段により遅延されたＯＦ
ＤＭ受信信号を選択する選択手段とにより構成される。
【００１９】本発明においては、第１または第２のＯＦ
ＤＭ選択ダイバーシチ受信装置における伝送路周波数応
答生成手段と周波数スペクトル補償手段との間に、伝送
路周波数応答生成手段により生成された伝送路周波数応
答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入して
もよい。このようなフィルタリング手段の挿入により、
伝送路周波数応答中に含まれる雑音成分が除去されるた
め、受信特性のさらなる改善が可能となる。
ＤＭ選択ダイバーシチ受信装置における伝送路周波数応
答生成手段と周波数スペクトル補償手段との間に、伝送
路周波数応答生成手段により生成された伝送路周波数応
答をフィルタリングするフィルタリング手段を挿入して
もよい。このようなフィルタリング手段の挿入により、
伝送路周波数応答中に含まれる雑音成分が除去されるた
め、受信特性のさらなる改善が可能となる。
【００２０】このフィルタリング手段は、例えば伝送路
周波数応答生成手段により生成された伝送路周波数応答
を入力とするフィルタリング帯域幅が可変のフィルタ手
段と、伝送路周波数応答生成手段により生成された伝送
路周波数応答を伝送路時間応答に変換する第２の変換手
段と、この第２の変換手段により変換された伝送路時間
応答を用いて多重反射電波伝播環境の伝播遅延時間を測
定する伝播遅延時間測定手段と、この伝播遅延時間測定
手段の測定結果に基づいてフィルタ手段のフィルタリン
グ帯域幅を設定するフィルタリング帯域幅設定手段とに
より構成される。このように多重反射伝搬環境の伝播遅
延時間を測定することにより、伝送路周波数応答をフィ
ルタリングするフィルタ手段の帯域幅を伝搬遅延時間に
適した大きさに設定でき、伝搬遅延時間伝送路周波数応
答中に含まれる雑音成分を効率良く除去することが可能
となる。
周波数応答生成手段により生成された伝送路周波数応答
を入力とするフィルタリング帯域幅が可変のフィルタ手
段と、伝送路周波数応答生成手段により生成された伝送
路周波数応答を伝送路時間応答に変換する第２の変換手
段と、この第２の変換手段により変換された伝送路時間
応答を用いて多重反射電波伝播環境の伝播遅延時間を測
定する伝播遅延時間測定手段と、この伝播遅延時間測定
手段の測定結果に基づいてフィルタ手段のフィルタリン
グ帯域幅を設定するフィルタリング帯域幅設定手段とに
より構成される。このように多重反射伝搬環境の伝播遅
延時間を測定することにより、伝送路周波数応答をフィ
ルタリングするフィルタ手段の帯域幅を伝搬遅延時間に
適した大きさに設定でき、伝搬遅延時間伝送路周波数応
答中に含まれる雑音成分を効率良く除去することが可能
となる。
【００２１】また、本発明においては復調手段により復
調されたディジタル信号系列を再変調して再変調周波数
スペクトルを生成する復調手段に接続された再変調手段
と、再変調周波数スペクトルと参照周波数スペクトルと
を選択的に伝送路周波数応答生成手段へ出力する周波数
スペクトル選択手段と、第１の変換手段により変換され
た周波数スペクトルを遅延させて伝送路周波数応答生成
手段へ入力する周波数スペクトル遅延手段とをさらに具
備してもよい。
調されたディジタル信号系列を再変調して再変調周波数
スペクトルを生成する復調手段に接続された再変調手段
と、再変調周波数スペクトルと参照周波数スペクトルと
を選択的に伝送路周波数応答生成手段へ出力する周波数
スペクトル選択手段と、第１の変換手段により変換され
た周波数スペクトルを遅延させて伝送路周波数応答生成
手段へ入力する周波数スペクトル遅延手段とをさらに具
備してもよい。
【００２２】周波数スペクトル選択手段は、例えばスロ
ット構成を用いたＯＦＤＭ伝送方式でディジタル信号系
列を伝送する通信／放送システムにおいて、スロットの
先頭に含まれる既知データ系列のＯＦＤＭ信号を受信す
る場合には参照周波数スペクトルを選択し、それ以降の
データ系列のＯＦＤＭ信号を受信する場合には再変調周
波数スペクトルを選択する。再変調周波数スペクトルを
用いて伝送路周波数応答を生成すると、直前の伝送路周
波数応答を用いて周波数スペクトルの歪みを補償できる
ため、伝播環境が時間的に変動する場合でも受信特性の
劣化を改善することが可能となる。
ット構成を用いたＯＦＤＭ伝送方式でディジタル信号系
列を伝送する通信／放送システムにおいて、スロットの
先頭に含まれる既知データ系列のＯＦＤＭ信号を受信す
る場合には参照周波数スペクトルを選択し、それ以降の
データ系列のＯＦＤＭ信号を受信する場合には再変調周
波数スペクトルを選択する。再変調周波数スペクトルを
用いて伝送路周波数応答を生成すると、直前の伝送路周
波数応答を用いて周波数スペクトルの歪みを補償できる
ため、伝播環境が時間的に変動する場合でも受信特性の
劣化を改善することが可能となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下は、本発明の実施の形態を図
面を参照しながら詳細に説明する。 （第１の実施形態）図１は、本発明に係るＯＦＤＭ選択
ダイバーシチ受信装置の第１の実施形態を示す図であ
る。本実施形態のＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置
は、ｎ個のダイバーシチブランチ（以下、単にブランチ
という）＃１〜＃ｎを備えており、各ブランチ＃１〜＃
ｎには受信部１〜３が設けられている。受信部１〜３で
は、受信アンテナ４〜６によりＯＦＤＭ伝送信号が受信
され、それぞれ受信回路７〜９に入力される。受信回路
７〜９には、ＲＦ周波数の信号をベースバンド信号に周
波数変換するために必要な増幅、周波数混合、帯域制限
等の基本機能に加え、同期、周波数補正などの機能が含
まれる。受信回路７〜９では、ＯＦＤＭ伝送に特有なガ
ード期間の除去処理は行わない。
面を参照しながら詳細に説明する。 （第１の実施形態）図１は、本発明に係るＯＦＤＭ選択
ダイバーシチ受信装置の第１の実施形態を示す図であ
る。本実施形態のＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置
は、ｎ個のダイバーシチブランチ（以下、単にブランチ
という）＃１〜＃ｎを備えており、各ブランチ＃１〜＃
ｎには受信部１〜３が設けられている。受信部１〜３で
は、受信アンテナ４〜６によりＯＦＤＭ伝送信号が受信
され、それぞれ受信回路７〜９に入力される。受信回路
７〜９には、ＲＦ周波数の信号をベースバンド信号に周
波数変換するために必要な増幅、周波数混合、帯域制限
等の基本機能に加え、同期、周波数補正などの機能が含
まれる。受信回路７〜９では、ＯＦＤＭ伝送に特有なガ
ード期間の除去処理は行わない。
【００２４】受信回路７〜９の出力であるＯＦＤＭ受信
信号は、遅延部１０〜１２と相関演算部１３〜１５にそ
れぞれ入力される。また、相関演算部１３〜１５へは遅
延部１０〜１２で一定時間だけ遅延したＯＦＤＭ受信信
号もそれぞれ入力される。相関演算部１３〜１５では、
受信部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号と遅延部
１０〜１２から出力されるＯＦＤＭ受信信号との相関演
算処理が行われ、それらの出力すべてがＯＦＤＭ信号選
択部１６への入力となる。ＯＦＤＭ信号選択部１６に
は、遅延部１０〜１２の出力である一定時間遅延したＯ
ＦＤＭ受信信号もそれぞれ入力される。
