CN107925533B

CN107925533B - 高速环境中的v2x性能增强

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Publication number: CN107925533B
Application number: CN201580082655.0A
Authority: CN
Inventors: 安德烈·切尔夫雅科夫; 阿列克谢·霍尔耶夫; 德米特里·别洛夫; 米哈伊尔·施洛夫; 谢尔盖·索斯宁
Original assignee: Apple Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2015-09-24
Filing date: 2015-12-23
Publication date: 2022-06-17
Anticipated expiration: 2035-12-23
Also published as: US20230050470A1; HK1252888A1; US20180241508A1; CN107925533A; US11418286B2; US10587366B2; CN115297453B; WO2017052489A1; CN115297453A; US20200304237A1

Abstract

本公开的实施方式大体上可以涉及无线通信领域。更具体地，本公开中描述的实施方式涉及不同的3GPP LTE和LTE‑A系统增强，以解决高移动性环境中的可靠V2X操作的问题并支持高移动性环境中的可靠V2X操作。描述了在高移动性车辆信道传播条件下改进V2X系统性能的若干方案。一些方面涉及对于促进更精确的CFO估计的个别子帧中的新DMRS图案的建议。另外，另一方面提供了在各个OFDM/SC‑FDMA符号上以周期性图案发送个别DMRS的DMRS映射或穿孔图案，以使得它们不会分别占用OFDM/SC‑FDMA符号的所有RE。

Description

高速环境中的V2X性能增强

相关申请

本申请要求于2015年9月24日递交的名为“V2V/V2X PERFORMANCE IN HIGH SPEEDENVIRONMENTS(高速环境中的V2V/V2X性能)”的美国临时申请No.62/232,388(律师存档号No.111027-IDF128282)的在35U.S.C.§119(e)下的优先权权益。

背景技术

本公开的实施方式大体上可以涉及无线通信领域。更具体地，本公开中描述的实施方式涉及不同的第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LED)和长期演进高级(LTE-A)系统增强，以解决高移动性环境中的可靠V2X操作的问题并支持高移动性环境中的可靠V2X操作。描述了在高移动性车辆信道传播条件下改进V2X系统性能的若干方案。

附图说明

下面的详细描述参考附图。在不同附图中可以使用相同的参考标号来标识相同或相似的元件。

图1示出了本公开的第一方面的示例性子帧结构。

图2示出了根据本公开的第一方面的示例实施方式的用于生成并发送通信信号的示例性(简化)发送路径。

图3示出了根据本公开的第一方面的示例实施方式的用于生成并发送通信信号的示例性(简化)流程图。

图4示出了根据本公开的第一方面的示例实施方式的用于接收对应于子帧的通信信号的示例性(简化)接收路径。

图5示出了根据本公开的示例实施方式的用于接收对应于子帧的通信信号的示例性(简化)流程图。

图6示出了根据本公开的第二方面的示例实施方式的用于将DMRS映射到子帧并发送子帧的示例性(简化)流程图。

图7-图13示出了根据本公开的第二方面的示例实施方式的利用不同DMRS映射图案的SL的子帧中的具有正常CP的OFDM/SC-FDMA符号的示例性结构。

图14-图19示出了根据本公开的第二方面的示例实施方式的利用不同DMRS映射图案的SL的子帧中的具有扩展CP的OFDM/SC-FDMA符号的示例性结构。

图20示出了根据本公开的第二方面的另一示例实施方式的用于将DMRS映射到子帧并发送子帧的另一示例性(简化)流程图。

图21示出了根据本公开的第二方面的示例实施方式的用于将DMRS映射到子帧并发送子帧的另一示例性(简化)流程图。

图22示出了在通信设备处接收根据图20和图21的有关说明发送的通信信号并确定CFO的示例性流程图。

图23例示出了发送具有周期性图案中提供的DMRS符号的OFDM/SC-FDMA符号的效果。

图24示出了用于在携带DMRS的OFDM/SC-FDMA符号中对RE进行穿孔的两个示例性穿孔图案(1,0)和(0,1)。

图25-图34示出了在假设符号的正常CP的情况下子帧中的不同示例性DMRS图案，每个指示针对不同DMRS图案的子帧中的两种可能的不同DMRS映射/穿孔图案(“位置1”和“位置2”指示不同的图案)。

图35-图41示出了在假设符号的扩展CP的情况下子帧中的不同示例性DMRS图案，每个指示针对不同DMRS图案的子帧中的两种可能的不同DMRS映射/穿孔图案(“位置1”和“位置2”指示不同的图案)。

图42示出了根据本公开的第三方面的基于上述示例实施方式的示例性的基于UE的绝对载波频率估计的流程图。

图43示出了根据本公开的第三方面的由UE和eNB执行的、提供对UE的发送频率的上述eNB控制的调整的示例实施方式的操作的流程图式的操作序列。

图44示出了根据本公开的第三方面的实施方式的通信设备中的通信信号的示例性改进处理的流程图。

图45示出了可以实现本公开的不同方面的电子设备的示例组件。

图46示出了可以在具有不同DMRS图案和不同子载波间隔选项的场景中估计并校正的最大CFO值。

具体实施方式

在下面的描述中，出于说明而非限制的目的，给出了诸如，特定结构、架构、接口、技术等的具体细节，以便提供对本公开的各个方面的全面理解。但是，本领域技术人员得益于本公开将明白的是，本公开的各个方面可以在不需要这些具体细节的其他示例中实施。在某些实例中，省去了对公知设备、电路、以及方法的描述，以避免不必要的细节对本发明的描述造成模糊。

3GPP LTE和LTE-A(下面统称为“传统(legacy)LTE”)是使能“联网汽车”概念并为车辆提供车辆之间以及车辆到互联网的无线连接的主要候选技术之一。为了应对车辆制造商和蜂窝网络运营商对“联网汽车”概念的强烈兴趣，已经启动了对基于LTE的车辆到X(vehicle-to-X，V2X)业务的LTE版本13的研究，目的在于引入运营基于LTE的V2X业务(包括车辆到车辆(V2V)、车辆到基础设施/网络(V2I/N)、以及车辆到行人(V2P))所需要的新功能和潜在增强。期望基于LTE的VX2业务在高达6GHz的载波频率上操作。另外，根据需求，需要支持针对高速场景(例如，高达280km/h的相对车辆速度)的V2X操作。因此，针对V2X的物理层设计应该足够鲁棒并能够在高速场景中提供可靠的性能。

考虑使用增强型PC5传输信道(即，副链路(sidelink)或D2D物理信道)来使能直接的V2V/V2P操作。同时，在较低的最大多普勒扩展和潜在载波频率偏移的假设下设计LTE-A副链路(SL)物理信道。因此，需要引入对于SL物理层设计的增强，来有效地支持V2V业务。对于V2I/N操作，可以使用蜂窝DL/UL物理信道，并且可能还需要改进高速环境中的鲁棒性的潜在增强。

V2V/V2X系统设计的一个方面是网络元件之间的无线电接口上的同步，尤其是频率同步。一般，可以使用传统LTE架构来建立同步(即，当用户设备(UE)在主同步信号(PSS)/辅同步信号(SSS)获取期间，通过共用参考符号(CRS)追踪来得到频率同步时，基于节点B(eNB)的同步)。替代地，可以使用全球导航卫星系统(GNSS)来得到频率同步。

对于基于eNB的同步情况，存在可能影响UE接收机处可以观察到的频率误差的多个因素。期望UE基于下行链路(DL)获取和相对于绝对载波频率的发送频率误差(即，DL频率偏移同步误差)来得到其上行(UL)/副链路(SL)发射(TX)频率。相对于绝对载波频率的发送频率误差可以取决于例如，1)eNB发送信号频率偏移、2)由相对于eNB发送频率的多普勒位移导致的接收信号频率偏移、以及3)UE处的残留同步频率偏移估计误差。

对于V2V链路(即，SL链路)，接收信号频率误差还可以包括如上所述的针对每个UE的DL频率同步误差、以及由SL链路上的多普勒位移导致的接收信号频率偏移。对于UL链路，eNB侧的频率偏移误差可以取决于UE DL频率偏移同步误差以及由UL链路上的多普勒位移导致的接收信号频率偏移。取决于条件，在160km/h的车辆速度下6GHz频带处的V2V通信的最大相对频率误差可以最大为～4.8kHz的频率偏移(其是显著地影响系统性能的非常大的频率变化)。对于UL链路，频率偏移最大为～2.4kHz。

因此，高速环境中的V2V/V2X系统可以具有高载波频率偏移(CFO)的特点，这会对性能产生负面影响。

如上所述，当前的传统LTE副链路设计可能并不足以处理可以在V2X通信中观察到的高CFO。例如，当从eNB接收的信号被用于在移动UE(例如，在车辆中)中进行同步时，默认地，传统LTE系统的UE会同步到“实际接收频率”。在视线(Line-of-Sight，LOS)传播的情况下，该频率会包括多普勒位移成分，该多普勒位移成分在高移动性条件下尤其是在期望用于V2X网络的高载波频率中会非常大。例如，考虑6GHz频带的V2V通信，假设车辆的速度为160km/h，根据用于V2V通信的最大相对频率误差的条件，多普勒位移导致的频率变化的最大值约为4.8kHz(这相对于15kHz的传统LTE子载波间隔是非常大的频率变化，因此可能会显著地影响系统性能)。

图46示出了可以在具有不同DMRS图案和不同子载波间隔选项的场景中被估计并校正的最大CFO值。在图46中可以看出，在使用传统LTE发射参数的情况下，可以估计的最大CFO值等于1kHz。在使用本公开中讨论的改进(例如，使用每子帧4个DMRS以及60kHz的子载波间隔)的情况下，最大CFO值会大大增加(可以处理大于5kHz的频率变化)。

在本公开的一种方法中，可以在UE侧使用以下实施方式的CFO处理。对于副链路操作，UE可能不具有关于所接收到的信号频率的精确知识，并且给定时间实例中的多个信号可能具有不同的频率。例如，可以在将接收信号快速傅里叶变换(FFT)到频域后，对每个接收信号进行CFO补偿(FFT后补偿)。然后，UE可以估计残留CFO，并对CFO结果应用FFT后补偿(即，移除子帧的不同OFDM/SC-FDMA符号之间的相位偏移)。UE可以使用SL DMRS来估计CFO(例如，通过利用DMRS计算不同OFDM/SC-FDMA符号之间的相位偏移)。该方法可以提高所估计出的CFO的可靠性，因为接收信号可以具有不同的非重叠资源分配，或者DMRS信号在重叠发射的情况下可以具有不同的扰码序列。对于传统LTESL，一个物理资源块(PRB)对(pair)包括2个DMRS符号，DMRS符号之间有0.5ms的时间偏移。因此，最大CFO估计被限制为最大1kHz。

替代地，在本公开的另一方法中，可以使用估计一个OFDM/SC-FDMA符号的不同部分(即，CP和该符号的末端)之间的相位偏移的基于循环前缀(CP)的方法来估计CFO。在FFT变换之前进行估计，即，仍在时域中处理接收信号(FFT前)。但是，在一个时间实例中，UE处的接收信号可以包括来自不同来源的、分别具有相应的不同CFO的信号。因此，该方法的可靠性不是最好的。

因此，本公开的多个方面涉及对于传统LTE系统的不同增强，以支持高移动性环境中的可靠V2X操作。具体地，在一些方面，方案涉及在高移动性车辆信道传播条件中对V2X系统性能的改进。另外，本公开的多个方面允许在高移动性车辆信道传播条件下对CFO估计的可靠性和/或鲁棒性进行改进。

本公开的第一方面涉及试图增加对于由多普勒效应和同步误差导致的高CFO的鲁棒性的物理信道设计增强。这些增强可用于SL上的发射，并且还可用于无线电接入网(RAN)中的网络元件(例如，eNB)和UE之间的UL和DL发射，尤其在结合具有高移动性信道传播条件的通信场景使用时非常有用。

根据该第一方面，一个示例实施方式提供了一种新子帧结构(其也可以被称为物理信号结构或物理信号参数集)，其用于携带指定用于V2X通信的物理信道的信息。如图1所示，根据该方面的子帧在频域中具有预定数目

的子载波，并且在时域中具有预定数目N_symb的OFDM/SC-FDMA符号。子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δd_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{2,3,4,5,6,7,8,…}，Δf_legacy是携带未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子载波的子载波间隔。OFDM/SC-FDMA符号的符号持续时间T_symb为

其中，

是用于发送携带未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的具有索引的OFDM/SC-FDMA符号的符号持续时间。

例如，假设用在传统LTE系统中的Δf_legacy＝15kHz，如图1所示的子帧结构将具有30kHz、60kHz、甚至更高的子载波间隔Δf_SC。例如，子帧在时域中可以具有小于1ms的时间跨度(T_SF)，即T_SF＜1ms。例如，假设用在传统LTE系统中的子帧持续时间

并且假设n＝2，则图1中的子帧的子帧持续时间将为T_SF＝0.5ms。对于n＝4，子帧持续时间将减小到T_SF＝0.25ms。

另外，参数n可以可选地为将在其中发送子帧的频带的载波频率的函数。载波频率可以等于或高于2GHz，优选高于3GHz(例如，6GHz)。

可选地，子帧中的子载波的数目

可以是系统带宽(BW)的函数。系统带宽可以为例如，1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz、20MHz、40MHz、60MHz、80MHz、100MHz之一，并且这些示例不应该被认为是限制性的。另外，子帧可以具有例如，N_symb＝14或N_symb＝12个OFDM/SC-FDMA符号。

注意，在一些实施方式中，在支持使用图1的子帧的V2X通信以及使用定义用于传统LTE系统的子帧的非V2X通信的基于LTE的移动通信系统中，可以使用该子帧来发送V2X通信的数据。在这些实施方式中，可行的是确保OFDM/SC-FDMA符号的采样时间和子载波的频率对于用于V2X通信的图1的子帧结构和用于非V2X通信的子帧结构是相同的。因此，OFDM/SC-FDMA符号的采样时间

并且子载波的采样频率

是有利的，其中，

和

是用于发送携带未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的采样时间和频率。采样时间可以被定义为例如，T_s＝1/Δf_SC·N_FFT。类似地，传统LTE系统中的采样时间可以被定义为例如，

