CN1227882C - 用于在通信系统中估测信道性能的方法 - Google Patents

Abstract

用于在通信系统的系统带宽内估测信道性能的方法，其中所述的通信系统在至少一个进行发送的输入k和至少一个进行接收的有关输出ka之间包括至少一个传输信道，k＝1…K且K为大于或等于1的自然数，以及k_a＝1…K_a且K_a为大于或等于1的自然数，其中，所述的至少一个传输信道通过一个传递函数来表征。根据本发明，与所述传递函数相应的、在接收侧所估测的信道脉冲响应的时延被选择得小于需经所述传输信道进行传输的符号的时延。

Description

用于在通信系统中估测信道性能的方法

技术领域

本发明涉及一种用于在通信系统的系统带宽内估测信道性能的方法，其中所述的通信系统在至少一个输入k和至少一个输出ka之间包括至少一个传输信道，k＝1...K且K为大于或等于1的自然数，以及k_a＝1...K_a且K_a为大于或等于1的自然数，所述的至少一个传输信道通过一个传递函数 来表征。

背景技术

在通信系统中，信息(例如语音、图像信息、视频信息、短消息业务或其它数据)是借助电磁波通过接口在发射台和接收台(基站或用户台)之间传输的。尤其在无线通信系统中，此时电磁波的辐射是在为各个系统所规定的频带内的载频中实现的。对于广泛采用的GSM移动无线系统(全球移动通信系统)，使用约900、1800和1900MHz的频率。对于将来的利用CDMA、TD/CDMA或OFDM(正交频分多路复用)传输方法的移动无线系统，例如UMTS(通用移动电信系统)、Hiperlan、IEEE 802.11a、DVB(数字视频广播)或其它的未来新生代系统，所设定的频率位于高达约6000MHz的频带内。

特别在OFDM传输方法中，需传输的信息比特分别以组的形式(所谓的OFDM符号)被综合成优选2^m比特，m表示自然数。通过OFDM符号的IFFT(快速傅立叶逆变换)把信息比特分别投影到正交的子载波上，以便并行地通过无线信道经这些无线信道传输OFDM符号的信息比特。为了避免符号干扰，给OFDM符号附加了一个周期性前缀，使得所述的OFDM符号时间由包含有有用信息时间的有效OFDM符号时间和该前缀时间组成。

在这种无线通信系统中，电台对公共传输媒体的访问是通过多路接入方法(MA)来控制的。在这种多路接入方法中，传输媒体可以在时域(时分多址TDMA)、频域(频分多址FDMA或OFDM)、码域(码分多址CDMA)或空域(空分多址SDMA)内而在电台之间进行划分。在此，(例如在GSM[全球移动通信系统]、TETRA[地面集群无线电]、DECT[欧洲数字无绳电话]、UMTS[通用移动电信系统])经常根据无线接口把传输媒体再分为频率信道和/或时间信道。这些信道通常被称为传榆信道或无线信道。在分散协调的系统中，借助测量来判断该传榆信道的可用性。根据无线电的传播、也即根据无线电场的衰减，也可以按照相应的间隔来再次使用这些传输信道。

在无线传输系统的发射台和至少一个接收台之间进行无线传输时，此时由于传输信道的频选而将导致干扰现象，这被公知为符号间干扰和多路接入干扰．传榆信道的传榆带宽越大，这些干扰造成发射信号的失真就越厉害。

通常，在发射台处产生发射信号时没有考虑有效的无线信道。在第二个步骤中补偿随后出现的干扰现象，至少是近似地通过相应匹配的且经常极昂贵的方法在接收台处利用信道估测方法来补偿。

此时非常有意义的是用一些信道估测方法来估测一个线性的不随时间变化的或随时间变化缓慢的信道的传递函数 所述的信道在OFDM系统中具有一个或多个输入k和一个或多个输出k_a，其中k＝1...K，而且K为大于或等于1的自然数，k_a＝1...K_a，而且K_a是大于或等于1的自然数。这些信道譬如出现在无线电系统中。在此，MIMO(多入多出)信道由从每个发射天线到每个接收天线的无线信道组成，其中信号在接收天线上被相加地叠加。另外，MIMO信道的输出信号上还被相加地叠加了一个干扰。这种一般的模型包含有以下的无线电系统：