信号は、遅延部１０〜１２と相関演算部１３〜１５にそ
れぞれ入力される。また、相関演算部１３〜１５へは遅
延部１０〜１２で一定時間だけ遅延したＯＦＤＭ受信信
号もそれぞれ入力される。相関演算部１３〜１５では、
受信部７〜９から出力されるＯＦＤＭ受信信号と遅延部
１０〜１２から出力されるＯＦＤＭ受信信号との相関演
算処理が行われ、それらの出力すべてがＯＦＤＭ信号選
択部１６への入力となる。ＯＦＤＭ信号選択部１６に
は、遅延部１０〜１２の出力である一定時間遅延したＯ
ＦＤＭ受信信号もそれぞれ入力される。
【００２５】ＯＦＤＭ信号選択部１６は、各ブランチ＃
１〜＃ｎの相関演算部１３〜１５から出力される相関値
を比較して、それらのうちで最大の振幅値または電力値
を有するブランチを選択し、選択したブランチに対応す
る遅延部１０〜１２からのＯＦＤＭ受信信号を出力す
る。このＯＦＤＭ信号選択部１６で選択されたＯＦＤＭ
受信信号は、第１の変換部１７により例えば高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）されることにより、周波数スペクトル
に変換される。第１の変換部１７から出力される周波数
スペクトルは復調部１８に入力され、この復調部１８で
送信されたディジタル信号系列が復調される。
１〜＃ｎの相関演算部１３〜１５から出力される相関値
を比較して、それらのうちで最大の振幅値または電力値
を有するブランチを選択し、選択したブランチに対応す
る遅延部１０〜１２からのＯＦＤＭ受信信号を出力す
る。このＯＦＤＭ信号選択部１６で選択されたＯＦＤＭ
受信信号は、第１の変換部１７により例えば高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）されることにより、周波数スペクトル
に変換される。第１の変換部１７から出力される周波数
スペクトルは復調部１８に入力され、この復調部１８で
送信されたディジタル信号系列が復調される。
【００２６】このような一連の処理により、ＯＦＤＭ信
号の選択ダイバーシチを行い、受信特性の改善が実現で
きる。また、ＯＦＤＭ受信信号を復調せずに、つまりデ
ィジタル信号処理量が多いＦＦＴに代表される第１の変
換部１７での変換処理の以前に、相関演算部１３〜１５
によって伝播環境が把握でき、第１の変換部１７や復調
部１８等の処理量が多いディジタル信号処理部を唯一つ
しか持つ必要がないので、選択ダイバーシチ受信装置全
体の小型化、低消費電力化およよび低コスト化が実現で
きる。
号の選択ダイバーシチを行い、受信特性の改善が実現で
きる。また、ＯＦＤＭ受信信号を復調せずに、つまりデ
ィジタル信号処理量が多いＦＦＴに代表される第１の変
換部１７での変換処理の以前に、相関演算部１３〜１５
によって伝播環境が把握でき、第１の変換部１７や復調
部１８等の処理量が多いディジタル信号処理部を唯一つ
しか持つ必要がないので、選択ダイバーシチ受信装置全
体の小型化、低消費電力化およよび低コスト化が実現で
きる。
【００２７】次に、図１の各部についてさらに詳細に説
明する。 ＜遅延部について＞図２は、図１における遅延部１０〜
１２の動作を説明するための図である。図２（ａ）に示
されるように、ＯＦＤＭ受信信号はガード期間と有効シ
ンボルから構成され、遅延部１０〜１２に入力される。
遅延部１０〜１２においては、図２（ｂ）に示されるよ
うに、ＯＦＤＭ受信信号が有効シンボル期間だけ遅延さ
れ、これによって遅延後の有効シンボルの先頭時刻と遅
延前のガード期間の時刻が一致する。
明する。 ＜遅延部について＞図２は、図１における遅延部１０〜
１２の動作を説明するための図である。図２（ａ）に示
されるように、ＯＦＤＭ受信信号はガード期間と有効シ
ンボルから構成され、遅延部１０〜１２に入力される。
遅延部１０〜１２においては、図２（ｂ）に示されるよ
うに、ＯＦＤＭ受信信号が有効シンボル期間だけ遅延さ
れ、これによって遅延後の有効シンボルの先頭時刻と遅
延前のガード期間の時刻が一致する。
【００２８】元来、ＯＦＤＭシンボルは、有効シンボル
と有効シンボルの一部を複製したガード期間とで構成さ
れるため、ガード期間と有効シンボルの一部は同一信号
であり、これらの同一信号の部分を遅延の前後で時間的
に重ねるための操作を遅延部１０〜１２が担う。一般的
にＯＦＤＭ信号の復調にＦＦＴを用いる場合、この有効
シンボル期間に相当するサンプル数は、ＦＦＴサンプル
数と一致するため、遅延部１０〜１２は図２（ｃ）に示
されるように２N サンプル分の遅延時間を持つ有効シン
ボル期間遅延回路で実現できる。
と有効シンボルの一部を複製したガード期間とで構成さ
れるため、ガード期間と有効シンボルの一部は同一信号
であり、これらの同一信号の部分を遅延の前後で時間的
に重ねるための操作を遅延部１０〜１２が担う。一般的
にＯＦＤＭ信号の復調にＦＦＴを用いる場合、この有効
シンボル期間に相当するサンプル数は、ＦＦＴサンプル
数と一致するため、遅延部１０〜１２は図２（ｃ）に示
されるように２N サンプル分の遅延時間を持つ有効シン
ボル期間遅延回路で実現できる。
【００２９】＜相関演算部について＞図３に、図１にお
ける相関演算部１３〜１５の第１の構成例を示す。同図
において、各ブランチ＃１〜＃ｎの受信回路３１（図１
の受信回路７〜９に相当）で受信されたＯＦＤＭ受信信
号は、遅延部３２（図１の遅延部１０〜１２に相当）に
より一定時間だけ遅延される。そして、遅延部３２の入
力信号と出力信号が相関演算部３３（図１の相関演算部
１３〜１５に相当）に入力される。相関演算部３３で
は、遅延部３２からのＯＦＤＭ受信信号が複素共役処理
部３４で複素共役処理され、その結果が積和演算部３５
に入力される。積和演算部３５では、遅延部３２の入力
と同一のＯＦＤＭ受信信号も入力され、これら２つの入
力信号間で積和演算が行われる。積和演算結果は、相関
演算部３３の出力信号となる。
ける相関演算部１３〜１５の第１の構成例を示す。同図
において、各ブランチ＃１〜＃ｎの受信回路３１（図１
の受信回路７〜９に相当）で受信されたＯＦＤＭ受信信
号は、遅延部３２（図１の遅延部１０〜１２に相当）に
より一定時間だけ遅延される。そして、遅延部３２の入
力信号と出力信号が相関演算部３３（図１の相関演算部
１３〜１５に相当）に入力される。相関演算部３３で
は、遅延部３２からのＯＦＤＭ受信信号が複素共役処理
部３４で複素共役処理され、その結果が積和演算部３５
に入力される。積和演算部３５では、遅延部３２の入力
と同一のＯＦＤＭ受信信号も入力され、これら２つの入
力信号間で積和演算が行われる。積和演算結果は、相関
演算部３３の出力信号となる。
【００３０】このような一連の処理を行うことで、ＯＦ
ＤＭ受信信号内の同一情報部分の相関特性が算出され、
伝播環境の影響度（歪み）が定量的に把握でき、ダイバ
ーシチブランチ選択時の有効な評価関数となり得る。
ＤＭ受信信号内の同一情報部分の相関特性が算出され、
伝播環境の影響度（歪み）が定量的に把握でき、ダイバ
ーシチブランチ選択時の有効な評価関数となり得る。
【００３１】図４は、図１における相関演算部１３〜１
５の第２の構成例を示す図であり、各ブランチの受信回
路４１（図１の受信回路７〜９に相当）で受信されたＯ
ＦＤＭ受信信号は、遅延部４２（図１の遅延部１０〜１
２に相当）により一定時間だけ遅延され、遅延部４２の
入力信号と出力信号が相関演算部４３（図１の相関演算
部１３〜１５に相当）に入力される。相関演算部４３で