例如，对于20MHz的系统带宽，

并且

使得

从而使得

图1所示的不同OFDM/SC-FDMA符号也可以具有CP。每个符号可以例如，具有第一循环前缀(正常循环前缀)或第二循环前缀(扩展循环前缀)，其中，第二循环前缀比第一循环前缀长。在一个示例中，第一短循环前缀为

第二长循环前缀为

例如，

另外，请注意，符号持续时间T_Symb与采样时间T_S可以具有以下关系：

因此，符号持续时间取决于FFT的尺寸N_FFT、循环前缀长度N_CP、以及子载波间隔Δf_SC。

进一步地，在给定的固定子帧尺寸(例如，T_SF＝0.5s或T_SF＝0.25s)的情况下，取决于循环前缀长度N_CP，子帧中的OFDM/SC-FDMA符号的数目可以改变。仅出于示例性的目的，图1的子帧对OFDM/SC-FDMA符号可以使用正常循环前缀，并且可以包括14个符号(N_symb＝14)。使用扩展循环前缀，每个子帧的符号的数目可以为12(N_symb＝12)。注意，为了将子帧的时隙边界匹配到T_SF，两个时隙中每个时隙中的7或6个OFDM/SC-FDMA符号中的第一OFDM/SC-FDMA符号可以具有稍长的前缀。

例如，可以使用基于图1示例性示出的子帧结构来进行车辆到X(V2X)通信。不失一般性地，本公开使用术语“V2X通信”作为“车辆到一切通信”的同义词，并且包括V2V、V2I、V2N、或V2P通信。可以认为V2V(车辆到车辆)通信覆盖了车辆之间的基于LTE的通信。可以认为V2P(车辆到行人)覆盖了车辆和个人携带的设备(例如，行人、骑行者、驾驶员、或乘客携带的手持终端)之间的基于LTE的通信。可以认为V2I/N(车辆到基础设施/网络)覆盖了车辆和路边单元/网络之间的基于LTE的通信。路边单元(RSU)是在eNB或静态UE中实现的交通基础设施实体(例如，发送速度通知的实体)。

因此，在采用传统子帧结构的传统LTE系统中定义的无线电接入网络基础架构中，可以将非V2X通信理解为UE之间或UE和网络元件(例如，eNB或另一UE)之间的通信(例如，至少对应于3GPP LTE版本8、9、10、11、或12的传统的基于3GPP LTE或3GPP LTE-A的移动通信系统的物理UL、DL、或SL信道和子帧结构上的发射)。

图2示出了根据本公开的示例实施方式的用于生成并发送通信信号的示例性(简化)发送路径。发送路径的实施方式可以被包括在通信设备(例如，UE或eNB)中。图3示出了根据本公开的示例实施方式的用于生成并发送通信信号的示例性(简化)流程图。注意，在301-304执行的步骤不是必要的，但是进行了描述仅用于更好地理解根据本公开的第一方面形成的子帧的发射。

将来自更高层的用户和/或控制数据以数据块的形式提供给编码器201，并且编码器201对数据块进行编码(301)。将经编码的数据块提供给调制器202，并且调制器202对经编码的数据进行调制(302)以获得对应于经编码的数据的多个调制符号的时间序列。接下来，DFT扩频单元203使用离散傅里叶变换(DFT)扩频处理，对对应于经编码的数据的多个调制符号的时间序列进行变换预编码(303)。参考符号生成单元204提供的调制符号和参考符号(如果有的话)随后在子载波映射单元205中被映射(304)到给定子帧的子载波的资源要素(RE)。

在一种示例实施方式中，调制符号和参考符号(如果有的话)到形成子帧的时间和频率资源网格的映射(304)产生图1的子帧结构。该子帧可以在频域中具有预定数目

的子载波，并且在时域中具有预定数目N_symb的OFDM/SC-FDMA符号。子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{2,3,4,5,6,7,8,…}，Δf_legacy是未指定用于V2X通信的物理信道的子载波的子载波间隔(指定用于非V2X通信的子帧中的子载波的子载波间隔)。

在子载波映射单元205中进行映射之后，在IFFT单元206中对子帧的个别OFDM/SC-FDMA符号进行逆快速傅里叶变换(IFFT)(305)，以获得子帧的OFDM/SC-FDMA符号的时域表示，以供通信设备的RF电路207进行发送(306)。

注意，代替FFT/IFFT，在块203/303和206/305中可以使用DFT/逆离散傅里叶变换(IDFT)或离散余弦变换(DCT)/逆离散余弦变换(IDCT)。另外，图2和图3中的简化发送路径和流程图没有考虑经由不同的天线端口发送通信信道的多输入多输出(MIMO)。在使用MIMO的情况下，图2和图3的发送路径和流程图可以在以下方面进行扩展，即，可以将调制器202的调制符号分离(例如，复用)到(对应于不同的天线端口的)不同层中，并且对每层的经调制符号进行映射(304)、IFFT变换(305)、并经由不同的天线端口进行发送(306)。另外，还可以在将个别层的经调制的符号传递到子载波映射单元205之前，对所述个别层的经调制符号进行预编码。该层的预编码可以包括例如，空间复用、循环延迟分集(CDD)处理、空间-频率块编码(SFBC)等。显然，用于MIMO层的不同的并行处理路径均可以产生图1示出并在上文中讨论的子帧结构。

假设基于LTE或LTE-A的系统中的示例性方案，IFFT尺寸N_FFT相对于传统LTE FFT尺寸

的减小意味着时域中的更短的符号持续时间T_symb。因此，OFDM/SC-FDMA符号持续时间

其中，

是用于发送携带未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的OFDM/SC-FDMA符号持续时间。

图4示出了根据本公开的示例实施方式的用于接收对应于子帧的通信信号的示例性(简化)接收路径。接收路径的实施方式可以被包括在通信设备(例如，UE或eNB)中。图5示出了根据本公开的示例实施方式的用于接收对应于子帧的通信信号的示例性(简化)流程图。注意，在503-507执行的步骤不是必需的，但是进行了描述仅用于更好地理解对根据本公开的第一方面形成的子帧的接收。

根据本公开的第一方面，通信设备(例如，RAN中的网络元件，例如，位于车辆中的UE或者eNB)的RF电路401接收(501)通信信号。通信信号对应于类似于图1所示的子帧的时域OFDM/SC-FDMA符号。该子帧可以例如，携带指定用于V2X通信的物理信道的信息。将所接收的通信信号传递到FFT单元402，FFT单元402对所接收的通信信号应用尺寸为N_FFT的FFT(502)，从而获得子帧的OFDM/SC-FDMA符号。FFT单元402所使用的FFT尺寸可以为

其中，

是用于接收携带未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的IFFT的尺寸。

另外，在子载波解映射单元403中对频域中的通信信号的不同的经FFT变换的部分进行解映射(503)，以获得子帧的OFDM/SC-FDMA符号。如同前一实施方式，通过对通信信号应用FFT(502)并进行解映射(503)获得的子帧可以在频域中具有预定数目

的子载波，并在时域中具有预定数目N_symb的OFDM/SC-FDMA符号，子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{2,3,4,5,6,7,8,…}，Δf_legacy是携带未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子载波的子载波间隔。如果可用，则在DFT解扩频单元405中使用DFT处理对个别OFDM/SC-FDMA符号进行DFT解扩频(506)之前，在参考符号移除单元405中移除(504)子帧中的参考符号(RS)。DFT解扩频单元405向解调器406输出对应于OFDM/SC-FDMA符号的RE的调制符号流。解调器406对调制符号流进行解调(507)，并将经解调的数据块传递给解码器407进行解码(507)。

注意，代替FFT/IFFT，可以在块402/502和405/506中使用DFT/IDFT或DCT/IDCT。另外，图4和图5中的简化发送路径和流程图没有考虑经由不同的天线端口发送通信信道的MIMO。在使用MIMO的情况下，可以在以下方面对图4和图5的接收路径和流程图进行扩展，即，可以经由不同的天线端口接收对应于各个MIMO层的不同通信信号。可以根据步骤502-504分别处理不同层的通信信号。在IFFT单元405中进行IFFT变换(506)之前，可能需要MIMO接收信号均衡和进一步的接收处理。另外，不同MIMO层的调制符号可以在取消解码处理之后结合(例如，解复用)到一个调制符号流中，然后可以对该调制符号流进行解调(506)和解码(507)。

注意，在传统的基于LTE的系统中(并且在本公开的大部分而不是所有实施方式中)，发射机侧的IFFT尺寸等于接收机侧的FFT尺寸。

接下来，结合具有增大的子载波间隔Δf_SC和减小的OFDM/SC-FDMA符号持续时间T_symb的经修改的SL信号参数集来讨论第一方面的更详细的示例性实施方式。用于携带LTE物理信道的经修改的子帧结构相比传统的LTE系统具有更大的子载波间隔Δf_SC，其中，子载波间隔

另外，该改进中的采样频率F_s等于采样频率

并且可以用于V2X操作。在示例性实施方式中，定义如下参数：

将子载波间隔定义为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n是大于1的整数(例如，2的倍数)，

该实施方式可用于1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz、以及20MHz的所有传统LTE系统BW，并且还可以支持诸如，40MHz、60MHz、80MHz、100MHz等的更大系统BW。例如，当n＝2时，Δf_SC＝30kHz；当n＝4时，Δf_SC＝60kHz。

--FFT/IFFT尺寸

其中，n是以上结合子载波间隔说明的相同参数。例如，取决于系统BW，FFT/IFFT尺寸可以为：

-当系统BW＝1.4MHz时，N_FFT＝64；

-当系统BW＝3MHz时，N_FFT＝128；

-当系统BW＝5MHz时，N_FFT＝256；

-当系统BW＝10MHz时，N_FFT＝512；

-当系统BW＝15MHz时，N_FFT＝768或1024；

-当系统BW＝20MHz时，N_FFT＝1024。

--与传统LTE相比，采样时间T_S保持不变，因为(对于上述不同的传统系统BW)：

--与传统LTE符号

相比，OFDM/SC-FDMA符号持续时间T_Symb减少了因子n：

-对于子帧的两个时隙中每个时隙的第一OFDM/SC-FDMA符号的正常CP(CP0)，

-对于子帧的两个时隙中每个时隙的第二至第六OFDM/SC-FDMA符号的正常CP(CP1)，

-对于子帧的OFDM/SD-FDMA符号的扩展CP(ECP)，

--子帧持续时间T_SF减少了因子n：

例如，当n＝2时，子帧持续时间T_SF＝0.50ms；当n＝4时，子帧持续时间T_SF＝0.25ms。子帧的两个时隙的时隙持续时间相应减少。每个时隙包括正常CP的7个OFDM/SC-FDMA符号以及扩展CP的6个OFDM/SD-FDMA符号。

下表概略示出了针对不同系统BW(“带宽”)和不同子载波间隔(Δf_SC)的上述各种参数。注意，参数“nPRB”是指可用于系统BW(“带宽”)和不同子载波间隔(Δf_SC)的给定设置的PRB：

表1

本公开的第二方面涉及增强型解调参考信号(DMRS)图案。在本公开的一些实施方式中建议的DMRS图案可以使参考信号(RS)之间的时间间隔减小，从而有助于针对不同数据和控制SL物理信道(例如，PSSCH、PSCCH、PSDCH等)的更精确的CFO估计和/或信道估计。当用在(传统或非传统LTE)UL和DL物理信道(例如，PDSCH、PDCCH、PDDCH、PUSCH、PUCCH等)上时，对于本公开中建议的DMRS图案的改进还可以有助于对这些信道的更精确的CFO估计和/或信道估计。根据第二方面，可以增大每个子帧携带DMRS的OFDM/SC-FDMA符号的数目(例如，每个子帧有4个DMRS)和/或优化子帧中携带DMRS的相邻OFDM/SC-FDMA符号之间的距离，来提高CFO估计和/或信道估计精确度。例如，DMRS符号之间的时间间隔减小导致可以在UE处被估计从而可以在UE处被处理的最大CFO增加。对DMRS符号的数目以及它们的位置的修改还可以影响信道估计精度，因为它们可以使能更好的信道内插滤波精度。

根据传统LTE设计，用于基于OFDM/SC-FDMA的系统的DMRS可以具有频率连续发射图案，并且可以占用所分配的符号中的PRB对中的所有RE(例如，一个符号中12个连续RE)。但是，将从下面的内容变得显而易见的是，也可以为非频率连续发射图案设计DMRS，从而使得它们不占用OFDM/SC-FDMA符号的PRB对中的所有RE。在后一种情况中，携带DMRS符号的RE可以具有周期性图案(例如，OFDM/SC-FDMA符号的PRB对中的每第m个RE携带DMRS符号)。注意，这里使用的术语“DMRS符号”是指携带部分DMRS RE的时域OFDM/SC-FDMA符号。

可选地，可以通过在无线电接口上使用第一方面(例如，图1所示)的子帧结构并且在该子帧结构中采用根据第二方面的DMRS图案，来结合本公开的第一方面和第二方面。另外，应该注意的是，第二方面和其实施方式适用于V2X通信环境，但是不限于此。

下面参考图2和图6讨论第二方面的示例性实施方式。图6示出了根据本公开的示例实施方式的用于将DMRS映射到子帧并发送子帧的示例性(简化)流程图。注意，在图6的301-301和305执行的步骤对应于以上参考图3描述的步骤，并且不是第二方面的实施方式所必需的。另外，类似于以上结合图3的说明，可以在第二方面中使用MIMO机制。另外需要注意的是，根据第一方面(例如，图1)的子帧的使用在该示例实施方式中也是可能的但不是强制的。该实施方式还参考传统的LTE子帧结构。

与图3的实施方式不同，对子载波映射单元205执行的将经FFT处理的调制符号和DMRS映射到子帧的处理(601)进行修改，使得多个DMRS被映射到子帧中的至少两个(例如，两个或四个)OFDM/SC-FDMA符号。该子帧可以在频域中具有预定数目

的子载波，并在时域中具有预定数目N_symb的OFDM/SC-FDMA符号。在应用IFFT处理(305)之后，使用RF电路204发送(306)包括DMRS在内的子帧的OFDM/SC-FDMA符号的时域表示。

