KR20180010949A - 무선 셀룰라 통신 시스템에서 다수의 dmrs 구조에 대한 설정 방법 및 장치 - Google Patents

무선 셀룰라 통신 시스템에서 다수의 dmrs 구조에 대한 설정 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다. 본 발명은 기지국이 다수의 DMRS (Demodulation reference signal) 구조를 설정하고, 지연감소를 위한 상향링크 및 하향링크 전송 타이밍 결정하는 방법을 개시한다.

Description

무선 셀룰라 통신 시스템에서 다수의 DMRS 구조에 대한 설정 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR CONFIGURATION OF MULTIPLE DEMODULATION REFREENCE SIGANL STRUCTURES IN WIRELESS CELLULAR COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선통신 시스템에 대한 것으로서, 보다 구체적으로 기지국이 다수의 DMRS(Demodulation reference signal) 구조를 설정하고, 지연감소를 위한 상향링크 및 하향링크 전송 타이밍 결정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.
이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술이 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
또한, LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 동작하는 시스템을 고려하고 있다. 채널 특성은 주파수 대역에 따라 달라지기 때문에, 5G 시스템에서는 이를 고려하여 기준신호를 새롭게 디자인할 필요가 있다. 뿐만 아니라 5G 무선통신에서는 low latency지원 및 high mobility 지원을 중요하게 고려하고 있으며, 기준신호의 오버헤드를 최소화 하는 것이 중요하다.
본 발명의 목적은 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 동작하는 5G 시스템에서, 다수의 DMRS(Demodulation Reference Signal) 구조를 구성하고 기지국이 이를 설정하는 방법을 제공함으로써, low latency 및 high mobility를 지원하면서 기준신호의 오버헤드를 최소화하는 것이다.
또한 본 발명의 또 다른 목적은 기지국이 다수의 DMRS의 구성 중 전송환경에 적합한 DMRS를 선택하도록 단말이 필요한 정보를 구성하고 피드백하는 방법을 제공함으로써, 기준신호의 오버헤드를 최소화하는 것이다.
또한 본 발명의 또 다른 목적은 FDD 또는 TDD를 사용하는 LTE 시스템에서, 기지국과 단말의 신호처리에 필요한 시간이 줄어들었을 때 HARQ ACK/NACK 전송 타이밍이나 PUSCH 전송 타이밍 등의 전송 타이밍을 결정하는 방법을 제공함으로써, 데이터 전송을 위한 지연시간을 감소시키는 것이다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서, 기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계; 상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계; 및 상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 다수의 DMRS(Demodulation reference signal)을 구성하고 기지국이 전송환경에 적합한 DMRS 구조를 설정하는 방법을 제공한다. 이는 5G 무선 통신 시스템의 채널환경에서 low latency지원 및 high mobility 지원 환경에 따른 채널 추정을 효과적으로 수행할 수 있도록 한다. 또한 DMRS의 전송을 환경 적응적으로 수행하여 기준신호의 오버헤드를 최소화하고 무선자원의 효율적인 전송을 가능케 한다.
또한, 본 발명의 또 다른 실시예에 따르면 기지국이 다수의 DMRS(Demodulation reference signal)의 구성 중에서 전송환경에 적합한 DMRS를 선택하기 위해 단말이 필요한 정보를 구성하고 피드백 하는 방법을 제공한다. 본 발명을 통해 DMRS의 전송을 환경 적응적으로 수행하여 기준신호의 오버헤드를 최소화 하는 것을 가능케 한다.
또한, 본 발명의 또 다른 실시예에 따르면 HARQ ACK/NACK 전송 타이밍 혹은 데이터 전송 타이밍을 결정하는 방법을 제공하여 지연시간이 감소될 수 있도록 한다.
도 1a는 LTE 또는 LTE-A 시스템의 하향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면이다.
도 1b는 LTE 또는 LTE-A 시스템의 상향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면이다.
도 1c는 LTE 또는 LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링 할 수 있는 최소 단위인 1 RB의 무선자원을 나타낸 도면이다.
도 1d, 도 1e, 도 1faa, 도 1fab, 도 1fba, 도 1fbb 및 도 1g는 본 발명의 제1-1실시예에 따른 다수의 DMRS의 구조를 나타낸 도면이다.