は、遅延部４２の入力を分配したＯＦＤＭ受信信号が複
素共役処理部４５で複素共役処理され、その結果が積和
演算部４４に入力される。積和演算部４４では、遅延部
４２の出力である遅延されたＯＦＤＭ受信信号も入力さ
れ、これら２つの入力信号間で積和演算が行われる。積
和演算結果は、相関演算部４３の出力信号となる。
５の第２の構成例を示す図であり、各ブランチの受信回
路４１（図１の受信回路７〜９に相当）で受信されたＯ
ＦＤＭ受信信号は、遅延部４２（図１の遅延部１０〜１
２に相当）により一定時間だけ遅延され、遅延部４２の
入力信号と出力信号が相関演算部４３（図１の相関演算
部１３〜１５に相当）に入力される。相関演算部４３で
は、遅延部４２の入力を分配したＯＦＤＭ受信信号が複
素共役処理部４５で複素共役処理され、その結果が積和
演算部４４に入力される。積和演算部４４では、遅延部
４２の出力である遅延されたＯＦＤＭ受信信号も入力さ
れ、これら２つの入力信号間で積和演算が行われる。積
和演算結果は、相関演算部４３の出力信号となる。
【００３２】このような一連の処理を行うことで、ＯＦ
ＤＭ受信信号内の同一情報部分の相関特性が算出され、
伝播環境の影響度（歪み）が定量的に把握でき、ダイバ
ーシチブランチ選択時の有効な評価関数となり得る。
ＤＭ受信信号内の同一情報部分の相関特性が算出され、
伝播環境の影響度（歪み）が定量的に把握でき、ダイバ
ーシチブランチ選択時の有効な評価関数となり得る。
【００３３】＜ＯＦＤＭ信号選択部について＞図５は、
ＯＦＤＭ信号選択部１６の第１の構成例を示す図であ
る。このＯＦＤＭ信号選択部１６には、各ブランチ＃１
〜＃ｎの相関演算部１３〜１５からの相関値と遅延部１
０〜１２からの出力が入力される。振幅値比較及び最大
値検出部５１では、これらの入力のうち各ブランチ＃１
〜＃ｎの相関演算部１３〜１５から入力される相関値の
振幅が相互に比較され、最大の振幅相関値を有するブラ
ンチが検出される。振幅値比較及び最大値検出部５１で
検出された情報に基づき、セレクタ部５２で各ブランチ
＃１〜＃ｎの遅延部１０〜１２から入力されるＯＦＤＭ
受信信号の選択が行われる。
ＯＦＤＭ信号選択部１６の第１の構成例を示す図であ
る。このＯＦＤＭ信号選択部１６には、各ブランチ＃１
〜＃ｎの相関演算部１３〜１５からの相関値と遅延部１
０〜１２からの出力が入力される。振幅値比較及び最大
値検出部５１では、これらの入力のうち各ブランチ＃１
〜＃ｎの相関演算部１３〜１５から入力される相関値の
振幅が相互に比較され、最大の振幅相関値を有するブラ
ンチが検出される。振幅値比較及び最大値検出部５１で
検出された情報に基づき、セレクタ部５２で各ブランチ
＃１〜＃ｎの遅延部１０〜１２から入力されるＯＦＤＭ
受信信号の選択が行われる。
【００３４】このような一連の処理を行うことで、伝播
環境が最も良好なブランチが選択されるため、良好な復
調結果が実現できる。すなわち、フェージングにより受
信レベルが下がったり、マルチパス伝播により情報が時
間的に分散したりすると、相関演算部の出力（振幅）が
低くなる特性を有効に利用して、選択ダイバーシチを実
現することができる。
環境が最も良好なブランチが選択されるため、良好な復
調結果が実現できる。すなわち、フェージングにより受
信レベルが下がったり、マルチパス伝播により情報が時
間的に分散したりすると、相関演算部の出力（振幅）が
低くなる特性を有効に利用して、選択ダイバーシチを実
現することができる。
【００３５】次に、図６を用いて図５のＯＦＤＭ信号選
択部１６の動作を説明する。遅延部１０〜１２により遅
延された図６（ａ）に示すＯＦＤＭ受信信号６０と、遅
延されない図６（ｂ）に示すＯＦＤＭ受信信号６１との
相関特性６４、すなわち相関演算部１３〜１５の出力
は、図６（ｃ）に示すように、ＯＦＤＭ受信信号６０、
６１を構成するガード６２と有効シンボル６３との境界
で最大値を有する。この相関特性６４は、受信信号レベ
ルに大きく依存し、例えばフェージングによって受信レ
ベルが落ち込んだり、マルチパスによって情報が時間分
散されたりすると低下する特性を持つ。
択部１６の動作を説明する。遅延部１０〜１２により遅
延された図６（ａ）に示すＯＦＤＭ受信信号６０と、遅
延されない図６（ｂ）に示すＯＦＤＭ受信信号６１との
相関特性６４、すなわち相関演算部１３〜１５の出力
は、図６（ｃ）に示すように、ＯＦＤＭ受信信号６０、
６１を構成するガード６２と有効シンボル６３との境界
で最大値を有する。この相関特性６４は、受信信号レベ
ルに大きく依存し、例えばフェージングによって受信レ
ベルが落ち込んだり、マルチパスによって情報が時間分
散されたりすると低下する特性を持つ。
【００３６】図６（ｄ）に、計算機シミュレーションに
より求めた相関演算部１３〜１５の出力例を示す。これ
によると、受信レベルが低いブランチ＃２は明らかにブ
ランチ＃１よりも相関特性が劣化しており、結果的にブ
ランチ＃２は選択されず、ブランチ＃１が選択される。
従って、相関演算部１３〜１５の出力、つまり相関特性
６４の大小を比較することで、受信状態（信号対雑音比
等）が把握できるので、これを評価関数に選択ダイバー
シチを実現すれば、良好な受信特性を持つ受信装置が実
現できる。
より求めた相関演算部１３〜１５の出力例を示す。これ
によると、受信レベルが低いブランチ＃２は明らかにブ
ランチ＃１よりも相関特性が劣化しており、結果的にブ
ランチ＃２は選択されず、ブランチ＃１が選択される。
従って、相関演算部１３〜１５の出力、つまり相関特性
６４の大小を比較することで、受信状態（信号対雑音比
等）が把握できるので、これを評価関数に選択ダイバー
シチを実現すれば、良好な受信特性を持つ受信装置が実
現できる。
【００３７】なお、図６の例では振幅値比較及び最大値
検出部５１により各ブランチ＃１〜＃ｎの相関演算部１
３〜１５から入力される相関値の振幅を比較し、最大の
振幅相関値を有するブランチを検出したが、相関演算部
１３〜１５から入力される相関値の電力を比較し、最大
の電力相関値を有するブランチを検出するようにしても
よい。
検出部５１により各ブランチ＃１〜＃ｎの相関演算部１
３〜１５から入力される相関値の振幅を比較し、最大の
振幅相関値を有するブランチを検出したが、相関演算部
１３〜１５から入力される相関値の電力を比較し、最大
の電力相関値を有するブランチを検出するようにしても
よい。
【００３８】図７は、ＯＦＤＭ信号選択部の第２の構成
例を示す図である。このＯＦＤＭ信号選択部７１には、
各ブランチ＃１〜＃ｎの相関演算部１３〜１５からの出
力と遅延部１０〜１２からの出力が入力される。各ブラ
ンチ＃１〜＃ｎの相関演算部１３〜１５から入力される
相関値は、累積加算部７３〜７６によってＯＦＤＭシン
ボル（ガード期間＋有効シンボル期間）単位で累積加算
される。累積加算部７３〜７６は、定期的に初期化部７
２により初期化されることにより、時変な伝播環境に対
応が可能となっている。
例を示す図である。このＯＦＤＭ信号選択部７１には、
各ブランチ＃１〜＃ｎの相関演算部１３〜１５からの出
力と遅延部１０〜１２からの出力が入力される。各ブラ
ンチ＃１〜＃ｎの相関演算部１３〜１５から入力される
相関値は、累積加算部７３〜７６によってＯＦＤＭシン
ボル（ガード期間＋有効シンボル期間）単位で累積加算
される。累積加算部７３〜７６は、定期的に初期化部７
２により初期化されることにより、時変な伝播環境に対
応が可能となっている。
【００３９】累積加算部７３〜７６の出力は、振幅値比