可选地，在时域中，子帧被划分为两个时隙。如果有两个DMRS被映射到子帧，则将每个DMRS映射到子帧的不同时隙。如果有四个DMRS被映射到子帧，则将两个DMRS映射到子帧中的第一时隙中的OFDM/SC-FDMA符号，并将其余两个DMRS映射到子帧的第二时隙中的OFDM/SC-FDMA符号。

图1所示的子帧结构中示例性地示出了时隙结构，其中，可以认为第一半(即，7个)OFDM/SC-FDMA符号形成了子帧的第一时隙，第二半(即，7个)OFDM/SC-FDMA符号形成了子帧的第二时隙。例如，如图1所示，可以认为子帧的个别OFDM/SC-FDMA符号在时域中由索引0至N_symb-1索引，以在下面的公开中更容易地引用这些OFDM/SC-FDMA符号。

每个子帧的DMRS的数目和/或DMRS将被映射到的OFDM/SC-FDMA符号的数目可以由例如，网络(例如，eNB)使用RRC信令(使用对应的RRC消息)配置。

在第二方面的一种示例性实施方式中，假设子帧具有索引为0至13的N_symb＝14个OFDM/SC-FDMA符号，每个OFDM/SC-FDMA符号可以具有正常循环前缀，并且DMRS由UE在以下符号中发送：

-具有索引3和10的OFDM/SC-FDMA符号，或

-具有索引5和8的OFDM/SC-FDMA符号，或

-具有索引2、6、7、和11的OFDM/SC-FDMA符号，或

-具有索引3、6、7、和10的OFDM/SC-FDMA符号，或

-具有索引4、6、7、和9的OFDM/SC-FDMA符号，或

-具有索引2、3、10、和11的OFDM/SC-FDMA符号，或

-具有索引2、4、9、和11的OFDM/SC-FDMA符号。

图7至图12中示出了DMRS到不同OFDM/SC-FDMA符号的上述示例性映射。图7至图13示出了用于SL的子帧的示例性结构，并且为了简单将对应的物理信道称为“PSXCH”(例如，PSSCH、PSCCH等)。

DMRS 3/8映射具有与传统LTE DMRS(DMRS 3/10)相同的开销。但是，DMRS间距离减小，这使得CFO估计和信道估计对于高多普勒衰落和频率偏移的鲁棒性增加。

在DMRS 2/6/7/11映射、DMRS 4/6/7/9映射、以及DMRS 2/4/9/11映射中，每个子帧有均匀分布的四个DMRS符号。OFDM/SC-FDMA符号6和7上的DMRS可以用来增加CFO估计的可靠性。

DMRS 3/6/7/10映射可以是有利的，因为这四个DMRS符号中的两个DMRS符号具有与传统DMRS相同的位置，从而潜在地使能动态DMRS图案选择机制(例如，针对一些UE使用传统图案，针对其他UE使用增强型DMRS图案)。

在DMRS 2/3/10/11映射中，每个子帧也有四个DMRS符号。两个DMRS符号具有与传统DMRS相同的位置。OFDM/SC-FDMA符号2和3上的DMRS和OFDM/SC-FDMA符号10和11上的DMRS可以用来增加CFO估计的可靠性。

在第二方面的另一示例性实施方式中，假设子帧具有索引为0至11的N_symb＝12个OFDM/SC-FDMA符号，每个OFDM/SC-FDMA符号可以具有扩展循环前缀，并且DMRS由UE在以下符号中发送：

-具有索引2和8的OFDM/SC-FDMA符号(DMRS 2/8)，或

-具有索引3和7的OFDM/SC-FDMA符号(DMRS 3/7)，或

-具有索引4和7的OFDM/SC-FDMA符号(DMRS 4/7)，或

-具有索引2、5、6、和9的OFDM/SC-FDMA符号(DMRS2/5/6/9)，或

-具有索引3、5、6、和8的OFDM/SC-FDMA符号(DMRS3/5/6/8)，或

-具有索引2、3、8、和9的OFDM/SC-FDMA符号(DMRS2/3/8/9)。

图14至图19示出了DMRS到不同OFDM/SC-FDMA符号的上述示例性映射。如同图7至图13一样，图14至图19示出了用于SL的子帧的示例性结构，并且为了简单将对应的物理信道称为“PSXCH”。

DMRS 3/7映射和DMRS 4/7映射具有与传统DMRS(DMRS 2/8)相同的开销，同时DMRS间距离减小了。这有助于增加信道和CFO估计对于高多普勒衰减的鲁棒性。

DMRS 2/5/6/9映射和DMRS 3/5/6/8映射分别为每个子帧提供均匀分布的四个DMRS符号。映射到OFDM/SC-FDMA符号5和6的DMRS可以用来增加CFO估计的可靠性。

DMRS 2/3/8/9映射具有以下优点，即，两个DMRS具有与传统LTE子帧中相同的位置。映射到OFDM/SC-FDMA符号2和3的DMRS和映射到OFDM/SC-FDMA符号8和9的DMRS可用来增加CFO估计的可靠性。

以上讨论的第二方面的扩展涉及用于DMRS的新发射机制，其中，DMRS不占用相应OFDM/SC-FDMA符号的所有RE。在第二方面的扩展中，进行测量以使子帧的每个DMRS具有占用携带该DMRS的相应OFDM/SC-FDMA符号的预定周期性图案的RE的发射图案(即，仅占用相应OFDM/SC-FDMA符号的可用RE的子集，例如，每第m个RE，m∈{2,3,4，…，8})。

下面参考图20和图21讨论用于这种稀疏DMRS发射的两种示例性实施方式，但是第二方面的扩展不限于这两种实施方式。

下面参考图2和图20讨论第二方面的扩展的示例性第一实施方式。图20示出了根据用于稀疏DMRS发射的两种实施方式中的第一种实施方式的用于将DMRS映射到子帧并发送子帧的示例性(简化)流程图。注意，在图20中的301-303和305执行的步骤对应于以上参考图3描述的步骤，并且对于第二方面的扩展的实施方式不是必需的。另外，类似于结合图3的上述说明，可以在第二方面中使用MIMO机制。进一步地，注意，根据第一方面(例如，图1)的子帧的使用在本示例实施方式中也是可以的但不是强制的。该实施方式还参考传统的LTE子帧结构。

除了以下不同以外，参考图20描述的实施方式对应于图6的实施方式。在该示例性实施方式中，DMRS被设计用于非频率连续发射图案，因而它们不占用OFDM/SC-FDMA符号(的PRB对)中的所有RE。替代地，携带DMRS符号的RE可以具有周期性图案(例如，OFDM/SC-FDMA符号的PRB对中的每第m个RE携带DMRS符号)。当根据给定的DMRS图案(例如，如结合图7至图19讨论的)将DMRS映射(2001)到相应OFDM/SC-FDMA符号的相应RE(DMRS符号)时，子载波映射单元205确保将DMRS的相应DMRS符号仅映射到相应OFDM/SC-FDMA符号中的RE的子集，以使DMRS符号形成周期性图案。在发射步骤2002中，RF电路207针对OFDM/SC-FDMA符号的DMRS符号已经被映射到的RE的发射使用非零功率，并且零功率被用于OFDM/SC-FDMA符号的没有DMRS符号被映射到的RE的发射。

子帧的每个OFDM/SC-FDMA符号可以具有映射到子帧的相应

个子载波的

个RE，并且假设

个RE由索引i∈{0,1,…,

-1}连续索引。根据该示例性的第一实施方式，可以通过将相应的一个DMRS映射到具有索引j(x)＝k+m·x的RE来获取周期性图案，其中，

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1}。

用于映射(2001)的周期性图案可以由例如，网络(例如，eNB)使用RRC信令配置。例如，用于配置周期性图案的RRC消息可以指示上述参数k和m。

下面参考图2和图21讨论第二方面的扩展的示例性的第二实施方式。图21示出了根据用于稀疏DMRS发射的两种实施方式中的第二实施方式的用于将DMRS映射到子帧并发送子帧的示例性(简化)流程图。注意，在图20中的301-303和305执行的步骤对应于以上参考图3描述的步骤，并且对于第二方面的扩展的实施方式不是必需的。另外，类似于以上结合图3的说明，也可以在第二方面中使用MIMO机制。另外，注意，根据第一方面(例如，图1)的子帧的使用在该示例实施方式中是可以的但不是强制性的。该实施方式也参考传统的LTE子帧结构。

在经扩展的第二方面的第二实施方式中，每个DMRS(仍然)具有占用携带DMRS的相应OFDM/SC-FDMA符号的所有RE的频率连续发射图案。但是，在发射之前，对一些RE穿孔，以使得仅OFDM/SC-FDMA符号中的RE的子集携带DMRS。例如，可以这样穿孔，即对OFDM/SC-FDMA符号的每第m个RE进行穿孔。

除了以下不同以外，参考图21描述的实施方式对应于图6的实施方式。在根据给定的DMRS图案将DMRS映射(601)到该子集中的相应OFDM/SC-FDMA符号的(所有)RE(DMRS符号)之后(例如，如以上结合图7至图19所讨论的)，将子帧结构传递给穿孔单元(图2中未示出)。穿孔单元使用周期性穿孔图案对DMRS被映射到的OFDM/SC-FDMA符号的RE的子集进行穿孔(2101)。随后将在其OFDM/SC-FDMA符号中具有穿孔DMRS的子帧从穿孔单元传递到RF电路207，类似于图21的实施方式，该RF电路使用非零功率来发送(2002)OFDM/SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的非穿孔RE(DMRS符号)，并使用零功率来发送OFDM/SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的穿孔RE。

例如，在RE具有除j(x)＝k+m·x以外的索引j的情况下，可以通过对OFDM/SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的所有RE进行穿孔来获取穿孔RE的周期性图案，其中，

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1}。

将用于映射(2001)的周期性穿孔图案可以由例如，网络(例如，eNB)使用RRC信令配置。例如，用于配置穿孔图案的RRC消息可以指示上述参数k和m。

注意，根据结合图20和图21描述的第二方面的上述扩展，在使用RF电路207发送作为结果的时域通信信号之前，仍然可以对包括DMRS的子帧进行尺寸为N_FFT的IFFT。由于携带DMRS的OFDM/SC-FDMA符号的RE中的周期性图案并且由于应用IFFT(305)，时域通信信号包括m(2,…)个连续版本(子部分)，即相应的经IFFT变换的DMRS在时域中的重复。这可以在例如，接收机侧用来改进对载波频率偏移(CFO)的估计。

根据本公开的经扩展的第二方面的另一实施方式涉及从用户设备(UE)接收指定用于V2X通信的物理信道的子帧中的通信信号的通信设备，下面将结合图4、图22、和图23描述该通信设备。图22示出了在通信设备处接收根据以上有关图20和图21的说明发送的通信信号并确定CFO的示例性流程图。图23示例性地示出了发送具有以周期性图案提供的DMRS符号的OFDM/SC-FDMA符号的效果。注意，在图22的503-507执行的步骤对应于以上参考图5描述的步骤，并且对于第二方面的实施方式不是必需的。类似于以上结合图5的说明，也可以在第二方面中使用MIMO机制。进一步地，注意，根据第一方面(例如，图1)的子帧的使用在该示例实施方式中也是可以的但不是强制的。该实施方式也参考传统的LTE子帧结构。

通信节点可以使用其RX电路401来从发射机侧(例如，UE)接收(501a)根据以上有关图20和图21的说明发送的通信信号。出于实施第二方面的目的，可选地，在步骤2201，通信设备的FFT单元402向通信信号的对应于子帧的没有携带DMRS的OFDM/SC-FDMA符号的部分应用尺寸为N_FFT的FFT。相应地，对于所接收的通信信号的这些部分的处理类似于结合图5的步骤502描述的处理。

如图23所示，由于映射到子帧的一个或多个DMRS具有横跨频率的子载波的周期性图案(DMRS符号被包括在OFDM/SC-FDMA符号的相应DMRS被映射到的每第m个RE(例如，如图23所示的每第2个RE))，通信信号具有在尺寸上对应于尺寸为N_FFT/m的FFT变换的m(例如，2)个相同的信号分量(子部分)。通信设备的FFT单元402对所接收的对应于不同DMRS的通信信号应用尺寸为N_{FFT_RX}＝N_FFT/m的FFT(2202)，其中，N_FFT是发射机侧用来生成该通信信号的IFFT的尺寸。参数m∈{2,3,4,…}。

向时域的所接收的通信信号中对应于一个DMRS的m个连续子部分的各个子部分应用尺寸为N_{FFT_RX}的FFT，以得出针对时域中的一个DMRS的m个连续子部分的每个子部分的、对应于子帧在频域中的相应资源要素(RE)的m组DMRS符号。如图23的右手侧所示，由于使用尺寸为N_{FFT_RX}＝N_FFT/m的FFT，通信节点处每个OFDM/SC-FDMA符号的“重构”RE的数目有效减少了因子m。换言之，接收机侧的子载波间隔有效增加了因子m。另外，通信节点还可以包括CFO确定单元(图4中未示出)，该CFO确定单元用于基于针对相应的一个DMRS获取的m组DMRS符号来估计(2203)接收信号载波频率偏移(CFO)。

例如，在一个示例中，CFO确定单元可以通过以下处理来估计接收信号CFO：确定所接收的通信信号的m个连续子部分之间的相位偏移，然后基于所确定的相位偏移来估计接收信号CFO。例如，为了估计CFO，UE可以对DMRS RE使用最小平方信道估计。可以在相位偏移由CFO导致并且在不存在相应偏移的情况下信道为静态的假设下，估计对应于给定的信道频率位置(RE)和不同符号的不同信道估计之间的相位偏移。可以通过将在第一符号上获得的信道估计与在另一符号上获得的共轭的信道估计相乘并且计算所得到的乘积的相位来完成该估计。另外，可以应用对应于不同RE的乘积估计的平均来提高精度。

