JP2009049632A - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】より正確な信号電力推定と雑音電力推定を行ない、品質の良いＭＭＳＥ型一般逆行列を得るとともに、精度の高いリンク・アダプテーションを実現する。
【解決手段】コンスタレーショション上では、受信信号点の理想点からずれの大きさの２乗が雑音の電力に相当する。ＨＴ−ＤＡＴＡ部では、コンスタレーション上の理想点からのずれ量を基に推定された雑音電力を利用して、ＭＭＳＥ型チャネル逆行列を定期的に更新処理する。また、ＨＴ−ＤＡＴＡ部の受信信号の２乗から、コンスタレーション上の理想点からのずれ量を基に推定された雑音電力を差し引いて、よりも高い精度で雑音電力を推定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、送受信アンテナの組み合わせ毎のチャネル伝達関数を要素としたチャネル行列を基に空間多重して送られてきた受信信号から元の各ストリーム信号を空間分離する無線通信装置及び無線通信方法に係り、特に、推定チャネル行列ＨからＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）アルゴリズムに従って得られた受信重み行列を用いて空間多重された信号を空間復号する無線通信装置及び無線通信方法に関する。

旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。

例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。ＯＦＤＭ変調方式では、ＯＦＤＭ変調方式によれば、送信データを相互に直交する周波数が設定された複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数利用効率が非常に高く、周波数選択性フェージング妨害に強い。

また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。

無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めている。これは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して、ストリーム間のクロストークなしに受信データを得ることができる。

ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。また、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。ＭＩＭＯはチャネル特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。

ＭＩＭＯ通信では、空間多重された受信信号から元の各ストリーム信号を空間分離するためには、何らかの方法によりチャネル行列Ｈを取得するとともに、さらに所定のアルゴリズムによってチャネル行列Ｈから受信重み行列を求めて空間多重された受信信号から元の複数のストリームに空間分離を行なう必要がある。

図５には、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示している。ＭＩＭＯ送信機には、２本のアンテナ、すなわち送信アンテナ１と送信アンテナ２を備え、一方のＭＩＭＯ受信機も２本の受信アンテナ１と受信アンテナ２を備えている。ここで、送信アンテナ１と受信アンテナ１間のチャネルの伝達関数をｈ₁₁、送信アンテナ２と受信アンテナ１間のチャネルの伝達関数をｈ₁₂、送信アンテナ１と受信アンテナ２間のチャネルの伝達関数をｈ₂₁、送信アンテナ２と受信アンテナ２の伝搬路間のチャネルの伝達関数をｈ₂₂とする。そして、送信機は、送信アンテナ１に対して送信データ系列Ｘ₁を送信アンテナ２に対して送信データ系列Ｘ₂を割り当て、受信機は、受信アンテナ１において受信データ系列Ｙ₁を受信し、受信アンテナ２において受信データ系列Ｙ₂を受信したものとする。この場合のチャネル状況は、以下の式（１）のように表現することができる。

図５では送受信アンテナがともに２本の場合を示したが、アンテナ本数が２本以上であっても、同様にしてＭＩＭＯ通信システムを構築することができる。すなわち、Ｍ本の送信アンテナを備えた送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化して各送信アンテナに分配して送信する（但し、Ｍは２以上の整数）。これに対し、Ｎ本の受信アンテナを備えた受信側では、各受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号して受信データを得ることができる（但し、Ｎは２以上の整数）。理想的には、送受信アンテナのうち少ない方の数（ＭＩＮ［Ｍ，Ｎ］）だけの空間／時間ストリームが形成される。

また、チャネル行列Ｈから受信重み行列を求める比較的簡単なアルゴリズムとして、Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｅ（ゼロ化規範）と、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）が知られている。Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｅは、完全にクロストークを取り除く論理に基づいた方法である。一方のＭＭＳＥは、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比を最大化する論理に基づいた方法であり、受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列を求める。両者を比較すると、雑音が大きい環境下では、ＭＭＳＥの方が優れていることが知られている。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、１次変調にＯＦＤＭを用いたＭＩＭＯ方式が採用されている。現在、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎは、タスクグループｎ（ＴＧｎ）において標準化作業が行なわれており、そこでまとめられつつある仕様案は２００５年１０月に設立された業界団体ＥＷＣ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｎｓｏｒｔｉｕｍ）で作成された提案仕様に基づいている。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＨＹ層は、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇとは変調方式や符号化方式などの伝送方式（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ：ＭＣＳ）が全く相違する高スループット（Ｈｉｇｈ Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ：ＨＴ）伝送モード（以下では、「ＨＴモード」とも呼ぶ）を持つ。このＨＴモードの１つとして、従来のＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード（以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ）との互換性を持つ“Ｍｉｘｅｄ Ｍｏｄｅ（ＭＭ）”と呼ばれる動作モードを備えている。

図６には、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するＭＭモードにおけるパケット・フォーマットを示している。但し、同図において１ＯＦＤＭシンボルは４マイクロ秒であるとする。

パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知ＯＦＤＭシンボルからなるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、同期獲得並びに等化用の既知トレーニング・シンボルからなるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）と、伝送レートやデータ長などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ ＳＩＧＮＡＬ Ｆｉｅｌｄ）を含んでいる。このレガシー・プリアンブル以降に、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）、及びデータ部が続く。

ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ）で適用するＭＣＳやペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、受信信号に含まれる雑音電力を測定して、ＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じた個数のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加される（例えば、２×２のＭＩＭＯ通信システムでは、２個のＨＴ−ＬＴＦが付加される）。受信機は、獲得したチャネル行列の逆行列を計算してアンテナ受信重み行列を求めることができ、この重み行列を各受信アンテナで受信した空間多重信号を要素とする受信ベクトルに乗算することで、空間分離することができる。

なお、ＨＴ−ＤＡＴＡ部には、受信機側で準同期検波した後の複素ベースバンドにおいて振幅並びに位相変動補償を行なうための基準となるパイロット信号が例えばデータ部の位相点に挿入されている。

ところで、ＭＩＭＯなどの通信システムにおいて、データの送受信を行なうためには、信号電力の推定と雑音電力の推定が必要になる。必要とされる理由は２つある。

１つ目の理由は、ＭＭＳＥ型の逆行列を使用する際に雑音電力に関する情報が必要となるからである。また、もう１つの理由は、リンク・アダプテーションを行なうためである。以下では、ＭＭＳＥ型の逆行列演算と、リンク・アダプテーションのそれぞれについて考察してみる。

ＭＭＳＥ型の逆行列演算：
ＭＭＳＥ型の逆行列では、雑音電力と干渉分の両方を考慮してＳＩＮＲが最大になるように逆行列を演算するので、逆行列を解く前までに雑音電力が必要となる。２つの端末間の空間の伝達関数を要素とするチャネル行列をＨとおくと、ＭＭＳＥ型逆行列は下式（２）の通りとなる。