較及び最大値検出部７７に入力されてそれぞれの振幅値
の比較が行われ、最大の振幅値を有するブランチが検出
される。そして、振幅値比較及び最大値検出部７７で検
出された情報に基づき、セレクタ部７８で各ブランチ＃
１〜＃ｎの遅延部１０〜１２から入力されるＯＦＤＭ受
信信号の選択が行われる。
較及び最大値検出部７７に入力されてそれぞれの振幅値
の比較が行われ、最大の振幅値を有するブランチが検出
される。そして、振幅値比較及び最大値検出部７７で検
出された情報に基づき、セレクタ部７８で各ブランチ＃
１〜＃ｎの遅延部１０〜１２から入力されるＯＦＤＭ受
信信号の選択が行われる。
【００４０】このような一連の処理を行うことで、伝送
情報に依存する相関特性や付加雑音の影響が緩和される
ため、より信頼性の高い正確な伝播環境を把握すること
ができるため、良好な復調結果が期待できるブランチの
選択が可能となる。
情報に依存する相関特性や付加雑音の影響が緩和される
ため、より信頼性の高い正確な伝播環境を把握すること
ができるため、良好な復調結果が期待できるブランチの
選択が可能となる。
【００４１】次に、図８を用いて図７のＯＦＤＭ信号選
択部７１の動作を詳細に説明する。各ブランチ＃１〜＃
ｎの相関演算部１３〜１５から出力される相関演算結果
は伝送情報や付加雑音に影響されているが、累積加算部
７３〜７６で累積加算されることで、この影響は緩和さ
れる。その結果、累積加算部７３〜７６の出力では不要
な揺らぎがなくなるので、より信頼性の高い正確な伝播
環境を把握することができる。図８は累積加算部７３〜
７６の出力例であり、これによると受信レベルが低いブ
ランチ＃２は明らかにブランチ＃１よりも相関特性が劣
化しており、結果的にブランチ＃２は選択されず、ブラ
ンチ＃１が選択される。
択部７１の動作を詳細に説明する。各ブランチ＃１〜＃
ｎの相関演算部１３〜１５から出力される相関演算結果
は伝送情報や付加雑音に影響されているが、累積加算部
７３〜７６で累積加算されることで、この影響は緩和さ
れる。その結果、累積加算部７３〜７６の出力では不要
な揺らぎがなくなるので、より信頼性の高い正確な伝播
環境を把握することができる。図８は累積加算部７３〜
７６の出力例であり、これによると受信レベルが低いブ
ランチ＃２は明らかにブランチ＃１よりも相関特性が劣
化しており、結果的にブランチ＃２は選択されず、ブラ
ンチ＃１が選択される。
【００４２】このように、累積加算部７３〜７６の出力
（累積相関特性）の大小を比較することで、受信状態
（信号対雑音比等）が正確に把握できるので、これを評
価関数に選択ダイバーシチを実現することにより、良好
な受信特性を持つ受信装置が実現できる。
（累積相関特性）の大小を比較することで、受信状態
（信号対雑音比等）が正確に把握できるので、これを評
価関数に選択ダイバーシチを実現することにより、良好
な受信特性を持つ受信装置が実現できる。
【００４３】図９に、本実施形態のＯＦＤＭ選択ダイバ
ーシチ受信装置の計算機シミュレーションによる受信特
性（ビット誤り率ＢＥＲ）の例を示す。同図の例では、
ダイバーシチ無しと２ブランチダイバーシチを比較して
おり、特にスロット構成を有する通信／放送システムで
の利用を想定して評価している。すなわち、スロットの
先頭のＯＦＤＭ受信信号（受信シンボル）で選択すべき
ブランチの評価・選択を行い、それ以降のＯＦＤＭ受信
信号ではブランチを固定にした場合である。評価伝播環
境は、ＯＦＤＭサブキャリア数＝８１９２、サブキャリ
ア間隔＝１（ｋＨｚ）、ドップラ周波数＝１０（Ｈ
ｚ）、マルチパス遅延＝１０（μｓｅｃ）、直接波対遅
延波電力比＝５（ｄＢ）、そしてスロット長＝１０２で
ある。一般的には、これよりも短いスロット長を適用す
るので、同図に示す結果よりも大きなダイバーシチ利得
が実現できる。
ーシチ受信装置の計算機シミュレーションによる受信特
性（ビット誤り率ＢＥＲ）の例を示す。同図の例では、
ダイバーシチ無しと２ブランチダイバーシチを比較して
おり、特にスロット構成を有する通信／放送システムで
の利用を想定して評価している。すなわち、スロットの
先頭のＯＦＤＭ受信信号（受信シンボル）で選択すべき
ブランチの評価・選択を行い、それ以降のＯＦＤＭ受信
信号ではブランチを固定にした場合である。評価伝播環
境は、ＯＦＤＭサブキャリア数＝８１９２、サブキャリ
ア間隔＝１（ｋＨｚ）、ドップラ周波数＝１０（Ｈ
ｚ）、マルチパス遅延＝１０（μｓｅｃ）、直接波対遅
延波電力比＝５（ｄＢ）、そしてスロット長＝１０２で
ある。一般的には、これよりも短いスロット長を適用す
るので、同図に示す結果よりも大きなダイバーシチ利得
が実現できる。
【００４４】なお、図８の例では振幅値比較及び最大値
検出部７７により累積加算部７３〜７６の出力の振幅を
比較し、最大の振幅値を有するブランチを検出したが、
累積加算部７３〜７６の出力の電力を比較し、最大の電
力値を有するブランチを検出するようにしてもよい。
検出部７７により累積加算部７３〜７６の出力の振幅を
比較し、最大の振幅値を有するブランチを検出したが、
累積加算部７３〜７６の出力の電力を比較し、最大の電
力値を有するブランチを検出するようにしてもよい。
【００４５】（第２の実施形態）図１０は、本発明に係
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第２の実施形態
を示す図である。第１の実施形態を示した図１と同一部
分に同一符号を付して第１の実施形態との相違点を中心
に説明すると、本実施形態では図１の構成に参照スペク
トル周波数生成部２０、伝送路周波数応答生成部２１お
よび周波数スペクトル補償部２２が追加された構成とな
っている。
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第２の実施形態
を示す図である。第１の実施形態を示した図１と同一部
分に同一符号を付して第１の実施形態との相違点を中心
に説明すると、本実施形態では図１の構成に参照スペク
トル周波数生成部２０、伝送路周波数応答生成部２１お
よび周波数スペクトル補償部２２が追加された構成とな
っている。
【００４６】第１の実施形態で説明したように、ＯＦＤ
Ｍ信号選択部１６で選択されたＯＦＤＭ受信信号は、高
速フーリエ変換等の第１の変換部１７で周波数スペクト
ルに変換される。参照周波数スペクトル生成部２０で
は、第１の変換部１７で変換されたＯＦＤＭ受信信号の
周波数スペクトルに対する参照周波数スペクトルが生成
される。伝送路周波数応答生成部２１では、第１の変換
部１７からのＯＦＤＭ受信信号の周波数スペクトルと、
参照周波数スペクトル生成部２０からの参照周波数スペ
クトルとから伝送路周波数応答が生成される。
Ｍ信号選択部１６で選択されたＯＦＤＭ受信信号は、高
速フーリエ変換等の第１の変換部１７で周波数スペクト
ルに変換される。参照周波数スペクトル生成部２０で
は、第１の変換部１７で変換されたＯＦＤＭ受信信号の
周波数スペクトルに対する参照周波数スペクトルが生成
される。伝送路周波数応答生成部２１では、第１の変換
部１７からのＯＦＤＭ受信信号の周波数スペクトルと、
参照周波数スペクトル生成部２０からの参照周波数スペ
クトルとから伝送路周波数応答が生成される。
【００４７】伝送路周波数応答生成部２１で生成された
伝送路周波数応答は、周波数スペクトル補償部２２にお
いて第１の変換部１７で変換された周波数スペクトルの
歪み補償に利用される。周波数スペクトル補償部２２で