도 1ha 및 도 1hb는 본 발명의 제1-3실시예에 따른 서로 다른 DMRS 구조를 사용하는 단말끼리 orthogonal하게 MU 전송을 지원하는 방법의 예시를 나타낸 도면이다.
도 1i는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 1j는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 1k는 Front-load DMRS의 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 도시한 도면이다.
도 1la, 도 1lb, 도 1lc, 도 1ld, 도 1le 및 도 1lf는 Extended/Additional DMRS가 전송되는 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 도시한 도면이다.
도 1m은 본 발명의 일 실시 예에 따른 DMRS 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 1n은 도 1m에서 제안된 Unit DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 1o는 도 1m에서 제안된 Unit DMRS 구조에 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2a, 도 2b 및 도 2c는 LTE 시스템의 무선 자원 구성을 도시한 도면이다.
도 2d는 본 발명의 제2-2실시예에 따른 기준신호의 선택에 필요한 정보의 피드백 타이밍을 나타내는 예시 도면이다.
도 2e는 본 발명의 제2-3실시예에 따른 기준신호의 선택에 필요한 정보의 피드백을 기반으로 기준신호를 구분하는 방법을 나타내는 예시 도면이다.
도 2f는 본 발명의 실시예들에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 2g는 본 발명의 실시예들에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다.
도 3a는 LTE 또는 LTE-A 시스템의 하향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면이다.
도 3b는 LTE 또는 LTE-A 시스템의 상향링크 시간-주파수영역 전송 구조를 나타낸 도면이다.
도 3c는 통신 시스템에서 eMBB, URLLC, mMTC용 데이터들이 주파수-시간자원에서 할당된 모습을 나타난 도면이다.
도 3d는 통신 시스템에서 eMBB, URLLC, mMTC용 데이터들이 주파수-시간자원에서 할당된 모습을 나타난 도면이다.
도 3e는 실시 예에 따른 하나의 트랜스포트 블록이 여럿의 코드 블록으로 나뉘고 CRC가 추가되는 구조를 나타낸 도면이다.
도 3f는 실시 예에 따른 아우터 코드가 적용되어 코딩되는 구조를 나타낸 도면이다.
도 3g는 실시 예에 따른 아우터 코드 적용 유무에 따른 블록도를 나타낸 도면이다.
도 3h는 제3-1실시예, 제3-2실시예, 제3-3실시예 및 제3-4실시 예에 따른 단말 동작을 나타낸 도면 이다.
도 3i는 제3-5실시예, 제3-6실시예, 제3-7실시예 및 제3-8실시 예에 따른 단말 동작을 나타낸 도면이다.
도 3j는 실시 예들에 따른 단말의 구조를 도시하는 블록도이다.
도 3k는 실시 예들에 따른 기지국의 구조를 도시하는 블록도이다.
이하, 본 발명의 실시예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어, 3GPP의 HSPA(High Speed Packet Access), LTE(Long Term Evolution 혹은 E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)), LTE-Advanced (LTE-A), 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), UMB(Ultra Mobile Broadband), 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다. 또한, 5세대 무선통신 시스템으로 5G 혹은 NR (new radio)의 통신표준이 만들어지고 있다.
<제1실시예>
무선통신 시스템에서 단말이 채널을 추정하기 위해서는 기지국이 이를 위한 기준신호 (Reference signal)을 전송해야 한다. 단말은 기준신호를 이용하여 채널 추정을 수행하고, 수신된 신호를 복조 할 수 있다. 또한 단말은 기준신호를 통해 채널 상태를 파악하고 이를 기지국으로 피드백 하는데 사용할 수도 있다. 일반적으로 기준신호를 전송할 때, 채널의 최대 지연 확산(Maximum delay spread)와 최대 도플러 확산 (Maximum Doppler spread)를 고려하여 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격이 결정된다. 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격이 좁을수록 채널 추정 성능이 향상되어 신호의 복조 성능을 향상 시킬 수 있지만 이는 결국 기준신호의 오버헤드를 증가시켜 데이터 전송률을 제약시키는 결과를 초래하게 된다.