但し、上式において、σ²は雑音電力にチャネル変動を加えた成分であり、Ｉ_Nは単位行列である。また、上付き文字Ｈは行列の共役転置を表す。

例えば図６に示したＨＴパケットを受信する場合、パケットの先頭のプリアンブルに含まれるＨＴ−ＬＴＦを用いてチャネル行列を推定し、且つ、データ部分の受信が開始するまでにその逆行列の計算を終了させておく必要がある。

空間多重信号の受信処理において、パケット内ではチャネルがほぼ変動しないと仮定することができれば、逆行列の演算結果をＨＴパケットのデータ部分の最後まで使用することができる。ところが、ＭＡＣ（ＭＡｃｈｉｎｅ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）レイヤにおける伝送効率の向上のためにパケット長を拡張し、長いパケットを送るような場合には、この仮定が崩れることになる。入力されるパケットのデータ長が長くなると、一旦、パケットの先頭のプリアンブルにより抽出した伝達関数行列Ｈが経時変化してしまい、パケットの後方に位置するシンボルの精度の高い再生が行なえなくなることが懸念される。このため、受信機側ではデータ部分の受信時にもチャネルの変動を追従して推定し、一定の時間間隔で逆行列を求め直すことが好ましいと思料される。

例えば、データ・シンボル内に挿入された受信パイロット信号を、対応する送信パイロット信号で各々除算を行なうことで、当該シンボルのサブキャリアに対するチャネル推定値を得ることができる。そして、それらのチャネル推定値を、周波数軸方向又は時間軸方向に内挿補間又は外挿補間を行なうことで、パイロット信号以外のデータ信号に対するチャネル推定値を求めることができる。

また、チャネル伝達関数の情報は、既知の送信信号とその信号の実際の受信状態を比較することにより取得される。プリアンブル以外のデータ部分については、真の送信信号は受信側では知る由もないが、受信における信号検出処理の過程で推定することは可能である。復調したデータ・シンボルの硬判定をレプリカとして当該シンボルでのチャネル推定値を求め、次のデータ・シンボルの復調に用いることにより、チャネル推定値を実際の伝搬特性に逐次追従させることができる。例えば、３×３の送受信アンテナで構成されるＭＩＭＯ通信システムにおいて、ある時刻（シンボル）で各送信アンテナから送信された信号を各成分とする３行１列の列ベクトルをＴ₁とし、これら送信信号に対する各受信アンテナでの受信信号を各成分とする列ベクトルをＲ₁とする。同様に、別の時刻の送信信号及び受信信号の組み合わせとしてＴ₂とＲ₂、Ｔ₃とＲ₃が得られたとする。そして、送信信号のベクトルＴ₁、Ｔ₂、Ｔ₃を各列に配置した送信信号のレプリカ行列をＴ_repと表記し、受信信号のベクトルＲ₁、Ｒ₂、Ｒ₃を各列に配置した受信信号の行列をＲ_repと表記すると、チャネル行列Ｈを用いて下式（３）が与えられる。

上式（３）の右辺の最後の項は熱雑音に関する行列であるが、この項を無視すれば、下式（４）によりチャネル行列を推定することが可能である。

したがって、受信信号を基に構成した受信信号行列と、送信信号のレプリカ行列の逆行列の乗算から、その瞬間の伝達関数行列を推定することが可能である（例えば、特許文献１を参照のこと）。

図６に示したフレームを受信した受信機側では、ＨＴ−ＳＴＦから得られた雑音電力と、空間ストリーム数に応じた個数のＨＴ−ＬＴＦから得られたチャネル伝達関数を用いて最初のチャネル逆行列演算を行なって、アンテナ受信重み行列を得る。その後、ＨＴ−ＤＡＴＡ部の受信が開始されると、チャネル逆行列を演算した時間の経過とともにチャネルが変動し、これに伴ってアンテナ受信重み行列も正確でなくなってくる。そこで、ＨＴ−ＤＡＴＡ部では、チャネルの変動に追従して新しいチャネル情報から逆行列演算を行なって、定期的に新しい逆行列を得るようにすればよい（図７を参照のこと）。

このような逆行列の更新処理を定期的に行なうことによって、現在のチャネル状況をより反映した逆行列を用いて空間多重ストリームをより正確に空間分離することが期待される。しかしながら、ＭＭＳＥ型の逆行列を使用する際に雑音電力に関する情報が必要となることから（前述）、ＨＴ−ＬＴＦ以降もチャネル・トラッキングにより新しいチャネル情報を取得することに併せて、雑音電力に関してはＨＴ−ＳＴＦから取得したものを継続して用いなければならない。すなわち、チャネル情報は更新されるが、雑音電力は更新されないという問題がある。例えば上式（４）によれば受信における信号検出処理の過程で推定することは可能であるが、雑音電力の項が無視されており、ＭＭＳＥ型の逆行列演算に適用することはできない。

リンク・アダプテーション：
リンク・アダプテーションは、２つの端末で通信中に、相手にどの変調方式で送信してもらったら自分の端末がそのデータを受信できるかを決める手順である。

例えば、キャリア検出に基づいてランダム・アクセスを行なう通信環境において通信品質を保つための方法論としてＲＴＳ／ＣＴＳ手順が知られている。データ送信元の端末１が送信要求パケットＲＴＳ（Ｒｅｑｕｅｓｔ Ｔｏ Ｓｅｎｄ）を送信し、データ送信先の端末２から確認通知パケットＣＴＳ（Ｃｌｅａｒ Ｔｏ Ｓｅｎｄ）を受信したことに応答してデータ送信を開始する（図８を参照のこと）。また、他局宛てのＲＴＳ又はＣＴＳのうち少なくとも一方を受信した周辺局は、ＲＴＳ／ＣＴＳ手続に基づくデータ伝送が行なわれると予想される期間だけ自局の送信停止期間（ＮＡＶ：Ｎｅｔｗｏｒｋ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ Ｖｅｃｔｏｒ）を設定して衝突を回避する。

図６に示したＨＴパケット・フォーマットを使用する場合には、ＲＴＳを受信した端末２は、そのＲＴＳパケットのＨＴ−ＬＴＦの部分から取得した逆行列と、ＨＴ−ＳＴＦの部分から取得した信号電力と雑音電力推定値から、空間分離される複数のチャネルの品質を推定して、その品質で送ることが可能であると思われる変調方式をＣＴＳパケットで端末１へ知らせる。ＣＴＳパケットを受信した端末１は、そのＣＴＳパケットで指定されている変調方式を用いてＤＡＴＡパケットを送信する。端末２は、データパケットの受信に成功したときは、ＡＣＫパケットを送信する。