-具有一个或多个发射台，

-在每个发射台上具有一个或多个发射天线，

-具有一个或多个接收台，以及

-在每个接收台上具有一个或多个接收天线。

发射天线的基底是MIMO信道的输入，接收天线的基底是MIMO信道的输出。必要时存在于发射机或接收机侧的信号处理器内的滤波器、放大器等同样可以被视为该MIMO信道的组成部分。

目的是尽可能准确地得知从每个输入到每个输出的、系统带宽内的信道的传递函数。为此，向每个输入馈入一个或多个具有有限时延、已知频率和已知复数幅值的正弦信号。利用MIMO信道的输出上的混合信号应该可以估测出所述的传递函数。

常规的方式在于以下特征：

1.如此地选择在输入上被馈入的正弦信号频率，使得相邻的正弦信号的频率间隔的倒数至少对应于从该输入到一个输出的最长信道脉冲响应的时延。于是满足在频域内的采样理论。

2.在相同或不同输入上被馈入的两个任意的时间限制的正弦信号的频差的倒数是该正弦信号的时延的整数倍。于是被馈入的正弦信号是正交的。

3.由于在经过所述线性的随时间不变的、或在该正弦信号时延内随时间只有可忽略变化的信道传输给输出时，所述被馈入的信号的正交性因在OFDM系统内所使用的周期性前缀而不会丧失，所以来自于各个正弦信号的正弦输出信号在MIMO信道的输出信号中可以通过滤波或傅立叶变换被分离开来。

4.由正弦输出信号的复数幅值和被馈入的有关正弦信号的复数幅值所组成的商对应于从MIMO信道的有关输入到输出的传递函数在该正弦信号频率时的采样值。

5.对于位于被馈入各个信道内的正弦信号频率之间的频率，传递函数在这些频率时的值可以通过内插来得到。如果已经选择被馈入的正弦信号的、按照1.所得到的最大可能的频率间隔，那么必须按照采样理论使用sinc函数来进行内插。如果被馈入的正弦信号的频率间隔已经被选择的更小，则可以使用这种过采样来改善传递函数的估测。

从2.得出，只使用位于一个固定频率格栅内的离散频率。被馈入MIMO信道的正弦信号必须具有不连续的频率，尤其在两个不同的输入上只允许馈入频率不连续的正弦信号。

发明内容

因此，本发明所基于的任务在于，在K＞1的多用户环境中进行信道估测。

为了在通信系统的系统带宽内估测信道性能，所述的通信系统在至少一个进行发送的输入k和至少一个进行接收的有关输出ka之间包括至少一个传输信道，其中k＝1...K且K为大于或等于1的自然数，以及k_a＝1...K_a且K_a为大于或等于1的自然数，其中，所述的至少一个传输信道通过一个传递函数

来表征，根据本发明，与传递函数 H ^(k，ka)(f)相应的信道脉冲响应

的时延被选择得小于需经所述传输信道进行传输的符号的有效时延。

在没有该条件的情况下，在K＞1的多用户环境中进行信道估测是不可能的，因为需要在每个子载波f_n上从所接收的单个复数幅值中估测出多个传递函数

k＝1...K的值。但是，如果与传递函数相应的信道脉冲响应 的时延小于需经所述传输信道进行传输的符号的有效时延，那么单个传递函数

在不同的子载波上的值并不是完全无关的。这是从单个接收的复数幅值中共同地估测多个传递函数

k＝1...K的值的基础。

在本发明的一种改进方案中，为了进行信道估测而采用至少一个载波频率的测试信号，其中测试信号也可以使用相同的载波频率。

如下所示，从上述的条件中可以推导出：

-把可供支配的频率分配到各个输入上不必要象在频率必须不连续的情况中那样进行协调，

-实现了信道估测的较高的频率分集，

-实现了信道估测的较高的干扰分集，以及

-相对于窄带干扰信号，降低了当在输入上采用少数不连续的频率时对各个信道进行信道估测的高灵敏度，其中所述的窄带干扰信号的频率偶尔会对应于所采用的正弦信号之一的频率。