종래 2GHz의 주파수 대역에서 동작하는 4G LTE 시스템에서는 하향링크에서 CRS(Cell-specific reference signal)와 DMRS(Demodulation reference signal)와 같은 기준신호를 사용하고 있다. 주파수상에서 기준신호의 간격을 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호의 서브캐리어(subcarrier) 간격 m으로, 시간상에서 기준신호의 간격을 OFDM 신호의 심벌 간격 n으로 표현하면, normal CP를 가정한 CRS의 경우, 안테나 포트 1과 2에 해당되는 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격은 (m,n)=(3,4) 이다. 또한 normal CP를 가정한 DMRS의 경우에는 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격은 (m,n)=(5,7) 이다.
LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 동작하는 시스템을 고려하고 있다. 주파수 대역에 따라 채널 특성이 달라지기 때문에, 5G 시스템에서는 이를 고려하여 기준신호를 새롭게 디자인할 필요가 있다.
상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE/LTE-A 시스템에서는 하향링크(Downlink; DL)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(Uplink; UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(UE(User Equipment) 혹은 MS(Mobile Station))이 기지국(eNode B, 혹은 base station(BS))으로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성(Orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분한다.
도 1a는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 1a에서 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌로서, Nsymb(102)개의 OFDM 심벌이 모여 하나의 슬롯(106)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(105)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms이고, 서브프레임의 길이는 1.0ms이다. 그리고 라디오 프레임(114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역구간이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은 총 NBW (104)개의 서브캐리어로 구성된다.
시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(112, Resource Element; RE)로서 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(108, Resource Block; RB 혹은 Physical Resource Block; PRB)은 시간영역에서 Nsymb(102)개의 연속된 OFDM 심벌과 주파수 영역에서 NRB(110)개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(108)는 Nsymb x NRB 개의 RE(112)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 Nsymb = 7, NRB=12 이고, NBW 및 NRB 는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다. 단말에게 스케쥴링 되는 RB 개수에 비례하여 데이터 전송률이 증가하게 된다. LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영한다. 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD 시스템의 경우, 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대응되는 RF 대역폭을 나타낸다. [표 1-1]은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭(Channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸다. 예를 들어, 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템은 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성된다.
[표 1-1]
Figure pat00001
도 1b는 LTE/LTE-A 시스템에서 상향링크에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 1b를 참조하면, 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 SC-FDMA 심벌(202)로서, NsymbUL 개의 SC-FDMA 심벌이 모여 하나의 슬롯(206)을 구성한다. 그리고 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(205)을 구성한다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서, 전체 시스템 전송 대역(transmission bandwidth; 204)은 총 NBW개의 서브캐리어로 구성된다. NBW는 시스템 전송 대역에 비례하여 값을 갖는다.
시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(Resource Element; RE, 212)로서 SC-FDMA 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 정의할 수 있다. 리소스 블록 페어(208, Resource Block pair; RB pair)은 시간영역에서 NsymbUL 개의 연속된 SC-FDMA 심벌과 주파수 영역에서 NscRB 개의 연속된 서브캐리어로 정의된다. 따라서, 하나의 RB는 NsymbUL x NscRB 개의 RE로 구성된다. 일반적으로 데이터 혹은 제어정보의 최소 전송단위는 RB 단위이다. PUCCH 의 경우 1 RB에 해당하는 주파수 영역에 매핑되어 1 서브프레임 동안 전송된다.
도 1c는 LTE/LTE-A 시스템에서 하향링크로 스케줄링 할 수 있는 최소 단위인 1 RB의 무선자원을 도시한 것이다. 상기 도 1c에 도시된 무선자원에는 다음과 같은 복수개의 서로 다른 종류의 신호가 전송될 수 있다.
1. CRS(Cell Specific RS): 한 개의 cell에 속한 모든 단말을 위하여 주기적으로 전송되는 기준신호이며 복수개의 단말들이 공통적으로 이용할 수 있다.
2. DMRS(Demodulation Reference Signal): 특정 단말을 위하여 전송되는 기준신호이며 해당 단말에게 데이터를 전송할 경우에만 전송된다. DMRS는 총 8개의 DMRS port들로 이루어질 수 있다. LTE/LTE-A에서는 port 7에서 port 14까지 DMRS port에 해당하며 port들은 CDM또는 FDM을 이용하여 서로 간섭을 발생시키지 않도록 orthogonality를 유지한다.