例えば、コンテンション方式媒体アクセス機構を使用する通信ネットワークにおける無線リンク・アダプテーション方法について提案がなされており、ＡＣＫフレームを用いて無線リンクの品質を試験することができる（例えば、特許文献２を参照のこと）。

続いて、信号電力の推定と雑音電力の推定を行なう方法について説明する。図６に示したＨＴパケット・フォーマットにおいて、ＨＴ−ＳＴＦは、０．８マイクロ秒からなる同じパターンの５回分の繰り返しで構成される、全長４マイクロ秒のフィールドである（図９を参照のこと）。最初の３つの繰返しの部分は主にＡＧＣのゲイン再調整のために用い、以降の２つの繰返しの部分で雑音と信号電力の推定を行なうことができる。

図１０には、ＨＴ−ＳＴＦの４回目及び５回目のパターンを用いたＳＮＲの推定方法を図解している。同図中で、４回目及び５回目のパターンをＩＱ信号空間にマッピングして得られるベクトルをそれぞれＬ１及びＬ２とする。ベクトルＬ１とＬ２の差をＤとすると、信号電力ＰＳ及び雑音電力ＰＮはそれぞれ下式（５）、（６）のように表される。

しかしながら、０．８マイクロ秒という短い２個の既知パターンだけを用いて上記の計算を行なう、すなわちサンプル数に限りがあるため、正確な推定値が得られないという危惧がある。

特開２００６−３２５０１３号公報、段落００１５ 特開２００３−２６４５６３号公報

本発明の主な目的は、より正確な信号電力推定と雑音電力推定を行ない、より正確なＭＭＳＥ型の逆行列演算結果を基に受信特性の劣化を回避することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、より正確な信号電力推定と雑音電力推定を行なうことで、より正確なリンク・アダプテーションを実施して、スループットを向上させることができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することにある。

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを備えた送信機からの空間多重されたパケットを受信処理する無線通信装置であって、前記送信機からのパケットのヘッダ部は雑音電力の推定に用いられる第１のトレーニング系列及びチャネル情報の取得に用いられる第２のトレーニング系列を含み、
前記受信アンテナで受信した受信信号の雑音電力及び信号電力を推定する雑音電力・信号電力推定部と、
前記の送受信アンテナの組み合わせ毎のチャネル情報を抽出するチャネル情報抽出部と、
前記雑音電力・信号電力推定部において推定された雑音電力を用いて、前記チャネル情報抽出部で抽出されたチャネル情報から、前記の送受信アンテナの組み合わせ毎のチャネル伝達関数を要素とするチャネル行列の逆行列を生成する逆行列生成部と、
前記受信アンテナで受信した各受信信号を要素とする受信ベクトルに前記逆行列生成部によって生成された逆行列を乗算して、空間多重された受信信号を空間分離する逆行列乗算部と、
前記の空間分離した後の各受信信号をコンスタレーション上にマッピングして受信データに復調する復調部と、
前記復調部による復調後の受信データを復号してデータ列を再生する復号部と、
前記復号部により復号された各データ列の処理を含む通信動作を制御する上位プロセッサと、
を備え、
前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列を用いて初回の雑音電力を推定するとともに、該受信パケットのデータ部では前記復調部による復調処理後の受信信号に基づいて雑音電力を推定し、
前記チャネル情報抽出部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第２のトレーニング系列を用いて初回のチャネル情報を抽出するとともに、該受信パケットのデータ部においてもチャネル情報をトラッキングし、
前記逆行列生成部は、前記雑音電力・信号電力推定部が受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列から推定した初回の雑音電力と、前記チャネル情報抽出部が受信パケットのヘッダ部に含まれる第２のトレーニング系列から抽出したチャネル情報とを用いて、初回の逆行列を生成するとともに、該受信パケットのデータ部では、前記雑音電力・信号電力推定部が該受信パケットのデータ部から推定した雑音電力と、前記チャネル情報抽出部が該受信パケットのデータ部でトラッキングするチャネル情報を用いて逆行列を再生成する、
ことを特徴とする無線通信装置である。逆行列生成部は、基本的には、ＭＭＳＥ型の一般化逆行列演算を用いてチャネル行列の逆行列を生成する。

高速・大容量伝送を実現する無線通信技術として、複数のアンテナを持つ送信機と複数のアンテナを持つ受信機間で空間多重を利用したＭＩＭＯ通信が知られており、送受信アンテナの組み合わせ毎の伝達関数を要素としたチャネル行列を基に、送信側からは複数のストリームを空間多重送信するとともに、受信側では各アンテナの受信信号から元の各ストリーム信号を空間分離することができる。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに代表されるＭＩＭＯ通信システムでは、一般的に、パケット先頭のプリアンブルに含まれるＨＴ−ＳＴＦを用いて受信信号に含まれる雑音電力を測定してＡＧＣの調整を行なうとともに、ＨＴ−ＬＴＦを用いてチャネル伝達関数を獲得して空間分離に必要となる逆行列演算を行なう。

ＭＭＳＥ型の逆行列を使用したり、あるいはリンク・アダプテーションを適用したりする際、信号電力や雑音電力の推定を行なう必要がある。ところが、ＨＴ−ＳＴＦの部分から信号電力や雑音電力の推定を行なうのみであり、その後はチャネル・トラッキングを行なっても古い雑音電力の推定値を用いて逆行列の再演算を行なうのでは、正確な演算結果を得難くなり、受信特性の悪化を招来する。また、ＨＴ−ＳＴＦの少ないサンプル数でのみ推定された信号電力並びに雑音電力の推定値から得られたＳＮ値に基づいてリンク・アダプテーションを行なっても、適切な変調方式を選択することが期待し難く、スループットの低下を招来する危惧がある。

これに対し、本発明に係る無線通信装置は、ＭＩＭＯ通信システムにおいて受信機として動作する際に、プリアンブルに含まれるＨＴ−ＳＴＦだけではなく、ペイロードに相当するＨＴ−ＤＡＴＡの部分を用いて雑音電力の推定及び信号電力の推定を行なうことによって、推定精度を向上させ、ＭＭＳＥ型のＭＩＭＯ受信機における受信特性の向上と、正確なリンク・アダプテーションを行なってスループットの向上を実現することができる。