補償されたＯＦＤＭ受信信号の周波数スペクトルは、復
調部１８にて送信されたディジタル信号系列に復調され
る。
伝送路周波数応答は、周波数スペクトル補償部２２にお
いて第１の変換部１７で変換された周波数スペクトルの
歪み補償に利用される。周波数スペクトル補償部２２で
補償されたＯＦＤＭ受信信号の周波数スペクトルは、復
調部１８にて送信されたディジタル信号系列に復調され
る。
【００４８】このような一連の処理を行うことで、第１
の実施形態と同様にＯＦＤＭ信号の選択ダイバーシチ
と、それによる受信特性の改善が実現できるばかりでな
く、本実施形態では特に伝送路周波数応答を生成し、そ
れに基づき電波伝播時に受ける伝播歪みの影響を補償で
きるため、より正確な復調を行うことが可能である。
の実施形態と同様にＯＦＤＭ信号の選択ダイバーシチ
と、それによる受信特性の改善が実現できるばかりでな
く、本実施形態では特に伝送路周波数応答を生成し、そ
れに基づき電波伝播時に受ける伝播歪みの影響を補償で
きるため、より正確な復調を行うことが可能である。
【００４９】また、ＦＦＴに代表される第１の変換部１
７や復調部１８等の処理量が多いディジタル信号処理部
を唯一しか持たないので、受信装置全体の小型化、低消
費電力化および低コスト化が実現できることは、第１の
実施形態と同様であるる。
７や復調部１８等の処理量が多いディジタル信号処理部
を唯一しか持たないので、受信装置全体の小型化、低消
費電力化および低コスト化が実現できることは、第１の
実施形態と同様であるる。
【００５０】（第３の実施形態）図１１は、本発明に係
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第３の実施形態
を示す図である。図１０と同一部分に同一符号を付して
第２の実施形態との相違点を中心に説明すると、本実施
形態では図１０における伝送路周波数応答生成部２１と
周波数スペクトル補償部２２との間にフィルタリング部
２３が挿入された構成となっている。
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第３の実施形態
を示す図である。図１０と同一部分に同一符号を付して
第２の実施形態との相違点を中心に説明すると、本実施
形態では図１０における伝送路周波数応答生成部２１と
周波数スペクトル補償部２２との間にフィルタリング部
２３が挿入された構成となっている。
【００５１】伝送路周波数応答生成部２１で生成された
伝送路周波数応答には、選択されたブランチの受信部で
付加された雑音の影響で歪んでいるため、本実施形態で
はフィルタリング部２３で不要な雑音成分を除去するよ
うにしている。こうしてフィルタリング部２３で不要な
雑音成分が除去された後の伝送路周波数応答は、周波数
スペクトル補償部２２において第１の変換部１７で変換
された周波数スペクトルの歪み補償に利用される。周波
数スペクトル補償部２２で補償されたＯＦＤＭ受信信号
の周波数スペクトルは、復調部１８にて送信されたディ
ジタル信号系列に復調される。
伝送路周波数応答には、選択されたブランチの受信部で
付加された雑音の影響で歪んでいるため、本実施形態で
はフィルタリング部２３で不要な雑音成分を除去するよ
うにしている。こうしてフィルタリング部２３で不要な
雑音成分が除去された後の伝送路周波数応答は、周波数
スペクトル補償部２２において第１の変換部１７で変換
された周波数スペクトルの歪み補償に利用される。周波
数スペクトル補償部２２で補償されたＯＦＤＭ受信信号
の周波数スペクトルは、復調部１８にて送信されたディ
ジタル信号系列に復調される。
【００５２】本実施形態によると、第２の実施形態と同
様の効果が得られるほか、特に伝送路周波数応答生成部
２１で伝送路周波数応答を生成した後、受信部で付加さ
れた雑音の影響をフィルタリング部２３で除去すること
により、電波伝播時に受ける伝播歪みと付加雑音の影響
を補償できるため、より正確な復調が実現できるという
利点がある。
様の効果が得られるほか、特に伝送路周波数応答生成部
２１で伝送路周波数応答を生成した後、受信部で付加さ
れた雑音の影響をフィルタリング部２３で除去すること
により、電波伝播時に受ける伝播歪みと付加雑音の影響
を補償できるため、より正確な復調が実現できるという
利点がある。
【００５３】図１２に、図１１におけるフィルタリング
部２３の構成例を示す。このフィルタリング部２３は、
第２の変換部１２１、伝播遅延時間測定部１２２、フィ
ルタリング帯域幅設定部１２３およびフィルタ部１２４
から構成され、伝送路周波数応答生成部２１で生成され
た伝送路周波数応答は、第２の変換部１２１とフィルタ
部１２４に入力される。第２の変換部１２１では、入力
された伝送路周波数応答が逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）
等の変換処理により時間領域の情報、すなわち伝送路時
間応答（伝送路インパルス応答）に変換される。
部２３の構成例を示す。このフィルタリング部２３は、
第２の変換部１２１、伝播遅延時間測定部１２２、フィ
ルタリング帯域幅設定部１２３およびフィルタ部１２４
から構成され、伝送路周波数応答生成部２１で生成され
た伝送路周波数応答は、第２の変換部１２１とフィルタ
部１２４に入力される。第２の変換部１２１では、入力
された伝送路周波数応答が逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）
等の変換処理により時間領域の情報、すなわち伝送路時
間応答（伝送路インパルス応答）に変換される。
【００５４】第２の変換部１２１で変換された伝送路時
間応答は、一般に遅延プロファイルと呼ばれ、多重電波
伝播環境での伝播パス数が把握できる。第２の変換部１
２１の出力である遅延プロファイルは伝播遅延時間測定
部１２２に入力され、最大遅延時間が測定される。この
最大値遅延時間の測定結果を基に、フィルタリング帯域
幅設定部１２３によりフィルタリング帯域幅が可変のフ
ィルタ部１２４の帯域幅が設定される。こうして遅延プ
ロファイルに基づいてフィルタリング帯域幅が設定され
たフィルタ部１２４によって、伝送路周波数応答がフィ
ルタリングされる。
間応答は、一般に遅延プロファイルと呼ばれ、多重電波
伝播環境での伝播パス数が把握できる。第２の変換部１
２１の出力である遅延プロファイルは伝播遅延時間測定
部１２２に入力され、最大遅延時間が測定される。この
最大値遅延時間の測定結果を基に、フィルタリング帯域
幅設定部１２３によりフィルタリング帯域幅が可変のフ
ィルタ部１２４の帯域幅が設定される。こうして遅延プ
ロファイルに基づいてフィルタリング帯域幅が設定され
たフィルタ部１２４によって、伝送路周波数応答がフィ
ルタリングされる。
【００５５】このような構成とすることで、伝播遅延時
間が変化するような伝播環境においても、伝送路周波数
応答に付加されている雑音等の歪みを効率良く、かつ効
果的に除去することが可能となるため、この伝送周波数
応答を利用した周波数スペクトル補償部２２での歪み補
償が正確に実現できる。
間が変化するような伝播環境においても、伝送路周波数
応答に付加されている雑音等の歪みを効率良く、かつ効
果的に除去することが可能となるため、この伝送周波数
応答を利用した周波数スペクトル補償部２２での歪み補
償が正確に実現できる。
【００５６】（第４の実施形態）図１３は、本発明に係