在本发明的一种改进方案中，各个传输信道分别是不相关联的。

由于不同的传输信道是完全不相关联的，所以可以独立地在所有的接收台内执行所述的信道估测。因此，当从每个输出的输出信号中分别估测从所有的输入到该输出的传递函数时，MIMO信道估测任务相当于多个并行的MISO(多入单出)信道估测任务。

有利的是，为进行信道估测而采用利用导频符号P^(k)被调制的测试信号，其中该测试信号在接收机内是已知的。尤其是，每个传输信道分别只采用一个传输导频符号P^(k)来进行信道估测。

通过每个传输信道采用一个导频符号，可以借助该单个的符号来估测所有子载波的传递函数值。尤其不需要让发射台使用不同的载波频率。但是，当未被使用的子载波的导频符号被置为零时，也可以通过该方案来掩盖该特殊情况。

有利的是，采用被调制的正弦信号作为所述的测试信号。在正弦信号的情况下，可以简单地从接收信号的复数幅值和发射信号构成的商中得出传递函数。

在本发明的一种改进方案中，所述被估测的传递函数 通过由一个估测矩阵 M和所述接收信号 e _P ^(ka)的乘积 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}^{(k,k_a)}\left(f\right)=\underset{\‾}{M}\·{\underset{\‾}{e}}_P^{\left(k_a\right)}$ 来确定，其中所述的估测矩阵与所述的输出k_a无关。尤其是，所述的估测矩阵通过

来给出，其中 F _W为傅立叶矩阵， P＝( P ⁽¹⁾... P ^(K))是一个由各个导频矩阵P ^(k)组成的总导频矩阵。

在所述的确定中，所述的估测矩阵 M是一个计算强度较大的矩阵，但该矩阵只须针对事先知道的导频矩阵 P被一次性地计算出来。另外从 M还可以看出，它与传输信道的各个输出无关，并由此可以被同样地使用在每个接收台之中。

附图说明

本发明的细节和详情将在下面借助OFDM无线通信系统的应用实施例来详细讲述。

在此：

图1示出了一个包括接入点(AP)、移动终端(MT)和控制单元(CU)的网络的原理结构，其中所述的控制单元(CU)在上行链路中执行联合检测(JD)，

图2示出了一个包括接入点(AP)、移动终端(MT)和控制单元(CU)的网络的原理结构，其中所述的控制单元(CU)在下行链路中执行联合检测(JD)。

具体实施方式

在基于OFDM的移动无线系统的上行方向中应用干扰-降低-技术的先决条件是得知从K个MT到K_a个AP(图1和2)的所有无线信道的传递函数

k＝1...K，k_a＝1...K_a。得知该传递函数 是通过信道估测来获得的。因为不同的无线信道完全是不相关联的，所以可以分开地在所有的AP上执行信道估测。在此，在单个特定的AP k_a上考虑传递函数

k＝1...K的估测问题就足够了。在AP k_a上，只需要从所述由K个MT同时发射出的K个OFDM符号中得出的单个接收OFDM符号来用于估测传递函数 k＝1...K。信道估测的基本思想是基于发射OFDM符号，在这些符号中，所有正弦曲线的复数幅值是对AP k_a为已知的导频符号。在无噪声的情况下，此时在AP k_a上所接收的正弦曲线的复数幅值只取决于相应子载波频率f_n的传递函数k＝1...K的值。下面用N来表示每个OFDM符号的子载波数量。由此得出，一个无周期性前缀的OFDM符号的长度在所述的时平面内为N。乍一看来，在K＞1的多用户环境中进行信道估测是不可能的，因为需要在每个子载波f_n上从所接收的单个复数幅值中估测出多个传递函数 k＝1...K的值。但根据本发明，当信道脉冲响应