具体的には、前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列を用いて初回の雑音電力を推定するとともに、該受信パケットのデータ部では前記復調部によって受信信号がコンスタレーション上にマッピングされたコンスタレーション情報に基づいて雑音電力を推定する。そして、前記逆行列生成部は、前記雑音電力・信号電力推定部が受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列から推定した初回の雑音電力と、前記チャネル情報抽出部が受信パケットのヘッダ部に含まれる第２のトレーニング系列から抽出したチャネル情報とを用いて、初回の（データ部の先頭において空間分離に使用する）逆行列を生成するが、該受信パケットのデータ部では、前記雑音電力・信号電力推定部が該受信パケットのデータ部におけるコンスタレーション情報から推定した雑音電力と、前記チャネル情報抽出部が該受信パケットのデータ部でトラッキングするチャネル情報を用いて逆行列を再生成する。

すなわち、本発明によれば、ＭＩＭＯ受信機は、最初の逆行列演算は、ＨＴ−ＳＴＦの部分から求めた雑音電力値を使用して、ＨＴ−ＬＴＦで得られるチャネル伝達関数からＭＭＳＥ型一般化逆行列を求める。続くＨＴ−ＤＡＴＡ部では、このチャネル逆行列を乗算して空間分離された受信信号をデマッピングして得られるコンスタレーショション情報を観測し続ける。受信信号に雑音電力が含まれるときには、コンスタレーショション上では、受信信号をマッピングした観測点と理想点とのずれとして観測され、このコンスタレーションの理想点からずれの大きさの２乗が雑音の電力σ²に相当する（図３を参照のこと）。

したがって、ＨＴ−ＤＡＴＡ部では、コンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれ量を基に推定された雑音電力を利用して、ＭＭＳＥ型チャネル逆行列を定期的に更新処理することができる。このようにして、より正確なチャネル逆行列を用いて空間分離処理を行なうことで、ビットエラーレートが低減し、優れた受信性能が得られる。

また、信号の電力は、受信信号の２乗から雑音の電力を引いたものに相当する。したがって、ＨＴ−ＤＡＴＡ部では、その受信信号の２乗から、コンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれ量を基に推定された雑音電力を差し引くことで、ＨＴ−ＳＴＦ部で少ないサンプル数から推定したものよりも高い精度で雑音電力を推定することができる。そして、最終的に取得した精度の高いＳＮＲをリンク・アダプテーションに使用することによって、スループットの向上を得ることができる。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎなどのＭＩＭＯ通信システムでは、ＯＦＤＭ変調方式が適用されている。このような場合、ＨＴ−ＳＴＦを用いた初回の雑音電力の推定はＦＦＴを掛ける前の時間領域で行なわれるのに対し、コンスタレーション情報の観測による雑音電力の推定方法によれば、ＦＦＴを通過した後、すなわち周波数領域で雑音電力の推定を行なうことができる。

ここで、コンスタレーション情報から推定される雑音電力は見かけ上のものであり、実際の雑音電力は、見かけ上の雑音電力にＭＩＭＯチャネル利得で割り算した値である。そこで、前記雑音電力・信号電力推定部は、該受信したパケットのデータ部において、前記復調部によってコンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗を見かけ上の雑音電力として推定し、該見かけ上の雑音電力をＭＭＳＥ型一般化逆行列の各行の要素の電力を合計してなるチャネル利得で割り算して実際の雑音電力を推定するようにすればよい。

図３に示したコンスタレーションにおいて、受信信号点に対して空間距離が最も近い信号点を理想点としており、簡単な理想点の同定方法である。これに代替する方法として、尤度情報を使って受信信号を復号し、さらに再符号化して理想信号点を求めて雑音電力を推定する方法も考えられる。すなわち、前記復号部は、ビタビ復号などの尤度情報を用いた復号処理を行ない、また、前記復号部によって復号された受信データを再符号化する再符号化部をさらに備える。そして、前記雑音電力・信号電力推定部は、前記再符号化部によって再符号化して得られた信号点を理想点として、コンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗に基づいて雑音電力を推定するようにすればよい。

また、一般的なＯＦＤＭ通信システムでは、パケットのデータ部にはデータ信号中にパイロット信号が挿入されている。そこで、前記雑音電力・信号電力推定部は、パイロット信号を用いて、データ部における雑音電力並びに信号電力の推定を行なうことができる。あるいは、前記雑音電力・信号電力推定部は、パイロット信号及びデータ信号の双方を用いて、データ部における雑音電力並びに信号電力の推定を行なうようにしてもよい。

また、上述したようなコンスタレーション情報の観測ではなく、ビットエラーレートの観測を通じて見かけ上の雑音電力の推定を行なうこともできる。このような場合、前記雑音電力・信号電力推定部は、ビットエラーレートと変調方式毎の理論曲線に基づいて見かけ上の雑音電力として推定し、該見かけ上の雑音電力をＭＭＳＥ型一般化逆行列の各行の要素の電力を合計してなるチャネル利得で割り算して実際の雑音電力を推定するようにすればよい。このとき、前記雑音電力・信号電力推定部は、例えば、復号した受信データら皿に再符号化して得られたデータを前記復号部による復号前のデータと比較して擬似的にビットエラーレートを求め、該ビットエラーレートと変調方式毎の理論曲線に基づいて見かけ上の雑音電力として推定するようにしてもよい。

また、前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列から推定した初回の雑音電力と、該受信パケットのデータ部分から推定した雑音電力の平均などにより情報を補間して使用するようにしてもよい。

本発明によれば、より正確な信号電力推定と雑音電力推定を行ない、より正確なＭＭＳＥ型の逆行列演算結果を基に受信特性の劣化を回避することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。すなわち、ＭＭＳＥ型一般化逆行列で必要な雑音電力の推定精度が向上するため、品質の良いＭＭＳＥ型一般化逆行列が得られるために受信特性が向上して、パケットエラーレートが低下する。

また、本発明によれば、より正確な信号電力推定と雑音電力推定を行なうことで、より正確なリンク・アダプテーションを実施して、スループットを向上させることができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法を提供することができる。すなわち、リンク・アダプテーションで必要な信号対雑音電力の推定精度が向上するために、精度の高いリンク・アダプテーションが行えるようになり、スループットが向上する。

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。

図１には、無線ＬＡＮ規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎを想定した場合のＭＩＭＯ送受信機の構成例を示している。図示の送受信機は２本の送受信ブランチで構成され、ブランチ毎にアンテナを備え、アンテナ・スイッチを介してアンテナを共用している。なお、図面の錯綜を回避するため、送信及び受信のブランチ数を２としたが、勿論３本以上のブランチ数で送受信機を構成することも可能である。

各送信ブランチでは、上位プロセッサ５０からの送信データを各ブランチに振り分けて、符号化器１７でそれぞれに畳み込み符号化による符号化処理を施してから、変調器（Ｍａｐｐｅｒ）１６において送信データを信号空間（コンスタレーション）の信号点にマッピングする。変調器１６における変調方式には、ＢＰＳＫ（ＢｉＰｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐａｈｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などが挙げられる。本実施形態では、受信信号の雑音電力などの通信品質に応じたリンク・アダプテーションにより変調方式が適応的に決定されるが、その詳細については後述に譲る。