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第４の実施形態
を示す図である。図１１と同一部分に同一符号を付して
第３の実施形態との相違点を中心に説明すると、本実施
形態では図１１に示した第３の実施形態に、復調部１８
から出力されるディジタル信号系列を再変調して再変調
周波数スペクトルを生成する再変調部２４と、この再変
調部２４から出力される再変調周波数スペクトルと参照
周波数スペクトル生成部２０から出力される参照周波数
スペクトルのいずれかを選択する周波数スペクトル選択
部２５と、第１の変換部１７から出力される周波数スペ
クトルを遅延させる周波数スペクトル遅延部２６を追加
した構成となっている。
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第４の実施形態
を示す図である。図１１と同一部分に同一符号を付して
第３の実施形態との相違点を中心に説明すると、本実施
形態では図１１に示した第３の実施形態に、復調部１８
から出力されるディジタル信号系列を再変調して再変調
周波数スペクトルを生成する再変調部２４と、この再変
調部２４から出力される再変調周波数スペクトルと参照
周波数スペクトル生成部２０から出力される参照周波数
スペクトルのいずれかを選択する周波数スペクトル選択
部２５と、第１の変換部１７から出力される周波数スペ
クトルを遅延させる周波数スペクトル遅延部２６を追加
した構成となっている。
【００５７】スロット構成を採用したＯＦＤＭ伝送方式
でディジタル信号系列を伝送する無線通信／放送システ
ムにおいて、例えばスロットの先頭に既知データ系列を
含むような構成を仮定すると、その既知データ系列のＯ
ＦＤＭ伝送信号を受信する時には、既知データ系列に相
当する参照周波数スペクトルが参照周波数スペクトル生
成部２０で生成される。生成された参照周波数スペクト
ルは、周波数スペクトル選択部２５を介して伝送路周波
数応答生成部２１に入力される。
でディジタル信号系列を伝送する無線通信／放送システ
ムにおいて、例えばスロットの先頭に既知データ系列を
含むような構成を仮定すると、その既知データ系列のＯ
ＦＤＭ伝送信号を受信する時には、既知データ系列に相
当する参照周波数スペクトルが参照周波数スペクトル生
成部２０で生成される。生成された参照周波数スペクト
ルは、周波数スペクトル選択部２５を介して伝送路周波
数応答生成部２１に入力される。
【００５８】一方、第１の変換部１７から出力されるＯ
ＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは周波数スペクトル遅
延部２６によって、一単位時間（ＯＦＤＭシンボル時
間）だけ遅延される。この周波数スペクトル遅延部２６
は、復調部１８で復調されたディジタル信号系列を再変
調すると、必ず一単位時間だけ遅延することに同期させ
るために設けられている。
ＦＤＭ受信信号周波数スペクトルは周波数スペクトル遅
延部２６によって、一単位時間（ＯＦＤＭシンボル時
間）だけ遅延される。この周波数スペクトル遅延部２６
は、復調部１８で復調されたディジタル信号系列を再変
調すると、必ず一単位時間だけ遅延することに同期させ
るために設けられている。
【００５９】周波数スペクトル選択部２５からの参照周
波数スペクトルもしくは復調部１８により復調されたデ
ィジタル信号系列を再変調部２４によって再変調された
周波数スペクトルと、周波数スペクトル遅延部２６によ
り遅延されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルによっ
て、伝送路周波数応答生成部２１で伝送路周波数応答が
生成される。伝送路周波数応答生成部２１で生成された
伝送路周波数応答は、周波数スペクトル補償部２２にお
いて、第１の変換部１７から出力されるＯＦＤＭ受信信
号周波数スペクトルの歪み補償に利用される。歪み補償
された周波数スペクトルは、復調部１８にて送信された
ディジタル信号系列に復調される。
波数スペクトルもしくは復調部１８により復調されたデ
ィジタル信号系列を再変調部２４によって再変調された
周波数スペクトルと、周波数スペクトル遅延部２６によ
り遅延されたＯＦＤＭ受信信号周波数スペクトルによっ
て、伝送路周波数応答生成部２１で伝送路周波数応答が
生成される。伝送路周波数応答生成部２１で生成された
伝送路周波数応答は、周波数スペクトル補償部２２にお
いて、第１の変換部１７から出力されるＯＦＤＭ受信信
号周波数スペクトルの歪み補償に利用される。歪み補償
された周波数スペクトルは、復調部１８にて送信された
ディジタル信号系列に復調される。
【００６０】前述したようなスロットの先頭に既知デー
タ系列を含むスロット構成でディジタル信号系列を伝送
するシステムでは、既知データ系列以降に再変調部１８
による再変調動作が開始される。従って、本実施形態の
構成を採用することにより、移動受信環境等の時変な電
波伝播環境下においても、伝送路変動に追随した歪み補
償が実現でき、本発明の主旨であるＯＦＤＭ選択ダイバ
ーシチ受信装置の復調性能の向上を図ることができる。
タ系列を含むスロット構成でディジタル信号系列を伝送
するシステムでは、既知データ系列以降に再変調部１８
による再変調動作が開始される。従って、本実施形態の
構成を採用することにより、移動受信環境等の時変な電
波伝播環境下においても、伝送路変動に追随した歪み補
償が実現でき、本発明の主旨であるＯＦＤＭ選択ダイバ
ーシチ受信装置の復調性能の向上を図ることができる。
【００６１】（第５の実施形態）図１４は、本発明に係
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第５の実施形態
を示す図であり、図１１に示した第３の実施形態と図１
３に示した第４の実施形態を組み合わせたものである。
すなわち、本実施形態では図１３に示した第４の実施形
態のＯＦＤＭ選択ダイバーシチの受信装置における伝送
路周波数応答生成部２１と周波数スペクトル補償部２２
との間に、第３の実施形態と同様にフィルタリング部２
３を挿入した構成となっている。
るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の第５の実施形態
を示す図であり、図１１に示した第３の実施形態と図１
３に示した第４の実施形態を組み合わせたものである。
すなわち、本実施形態では図１３に示した第４の実施形
態のＯＦＤＭ選択ダイバーシチの受信装置における伝送
路周波数応答生成部２１と周波数スペクトル補償部２２
との間に、第３の実施形態と同様にフィルタリング部２
３を挿入した構成となっている。
【００６２】このような構成を採用することで、移動受
信環境等の時変な電波伝播環境下においても、伝送路変
動に追随した歪み補償が実現できる上に、周波数スペク
トル補償部の性能が向上するため、本発明の主旨である
ＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の復調性能の向上が
図られるという効果が得られる。
信環境等の時変な電波伝播環境下においても、伝送路変
動に追随した歪み補償が実現できる上に、周波数スペク
トル補償部の性能が向上するため、本発明の主旨である
ＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置の復調性能の向上が
図られるという効果が得られる。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば個