的长度W在时平面内小于N时，单个传递函数 在不同的子载波f_n上的值并不是完全无关的，在典型的OFDM系统中偶然会是这种情况。下面研究一种利用该性能的信道估测技术。开始只考虑

N＝KW    (0.1)的特殊情况。目的是估测所有AP k＝1...K的传递函数

在所有子载波频率f_n，n＝1...N上的值。这种估测用

来表示。为此只需要单个的OFDM符号，其中每个MT k，k＝1...K在每个子载波f_n，n＝1...N上发送已知的导频符号 p _fn ^(k)。尤其不需要让不同的MT使用子载波的不连续子范围来传输其导频符号 p _fn ^(k)，但是，当未被使用的子载波的导频符号被置为0时也可以在所考察的一般方案中包含这种特殊情况。

传输模型

在AP k_a上所接收的正弦曲线的复数幅值的矢量为：

${\underset{\‾}{e}}_P^{\left(k_a\right)}={({\underset{\‾}{e}}_{P_{f_1}}^{\left(k_a\right)}...{\underset{\‾}{e}}_{P_{f_N}}^{\left(k_a\right)})}^T.---\left(0.2\right)$

所述在AP k_a上所接收的正弦曲线的复数幅值的矢量可以从所接收的、从MT k＝1...K的传输导频中得出的正弦曲线

${\underset{\‾}{e}}_P^{(k,k_a)}={({\underset{\‾}{e}}_{P_{f_1}}^{(k,k_a)}...{\underset{\‾}{e}}_{P_{f_N}}^{(k,k_a)})}^T,k=1...K,---\left(0.3\right)$

的复数幅值的矢量和几个噪声 n的叠加中得出：

${\underset{\‾}{e}}_P^{\left(k_a\right)}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{e}}_P^{(k,k_a)}+\underset{\‾}{n}.---\left(0.4\right)$

利用MT k的导频矩阵

和MK k在AP k_a上的传递函数的矢量

${\underset{\‾}{H}}^{(k,k_a)}={(H^{(k,k_a)}\left(f_1\right)...H^{(k,k_a)}\left(f_N\right))}^T,---\left(0.6\right)$

所述在AP k_a上所接收的正弦曲线的复数幅值的矢量可以从MT k的发射导频中得出，且等于

${\underset{\‾}{e}}_P^{(k,k_a)}={\underset{\‾}{P}}^{\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{H}}^{(k,k_a)}.---\left(0.7\right)$

从(0.4)和(0.7)得出

${\underset{\‾}{e}}_P^{\left(k_a\right)}=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{P}}^{\left(k\right)}{\underset{\‾}{H}}^{(k,k_a)}+\underset{\‾}{n}.---\left(0.8\right)$

从数学上，(0.6)给出的传递函数的矢量元素之间的相互依赖性可以从MT k在AP k_a上的相应信道脉冲响应的傅立叶变换中得出：

${\underset{\‾}{h}}^{(k,k_a)}={({\underset{\‾}{h}}_1^{(k,k_a)}...{\underset{\‾}{h}}_W^{(k,k_a)})}^T.---\left(0.9\right)$

利用N×N的傅立叶矩阵 F，可以按下式进行傅立叶变换：

${\underset{\‾}{H}}^{(k,k_a)}=\underset{\‾}{F}\·\left(\begin{array}{c}{\underset{\‾}{h}}^{(k,k_a)}\\ 0\\ .\\ .\\ .\\ 0\end{array}\right),---\left(0.10\right)$

其中长度为W的信道脉冲响应

等于0，被补充成长度为N个采样。传递函数 的矢量在W维子空间内通过所述傅立叶矩阵的首先的W列来定义。这时我们来定义N×N傅立叶矩阵 F的N×W子矩阵F _W：

[ F _W]_i，j＝[ F]_i，j，i＝1...N，j＝1...W.                       (0.11)

利用(0.11)从(0.10)中得出

${\underset{\‾}{H}}^{(k,k_a)}={\underset{\‾}{F}}_W\·{\underset{\‾}{h}}^{(k,k_a)}.---\left(0.12\right)$