続いて、送信ブランチ毎に、ＩＦＦＴ部１５では周波数領域に並んだ各サブキャリアに高速逆フーリエ変換を掛けて時間軸信号に変換し、ガード・インターバル挿入部１４ではガード・インターバル（ＧＩ）を付加し、さらにプリアンブル付与部１３では同期獲得や周波数誤差補正、チャネル推定などに用いるプリアンブルを付与する。その後、ＤＡ変換器（ＤＡＣ）１２にてデジタル送信信号をＤＡ変換し、送信ＲＦ処理部１１ではベースバンドのアナログ送信信号をＲＦ信号へのアップロードなどのＲＦ処理が施される。

一方、各受信ブランチでは、アンテナでのＲＦ受信信号を受信ＲＦ処理部２１でベースバンド信号にダウンコンバートしてから、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）２２でＡＤ変換する。

パケット同期部２３では、パケットのヘッダに含まれるＬ−ＳＴＦを用いてパケットを発見し、続くＬ−ＬＴＦを用いてタイミング検出、周波数誤差補正などの処理を施す。その後、ＧＩ除去部２５ではデータ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去してから、ＦＦＴ部２６にて高速フーリエ変換を掛けて時間軸信号を周波数軸信号に変換して、アンテナ毎のデジタル受信信号からなる受信ベクトルを得る。

逆行列乗算部２８では、通信相手との送受信アンテナ間のチャネル伝達関数からなるチャネル行列の逆行列を受信ベクトルに乗算することで、空間分離処理を施し元のデータ・ストリームを再現する。本実施形態では、雑音が大きい通信環境を想定し、逆行列生成部４１では、ＭＭＳＥ型の逆行列演算を適用する。この逆行列演算では受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列を求める。雑音分力の測定方法の詳細については後述に譲る。

その後、復調部（Ｄｅｍａｐｐｅｒ）２７では信号空間上の受信信号点から受信データを復調し、復号器３０ではビタビ復号などによりデータ列を再生して上位プロセッサ５０へ渡す。なお、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号ではノイズが混ざったデータの中から、最尤、すなわち確率的に最も確からしいデータ列を再生することができる。

図２には、送信ＲＦ処理部１１並びに受信ＲＦ処理部２１の内部構成を示している。

送信ＲＦ処理部１１内では、ＤＡ変換したベースバンドのアナログ送信信号、ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）１１３で所望帯域のみ透過させた後、周波数変換部１１２ではローカル周波数と乗算してアップコンバートし、さらに電力増幅アンプ（ＰＡ）１１１で送信信号を電力増幅させた後、アンテナ・スイッチ１０経由でアンテナから送出する。

また、受信ＲＦ処理部２１では、アンテナでのＲＦ受信信号を低雑音アンプ（ＬＮＡ）２１１で増幅させてから、周波数変換部２１２でローカル周波数と乗算してダウンコンバートする。そして、バンドパス・フィルタ２１３にて所望帯域のみを通過させてから可変利得アンプ（ＶＧＡ）２１４で増幅させた後、ＡＤ変換器２２にかけ、以降は上述のデジタル信号処理が施される。自動利得制御部（ＡＧＣ）２１５は、雑音電力に基づいて可変利得アンプ２１４における利得を決定し、ＤＡ変換器２１６によりアナログの制御信号に変換して、可変利得アンプ２１４に供給する。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＭＩＭＯ通信システムでは、一般的に、パケット先頭のプリアンブルに含まれるＨＴ−ＳＴＦを用いて受信信号に含まれる雑音電力を測定してＡＧＣの調整を行なうとともに、ＨＴ−ＬＴＦを用いてチャネル伝達関数を獲得して空間分離に必要となる逆行列演算を行なう。

ＭＭＳＥ型の逆行列を使用したり、あるいはリンク・アダプテーションを適用したりする際、信号電力や雑音電力の推定を行なう必要がある。ところが、ＨＴ−ＳＴＦの部分から信号電力や雑音電力の推定を行なうのみであり、その後はチャネル・トラッキングを行なっても古い雑音電力の推定値を用いて逆行列の再演算を行なうのでは、正確な演算結果を得難くなり、受信特性の悪化を招来する。また、少ないサンプル数でのみ推定された信号電力並びに雑音電力の推定値から得られたＳＮ値に基づいてリンク・アダプテーションを行なっても、適切な変調方式を選択することが期待し難く、スループットの低下を招来する危惧がある。

そこで、本実施形態では、プリアンブルに含まれるＨＴ−ＳＴＦだけではなく、ペイロードに相当するＨＴ−ＤＡＴＡの部分を用いて雑音電力の推定及び信号電力の推定を行なうことによって、推定精度を向上させ、ＭＭＳＥ型のＭＩＭＯ受信機における受信特性の向上と、正確なリンク・アダプテーションを行なってスループットの向上を実現するようにしている。

雑音電力・信号電力推定部４０は、最初の逆行列演算においては、信号抽出部２４によって抽出したＨＴ−ＳＴＦの部分から雑音電力値を求める。そして、逆行列生成部４１は、チャネル情報抽出部２７においてＨＴ−ＬＴＦから得られるチャネル伝達関数から、ＨＴ−ＳＴＦの部分から求めた雑音電力値を使用して、前述の式（２）からＭＭＳＥ型一般化逆行列を求める。ここで、最初の逆行列演算に使用する雑音電力は、時間領域（ＦＦＴ部２６を通過する前）で行なわれる。

その後、ＨＴ−ＤＡＴＡ部の受信が開始されると、チャネル逆行列を演算した時間の経過とともにチャネルが変動し、これに伴ってアンテナ受信重み行列も正確でなくなってくる。そこで、チャネル情報抽出部２７は、チャネルの変動に追従して新しいチャネル情報を取得し、逆行列生成部４１はこれに基づいて逆行列演算を行ない、ＨＴ−ＤＡＴＡ部においても引き続き定期的に新しい逆行列を得るようにする。チャネル・トラッキングの方法として例えばＨＴ−ＤＡＴＡ部の位相点ごとに挿入されているパイロット信号、若しくはパイロット信号とデータ信号の双方を用いる方法、あるいは特許文献１を挙げることができるが、本発明の要旨は特定のチャネル・トラッキング方法に限定されるものではない。