別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を複数のダイバーシ
チブランチにより受信し、各ブランチにおいてそれぞれ
ＯＦＤＭ受信信号の時間的にずれた実質的に同一の信号
部分どうしの相関を求め、最大の相関値を与えるブラン
チからのＯＦＤＭ受信信号を選択して周波数スペクトル
に変換し、この周波数スペクトルからディジタル信号系
列を復調する構成としたことにより、ＯＦＤＭ伝送方式
の耐マルチパス伝送特性を有効に利用しつつも、広大な
カバーエリア内のすべての場所で高品質かつ高精細な情
報伝送を行うに際して、厳しい多重反射電波伝播環境や
移動受信環境での受信特性の劣化改善策として有効なＯ
ＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置を提供することができ
る。
別のアンテナを介してＯＦＤＭ信号を複数のダイバーシ
チブランチにより受信し、各ブランチにおいてそれぞれ
ＯＦＤＭ受信信号の時間的にずれた実質的に同一の信号
部分どうしの相関を求め、最大の相関値を与えるブラン
チからのＯＦＤＭ受信信号を選択して周波数スペクトル
に変換し、この周波数スペクトルからディジタル信号系
列を復調する構成としたことにより、ＯＦＤＭ伝送方式
の耐マルチパス伝送特性を有効に利用しつつも、広大な
カバーエリア内のすべての場所で高品質かつ高精細な情
報伝送を行うに際して、厳しい多重反射電波伝播環境や
移動受信環境での受信特性の劣化改善策として有効なＯ
ＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置を提供することができ
る。
【００６４】また、本発明では特に複数のブランチで受
信したＯＦＤＭ受信信号を時間波形の状態でその受信品
質を評価し、その評価結果に基づいてダイバーシチブラ
ンチを選択する構成としているため、複雑で処理量が多
いディジタル信号処理部を大きく削減することができ、
小型化、低消費電力化および低コスト化を併せて実現す
ることができる。
信したＯＦＤＭ受信信号を時間波形の状態でその受信品
質を評価し、その評価結果に基づいてダイバーシチブラ
ンチを選択する構成としているため、複雑で処理量が多
いディジタル信号処理部を大きく削減することができ、
小型化、低消費電力化および低コスト化を併せて実現す
ることができる。
【図１】 本発明に係るＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装
置の第１の実施形態を示すブロック図
置の第１の実施形態を示すブロック図
【図２】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信
装置における遅延部の動作を説明するための図
装置における遅延部の動作を説明するための図
【図３】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信
装置における相関演算部の第１の構成例を示すブロック
図
装置における相関演算部の第１の構成例を示すブロック
図
【図４】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信
装置における相関演算部の第２の構成例を示すブロック
図
装置における相関演算部の第２の構成例を示すブロック
図
【図５】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信
装置におけるＯＦＤＭ信号選択部の第１の構成例を示す
ブロック図
装置におけるＯＦＤＭ信号選択部の第１の構成例を示す
ブロック図
【図６】 図５のＯＦＤＭ信号選択部の動作を説明する
ための図
ための図
【図７】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信
装置におけるＯＦＤＭ信号選択部の第２の構成例を示す
ブロック図
装置におけるＯＦＤＭ信号選択部の第２の構成例を示す
ブロック図
【図８】 図７のＯＦＤＭ信号選択部の動作を説明する
ための図
ための図
【図９】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信
装置の計算機シミュレーションによる受信特性の一例を
示す図
装置の計算機シミュレーションによる受信特性の一例を
示す図
【図１０】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受
信装置の第２の実施形態を示すブロック図
信装置の第２の実施形態を示すブロック図
【図１１】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受
信装置の第３の実施形態を示すブロック図
信装置の第３の実施形態を示すブロック図
【図１２】 図１１のＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装
置におけるフィルタリング部の一構成例を示すブロック
図
置におけるフィルタリング部の一構成例を示すブロック
図
【図１３】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受
信装置の第４の実施形態を示すブロック図
信装置の第４の実施形態を示すブロック図
【図１４】 本発明に係るＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受
信装置の第５の実施形態を示すブロック図
信装置の第５の実施形態を示すブロック図
１〜３…受信部
４〜６…受信アンテナ
７〜９…受信回路
１０〜１２…遅延部
１３〜１５…相関演算部
１６…ＯＦＤＭ信号選択部
１７…第１の変換部
１８…復調部
２０…参照周波数スペクトル生成部
２１…伝送路周波数応答生成部
２２…周波数スペクトル補償部
２３…フィルタリング部
２４…再変調部
２５…周波数スペクトル選択部
２６…周波数スペクトル遅延部
３１…受信部
３２…遅延部
３３…相関演算部
３４…複素共役処理部
３５…積和演算部
４１…受信部
４２…遅延部
４３…相関演算部
４４…積和演算部
４５…複素共役処理部
５１…振幅値比較及び最大値検出部
５２…セレクタ部
６０，６１…ＯＦＤＭ受信信号
６２…ガード期間
６３…有効シンボル
６４…相関演算部出力
７１…ＯＦＤＭ信号選択部
７２…初期化部
７３〜７６…累積加算部
７７…振幅値比較及び最大値検出部
７８…セレクタ部
１２１…第２の変換部
１２２…伝播遅延時間測定部
１２３…フィルタリング帯域幅設定部
１２４…フィルタ部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 1/02 - 1/06
H04B 7/02 - 7/12
H04J 11/00
Claims (7)
- 【請求項１】 個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号を出力
する複数の受信手段と、 前記複数の受信手段から出力されるＯＦＤＭ受信信号を
有効シンボル期間遅延する複数の遅延手段と、前記複数の遅延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信
信号および遅延された後のＯＦＤＭ受信信号のいずれか
一方の信号を複素共役処理する複素共役処理手段と、前