注意，也可以在没有携带DMRS的其他OFDM/SC-FDMA符号(例如，携带用户数据或控制信息的OFDM/SC-FDMA符号)上，利用在子帧的OFDM/SC-FDMA符号中对RE进行周期性打孔或映射的方法。这将有效地增大子载波间隔(类似于结合上述第一方面讨论的子帧结构的改变后的参数集)。UE可以允许发射路径中的IFFT单元206使用更小的IFFT尺寸N_FFT(例如，FFT尺寸可以减小因子2，即，N_FFT/2)，从而将时域中的OFDM/SC-FDMA符号持续时间缩短相同因子。注意，这可以通过在发射机侧进行IFFT之前定义子帧结构的新的子载波映射(映射图案)或者穿孔图案，来形成图1所示的同一物理信道结构。

另外，应该注意的是，以上结合图20至图23讨论的经扩展的第二方面还可以用于一些传统的LTE DMRS机制。

另外，当DMRS以周期性图案仅占用子帧的相应OFDM/SC-FDMA符号中的RE的子集时，可以允许利用不同的周期性非重叠映射或穿孔图案来配置不同的UE，从而使得不同UE可以同时在子帧的相同OFDM/SC-FDMA符号但是不同RE上发送DMRS。这在不同UE具有不同图案的干扰受限环境中是有益的，并且由于DMRS RE上的干扰量减少，可以提高信道估计精度。

不同的候选DMPRS符号映射/穿孔图案中的一个特定图案的使用例如，对于所有UE可以是固定的或者可以由无线电接入网(例如，eNB)配置。另外，DMPRS符号映射/穿孔图案的配置可以与特定DMRS图案(即，指示子帧中的DMRS的数目和位置的图案)的配置一起进行。将由UE使用的一个或多个DMPRS符号映射/穿孔图案以及一个或多个DMRS图案的配置可以例如，在eNB在其无线电小区中广播的系统信息块(SIB)中或者经由RRC信令配置。

例如，假设OFDM/SC-FDMA符号中将携带DMRS符号的RE具有索引j(x)＝k+m·x，

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1}，其中，可以配置携带DMRS符号的相邻RE之间的间隔m和偏移k。另一种可能可以是，有不同的候选图案可用并且网络(例如，eNB)向相应UE通知使用哪个候选图案作为DMPRS符号映射/穿孔图案。

另一种可能是定义DMPRS符号映射/穿孔图案的候选集。图24示出了用于对OFDM/SC-FDMA符号中携带DMRS的RE进行穿孔的两种示例性穿孔图案(1,0)和(0,1)的使用。如这里所示出的，示例假设DMRS在被子载波映射单元205映射到子帧的子载波时覆盖OFDM/SC-FDMA符号的所有RE(参见图2，以及图6的步骤601)。在穿孔图案(1,0)的情况下，子载波的具有奇数索引的RE携带DMRS符号，同时子载波的具有偶数索引的RE携带DMRS符号并被穿孔(反之亦然)。在穿孔图案(0,1)的情况下，子载波的具有偶数索引的RE携带DMRS符号，同时子载波的具有奇数索引的RE携带DMRS符号并被穿孔(反之亦然)。一个比特足以从这两种穿孔图案中进行选择。注意，相同的概念可以用于定义映射图案。

当然，DMPRS符号映射/穿孔图案的数目不一定被限制到2。例如，也可以使用4比特序列来表示四种不同的DMPRS符号映射/穿孔图案(即，(1,0,0,0)、(0,1,0,0)、(0,0,1,0)、(0,0,01))，其中，相邻DMRS符号之间的间隔为4比特。可选地，还可以使用4个比特来定义相邻DMRS符号之间的间隔为2或4比特的DMPRS符号映射/穿孔图案，即，(1,0,0,0)、(0,1,0,0)、(0,0,1,0)、(0,0,0,1)、(1,0,1,0)、以及(0,1,0,1)。

另一种可能可以是，不同UE基于UE标识符(例如，IMSI、RNTI等)的一些函数来选择候选DMRS符号映射/穿孔图案。例如，假设OFDM/SC-FDMA符号中将携带DMRS符号的RE具有索引j(X)＝k+m·X，

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1}，可以例如，基于UE标识符来确定偏移k，同时携带DMRS符号的相邻RE之间的间隔m可以是固定的、由网络(例如，eNB)配置、或者基于UE标识符得出。

注意，网络可以为SL(例如，用于V2V或V2P通信)、以及UL和/或DL(例如，用于V2I或V2N通信)配置不同的DMPRS符号映射/穿孔图案和/或DMRS图案。

另外，这些原理还可以扩展到对本文中在前面讨论的子帧中的DMRS位置的增强。图25至图34示出了在假定符号具有正常CP的情况下子帧中不同的示例性DMRS图案，每个指示针对不同DMRS图案的子帧中的两种可能的不同DMRS映射/穿孔图案(“位置1”和“位置2”指示不同图案)。图35至图41示出了在假设符号具有扩展CP的情况下子帧中的不同的示例性DMRS图案，每个指示针对不同DMRS图案的子帧中的两种可能的不同DMRS映射/穿孔图案(“位置1”和“位置2”指示不同图案)。

如本文中在前面提到的，可以通过在无线电接口上使用第一方面(例如，图1所示)的子帧结构并在该子帧结构中采用根据第二方面的DMRS图案来结合本公开的第一方面和第二方面，如结合图7至图19或图25至图34概略描述的。认为以下的示例配置是有利的(不需要限制其他组合的可行性)：

例如，在OFDM/SC-FDMA符号具有正常CP的情况下：

-30kHz子载波间隔，间隔减小的2个DMRS(例如，DMRS图案5/8)

-30kHz子载波间隔，4个DMRS(例如，DMRS图案2/5/8/11)

-60kHz子载波间隔，间隔减小的2个DMRS(例如，DMRS图案4/9)

-60kHz子载波间隔，4个DMRS(例如，DMRS图案2/5/8/11)

例如，在OFDM/SC-FDMA符号具有扩展CP的情况下：

-30kHz子载波间隔，间隔减小的2个DMRS(例如，DMRS图案4/7)

-30kHz子载波间隔，4个DMRS(例如，DMRS图案2/4/7/9)

-60kHz子载波间隔，间隔减小的2个DMRS(例如，DMRS图案3/7)

-60kHz子载波间隔，4个DMRS(例如，DMRS图案2/4/7/9)

本公开的另一方面涉及用于V2X操作的基于TDM的资源分配。例如，对于V2X操作，eNB的调度器可以TDM方式向UE分配用于SL或UL发射的资源，例如，通过向UE分配子帧中或者子帧的一个时隙中的一个或多个OFDM/SC-FDMA符号的所有RE。

一般，可以在接收机侧进行FFT变换之前，通过将时域接收信号的对应于CP的相位偏移与给定OFDM/SC-FDMA符号末端的相同信号部分进行比较，使用基于CP的方法来估计CFO。这种方法的一个潜在问题在于，对于SL操作，多个信号可能被复用在相同的时间资源中(每个信号具有其自己的频率偏移)。因此，CFO估计可能会变得不太可靠并且不太精确。

解决这个问题的一种可能的方法是针对V2X操作使用基于TDM的资源分配。例如，可以认为最小资源分配等于全系统BW(例如，针对10MHz BW和15kHz的载波间隔的50个PRB对)。

一般，可以在全系统中应用该方法，并且V2X操作中涉及的所有UE应该坚持全BW资源分配的相同原则。替代地，可以在个别链路上应用该方法。在后一种情况中，UE可以尝试获取有关资源分配的信息(例如，通过PSCCH解码)，并且在检测到全系统BW(或宽带)资源分配被用于信号发送的情况下应用基于CP的CFO估计/补偿。

该方案的一个可能的缺点在于，降低了调度器的资源分配的灵活性。但是，这个问题可以通过每个时隙的资源分配粒度(即，以每个时隙的粒度进行调度)来解决。例如，可以将最小资源分配粒度设置为1个时隙。另外或者可选地，还可以结合第一方面的子帧结构(例如，图1所示)使用该调度方法。随着子载波间隔的增大，频率中可用PRB的数目和时间中PRB持续时间均减少。因此，全BW资源分配是一种可行的选择。

接下来，描述本公开的第三方面及其不同示例性实施方式。本公开的第三方面涉及对多普勒效应导致的CFO进行补偿的方案。一般，CFO可能在接收机侧用于下变频的本地振荡信号不与发射的接收信号中包含的载波信号同步时出现。CFO会受到发射机和接收机振荡器中的频率失配以及多普勒效应(尤其是，在发射机和接收机中的一者或两者在移动时)的影响。CFO会影响网络元件(即，UE和eNB)的DL、UL、以及SL发射。

CFO使得接收信号在频率上移位。对于基于OFDM/SC-FDMA的通信系统而言，这是有问题的，因为子载波之间的正交只有在接收机使用与接收信号中包含的载波信号同步的本地振荡信号的情况下才可以保持。在实际生活中，由于频率的不完美同步，载波频率的失配通常会导致载波间干扰(ICI)。

考虑基于3GPP LTE以及LTE-A的系统，UE处基于eNB的同步必须确保相对于(所谓的)“实际接收频率”，而不是相对于eNB发送信号的“绝对频率”的±0.1ppm的频率误差(发送波形质量)。“实际接收频率”会由于eNB本身的发送信号频率误差以及由于相对于eNB的车辆移动(UE)所导致的多普勒位移而具有偏移。取决于是否在UE侧补偿相对于eNB的多普勒位移，在所使用的用于V2X发射和接收的UE发送频率方面可以考虑两种不同的同步策略：

到“实际接收频率”的同步：该策略假设车辆不区分由多普勒位移和振荡器导致的效应并且不对多普勒位移进行补偿，从而使得其发送频率具有由多普勒位移导致的相对于绝对频率的偏移。

到“绝对频率”的同步：该策略假设车辆单独跟踪由多普勒位移和振荡器导致的偏移并且对多普勒位移执行预补偿，从而使得实际的UE发送频率在同步误差的约束下接近绝对频率。

在eNB-UE链路上的多普勒位移的效应是车辆(UE)发送/接收频率的一部分的情况下，到相对/接收频率的同步会导致用于V2V通信的总频率偏移上限更高。在eNB-UE链路上的多普勒位移的效应被移除的情况下，到绝对频率的同步会导致用于V2V通信的总频率偏移减小。

下面的实施方式示例性地示出了可以减小或避免多普勒位移(和CFO)对同步的影响并提高相对于“绝对频率”的同步精度的过程。注意，本公开的第三方面的实施方式可以结合这里讨论的第一方面和/或第二方面的不同实施方式实施。例如，物理信道参数集(子帧结构)可以对应于本公开的第一方面的实施方式。另外或者替代地，可以使用结合第二方面建议的DMRS图案。进一步可选地，可以使用参考经扩展的第二方面讨论的稀疏DMRS机制(不覆盖相应OFDM/SC-FDMA符号的所有RE的DMRS符号的周期性图案)。

将结合图42描述第一示例实施方式。为了减小CFO对V2X系统的影响，UE可以依赖于“绝对”载波频率估计，而不依赖于对“实际接收频率”的估计。UE可以试图估计绝对参考UL(SL)载波频率并基于该绝对频率进行发送/接收。

如上所述，会基于DL或SL信号影响CF估计精度的一个关键因素在于，由多普勒位移导致的相对于绝对频率的CFO偏置。例如，在UE处理来自一个eNB的DL参考信号(例如，PSS/SSS/CRS)并尝试调整到瞬时条件的情况下，其可以不区分接收信号包括任何CFO还是实际eNB发送频率。但是，UE可以尝试采用时间/空间分集来提高估计精度。特别地，UE可以对于对应于以下各项中的一项或多项的多个CF估计执行平均/过滤/组合：时间实例、地理位置、在一个或不同时间实例中获得的来自不同eNB的信号。UE可以对在不同条件中获得的多个CF估计应用平均/过滤，以得到实际绝对频率。在理想情况下，UE应该能够相对于绝对载波频率执行其自身振荡器的完美校准。

图42示出了基于上述示例实施方式的示例性的基于UE的绝对载波频率估计的流程图。UE可以接收(4201)分别包括一个或多个参考符号(例如，PSS、SSS、CRS、或DMRS)的不同子帧。对于所接收的每个子帧，UE基于相应子帧中包括的相应的一个或多个参考符号，估计(4202)eNB用来发送相应子帧的载波频率的相应CF。另外，UE将不同CF估计结合起来(4203)以获得绝对载波频率估计。基于该绝对载波频率估计，UE可以进一步校准(4204)其振荡频率，以将UE的发送频率与所推导出的一个或多个eNB的绝对载波频率同步。UE还可以使用经同步的发送频率在SL和/或UL上发送(4205)数据。

如上所述，可以在UE处，在不同的时间实例、不同的地理位置、和/或从不同的eNB或UE接收不同的子帧。另外，可以通过对CF估计进行平均或者对CF估计进行过滤来结合不同的CF。

一般，应该注意，在TDD的情况下，例如，可以使用绝对载波频率估计来设置UL或SL上的UE发送频率。对于FDD，UE可以对DL上的绝对载波频率估计进行缩放(UE发送频率的校正)，以设置UL或SL上的UE发送频率。

本公开的第三方面的另一示例性实施方式涉及对于UE的发送频率的由eNB控制的调整。eNB可以通过处理UL接收信号，来估计相对于在到UE的链路上观察到的其自身的稳定参考频率的CFO。eNB可以控制UE发送(TX)频率并命令UE相应地调整其发送频率。为此，可以采用动态(例如，DCI、UCI)或半静态(例如，RRC)的信令方法来校正UE发送频率。在动态命令的情况下，为了减少开销，可以命令UE以某个固定的调整粒度增大/减小发送频率。在后一种情况中，UE和eNB可以实现闭环控制机制，其中，eNB命令UE发送频率进行逐步增大/减小，直到eNB所确定的CFO最小为止。替代地，eNB还可以用信号发送观察到的CFO，UE可以基于其来确定对其发送频率的适当调整。

图43示出了由UE和eNB执行的提供对于UE的发送频率的由eNB控制的调整的示例实施方式的操作序列的流程图。eNB接收(4302)对应于包括探测参考符号的子帧的UL信号。UL信号已经被从UE发送(4301)。eNB进一步基于所接收的UL信号来估计(4303)相对于参考频率(例如，用于DL发射的eNB本地振荡频率或者在FDD情况下其经缩放的版本)的CFO。基于eNB估计出的CFO，eNB进一步确定(4304)UE发送频率调整命令。随后，发送频率调整命令被发送(4305)给UE，该发送频率调整命令包括有关UE用于UL发射的、补偿所估计的UL CFO的所请求的对发送频率的调整的信息。