また、逆行列生成部４１においてＭＭＳＥ型一般化逆行列を求める際に、上式（２）からも分かるように雑音電力も併せて更新しなければ、正確な演算結果を得ることができない。そこで、雑音電力・信号電力推定部４０は、ＨＴ−ＤＡＴＡ部以降において、各受信ストリームの復調部２７では空間分離後の受信信号を信号空間にデマッピングして得られたコンスタレーショション情報を観測し続ける。受信信号に雑音電力が含まれるときには、コンスタレーショション上では、受信信号をマッピングした観測点と理想点とのずれとして観測され、このコンスタレーションの理想点からずれの大きさの２乗が雑音の電力σ²に相当する（図３を参照のこと）。

このようにして、逆行列生成部４１は、ＨＴ−ＤＡＴＡ部以降においても、コンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれ量を基に推定された雑音電力を利用して、ＭＭＳＥ型チャネル逆行列を定期的に更新処理する。そして、逆行列乗算部２８では、より正確なチャネル逆行列を用いて空間分離処理を行なうようになるので、ビットエラーレート（ＢＥＲ）が低減し、優れた受信性能が得られることが期待される。

また、雑音電力・信号電力推定部４０は、まずは信号抽出部２４によって抽出したＨＴ−ＳＴＦの部分から、初回のＭＭＳＥ型一般化逆行列の計算を行なう際に必要となる雑音電力値を求めるが、さらにＨＴ−ＤＡＴＡ部以降において、各受信ストリームの復調部２７において空間分離後の受信信号を信号空間にデマッピングして得られたコンスタレーショション情報を観測し続け、コンスタレーショション上における受信信号の観測点の理想点からのずれ量に基づいて、雑音電力を推定する（前述）。すなわち、ＨＴ−ＤＡＴＡ部の豊富なデータから高い精度の雑音電力推定値と信号電力推定値を得ることができ、これらの推定値をリンク・アダプテーション用の信号対雑音電力比（ＳＮＲ）として、上位プロセッサ５０に供給する。そして、上位プロセッサ５０は、高い精度の信号対雑音電力比を用いて、どの変調方式が受信可能であるかを的確に決定することができ、スループットの向上が期待される。

雑音電力・信号電力推定部４０は、ＨＴ−ＤＡＴＡ部の豊富なデータを利用することによって、ＨＴ−ＳＴＦにおける少ないサンプル数から得られるよりも、より精度の高い雑音電力推定値と信号電力推定値を得ることができる。また、ＨＴ−ＳＴＦを用いた雑音電力の推定は時間領域で行なわれるのに対し（前述）、コンスタレーション情報の観測による雑音電力の推定方法によれば、ＦＦＴ部２６を通過した後、すなわち周波数領域で雑音電力の推定を行なうことができる。

なお、雑音電力・信号電力推定部４０は、ＨＴ−ＤＡＴＡ部の位相点に挿入されているパイロット信号（前述）を用いて、ＨＴ−ＤＡＴＡ部における雑音電力並びに信号電力の推定を行なうようにしてもよい。あるいは、パイロット信号とデータ信号の双方を用いて雑音電力並びに信号電力の推定を行なうようにしてもよい。

ここで、コンスタレーション情報から雑音電力を推定する方法について説明しておく。コンスタレーション上で観測できる雑音電力は見かけの雑音電力であるので、真の雑音電力に変換する必要がある。

ここでは、２本の送信アンテナを持つＭＩＭＯ送信機と、２本の受信アンテナを持つＭＩＭＯ受信機からなるＭＩＭＯ通信システムを例にとる。このような場合、空間多重されるストリーム本数は２本であり、チャネル行列は２×２行列である。チャネル情報すなわちチャネル行列をＨとし、その逆行列をＩｎｖｅｒｓｅｄＨとし、それぞれを以下のように表す。

このとき、送受信機間は２本のチャネルすなわちチャネル１及び２で結ばれ、各々のＭＩＭＯチャネル利得は以下のように表される。ＭＩＭＯチャネル利得は、ＭＭＳＥ型一般化逆行列の各行の要素の電力を足し算したものである。

ＭＩＭＯ受信機側では、逆行列であるＩｎｖｅｒｓｅｄＨを２つのアンテナで受信した２つのストリームに乗算することにより、空間的に多重された２つのストリームを分離して取り出すことができる。

ここで、元々の真の雑音電力をσ²とすると、各ストリームの見かけの雑音電力は、逆行列の各行のノルムを掛けたものになる。チャネル１の場合、真の雑音電力がσ²だとすると、チャネル１の見かけの雑音電力は、(ｉ₁₁×ｉ₁₁＋ｉ₁₂×ｉ₁₂）σ²となる。

したがって、チャネル１のコンスタレーションから得られた見かけの雑音電力から真の雑音電力を得るためには、見かけの雑音電力に１／(ｉ₁₁×ｉ₁₁＋ｉ₁₂×ｉ₁₂）を乗算すればいい。同様に、チャネル２の見かけの雑音電力から、真の雑音電力を求めるには、見かけの雑音電力に１／(ｉ₂₁×ｉ₂₁＋ｉ₂₂×ｉ₂₂）を乗算すればいい。そして、このようにして取得した真の雑音電力をリンク・アダプテーションや、逆行列の生成に使用する。

なお、上述した実施形態では、図３に示したコンスタレーションにおいて、受信信号点に対して空間距離が最も近い信号点を理想点としており、簡単な理想点の同定方法である。これに代替する方法として、尤度情報を使って受信信号を復号し、さらに再符号化して理想信号点を求めて雑音電力を推定する方法も考えられる。図４には、この場合のＭＩＭＯ送受信機の構成例を示している。復号部３０では、ビタビ復号などにより尤度情報を用いて受信データを復号し、さらに再符号化部４２により再符号化してコンスタレーション上の理想的な信号点を求め、これを雑音電力・信号電力推定部４０に供給する。そして、雑音電力・信号電力推定部４０では、与えられた理想点を用いて、上述と同様に受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗に基づいて雑音電力を推定する。

また、雑音電力・信号電力推定部４０では、コンスタレーション情報の観測ではなく、ビットエラーレートの観測を通じて見かけ上の雑音電力の推定を行なうこともできる。すなわち、ビットエラーレートと変調方式毎の理論曲線に基づいて見かけ上の雑音電力として推定し、該見かけ上の雑音電力をＭＭＳＥ型一般化逆行列の各行の要素の電力を合計してなるチャネル利得で割り算して実際の雑音電力を推定することができる。図１１には、この場合のＭＩＭＯ送受信機の構成例を示している。再符号化部４２は、復号部３０によってビタビ復号したデータを再畳み込みし、雑音電力・信号電力推定部４０は、この再符号化データを復号前のデータと比較することによって擬似的なビットエラーレートが得られるので、これを使用して見かけ上の雑音電力を推定することができる。