3. PDSCH(Physical Downlink Shared Channel): 하향링크로 전송되는 데이터 채널로 기지국이 단말에게 트래픽을 전송하기 위하여 이용하며 상기 도 1b의 data region에서 기준신호가 전송되지 않는 RE를 이용하여 전송됨
4. CSI-RS(Channel Status Information Reference Signal): 한 개의 cell에 속한 단말들을 위하여 전송되는 기준신호를 채널상태를 측정하는데 이용됨. 한 개의 cell에는 복수개의 CSI-RS가 전송될 수 있음.
5. 기타 제어채널(PHICH, PCFICH, PDCCH): 단말이 PDSCH를 수신하는데 필요한 제어정보를 제공하거나 상향링크의 데이터 송신에 대한 HARQ를 운용하기 위한 ACK/NACK을 전송함.
상기 신호에서 CRS와 DMRS의 경우 채널 추정을 통해서 수신한 신호를 복조 하는데 사용되는 기준신호로서 채널 추정 성능이 복조 성능에 직접적인 영향을 미치기 때문에 이를 고려한 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격을 유지하고 있다. 구체적으로, 주파수상에서 기준신호의 간격을 OFDM 신호의 서브캐리어 간격 m으로, 시간상에서 기준신호의 간격을 OFDM 신호의 심벌 간격 n으로 표현하면, normal CP를 가정한 CRS의 경우, 안테나 포트 1과 2에 해당되는 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격은 (m,n)=(3,4) 이다. 또한 normal CP를 가정한 DMRS의 경우에는 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격은 (m,n)=(5,7) 이다.
LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 동작하는 시스템을 고려하고 있다. 주파수 대역에 따라 채널 특성이 달라지기 때문에, 5G 시스템에서는 이를 고려하여 기준신호를 디자인할 필요가 있다. 또한 5G 무선통신에서는 low latency지원 및 high mobility 지원을 중요하게 고려하고 있다. 추가적으로 5G 시스템에서는 기준신호의 오버헤드를 최소화 하는 것이 중요하다. 따라서 본 발명에서는 이러한 문제점을 해결하기 위해 다수의 DMRS(Demodulation reference signal)를 구성하고 기지국이 이를 설정하는 방법을 제공한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, new radio, NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 보다 구체적으로 하향 및 상향 링크에서 신호가 전송되는 시간-주파수영역의 기본 구조가 도 1a 및 도 1b와 다를 수 있다. 그리고 햐항 및 상향링크로 전송되는 신호의 종류 또한 다를 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다.
이하에서 기술되는 DMRS(Demodulation reference signal)는 기준신호에 UE-specific한 프리코딩을 걸어 전송되어 단말이 추가적으로 프리코딩 정보를 수신하지 않고도 demodulation를 수행할 수 있는 특징을 가진 기준신호를 말하며, LTE 시스템에서 사용하는 명칭을 그대로 사용한다. 하지만 DMRS에 대한 용어는 사용자의 의도 및 기준신호의 사용 목적의 의해서 다른 용어로 표현될 수 있다. 보다 구체적으로 DMRS라는 용어는 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 기준신호에도 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
아래 설명할 본 발명의 실시예 1-1에서는 Use case에 따른 다양한 DMRS의 구조를 설명한다. 본 발명의 실시예 1-2에서는 다수의 DMRS 구조 중에서 전송환경에 적합한 DMRS구조를 기지국이 설정하는 방법을 설명한다. 그리고 본 발명의 실시예 1-3에서는 다수의 DMRS 구조가 지원될 경우 서로 다른 DMRS 구조를 사용하는 단말끼리 orthogonal하게 MU (Multiple-User) 전송을 지원하는 방법을 설명한다.