記複数の遅延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信信
号および遅延された後のＯＦＤＭ受信信号の他方の信号
と前記複素共役処理手段の出力信号との積和演算を行う
積和演算手段とを有する 複数の相関演算手段と、 前記複数の相関演算手段の出力信号に基づき前記複数の
遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ受信信号の一つを選
択するＯＦＤＭ信号選択手段と、 前記ＯＦＤＭ信号選択手段により選択されたＯＦＤＭ受
信信号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段
と、 前記第１の変換手段により変換された周波数スペクトル
からディジタル信号系列を復調する復調手段とを具備し
たことを特徴とするＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装
置。 - 【請求項２】 個別のアンテナを介してＯＦＤＭ（直交
周波数分割多重）信号を受信しＯＦＤＭ受信信号を出力
する複数の受信手段と、 前記複数の受信手段から出力されるＯＦＤＭ受信信号を
有効シンボル期間遅延する複数の遅延手段と、前記複数の遅延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信
信号および遅延された後のＯＦＤＭ受信信号のいずれか
一方の信号を複素共役処理する複素共役処理手段と、前
記複数の遅延手段により遅延される前のＯＦＤＭ受信信
号および遅延された後のＯＦＤＭ受信信号の他方の信号
と前記複素共役処理手段の出力信号との積和演算を行う
積和演算手段とを有する 複数の相関演算手段と、 前記複数の相関演算手段の出力信号に基づき前記複数の
遅延手段により遅延されたＯＦＤＭ受信信号の一つを選
択するＯＦＤＭ信号選択手段と、 前記ＯＦＤＭ信号選択手段により選択されたＯＦＤＭ受
信信号を周波数スペクトルに変換する第１の変換手段
と、 前記第１の変換手段により変換された周波数スペクトル
に対する参照周波数スペクトルを生成する参照周波数ス
ペクトル生成手段と、 前記第１の変換手段により変換された周波数スペクトル
と前記参照周波数スペクトル生成手段により生成された
参照周波数スペクトルとから伝送路周波数応答を生成す
る伝送路周波数応答生成手段と、 前記伝送路周波数応答生成手段により生成された伝送路
周波数応答に従って前記第１の変換手段により変換され
た周波数スペクトルの歪みを補償する周波数スペクトル
補償手段と、 前記周波数スペクトル補償手段により歪み補償された周
波数スペクトルからディジタル信号系列を復調する復調
手段とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ選択ダイバ
ーシチ受信装置。 - 【請求項３】 前記ＯＦＤＭ信号選択手段は、 前記複数の相関演算手段の出力信号の振幅値または電力
値を比較して最大値を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された最大値を与える相関演算
手段の出力信号に対応する遅延手段により遅延されたＯ
ＦＤＭ受信信号を選択する選択手段とを有することを特
徴とする請求項１または２記載のＯＦＤＭ選択ダイバー
シチ受信装置。 - 【請求項４】 前記ＯＦＤＭ信号選択手段は、 前記複数の相関演算手段からの出力信号をそれぞれＯＦ
ＤＭ受信信号のシンボル周期毎に累積加算する複数の累
積加算手段と、 前記複数の累積加算手段を定期的に初期化する初期化手
段と、 前記複数の累積加算手段の出力信号の振幅値または電力
値を比較して最大値を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された最大値を与える累積加算
手段の出力信号に対応する遅延手段により遅延されたＯ
ＦＤＭ受信信号を選択する選択手段とを有することを特
徴とする請求項１または２記載のＯＦＤＭ選択ダイバー
シチ受信装置。 - 【請求項５】 前記伝送路周波数応答生成手段と前記周
波数スペクトル補償手段との間に、前記伝送路周波数応
答生成手段により生成された伝送路周波数応答をフィル
タリングするフィルタリング手段を挿入したことを特徴
とする請求項２記載のＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装
置。 - 【請求項６】 前記フィルタリング手段は、 前記伝送路周波数応答生成手段により生成された伝送路
周波数応答を入力とするフィルタリング帯域幅が可変の
フィルタ手段と、 前記伝送路周波数応答生成手段により生成された伝送路
周波数応答を伝送路時間応答に変換する第２の変換手段
と、 前記第２の変換手段により変換された伝送路時間応答を
用いて多重反射電波伝播環境の伝播遅延時間を測定する
伝播遅延時間測定手段と、 前記伝播遅延時間測定手段の測定結果に基づいて前記フ
ィルタ手段のフィルタリング帯域幅を設定するフィルタ
リング帯域幅設定手段とを有することを特徴とする請求
項５記載のＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信装置。 - 【請求項７】 前記復調手段により復調されたディジタ
ル信号系列を再変調して再変調周波数スペクトルを生成
する前記復調手段に接続された再変調手段と、 前記再変調周波数スペクトルと前記参照周波数スペクト
ルとを選択的に前記伝送路周波数応答生成手段へ出力す
る周波数スペクトル選択手段と、 前記第１の変換手段により変換された周波数スペクトル
を遅延させて前記伝送路周波数応答生成手段へ入力する
周波数スペクトル遅延手段とをさらに具備することを特
徴とする請求項２記載のＯＦＤＭ選択ダイバーシチ受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00251098A JP3442986B2 (ja) | 1998-01-08 | 1998-01-08 | Ｏｆｄｍ選択ダイバーシチ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00251098A JP3442986B2 (ja) | 1998-01-08 | 1998-01-08 | Ｏｆｄｍ選択ダイバーシチ受信装置 |
Publications (2)
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| JPH11205290A JPH11205290A (ja) | 1999-07-30 |
| JP3442986B2 true JP3442986B2 (ja) | 2003-09-02 |
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Family Applications (1)
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-
1998
- 1998-01-08 JP JP00251098A patent/JP3442986B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JPH11205290A (ja) | 1999-07-30 |
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