可以简单地通过向UE发送eNB的CFO估计来指示UE发送频率调整。替代地，eNB可以确定(4304)UE应该应用的对于UE发送频率的调整等级(增大或减小)，并且可以用信号发送该调整等级和该信息。另一种可能是简单地用信号发送使得UE以给定步长增大或减小发送频率的命令。发送频率调整命令可以例如，被包括在eNB在下行链路(DL)中发送的下行链路控制信息(DCI)或无线电资源控制(RRC)消息中。另外，探测参考符号对应于一个或多个解调参考信号(DMRS)。

在UE接收到(4306)包括有关UE用于UL发射的、补偿所估计的UL CFO的所请求的对发送频率的调整的信息在内的发送频率调整命令时，UE根据发送频率调整命令来调整(4307)发送频率，并且可以进一步使用经调整的发送频率发送(4308)另一UL信号或副链路(SL)信号。

为了调整UE发送频率，UE可以修改其发送UL信号，以对可以在进行接收的eNB处在UL接收信号上观察到的多普勒位移/CFO进行预补偿。特别地，UE可以通过根据针对所期望的进行接收的eNB所估计出的多普勒位移ΔF_CFO进行移位，调整发送频率从而改变UL TX频率F_UL，其中，F_{UL_update}＝F_UL-ΔF_CFO。后一个分量ΔF_CFO可以通过发送频率调整命令直接用信号发送或指示。替代地，也可以使用以上结合图42描述的对蜂窝DL上的多普勒位移(CFO)的估计来估计ΔF_CFO。在另一频率(例如，用于FDD的DL)上测量到多普勒位移的情况下，可以根据实际使用的DL/UL频率来对ΔF_CFO进行缩放。

本公开的第三方面的进一步的示例性实施方式涉及对接收信号的接收机处理的改进。总体思想是在不同CFO假设的条件下应用多种有用的信号解码。该方法主要可用在期望UE/eNB处理的最大CFO超出了(例如，使用本文中的多个实施方式中描述的FFT后CFO估计)可以估计出的最大CFO的情况中。在后一种情况中，不同SC-FDMA/OFDM符号之间的信号相位偏移估计可能存在模糊，并且对应于CFO的不同可能值(相位模糊为2π的倍数，即，±i×2π，其中i是整数)。

图44示出了根据本公开的第三方面的实施方式的在通信设备中对通信信号的示例性改进处理的流程图。通信设备接收(4401)包括多个DMRS的子帧，并估计(4402)所述子帧的分别携带相应的一个DMRS的OFDM/SC-FDMA符号对之间的相位偏移

注意，该步骤可以可选地包括估计子帧的携带相应的一个DMRS的不同对的相邻OFDM/SC-FDMA符号的不同相位偏移值，并将所估计出的不同的相位偏移值结合到相位偏移

例如，在子帧具有映射到两个符号的DMRS的情况下，可以针对各对DMRS估计两个相位偏移

和

可以对这些对进行选择，使得这些对中的OFDM/SC-FDMA符号之间的距离最小。随后可以例如通过平均或加权平均将两个相位偏移

和

结合为一个值

接下来，通信设备基于考虑所估计出的相位偏移

的载波频率偏移(CFO)假设，来执行对子帧的OFDM/SC-FDMA符号的相位偏移补偿(4403)。通信设备随后可以尝试使用经相位偏移补偿的OFDM/SC-FDMA符号，对子帧中包括的信息进行解调和解码(4405)。可以按块执行解码并可以通过循环冗余校验(CRC)来保护解码。因此，解码可以包括检查(4405)经解码数据块的CRC，并且在通过CRC校验的情况下信息被成功解码(4406)。

在解码不成功的情况下，通信设备可以更新CFO假设，并且可以基于更新后的CFO假设来重复步骤4403和4404(以及4405)。为了避免信息由于其他原因而不可解码的情况下的循环，可以例如，通过限定最大迭代次数并在达到最大解码尝试次数时停止解码尝试，来限制解码重试的次数。替代地，如图43所示，可以定义将测试的预定数目的不同CFO假设，并且在测试了所有CFO假设的情况下利用解码误差停止(4409)解码。相应地，在块4405处的CRC校验失败的情况下，通信设备可以检查是否有将被测试的另一CFO假设，如果有，则更新(4408)CFO假设，并且基于更新后的CFO假设重复步骤4403和4404(以及4405)。

如上所述，除了一以外的CFO假设可以将预定的额外相位偏移定义为将向所估计的相位偏移

添加或将从所估计的相位偏移

减去的2π的倍数。步骤4403中的相位偏移补偿将基于所估计的相位偏移

和相应的额外相位偏移i×2π(i为整数)。

例如，考虑在相应的相位偏移补偿步骤4403中考虑的相位偏移

针对给定CFO假设i的相位偏移

可以被定义为：

其中，i＝[0，1，2，...，N]或i＝[0，±1，±2，...，±N/2]。因此，在该示例中，存在将在确定解码误差(4409)之前在图44所示的过程中测试(4403/4404)的N+1个CFO假设。

在一种示例性实施方式中，通过从零(即，i＝0)开始增大额外的相位偏移(i×2π)来测试CFO假设。因此，对于i＝[0，±1，±2，...，±N/2]的情况，将以

以及

的次序测试CFO假设。

可选地，可以代替迭代处理，而并行测试一些或全部CFO假设。以上结合图44描述的通信设备中的通信信号的改进处理可以用在UE或eNB中，例如，用于对DL、UL、或SL发射的接收。

如这里所使用的，术语“电路”可以是或包括专用集成电路(ASIC)、电子电路、执行一个或多个软件或固件程序的处理器(共享、专用、或群组)和/或存储器(共享、专用、群组)、组合逻辑电路、和/或提供所描述的功能的其他适当硬件组件，或者是上述组件的一部分。在一些实施方式中，电路可以被实现在一个或多个软件或固件模块中，或者与电路相关联的功能可以由一个或多个软件或固件模块实现。在一些实施方式中，电路可以包括至少部分在硬件中可操作的逻辑。

这里描述的实施方式可以被实现为使用任何适当配置的硬件和/或软件的系统。图45示出了用于一种实施方式的电子设备100的示例组件。在多种实施方式中，电子设备100可以是、实现、被结合到用户设备(UE)、演进节点B(eNB)、V2X设备、或者一些其他电子通信设备中，或者作为这些设备的一部分。在一些实施方式中，电子设备100可以包括至少如图所示地耦合在一起的应用电路102、基带电路104、射频(RF)电路106、前端模块(FEM)电路108、以及一个或多个天线110。

应用电路102可以包括一个或多个应用处理器。例如，应用电路102可以包括诸如但不限于，一个或多个单核或多核处理器的电路。一个或多个处理器可以包括通用处理器和专用处理器(例如，图形处理器、应用处理器等)的任意组合。处理器可以与存储器/存储装置耦合和/或可以包括存储器/存储装置，并且可以被配置为执行存储器/存储装置中存储的指令以使能各种应用和/或操作系统在该系统上运行。

基带电路104可以包括诸如但不限于，一个或多个单核或多核处理器的电路。基带电路104可以包括一个或多个基带处理器和/或控制逻辑，以处理从RF电路106的接收信号路径接收的基带信号并生成用于RF电路106的发送信号路径的基带信号。基带处理电路104可以与应用电路102接口，用于生成和处理基带信号并控制RF电路106的操作。例如，在一些实施方式中，基带电路104可以包括第二代(2G)基带处理器104a、第三代(3G)基带处理器104b、第四代(4G)基带处理器104c、和/或用于现有的代、正在开发的代、或者将来开发出来的代(例如，第五代(5G)、6G)的一个或多个其他基带处理器104d。基带电路104(例如，一个或多个基带处理器104a-d)可以处理使能经由RF电路106与一个或多个无线电网络的通信的各种无线电控制功能。无线电控制功能可以包括但不限于，信号调制/解调、编码/解码、无线电频移等。在一些实施方式中，基带电路104的调制/解调电路可以包括(逆)傅里叶变换((I)FFT)、预编码、和/或星座映射/解映射功能。在一些实施方式中，基带电路104的编码/解码电路可以包括卷积、咬尾卷积、turbo、viterbi、和/或低密度奇偶校验(LDPC)编码器/解码器功能。调制/解调和编码器/解码器功能的实施方式不限于这些示例，并且在其他实施方式中可以包括其他适当功能。因此，基带电路104可以用于实现结合部分地在图2和图4中示例性地示出的本公开的多个方面的不同实施方式概述的发送路径和接收路径。

在一些实施方式中，基带电路104可以包括协议栈的元件，例如，演进通用陆地无线电接入网(EUTRAN)协议的元件，这些元件包括例如，物理(PHY)、媒体访问控制(MAC)、无线电链路控制(RLC)、分组数据汇聚协议(PDCP)、和/或无线电资源控制(RRC)元件。基带电路104的中央处理单元(CPU)104e可以被配置为运行用于PHY、MAC、RLC、PDCP、和/RRC层的信令的协议栈的元件。在一些实施方式中，基带电路可以包括一个或多个音频数字信号处理器(DSP)104f。一个或多个音频DSP 104f可以包括用于压缩/解压缩以及回声消除的元件，并且在其他实施方式中可以包括其他适当的处理元件。

基带电路104还可以包括存储器/存储装置104g。存储器/存储装置104g可以用来加载或存储用于基带电路104的处理器执行的操作的数据和/或指令。用于一种实施方式的存储器/存储装置可以包括适当的易失性存储器和/或非易失性存储器的任意组合。存储器/存储装置104g可以包括各种等级的存储器/存储装置的任意组合，包括但不限于，具有嵌入的软件指令的只读存储器(ROM)(例如，固件)、随机存取存储器(例如，动态随机存取存储器(DRAM))、高速缓存、缓冲器等。存储器/存储装置104g可以被各种处理器共享或者专用于特定处理器。

在一些实施方式中，基带电路的组件可以被适当地结合在单个芯片或单个芯片集中，或者被布置在同一个电路板上。在一些实施方式中，基带电路104和应用电路102的一些或所有构成组件可以被一起实现在例如，片上系统(SOC)上。

在一些实施方式中，基带电路104可以提供兼容一种或多种无线电技术的通信。例如，在一些实施方式中，基带电路104可以支持与演进的通用陆地无线电接入网(EUTRAN)和/或其他无线城域网(WMAN)、无线局域网(WLAN)、无线个人域网(WPAN)的通信。基带电路104被配置为支持一种以上无线协议的无线电通信的实施方式被称为多模式基带电路。

RF电路106可以使用经调制的电磁辐射，通过非固态介质使能与无线网络的通信。在各种实施方式中，RF电路106可以包括交换机、滤波器、放大器等，以帮助与无线网络的通信。RF电路106可以包括接收信号路径，该接收信号路径包括对从FEM电路108接收的RF信号进行下变频并向基带电路104提供基带信号的电路。RF电路106还可以包括发送信号路径，该发送信号路径可以包括对基带电路104提供的基带信号进行上变频并将RF输出信号提供给FEM电路108供发射的电路。

在一些实施方式中，RF电路106可以包括接收信号路径和发送信号路径。RF电路106的接收信号路径可以包括混频器电路106a、放大器电路106b、以及滤波器电路106c。RF电路106的发送信号路径可以包括滤波器电路106c和混频器电路106a。RF电路106还可以包括用于合成供接收信号路径和发送信号路径的混频器电路106a使用的频率的合成器电路106d。在一些实施方式中，接收信号路径的混频器电路106a可以被配置为基于由合成器电路106d提供的合成频率，对从FEM电路108接收的RF信号进行下变频。放大器电路106b可以被配置为对经下变频的信号进行放大，滤波器电路106c可以是低通滤波器(LPF)或带通滤波器(BPF)，被配置为从经下变频的信号中移除不想要的信号，以生成输出基带信号。输出基带信号可以被提供给基带电路104进行进一步处理。在一些实施方式中，输出基带信号可以是零频基带信号，尽管这不是必须的。在一些实施方式中，接收信号路径的混频器电路106a可以包括被动混频器，尽管实施方式的范围在这方面不做限制。

在一些实施方式中，发送信号路径的混频器电路106a可以被配置为基于由合成器电路106d提供的合成频率对输入基带信号进行上变频，以生成用于FEM电路108的RF输出信号。基带信号可以由基带电路104提供，并由滤波器电路106c进行滤波。滤波器电路106c可以包括低通滤波器(LPF)，尽管实施方式的范围在这方面不做限制。

在一些实施方式中，接收信号路径的混频器电路106a和发送信号路径的混频器电路106a可以包括两个以上混频器并且可以分别被布置用于正交下变频和/或上变频。在一些实施方式中，接收信号路径的混频器电路106a和发送信号路径的混频器电路106a可以包括两个以上混频器并且可以被布置用于镜像抑制(例如，哈特利(Hartley)镜像抑制)。在一些实施方式中，接收信号路径的混频器电路106a和混频器电路106a可以分别被布置用于直接下变频和/或直接上变频。在一些实施方式中，接收信号路径的混频器电路106a和发送信号路径的混频器电路106a可以被配置用于超外差操作。

在一些实施方式中，输出基带信号和输入基带信号可以是模拟基带信号，尽管实施方式的范围在这方面不做限制。在一些替代实施方式中，输出基带信号和输入基带信号可以是数字基带信号。在这些替代实施方式中，RF电路106可以包括模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)，并且基带电路104可以包括数字基带接口以与RF电路106通信。

在一些双模实施方式中，可以提供单独的无线电IC电路用于处理每个频谱的信号，尽管实施方式的范围在这方面不做限制。

在一些实施方式中，合成器电路106d可以是分数N合成器或分数N/N+1合成器，尽管实施方式的范围在这方面不做限制(因为其他类型的频率合成器也是适合的)。例如，合成器电路106d可以是delta-sigma合成器、倍频器、或者包括与分频器的锁相环的合成器。

合成器电路106d可以被配置为基于频率输入和分频器控制输入，合成供RF电路106的混频器电路106a使用的输出频率。在一些实施方式中，合成器电路106d可以是分数n/N+1合成器。