また、図６に示したパケット・フォーマットでは、Ｌ−ＬＴＦなどのレガシー部分でも雑音電力の推定を行なうが、ＨＴ部分で行なわれる雑音電力とは相違し、言い換えればレガシー部分からは本当に必要となるＨＴ部分の雑音電力を直接的に推定することはできない。これは、ＨＴ−ＳＴＦで再度ＡＧＣを掛けることに依拠する。雑音電力・信号電力推定部４０は、このＡＧＣの利得対雑音電力の対応表を事前に求めておくことで、パケットのレガシー部分の雑音電力からＨＴ部分の雑音電力を求めることができる。

本実施形態では、雑音電力・信号電力推定部４０は、ＨＴ−ＤＡＴＡ部における豊富なデータを用いて、復調後のコンスタレーション情報などに基づいて（若しくは周波数領域において）雑音電力を推定することを主な特徴とする。勿論、ＨＴ−ＳＴＦから推定した初回の雑音電力と、ＨＴ−ＤＡＴＡ部から推定した雑音電力の平均などにより情報を補間して使用するようにしてもよい。

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。

本発明は、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ、あるいはＩＥＥＥ８０２．１６ｅをベースとしたＭｏｂｉｌｅ ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ）、移動体向けの高速無線通信規格であるＩＥＥＥ８０２．２０、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯を使用する高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯の無線伝送を利用して非圧縮のＨＤ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像を伝送可能とするＷｉｒｅｌｅｓｓ ＨＤ、第４世代（４Ｇ）携帯電話など、ＭＩＭＯ通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

図１は、無線ＬＡＮ規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎを想定した場合のＭＩＭＯ送受信機の構成例を示した図である。 図２は、送信ＲＦ処理部１１並びに受信ＲＦ処理部２１の内部構成を示した図である。 図３は、コンスタレーション上で観測される受信信号点と理想店とのずれ量に基づいて雑音電力を推定する方法を説明するための図である。 図４は、ＭＩＭＯ送受信機の他の構成例を示した図である。 図５は、ＭＩＭＯ通信システムを概念的に示した図である。 図６は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定するＭＭモードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 図７は、ＨＴ−ＤＡＴＡ部において、チャネルの変動に追従して新しいチャネル情報から逆行列演算を行なって、定期的に新しい逆行列を得る様子を示した図である。 図８は、ＲＴＳ／ＣＴＳ手順を通じて端末間でリンク・アダプテーションを行なう様子を示した図である。 図９は、ＨＴ−ＳＴＦの構成を示した図である。 図１０は、ＨＴ−ＳＴＦの４回目及び５回目のパターンを用いたＳＮＲの推定方法を説明するための図である。 図１１は、ＭＩＭＯ送受信機のさらに他の構成例を示した図である。

符号の説明

１０…アンテナ共用スイッチ
１１…送信ＲＦ処理部
１２…ＤＡ変換器
１３…プリアンブル（Ｐｒｅ）付与部
１４…ガード・インターバル挿入部
１５…ＩＦＦＴ部
１６…変調器
１７…符号化器
２１…受信ＲＦ処理部
２２…ＡＤ変換器
２３…パケット同期部
２４…信号抽出部
２５…ガード・インターバル除去部
２６…ＦＦＴ部
２７…チャネル情報抽出部
２８…逆行列乗算部
２９…復調器
３０…復号器
４０…雑音電力・信号電力推定部
４１…逆行列生成部
４２…再符号化部
５０…上位プロセッサ
１１１…電力増幅アンプ（ＰＡ）
１１２…周波数変換部
１１３…ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）
２１１…低雑音アンプ
２１２…周波数変換部
２１３…バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）
２１４…可変利得アンプ（ＶＧＡ）
２１５…自動利得制御部（ＡＧＣ）
２１６…ＤＡ変換器（ＤＡＣ）

Claims (21)