在AP k_a上的总信道脉冲响应被定义为：

${\underset{\‾}{h}}^{\left(k_a\right)}={({\underset{\‾}{h}}^{{(1,k_a)}^T}...{\underset{\‾}{h}}^{{(K,k_a)}^T})}^T.---\left(0.13\right)$

相应地，在AP k_a上的总传递函数被定义为：

${\underset{\‾}{H}}^{\left(k_a\right)}={({\underset{\‾}{H}}^{{(1,k_a)}^T}...{\underset{\‾}{H}}^{{(K,k_a)}^T})}^T.---\left(0.14\right)$

利用(0.13)和(0.14)从(0.12)中得出：

利用N×KN总导频矩阵

P＝( P ^(l)... P ^(k))                                       (0.16)

和(0.15)从(0.8)中得出：

系统矩阵 G是一个N×KW＝N×N矩阵，并且通常是非奇异的，也就是说存在逆 G ^-1。只是在非常特殊的情况下，例如当两个MT使用相同的导频矩阵 P ^(k)时，所述的系统矩阵 G才是奇异的。

信道估测器

在AP k_a上的总信道脉冲响应的最大似然估测是

${\underset{\‾}{\hat{h}}}^{\left(k_a\right)}={\underset{\‾}{G}}^{-1}\·{\underset{\‾}{e}}_P^{\left(k_a\right)}.---\left(0.18\right)$

在N≥KW        (0.19)的一般情况下，必须使用伪逆( G ^*T G)^-1 G ^*T来替代逆 G ^-1以进行信道估测。通过以下按照块方式所进行的傅立叶变换，可以从对AP k_a上的总信道脉冲响应的估测

中得到在AP k_a上对总传递函数的估测：

根据(0.18)和(0.20)将得到理想的计算公式，以便从在AP k_a上接收的仅N个正弦曲线的复数幅值中估测所述的传递函数

k＝1...K在所有子载波频率f_n，n＝1...N上的所有NK个采样：

KN×N估测矩阵 M的费时的且包括矩阵求逆的计算可以离线地进行，因为所述的估测矩阵 M只取决于包含有事先知道的导频符号 p _fn ^(k)的总导频矩阵 P。显然，对所有的AP k_a＝1...K_a使用相同的估测矩阵 M。

Claims (9)

1.用于在通信系统的系统带宽内估测信道性能的方法，其中所述的通信系统在至少一个输入k和至少一个输出ka之间包括至少一个传输信道，k＝1…K且K为大于或等于1的自然数，以及k_a＝1…K_a且K_a为大于或等于1的自然数，其中，所述的至少一个传输信道通过一个传递函数

来表征，其特征在于：与传递函数 H ^(k，ka)(f)相应的、在接收侧所估测的信道脉冲响应 h ^(k，ka)(t)的时延W被选择得小于需经所述传输信道进行传输的符号的时延。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：为了对每个传输信道进行信道估测而采用至少一个载波频率的测试信号，其中不同传输信道的测试信号也可以使用相同的载波频率。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：分别采用不相关联的传输信道来作为所述的传输信道。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：为进行信道估测而采用利用至少一个导频符号P^(k)被调制的测试信号，其中该测试信号在接收侧是已知的。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于：每个传输信道分别只采用一个传输导频符号P^(k)来进行信道估测。

6.如权利要求2或4所述的方法，其特征在于：所述的测试信号是被调制的正弦信号。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述被估测的传递函数

通过由一个估测矩阵 M和接收信号 e _P ^(ka)的乘积 ${\underset{\‾}{\overset{^}{H}}}^{(k,\mathrm{ka})}\left(f\right)=\underset{\‾}{M}\·{\underset{\‾}{e}}_P^{\left(k_a\right)}$ 来确定，其中所述的估测矩阵与所述的输出k_a无关。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于：所述的估测矩阵通过

来给出，其中 F _W为傅立叶矩阵， P＝( P ⁽¹⁾… P ^(K)是一个由各个导频矩阵P ^(k)组成的总导频矩阵。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述的通信系统采用一种按照OFDM方法的传输方法。

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