在一些实施方式中，频率输入可以由压控振荡器(VCO)提供，尽管这不是必需的。分频器控制输入可以由基带电路104或应用处理器102基于期望的输出频率提供。在一些实施方式中，分频器控制输入(例如，N)可以基于应用处理器102提供的信道从查找表确定。

RF电路106的合成器电路106d可以包括分频器、延迟锁定环(DLL)、多路复用器、以及相位累加器。在一些实施方式中，分频器可以是双模分频器(DMD)，相位累加器可以是数字相位累加器(DPA)。在一些实施方式中，DMD可以被配置为用N或N+1来除输入信号(例如，基于进位(carry out))，以提供分数除法比。在一些示例实施方式中，DLL可以包括一组级联的可调谐延迟元件、相位探测器、电荷泵、以及D型触发器。在这些实施方式中，延迟元件可以被配置为将VCO周期分为Nd个相等的相位包，其中，Nd是延迟线中延迟元件的数目。这样，DLL提供了有助于确保通过延迟线的总延迟为一个VCO周期的负反馈。

在一些实施方式中，合成器电路106d可以被配置为生成作为输出频率的载波频率，但是在其他实施方式中，输出频率可以是载波频率的倍数(例如，载波频率的二倍、载波频率的四倍)，并可以与正交发生器和分频器电路一起使用来生成载波频率的、具有多个相对于彼此的不同相位的多个信号。在一些实施方式中，输出频率可以是LO频率(fLO)。在一些实施方式中，RF电路106可以包括IQ/极性转换器。

FEM电路108可以包括接收信号路径，该接收信号路径可以包括被配置为对从一个或多个天线110接收的RF信号进行操作、对接收信号进行放大、并且将接收信号的经放大版本提供给RF电路106进行进一步处理的电路。FEM电路108还可以包括发送信号路径，该发送信号路径可以包括被配置为对RF电路106提供的信号进行放大供一个或多个天线110发射的电路。

在一些实施方式中，FEM电路108可以包括在发送模式和接收模式操作之间进行切换的TX/RX开关。FEM电路可以包括接收信号路径和发送信号路径。FEM电路的接收信号路径可以包括低噪声放大器(LNA)，以对所接收的RF信号进行放大并将经放大的所接收的RF信号作为输出提供(给RF电路106)。FEM电路108的发送信号路径可以包括对输入RF信号(例如，由RF电路106提供)进行放大的功率放大器(PA)、以及生成RF信号供(例如，一个或多个天线10)后续发射的一个或多个滤波器。

在一些实施方式中，电子设备100可以包括诸如，存储器/存储装置、显示器、相机、传感器、和/或输入/输出(I/O)接口之类的附加元件。

各种实施方式可以被配置为执行这里描述的一种或多种方法、处理、和/或技术。

示例

示例1提供了一种供用户设备(UE)执行的方法，包括：通过对子帧的携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_FFT的逆快速傅里叶变换(IFFT)形成通信信号；以及发送对应于所述子帧的通信信号，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波并且在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；其中，子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，n∈{2,3,4,5,6,7,8,…}，Δf_legacy是未指定用于V2X通信的物理信道的子载波的子载波间隔；并且其中，IFFT的尺寸N_FFT为

是用于发送所述携带未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的IFFT的尺寸。

示例2是示例1的可选增强，其中，OFDM或SC-FDMA符号持续时间

其中，

是用于发送携带所述未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的OFDM或SC-FDMA符号持续时间。

示例3是示例1或2的可选增强，其中，采样时间

采样率

其中，

和

是用于发送携带所述未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的采样时间和采样率。

示例4是示例1至3之一的可选增强，其中，Δf_legacy＝15kHz。

示例5是示例1至4之一的可选增强，其中，子载波的数目

是系统带宽的函数。

示例6是示例5的可选增强，其中，系统带宽是1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz、20MHz、40MHz、60MHz、80MHz、100MHz之一。

示例7是示例1至6之一的可选增强，其中，未指定用于V2X通信的物理信道是基于3GPP LTE或3GPP LTE-A的移动通信系统的物理上行链路、下行链路、或副链路信道。

示例8是示例1至7之一的可选增强，其中，指定用于V2X通信的物理信道是基于3GPP LTE或3GPP LTE-A的移动通信系统的副链路(SL)物理信道。

示例9是示例1至8之一的可选增强，其中，V2X通信是从车辆中的UE到另一车辆中的另一UE(V2V)、无线电接入网络架构中的网络元件(例如，eNB)(V2I、V2N)、或者人携带的另一UE(V2P)的通信，反之亦然。

示例10是示例1至9之一的可选增强，其中，指定用于V2X通信的物理信道的频带的载波频率等于或高于2GHz，优选高于3GHz。

示例11是示例1至10之一的可选增强，其中，参数n是载波频率值的函数。

示例12涉及一种用户设备(UE)，包括：基带电路，该基带电路通过对子帧的携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_IFFT的逆快速傅里叶变换(IFFT)形成通信信号；RF电路，该RF电路发送对应于所述子帧的通信信号，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波，在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；其中，子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{2,3,4,5,6,7,8,…}，Δf_legacy是未指定用于V2X通信的物理信道的子载波的子载波间隔；并且其中，IFFT的尺寸N_FFT为

是用于发送携带所述未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的IFFT的尺寸。

示例13涉及被适配为执行示例1至11之一的方法的用户设备(UE)。

示例14涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备(UE)的处理电路执行时使得UE执行以下处理的指令：通过对携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_FFT的逆快速傅里叶变换(IFFT)形成通信信号；以及发送对应于所述子帧的通信信号，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

示例15涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备(UE)的处理电路执行时使得UE执行示例1至11之一的方法的指令。

示例16涉及一种供通信设备执行的方法，包括：接收对应于携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的通信信号，向所接收的通信信号应用尺寸为N_FFT的快速傅里叶变换(IFFT)以获取所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号；其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波，在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；其中，子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{2,3,4,5,6,7,8,…}，Δf_legacy是未指定用于V2X通信的物理信道的子载波的子载波间隔；并且其中，FFT的尺寸N_FFT为

是用于接收未指定用于V2X通信的无线电信道的通信信号的FFT的尺寸。

示例17是示例13的可选增强，其中，Δf_legacy＝15kHz。

示例18是示例14或15的可选增强，其中，子载波的数目

是系统带宽的函数。

示例19是示例16的可选增强，其中，系统带宽是1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz、20MHz、40MHz、60MHz、80MHz、100MHz之一。

示例20是示例16至19之一的可选增强，其中，未指定用于V2X通信的物理信道是基于3GPP LTE或3GPP LTE-A的移动通信系统的物理上行链路、下行链路、或副链路信道。

示例21是示例16至20之一的可选增强，其中，指定用于V2X通信的物理信道是基于3GPP LTE或3GPP LTE-A的移动通信系统的副链路物理信道。

示例22是示例16至21之一的可选增强，其中，V2X通信是车辆中的UE与另一车辆中的另一UE(V2V)、无线电接入网络架构中的网络元件(例如，eNB)(V2I、V2N)、或者人携带的另一UE(V2P)之间的通信。

示例23是示例16至22之一的可选增强，其中，指定用于V2X通信的物理信道的频带的载波频率高于2GHz，优选高于3GHz。

示例24是示例16至23之一的可选增强，其中，参数n是载波频率值的函数。

示例25涉及一种通信设备，包括：RF电路，该RF电路接收对应于携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的通信信号；基带电路，该基带电路对所接收的通信信号执行尺寸为N_FFT的逆快速傅里叶变换(IFFT)以获取所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

是用于接收携带所述未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的FFT的尺寸。

示例26涉及被适配为执行示例16至24之一的方法的通信设备。

示例27是示例25或26的可选增强，其中，通信设备是用户设备(UE)或eNB。

示例28涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被通信设备的处理电路执行时使得通信设备执行以下处理的指令：接收对应于携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的通信信号；对所接收的通信信号执行尺寸为N_FFT的快速傅里叶变换(FFT)以获取所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

是用于接收所述未指定用于V2X通信的物理信道的通信信号的FFT的尺寸。

示例29涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备(UE)的处理电路执行时使得UE执行示例16至24之一的方法的指令。

示例30涉及一种指定用于V2X通信的物理信道的子帧，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波，在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；其中，子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{2,3,4,5,6,7,8,…}，Δf_legacy是未指定用于V2X通信的物理信道的子载波的子载波间隔；并且其中，具有索引的OFDM或SC-FDMA符号的符号持续时间T_symb为

其中，

是用于发送携带所述未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的具有索引的OFDM或SC-FDMA符号的符号持续时间。

示例31是示例30的可选增强，其中，Δf_legacy＝15kHz。

示例32是示例30或31的可选增强，其中，子载波的数目

是系统带宽的函数。

示例33是示例32的可选增强，其中，系统带宽是1.4MHz、3MHz、5MHz、10MHz、15MHz、20MHz、40MHz、60MHz、80MHz、100MHz之一。

示例34是示例30至33之一的可选增强，其中，所述子帧具有N_symb＝14或N_symb＝12个符号。

示例35是示例30至34之一的可选增强，其中，所述子帧在时域中的跨度小于1ms。

示例36是示例30至34之一的可选增强，其中，所述子帧在时域中的跨度为0.5ms或0.25ms。

示例37是示例30至36之一的可选增强，其中，采样时间

采样率

其中，

和

示例38是示例30至37之一的可选增强，其中，每个符号具有循环前缀。

示例39是示例30至37之一的可选增强，其中，每个符号具有第一循环前缀或第二循环前缀，其中，第二循环前缀比第一循环前缀长。

示例40涉及一种供用户设备(UE)执行的方法，包括：将解调参考信号(DMRS)映射到携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波并且在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；以及发送对应于所述子帧的通信信号，其中，将所述DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的四个OFDM或SC-FDMA符号。

示例41是示例40的可选增强，其中，将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的四个OFDM或SC-FDMA符号，在时域中将所述子帧划分为两个时隙，其中，将两个DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号的第一时隙，并且将两个DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号的第二时隙。

示例42是示例41的可选增强，其中，第一时隙包括所述OFDM或SC-FDMA符号中的第一半OFDM或SC-FDMA符号，第二时隙包括所述OFDM或SC-FDMA符号中的第二半OFDM或SC-FDMA符号。

示例43是示例40至42的可选增强，其中，所述子帧是示例30至39之一的子帧。

示例44是示例40至43之一的可选增强，进一步包括：向所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_FFT的逆快速傅里叶变换(IFFT)以形成通信信号，并且其中，IFFT的尺寸N_FFT为

n∈{1,2,3,4,…}，

是用于发送携带所述未指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧的IFFT的尺寸；并且其中，子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{1,2,3,4,…}，Δf_legacy是未指定用于V2X通信的物理信道的子载波的子载波间隔。

示例45是示例40至44的可选增强，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素(RE)，并且每个DMRS具有占用携带DMRS的相应OFDM或SC-FDMA符号的所有RE的频率连续发射图案。

示例46是示例45的可选增强，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素(RE)，其中，

个RE由索引

连续索引，并且所述方法进一步包括：对DMRS已经被映射到的、具有j(x)＝k+m·x以外的索引j的OFDM或SC-FDMA符号的所有RE进行穿孔，

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1，其中，发送对应于所述子帧的通信信号包括在DMRS已经映射到的OFDM或SC-FDMA符号的未穿孔RE上以非零功率进行发送、并且在DMRS已经映射到的OFDM或SC-FDMA符号的穿孔RE上以零功率进行发送。

示例47是示例46的可选增强，进一步包括：接收包括有关UE将应用的穿孔图案的信息的RRC消息。

示例48是示例40至44的可选增强，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素(RE)，每个DMRS具有占用携带预定周期性图案的DMRS的相应OFDM或SC-FDMA符号的RE的发射图案。

示例49是示例40至45的可选增强，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素(RE)，其中，

个RE由索引

连续索引，并且所述方法进一步包括：将DMRS映射到具有索引j(x)＝k+m·x的RE，

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1}，并且其中，发送对应于所述子帧的通信信号包括在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS已经映射到的RE上以非零功率进行发送、并且在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS未映射到的RE上以零功率进行发送。

示例50是示例46、48、或49的可选增强，进一步包括：向所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_FFT的逆快速傅里叶变换(IFFT)以获取通信信号，从而使得通信信号的发送包括所述子帧中的经IFFT变换的DRMS符号的m个连续版本。

示例51是示例40至50的可选增强，其中，在所述子帧具有由0至13索引的N_symb＝14个OFDM或SC-FDMA符号的情况下，每个OFDM或SC-FDMA符号具有正常循环前缀，UE在以下符号中发送DMRS：具有索引2、6、7、和11的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引3、6、7、和10的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引4、6、7、和9的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、3、10、和11的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、4、9、和11的OFDM或SC-FDMA符号。

示例52是示例40至51的可选增强，其中，在所述子帧具有由0至11索引的N_symb＝12个OFDM或SC-FDMA符号的情况下，每个OFDM或SC-FDMA符号具有扩展循环前缀，UE在以下符号中发送DMRS：具有索引4和7的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、5、6、和9的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引3、5、6、和8的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、3、8、和9的OFDM或SC-FDMA符号。

示例53是示例40至52之一的可选增强，其中，指定用于V2X通信的物理信道是基于3GPP LTE或3GPP LTE-A的移动通信系统的副链路物理信道。

示例54是示例40至53之一的可选增强，其中，V2X通信是从车辆中的UE到另一车辆中的另一UE(V2V)、无线电接入网络架构中的网络元件(例如，eNB)(V2I)、或者人携带的另一UE(V2P)的通信，反之亦然。

示例55是示例40至54之一的可选增强，其中，指定用于V2X通信的物理信道的频带的载波频率高于2GHz，优选高于3GHz。

示例56涉及一种用户设备(UE)，包括：基带电路，该基带电路将解调参考信号(DMRS)映射到携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波并且在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；以及RF电路，该RF电路发送对应于所述子帧的通信信号，其中，基带电路将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的四个OFDM或SC-FDMA符号。

示例57是示例56的可选增强，其中，基带电路进一步向所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_FFT的快速傅里叶变换(FFT)以获取通信信号；其中，IFFT的尺寸N_FFT为