1. 複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを備えた送信機からの空間多重されたパケットを受信処理する無線通信装置であって、前記送信機からのパケットのヘッダ部は雑音電力の推定に用いられる第１のトレーニング系列及びチャネル情報の取得に用いられる第２のトレーニング系列を含み、
   前記受信アンテナで受信した受信信号の雑音電力及び信号電力を推定する雑音電力・信号電力推定部と、
   前記の送受信アンテナの組み合わせ毎のチャネル情報を抽出するチャネル情報抽出部と、
   前記雑音電力・信号電力推定部において推定された雑音電力を用いて、前記チャネル情報抽出部で抽出されたチャネル情報から、前記の送受信アンテナの組み合わせ毎のチャネル伝達関数を要素とするチャネル行列の逆行列を生成する逆行列生成部と、
   前記受信アンテナで受信した各受信信号を要素とする受信ベクトルに前記逆行列生成部によって生成された逆行列を乗算して、空間多重された受信信号を空間分離する逆行列乗算部と、
   前記の空間分離した後の各受信信号をコンスタレーション上にマッピングして受信データに復調する復調部と、
   前記復調部による復調後の受信データを復号してデータ列を再生する復号部と、
   前記復号部により復号された各データ列の処理を含む通信動作を制御する上位プロセッサと、
   を備え、
   前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列を用いて初回の雑音電力を推定するとともに、該受信パケットのデータ部では前記復調部による復調処理後の受信信号に基づいて雑音電力を推定し、
   前記チャネル情報抽出部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第２のトレーニング系列を用いて初回のチャネル情報を抽出するとともに、該受信パケットのデータ部においてもチャネル情報をトラッキングし、
   前記逆行列生成部は、前記雑音電力・信号電力推定部が受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列から推定した初回の雑音電力と、前記チャネル情報抽出部が受信パケットのヘッダ部に含まれる第２のトレーニング系列から抽出したチャネル情報とを用いて、初回の逆行列を生成するとともに、該受信パケットのデータ部では、前記雑音電力・信号電力推定部が該受信パケットのデータ部から推定した雑音電力と、前記チャネル情報抽出部が該受信パケットのデータ部でトラッキングするチャネル情報を用いて逆行列を再生成する、
   ことを特徴とする無線通信装置。
2. 前記逆行列生成部は、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）型の一般化逆行列演算を用いてチャネル行列の逆行列を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
3. 前記雑音電力・信号電力推定部は、該受信したパケットのデータ部では、前記復調部によってコンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗に基づいて雑音電力を推定する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
4. 前記雑音電力・信号電力推定部は、該受信したパケットのデータ部において、前記復調部によってコンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗を見かけ上の雑音電力として推定し、該見かけ上の雑音電力をＭＭＳＥ型一般化逆行列の各行の要素の電力を合計してなるチャネル利得で割り算して実際の雑音電力を推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
5. 前記復号部は、尤度情報を用いた復号処理を行ない、
   前記復号部によって復号された受信データを再符号化する再符号化部をさらに備え、
   前記雑音電力・信号電力推定部は、前記再符号化部によって再符号化して得られた信号点を理想点として、コンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗に基づいて雑音電力を推定する、
   ことを特徴とする請求項３又は４のいずれかに記載の無線通信装置。
6. パケットのデータ部にはデータ信号中にパイロット信号が挿入されており、
   前記雑音電力・信号電力推定部は、パイロット信号を用いて、データ部における雑音電力並びに信号電力の推定を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
7. パケットのデータ部にはデータ信号中にパイロット信号が挿入されており、
   前記雑音電力・信号電力推定部は、パイロット信号及びデータ信号の双方を用いて、データ部における雑音電力並びに信号電力の推定を行なう、
   ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
8. 前記雑音電力・信号電力推定部は、ビットエラーレートと変調方式毎の理論曲線に基づいて見かけ上の雑音電力として推定し、該見かけ上の雑音電力をＭＭＳＥ型一般化逆行列の各行の要素の電力を合計してなるチャネル利得で割り算して実際の雑音電力を推定する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
9. 前記復号部は、尤度情報を用いた復号処理を行ない、
   前記復号部によって復号された受信データを再符号化する再符号化部をさらに備え、
   前記雑音電力・信号電力推定部は、前記再符号化部によって再符号化して得られたデータを前記復号部による復号前のデータと比較して擬似的にビットエラーレートを求め、該ビットエラーレートと変調方式毎の理論曲線に基づいて見かけ上の雑音電力として推定する、
   ことを特徴とする請求項８に記載の無線通信装置。
10. 前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列から推定した初回の雑音電力と、該受信パケットのデータ部分から推定した雑音電力の平均などにより情報を補間して使用する、
    ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
11. 前記送信機との間ではリンク・アダプテーションが適用されており、
    前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのデータ部で推定した雑音電力を前記上位プロセッサに供給し、
    前記上位プロセッサは、該供給された雑音電力に基づいてリンク・アダプテーションにおける変調方式に関する決定を行なう、
    ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
12. 送信機からのパケットを受信処理する無線通信装置であって、前記送信機からのパケットのヘッダ部は雑音電力の推定に用いられるトレーニング系列を含み、
    前記受信アンテナで受信した受信信号の雑音電力及び信号電力を推定する雑音電力・信号電力推定部と、
    受信信号をコンスタレーション上にマッピングして受信データに復調する復調部と、
    前記復調部による復調後の受信データを復号してデータ列を再生する復号部と、
    前記復号部により復号された各データ列の処理を含む通信動作を制御する上位プロセッサと、
    を備え、
    前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる前記トレーニング系列を用いて初回の雑音電力を推定するとともに、該受信パケットのデータ部では前記復調部による復調処理後の受信信号に基づいて雑音電力を推定する、
    ことを特徴とする無線通信装置。
13. 前記送信機との間ではリンク・アダプテーションが適用されており、
    前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのデータ部で推定した雑音電力を前記上位プロセッサに供給し、
    前記上位プロセッサは、該供給された雑音電力に基づいてリンク・アダプテーションにおける変調方式に関する決定を行なう、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
14. 前記雑音電力・信号電力推定部は、該受信したパケットのデータ部では、前記復調部によってコンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗に基づいて雑音電力を推定する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
15. 前記復号部は、尤度情報を用いた復号処理を行ない、
    前記復号部によって復号された受信データを再符号化する再符号化部をさらに備え、
    前記雑音電力・信号電力推定部は、前記再符号化部によって再符号化して得られた信号点を理想点として、コンスタレーション上にマッピングされた受信信号点の理想点からのずれの大きさの２乗に基づいて雑音電力を推定する、
    ことを特徴とする請求項１４に記載の無線通信装置。
16. パケットのデータ部にはデータ信号中にパイロット信号が挿入されており、
    前記雑音電力・信号電力推定部は、パイロット信号、又はパイロット信号及びデータ信号の双方を用いて、データ部における雑音電力並びに信号電力の推定を行なう、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
17. 前記雑音電力・信号電力推定部は、ビットエラーレートと変調方式毎の理論曲線に基づいて見かけ上の雑音電力として推定する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
18. 前記復号部は、尤度情報を用いた復号処理を行ない、
    前記復号部によって復号された受信データを再符号化する再符号化部をさらに備え、
    前記雑音電力・信号電力推定部は、前記再符号化部によって再符号化して得られたデータを前記復号部による復号前のデータと比較して擬似的にビットエラーレートを求め、該ビットエラーレートと変調方式毎の理論曲線に基づいて見かけ上の雑音電力として推定する、
    ことを特徴とする請求項１７に記載の無線通信装置。
19. 前記雑音電力・信号電力推定部は、受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列から推定した初回の雑音電力と、該受信パケットのデータ部分から推定した雑音電力の平均などにより情報を補間して使用する、
    ことを特徴とする請求項１２に記載の無線通信装置。
20. 複数の受信アンテナを備えた無線通信装置が、複数の送信アンテナを備えた送信機からの空間多重されたパケットを受信処理する無線通信方法であって、前記送信機からのパケットのヘッダ部は雑音電力の推定に用いられる第１のトレーニング系列及びチャネル情報の取得に用いられる第２のトレーニング系列を含み、
    受信パケットのヘッダ部に含まれる第１のトレーニング系列を用いて初回の雑音電力を推定する第１の雑音電力推定ステップと、
    受信パケットのヘッダ部に含まれる第２のトレーニング系列を用いて初回のチャネル情報を抽出する第１のチャネル情報抽出ステップと、
    前記第１の雑音電力推定ステップにおいて推定された初回の雑音電力と、前記において抽出されたチャネル情報とを用いて、初回の逆行列を生成する第１の逆行列生成ステップと、
    該受信パケットのデータ部において復調処理した後の受信信号に基づいて雑音電力を推定する第２の雑音電力推定ステップと、
    該受信パケットのデータ部においてチャネル情報をトラッキングするチャネル・トラッキング・ステップと、
    第２の雑音電力推定ステップにより推定した雑音電力と、第２の雑音電力推定ステップにより該受信パケットのデータ部でトラッキングするチャネル情報を用い、該受信パケットのデータ部において逆行列を再生成する第２の逆行列生成ステップと、
    前記第１又は第２の逆行列生成ステップにより生成された最新の逆行列を、前記受信アンテナで受信した各受信信号を要素とする受信ベクトルに乗算して、空間多重された受信信号を空間分離する逆行列乗算ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
21. リンク・アダプテーションが適用され、送信機からのパケットを受信処理する無線通信方法であって、
    該受信パケットのデータ部において復調処理した後の受信信号に基づいて雑音電力を推定する雑音電力推定ステップと、
    該推定された雑音電力に基づいてリンク・アダプテーションにおける変調方式に関する決定を行なう決定ステップと、
    を具備することを特徴とする無線通信方法。
    

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