示例58是示例56或57的可选增强，其中，所述子帧是示例30至39之一的子帧。

示例59涉及一种被适配为执行示例40至55之一的方法的用户设备(UE)。

示例60涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被通信设备的处理电路执行时使得通信设备执行以下处理的指令：将解调参考信号(DMRS)映射到通信信号；以及在指定用于V2X通信的物理信道的子帧中发送通信信号，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

示例61是示例60的可选增强，其中，所述一个或多个非瞬态计算机可读介质进一步存储有在被通信设备的处理电路执行时使得通信设备执行以下处理的指令：对通信信号应用尺寸N_FFT为逆快速傅里叶变换(IFFT)，其中IFFT的尺寸N_FFT为

示例62涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被通信设备的处理电路执行时使得通信设备执行示例40至55之一的方法的指令。

示例63涉及一种供通信设备执行的方法，包括：在指定用于V2X通信的物理信道的子帧中从用户设备(UE)接收通信信号；向所接收的通信信号应用对应于不同解调参考信号(DMRS)的尺寸为N_{FFT_RX}＝N_FFT/m的快速傅里叶变换(FFT)，其中，NFFT是UE用来生成所接收的通信信号的IFFT的尺寸，m∈{2,3,4,…}；并且其中，向时域中的所接收的通信信号中一个DMRS的m个连续子部分中的各个子部分应用尺寸为N_{FFT_RX}的FFT以推导出针对时域中的该一个DMRS的m个连续子部分中的每个子部分的、对应于所述子帧在频域中的相应资源要素(RE)的m组DMRS符号；并且所述方法进一步包括使用针对相应的一个DMRS获取的m组DMRS符号估计接收信号载波频率偏移(CFO)。

示例64是示例63的可选增强，其中，估计接收信号CFO包括：确定所接收的通信信号的m个连续子部分之间的相位偏移，并基于所确定的相位偏移估计接收信号CFO。

示例65是示例63或64的可选增强，其中，通信设备所介绍肚饿通信信号是由UE根据示例46、48、或49的方法生成的。

示例66涉及一种通信设备，包括：RF电路，该RF电路在指定用于V2X通信的物理信道的子帧中从用户设备(UE)接收通信信号；基带电路，该基带电路向所接收的通信信号应用对应于DMRS符号的尺寸为N_{FFT_RX}＝N_FFT/m的快速傅里叶变换(FFT)，其中，NFFT是UE用来生成所接收的通信信号的IFFT的尺寸，m∈{2,3,4,…}；并且其中，基带电路向时域中的所接收的通信信号中一个DMRS的m个连续子部分中的各个子部分应用尺寸为N_{FFT_RX}的FFT以推导出针对时域中的该一个DMRS的m个连续子部分中的每个子部分的、对应于所述子帧在频域中的相应资源要素(RE)的m组DMRS符号，并使用针对相应的一个DMRS获取的m组DMRS符号估计接收信号载波频率偏移(CFO)。

示例67涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被通信设备的处理电路执行时使得通信设备执行以下处理的指令：在指定用于V2X通信的物理信道的子帧中从用户设备(UE)接收通信信号；向所接收的通信信号应用对应于DMRS符号的尺寸为N_{FFT_RX}＝N_FFT/m的快速傅里叶变换(FFT)，其中，NFFT是UE用来生成所接收的通信信号的IFFT的尺寸，m∈{2,3,4,…}；并且其中，向时域中的所接收的通信信号中一个DMRS的m个连续子部分中的各个子部分应用尺寸为N_{FFT_RX}的FFT以推导出针对时域中的该一个DMRS的m个连续子部分中的每个子部分的、对应于所述子帧在频域中的相应资源要素(RE)的m组DMRS符号；并且其中，所述指令进一步使得通信设备使用针对相应的一个DMRS获取的m组DMRS符号估计接收信号载波频率偏移(CFO)。

示例68涉及一种供用户设备(UE)执行的方法，包括：向通信信号添加解调参考信号(DMRS)；以及在携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧中发送通信信号；其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波，在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；其中，将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的两个或四个OFDM或SC-FDMA符号，并且其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应的

个子载波的

示例69是示例68的可选增强，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素(RE)，并且每个DMRS具有占用携带DMRS的相应OFDM或SC-FDMA符号的所有RE的频率连续发射图案；其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素(RE)，其中，

个RE由索引

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1}，其中，在所述子帧中发送通信信号包括在DMRS已经映射到的OFDM或SC-FDMA符号的未穿孔RE上以非零功率进行发送、并且在DMRS已经映射到的OFDM或SC-FDMA符号的穿孔RE上以零功率进行发送。

示例70是示例68的可选增强，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素(RE)，

个RE由索引

m∈{2,3,4,…,8}，k∈{0,…,m-1}，并且其中，在所述子帧中发送通信信号包括在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS已经映射到的RE上以非零功率进行发送、并且在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS未映射到的RE上以零功率进行发送。

示例71是示例68至70之一的可选增强，进一步包括：向所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_FFT的逆快速傅里叶变换(IFFT)，从而使得发送通信信号包括发送时域中的经IFFT变换的通信信号的两个连续版本。

示例72是示例68至71的可选增强，其中，在所述子帧具有由0至13索引的N_symb＝14个OFDM或SC-FDMA符号的情况下，每个OFDM或SC-FDMA符号具有正常循环前缀，UE在以下符号中发送DMRS：具有索引3和10的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引5和8的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、6、7、和11的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引3、6、7、和10的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引4、6、7、和9的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、3、10、和11的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、4、9、和11的OFDM或SC-FDMA符号。

示例73是示例68至72的可选增强，其中，在所述子帧具有由0至11索引的N_symb＝12个OFDM或SC-FDMA符号的情况下，每个OFDM或SC-FDMA符号具有扩展循环前缀，UE在以下符号中发送DMRS：具有索引2和8的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引3和7的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引4和7的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、5、6、和9的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引3、5、6、和8的OFDM或SC-FDMA符号、或具有索引2、3、8、和9的OFDM或SC-FDMA符号。

示例74是示例68至73之一的可选增强，其中，将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的四个OFDM或SC-FDMA符号，在时域中将所述子帧划分为两个时隙，其中，将两个DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号的第一时隙，并且将两个DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号的第二时隙。

示例75是示例68至73之一的可选增强，其中，将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的两个OFDM或SC-FDMA符号，在时域中将所述子帧划分为两个时隙，其中，将一个DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号的第一时隙，并且将另一个DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号的第二时隙。

示例76涉及一种用户设备，包括：基带电路，该基带电路向通信信号添加解调参考信号(DMRS)；以及RF电路，该RF电路在携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧中发送通信信号；其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波，在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；其中，基带电路将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的两个或四个OFDM或SC-FDMA符号，并且其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

示例77涉及一种被适配为执行示例68至76之一的方法的用户设备(UE)。

示例78涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备(UE)的处理电路执行时使得UE执行以下处理的指令：向通信信号添加解调参考信号(DMRS)；以及在携带指定用于V2X通信的物理信道的信息的子帧中发送通信信号；其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波，在时域中具有预定数目N_symb的OFDM或SC-FDMA符号；并且其中，所述指令使得UE将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的两个或四个OFDM或SC-FDMA符号，并且其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有映射到所述子帧的相应

个子载波的

示例79涉及一种供用户设备(UE)执行的方法，包括：接收多个子帧，其中，每个子帧包括一个或多个参考符号；针对所接收的每个子帧，基于相应子帧中包括的相应的一个或多个参考符号估计eNB用来发送相应子帧的载波频率的相应载波频率(CF)；结合不同CF估计以推导出绝对载波频率估计；基于所推导出的绝对载波频率估计对UE的震荡频率进行校准以将UE的发送频率与一个或多个eNB的所推到的绝对载波频率同步；以及使用经同步的发送频率在副链路(SL)和/或上行链路(UL)中进行发送。

示例80是示例79的可选增强，其中，在不同时间示例中接收不同子帧。

示例81是示例79或80的可选增强，其中，在不同地理位置接收不同子帧。

示例82是示例79至81之一的可选增强，其中，从不同eNB或UE接收不同子帧。

示例83是示例79至82之一的可选增强，其中，结合不同CF估计包括对CF估计进行平均。

示例84是示例79至82的可选增强，其中，结合不同CF估计包括对CF估计进行滤波。

示例85涉及一种用户设备(UE)，包括：振荡器；RF电路，该RF电路接收多个子帧，其中，每个子帧包括一个或多个参考符号；基带电路，该基带电路针对所接收的每个子帧，基于相应子帧中包括的相应的一个或多个参考符号估计eNB用来发送相应子帧的载波频率的相应载波频率(CF)；其中，基带电路结合不同CF估计以推导出绝对载波频率估计；并且其中，基带电路基于所推导出的绝对载波频率估计对UE的震荡频率进行校准以将UE的发送频率与一个或多个eNB的所推导出的绝对载波频率同步；并且其中，RF电路使用经同步的发送频率在副链路(SL)和/或上行链路(UL)中进行发送。

示例86涉及一种被适配为执行示例79至84之一的方法的用户设备(UE)。

示例87涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备(UE)的处理电路执行时使得UE执行以下处理的指令：接收多个子帧，其中，每个子帧包括一个或多个参考符号；针对所接收的每个子帧，基于相应子帧中包括的相应的一个或多个参考符号估计eNB用来发送相应子帧的载波频率的相应载波频率(CF)；结合不同CF估计以推导出绝对载波频率估计；基于所推导出的绝对载波频率估计对UE的震荡频率进行校准以将UE的发送频率与一个或多个eNB的所推导出的绝对载波频率同步；以及使用经同步的发送频率在副链路(SL)和/或上行链路(UL)中进行发送。

示例88涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备的处理电路执行时使得UE执行示例79至84之一的方法的指令。

示例89涉及一种供eNB执行的方法，包括：从用户设备(UE)接收对应于包括探测参考符号的子帧的上行链路(UL)信号；基于所接收的信号估计相对于参考频率的载波频率偏移(CFO)；以及向UE发送包括有关对于UE进行UL发送的发送频率的、为补偿所估计的UL CFO所请求的调整的信息的发送频率调整命令。

示例90是示例89的可选增强，其中，发送频率调整命令被包括在eNB在下行链路(DL)中发送的下行链路控制信息(DCI)或上行链路控制信息(UCI)中。

示例91是示例89的可选增强，其中，发送频率调整命令被包括在eNB在下行链路(DL)中发送的无线电资源控制(RRC)消息中。

示例92是示例80至91之一的可选增强，其中，探测参考符号对应于一个或多个解调参考信号(DMRS)。

示例93是示例92的可选增强，其中，所述子帧是示例30至39之一中定义的子帧。

示例94是示例92或93的可选增强，其中，所述子帧包括如示例72或73中限定的映射到相应OFDM/SC-FDMA符号的多个DMRS。

示例95是示例92至94之一的可选增强，其中，所述子帧包括映射到相应OFDM/SC-FDMA符号的多个DMRS，从而使得相应DMRS根据周期性图案占用相应OFDM/SC-FDMA符号的RE的子集。

示例96涉及一种eNB，包括：RF电路，该RF电路从用户设备(UE)接收对应于包括探测参考符号的子帧的上行链路(UL)信号；以及基带电路，该基带电路基于所接收的信号估计相对于参考频率的载波频率偏移(CFO)；其中，RF电路向UE发送包括有关对于UE进行UL发送的发送频率的、为补偿所估计的UL CFO所请求的调整的信息的发送频率调整命令。

示例97涉及一种eNB，被适配为执行示例89至95之一的方法。

示例98涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被eNB的处理电路执行时使得eNB执行以下处理的指令：从用户设备(UE)接收对应于包括探测参考符号的子帧的上行链路(UL)信号；基于接收信号估计相对于参考频率的载波频率偏移(CFO)；以及向UE发送包括有关对于UE进行UL发送的发送频率的、为补偿所估计的UL CFO所请求的调整的信息的发送频率调整命令。

示例99涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被eNB的处理电路执行时使得eNB执行示例89至95之一的方法的指令。

示例100涉及一种供用户设备(UE)执行的方法，包括：从用户设备(UE)发送对应于包括探测参考符号的子帧的上行链路(UL)信号；接收包括有关对于UE进行UL发送的发送频率的、为补偿所估计的UL CFO所请求的调整的信息的发送频率调整命令；以及根据发送频率调整命令调整UE的发送频率。

示例101是示例100的可选增强，进一步包括：使用经调整的发送频率发送另一UL信号或副链路(SL)信号。

示例102是示例100或101的可选增强，其中，探测参考符号对应于一个或多个解调参考信号(DMRS)。

示例103是示例102的可选增强，其中，所述子帧是示例30至39之一定义的子帧。

示例104是示例102或103的可选增强，其中，所述子帧包括如示例72或73所限定的映射到相应OFDM/SC-FDMA符号的多个DMRS。

示例105是示例102至104之一的可选增强，其中，所述方法进一步包括示例40至54或示例68至75之一1的方法的步骤。

示例106涉及一种用户设备(UE)，包括：RF电路，该RF电路从用户设备(UE)发送对应于包括探测参考符号的子帧的上行链路(UL)信号，并接收包括有关对于UE进行UL发送的发送频率的、为补偿所估计的UL CFO所请求的调整的信息的发送频率调整命令，并且其中，RF电路根据发送频率调整命令调整UE的发送频率。

示例107涉及一种被适配为执行示例100至105之一的方法的用户设备(UE)。

示例108涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备(UE)的处理电路执行时使得UE执行以下处理的指令：从用户US和被(UE)发送对应于包括探测参考符号的子帧的上行链路(UL)信号；接收包括有关对于UE进行UL发送的发送频率的、为补偿所估计的UL CFO所请求的调整的信息的发送频率调整命令；以及根据发送频率调整命令调整UE的发送频率。

示例109涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被用户设备(UE)的处理电路执行时使得UE执行示例100至105之一的方法的指令。

示例110涉及一种供通信设备执行的方法，包括：a)接收包括多个DMRS的子帧；b)估计所述子帧的分别携带相应的一个DMRS的一对OFDM/SC-FDMA符号之间的相位偏移

c)基于考虑所估计的相位偏移

的载波频率偏移(CFO)假设，向所述子帧的OFDM/SC-FDMA符号应用相位偏移补偿；d)使用经相位偏移补偿的OFDM/SC-FDMA符号解调并解码所述子帧中包括的信息；e)在解码未成功的情况下，更新CFO假设并基于更新后的CFO假设执行步骤c)和d)。

示例111是示例110的可选增强，其中，使用不同的CFO假设重复步骤c)、d)、和e)，直到成功解码信息为止或者直到达到预定迭代次数为止。

示例112是示例111的可选增强，其中，预定迭代次数对应于可用CFO假设的数目。

示例113是示例111或112的可选增强，其中，除了一以外的CFO假设定义了将添加到所估计的相位偏移或将从所估计的相位偏移减去的预定的额外相位偏移为2π的倍数，其中，在可用的情况下基于所估计的相位偏移和相应的额外相位偏移进行相位偏移补偿。

示例114是示例113的可选增强，其中，在相位偏移补偿中考虑相位补偿

并且其中，对于CFO假设i，相位偏移

被定义为

i＝[0，1，2，··，，N]或＝[U，±1，±2，...，±N/2」。

示例115是示例110至114之一的可选增强，其中，步骤b)包括：估计所述子帧的携带相应的一个DMRS的至少两对相邻OFDM/SC-FDMA符号的相应的相位偏移值，并且将所估计跌不同相位偏移值结合到所述相位偏移中，其中，步骤c)的相位偏移补偿基于该相位偏移执行。

示例116是示例115的可选增强，其中，通过对所估计的不同相位偏移值进行平均，来将所估计的不同相位偏移值结合到所述相位偏移。

示例117是示例115的可选增强，其中，通过形成所估计的不同相位偏移值的加权平均，来获取所估计的不同相位偏移值到所述相位偏移的结合。

示例118涉及一种通信设备，包括：RF电路，该RF电路接收包括多个DMRS的子帧；基带电路，该基带电路估计所述子帧的分别携带相应的一个DMRS的OFDM/SC-FDMA符号对之间的相位偏移

其中，基带电路被适配为执行以下操作：a)基于考虑所估计的相位偏移

的载波频率偏移(CFO)假设，向所述子帧的OFDM/SC-FDMA符号应用相位偏移补偿；b)使用经相位偏移补偿的OFDM/SC-FDMA符号解调并解码所述子帧中包括的信息；c)在解码未成功的情况下，更新CFO假设并基于更新后的CFO假设执行步骤a)和b)。

示例119是示例118的可选增强，其中，基带电路被适配为使用不同的CFO假设重复执行操作c)、d)、和e)，直到成功解码信息为止或者直到达到预定迭代次数为止。

示例120涉及一种被适配为执行示例110至117之一的方法的通信设备。

示例121涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被通信设备的处理电路执行时使得通信设备执行以下处理的指令：a)接收包括多个DMRS的子帧；b)估计所述子帧的分别携带相应的一个DMRS的OFDM/SC-FDMA符号对之间的相位偏移

c)基于考虑载波频率偏移(CFO)假设，向所述子帧的OFDM/SC-FDMA符号应用相位偏移补偿；d)使用经相位偏移补偿的OFDM/SC-FDMA符号解调并解码所述子帧中包括的信息；e)在解码未成功的情况下，更新CFO假设并基于更新后的CFO假设执行步骤c)和d)。

示例122涉及一种或多种非瞬态计算机可读介质，存储有在被通信设备的处理电路执行时使得通信设备执行示例110至117之一的方法的指令。

示例123可以包括一种是用新物理层参数集的LTE信号发射方法，包括：使用增大的子载波间隔Δf_NEW＝n*Δf_LTE，其中，Δf_LTE＝15kHz是LTE子载波间隔，n＝2,3,4,…；针对不同带宽使用FFT尺寸N_{FFT_NEW}＝N_{FFT_LTE}/n，其中，N_{FFT_LTE}是针对给定BW的传统LTE FFT尺寸；以及使用相对于传统LTE系统减小了因子n的OFDM/SC-FDMA符号持续时间。

示例124可以包括当DMRS发射在每个时隙中的多个符号上进行时，基于DMRS信号的密集布局的LTE副链路DMRS发射方法。

示例125可以包括示例124的方法或者这里的一些其他示例，其中，DMRS具有频率连续发射图案，并且占用针对正常CP的子帧中的符号5和8、针对正常CP的子帧中的符号2、6、7、11、针对正常CP的子帧中的符号3、6、7、10、针对正常CP的子帧中的符号4、6、7、9、针对正常CP的子帧中的符号2、3、10、11、针对正常CP的子帧中的符号2、4、9、11、针对扩展CP的子帧中的符号3、7、针对扩展CP的子帧中的符号2、5、6、9、针对扩展CP的子帧中的符号3、5、6、8、或针对扩展CP的子帧中的符号2、3、8、9中的包括DMRS发射的分配符号中的PRB对中的所有RE。

示例126可以包括一种包括示例123和示例124的方法的LTE信号发射方法。

示例127可以包括一种包括将信号发射映射在频域中的可用RE的子集上的LTE副链路和上行链路DMRS和数据信号发射方法。

示例128可以包括示例127的方法或这里的一些其他示例，其中，在偶数或奇数索引的可用RE(每第二RE)上进行DMRS或数据信号发射，并且在4个可用RE之一(每第四RE)上进行数据信号发射。

示例129可以包括一种UE同步和发射方法，包括：使用DL PSS/SSS/CRS信号处理估计接收DL信号载波频率；使用对应于不同时间示例的多个DL载波频率估计的结合估计相对于绝对信号载波频率的UE震荡CFO和绝对信号载波频率并测量来自不同小区的信号；使用绝对UL信号载波频率估计进行SL和/或UL发射。

示例130可以包括一种eNB控制的UE发送信号调整方法，包括：eNB使用来自UE的DMRS或探测信号估计UL和/或SL上的CFO；eNB估计所需要的TX频率调整，以补偿接收信号CFO；以及eNB向UE发送命令以相应地调整TX频率。

示例131可以包括示例130的方法或这里的一些其他方法，其中，UE从eNB接收命令并相应地调整其在SL和/或UL中的TX频率。

示例132可以包括一种UE UL发射方法，包括：估计由于多普勒位移导致的DL信号CFO；以及调整UE UL TX频率，以预先补偿eNB测的接收信号的多普勒位移。

示例133可以包括一种UE SL和UL信号接收方法，包括：估计不同SCFDMA/OFDM符号中的信号之间(例如，DMRS符号之间)的相位偏移；在假设真实相位偏移等于

(例如，N＝0,±1,±2,…)；做出有用的信号信道估计、解调、和解码；以及在存在开销的情况下在不同CFO假设下处理接收信号。

示例134可以包括一种装置，包括执行在示例123-133中的任意一个示例中描述或者与该示例有关的方法、或者这里描述的任意其他方法和处理的一个或多个元件的装置。

示例135可以包括一种或多种非瞬态计算机可读介质，包括在被电子设备的一个或多个处理器执行时使得电子设备执行示例123-133中的任意一个示例中描述或者与该示例有关的方法、或者这里描述的任何其他方法和处理的指令。

示例136可以包括一种装置，包括执行示例123-133中的任意一个示例中描述或者与该示例有关的方法、或者这里描述的任何其他方法和处理的逻辑、模块、和/或电路。

示例137可以包括在示例123-133中的任意一个示例中描述或者与该示例有关的方法、技术、或处理、或其部分或部件。

示例138可以包括这里示出并描述的无线网络中的通信方法。

示例139可以包括这里示出并描述的提供无线通信的系统。

示例140可以包括这里示出并描述的提供无线通信的设备。

一种或多种实施方式的上述描述提供了说明和描述，但是不用于穷尽或者限制本发明的范围到所公开的精确形式。在以上教导下可以做出各种修改和变化，或者可以通过实施本发明的各种实施方式获得各种修改和变化。

Claims

1.一种用户设备，包括：

基带电路，该基带电路将解调参考信号DMRS映射到携带指定用于车辆到X通信的物理信道的信息的子帧，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

的子载波，并且在时域中具有预定数目N_symb的正交频分复用OFDM或单载波频分多址SC-FDMA符号，

其中子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中n∈{2，3，4，5，6，7，8，…}，并且Δf_legacy是未指定用于车辆到X通信的物理信道的子载波的子载波间隔；并且

其中具有索引的OFDM或SC-FDMA符号的符号持续时间T_symb为

其中

是具有索引的、用于发送携带所述未指定用于车辆到X通信的物理信道的信息的子帧的OFDM或SC-FDMA符号的符号持续时间；以及

射频RF电路，该RF电路发送对应于所述子帧的通信信号；

其中所述基带电路将所述DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的四个OFDM或SC-FDMA符号，并且

其中每个DMRS具有频率连续发射图案，所述频率连续发射图案占用携带所述DMRS的每个相应的OFDM或SC-FDMA符号的连续资源要素RE。

2.如权利要求1所述的用户设备，其中，所述子帧在时域中被划分为两个时隙，其中，所述DMRS中的两个DMRS被映射到第一时隙的OFDM或SC-FDMA符号，并且其中，所述DMRS中的另外两个DMRS被映射到第二时隙的OFDM或SC-FDMA符号。

3.如权利要求1或2所述的用户设备，其中，所述子帧在时域中的跨度为0.5ms或0.25ms。

4.如权利要求1或2所述的用户设备，其中，所述基带电路对所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为NFFT的逆快速傅里叶变换IFFT以形成所述通信信号；

其中，所述IFFT的尺寸NFFT为

其中，n∈{1，2，3，4，…}，

是用于发送携带所述未指定用于车辆到X通信的物理信道的信息的子帧的IFFT的尺寸；并且

其中，子载波之间的子载波间隔Δf_SC为Δf_SC＝n·Δf_legacy，其中，n∈{1，2，3，4，…}，Δf_legacy是未指定用于车辆到X通信的物理信道的子载波的子载波间隔。

5.如权利要求1或2所述的用户设备，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有被所述基带电路映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素，其中，所述

个资源要素由索引

连续索引；

其中，所述基带电路对OFDM或SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的、具有j(x)＝k+m·x以外的索引j的所有资源要素进行穿孔，其中，

m∈{2，3，4，…，8}，k∈{0，…，m-1}；并且

其中，所述RF电路在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的未穿孔资源要素上以非零功率进行发送，并且在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的穿孔资源要素上以零功率进行发送。

6.如权利要求1或2所述的用户设备，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有被所述基带电路映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素，每个DMRS具有如下发射图案，该发射图案占用相应OFDM或SC-FDMA符号的携带该DMRS的预定周期性图案的资源要素；

其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有被所述基带电路映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素，其中，所述

个资源要素由索引

连续索引；

其中，所述基带电路将相应的一个DMRS映射到具有索引j(x)＝k+m·x的资源要素，其中，

m∈{2，3，4，…，8}，k∈{0，…，m-1}；并且

其中，所述RF电路在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的资源要素上以非零功率进行发送，并且在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS尚未被映射到的资源要素上以零功率进行发送。

7.如权利要求1或2所述的用户设备，其中，在所述子帧具有索引为0到13的N_symb＝14个OFDM或SC-FDMA符号的情况下，每个OFDM或SC-FDMA符号具有正常循环前缀，所述用户设备在以下符号中发送DMRS：

索引为2、6、7、和11的OFDM或SC-FDMA符号；或

索引为3、6、7、和10的OFDM或SC-FDMA符号；或

索引为4、6、7、和9的OFDM或SC-FDMA符号；或

索引为2、3、10、和11的OFDM或SC-FDMA符号；或

索引为2、4、9、和11的OFDM或SC-FDMA符号。

8.如权利要求1或2所述的用户设备，其中，在所述子帧具有索引为0到11的N_symb＝12个OFDM或SC-FDMA符号的情况下，每个OFDM或SC-FDMA符号具有扩展循环前缀，所述用户设备在以下符号中发送DMRS：

索引为4和7的OFDM或SC-FDMA符号；或

索引为2、5、6、和9的OFDM或SC-FDMA符号；或

索引为3、5、6、和8的OFDM或SC-FDMA符号；或

索引为2、3、8、和9的OFDM或SC-FDMA符号。

9.一种用户设备，包括：

基带电路，该基带电路向通信信号添加解调参考信号DMRS；

射频RF电路，该RF电路在携带指定用于车辆到X通信的物理信道的信息的子帧中发送所述通信信号，其中，所述子帧在频域中具有预定数目

其中具有索引的OFDM或SC-FDMA符号的符号持续时间T_symb为

其中

是具有用于发送携带所述未指定用于车辆到X通信的物理信道的信息的子帧的索引的OFDM或SC-FDMA符号的符号持续时间；

其中，所述基带电路将DMRS映射到所述OFDM或SC-FDMA符号中的四个OFDM或SC-FDMA符号，并且

个子载波的

个资源要素，每个DMRS具有如下发射图案，该发射图案占用相应OFDM或SC-FDMA符号的携带DMRS的预定周期性图案的资源要素，或者

其中所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有被所述基带电路映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素，并且其中每个DMRS具有占用携带所述DMRS的相应OFDM或SC-FDMA符号的所有资源要素RE的频率连续发射图案。

10.如权利要求9所述的用户设备，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有被所述基带电路映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素，其中，所述

个资源要素由索引

连续索引；

其中，所述基带电路对OFDM或SC-FDMA符号的DMRS已经被映射到的具有j(x)＝k+m·x以外的索引j的所有资源要素进行穿孔，其中，

m∈{2，3，4，…，8}，k∈{0，…，m-1}；并且

11.如权利要求10所述的用户设备，其中，所述子帧的每个OFDM或SC-FDMA符号具有被所述基带电路映射到所述子帧的相应

个子载波的

个资源要素，其中，所述

个资源要素由索引

连续索引；

m∈{2，3，4，…，8}，k∈{0，…，m-1}；并且

其中，所述RF电路在OFDM或SC-FDMA符号的DMRS尚未被映射到的资源要素上以零功率进行发送。

12.如权利要求9所述的用户设备，其中，所述基带电路向所述子帧的OFDM或SC-FDMA符号应用尺寸为N_FFT的逆快速傅里叶变换IFFT，从而使得所述通信信号的发送包括时域中的经IFFT变换的通信信号的两个连续版本的发送。