[제1-1실시예]
제1-1실시예는 본 발명의 기준신호인 DMRS의 구조를 전송 환경에 따라 다양하게 구성하는 방법을 설명한다. 도 1c를 참고하면 LTE 시스템에서는 하나의 고정된 DMRS 구조를 갖고 있으며, 전송 레이어가 2이하일 경우에는 RB당 12개의 DMRS RE로 전송되고 전송 레이어수가 2를 넘는 경우에는 RB당 24개의 DMRS RE로 전송된다. 앞서 설명한 바와 같이, 5G 무선통신 시스템에서는 LTE 시스템과는 달리 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 동작하는 시스템을 고려하고 있다. 주파수 대역에 따라 채널 특성이 달라지기 때문에, 5G 시스템에서의 DMRS는 LTE의 DMRS와 그 구조를 다르게 디자인할 필요가 있다. 또한 5G 시스템에서는 low latency지원 및 high mobility 지원을 중요하게 고려하고 있다. 따라서 전송 환경에 따른 다수의 DMRS 구조가 필요하다. 예를 들어, low latency를 지원하기 위해서는 채널 추정을 빠르게 수행하기 위해서 DMRS가 전송 시간축상에서 앞쪽에 위치할 필요가 있으며, high mobility 지원을 위해서는 시간상으로 빠르게 변하는 채널의 tracking을 위해서 전송 시간축상에 기준신호의 density를 높여야 할 필요가 있다. 마지막으로 5G 시스템에서는 CRS와 같은 기준신호가 지원되지 않을 수 있다. 일반적으로 CRS는 기준신호의 density가 높아 낮은 SINR영역 (-10~0dB)에서도 채널 추정 성능을 보장하지만 DMRS만으로는 낮은 SINR 영역에서 채널 추정 성능을 보장하기 힘들 수 있다. 따라서 본 발명에서 제안하는 바와 같이 DMRS의 구조를 전송 환경에 따라 다양하게 구성하기 위해서는 우선 DMRS가 전송될 수 있는 위치에 대한 설정이 필요하다. 이를 통해 기지국은 전송 가능한 DMRS 위치에 필요한 DMRS 구조를 설정하여 전송할 수 있다. 그리고 단말은 DMRS가 전송될 수 있는 가능한 위치를 알아야 할 필요가 있다. 5G 무선통신 시스템에서는 LTE 시스템과는 달리, 프레임 구조가 다양하게 구성될 수 있으며 variable TTI (Transmission Time Interval)로 운영될 수 있으므로 DMRS에 대한 위치 설정이 따로 명시될 필요가 있다. 또한 LTE에서와 달리, 서브프레임을 구성하는 시간상 OFDM 심볼 수와 주파수상 서브케리어 수가 달라질 수 있다. 본 발명에서는 대부분의 도면에서 서브프레임을 구성하는 시간상 OFDM 심볼 수와 리소스 블록을 구성하는 주파수상 서브케리어 수를 LTE와 동일하게 가정하지만, 이는 달라질 수 있음에 주목하다. 예를 들어, 도 1f를 참조하면 보다 리소스 블록을 구성하는 주파수상 서브케리어 수가 12인 경우와 16인 경우에 대해서 DMRS 구조를 도시하였다. 구체적으로 DMRS가 전송될 수 있는 위치의 설정은 시간상의 위치와 주파수상의 위치로 구분 지을 수 있으며 이에 대한 조합으로 설정 할 수 있다. 우선 DMRS가 전송 될 수 있는 시간상의 위치는 아래와 같이 2가지 안을 고려해 볼 수 있다. 첫 번째 안은 DMRS가 전송되는 시간상의 위치가 서브프레임을 기준으로 설정되는 경우이다. 이는 일반적으로 전송자원에 대한 위치 설정이 서브프레임 단위로 이루어지게 되는 것을 고려한 방법이다. 예를 들어, x를 서브프레임 duration을 나타낸다고 할 때 DMRS의 위치는 y=x/2의 단위로 설정되는 방법을 고려해 볼 수 있다. 보다 구체적으로 도 1f를 참조하면, x=14 OFDM symbol로 설정되고 DMRS의 위치는 y=7의 단위로 설정되어 서브프레임 안에서 설정 가능한 DMRS의 시간상 위치는 3/6/9/12번째 OFDM 심볼이 될 수 있다. 두 번째 안은 DMRS가 전송되는 시간상의 위치가 할당된 데이터 채널 (ex, PDSCH)의 시작점을 기준으로 설정되는 경우이다. 이는 LTE 시스템과는 달리 5G 무선통신 시스템에서는 서브프레임안에 데이터 채널이 전송되는 구간이 다양하게 설정될 수 있음을 고려한 방법이다. 예를 들어, 데이터 채널의 시작점을 기준으로 설정 가능한 DMRS의 시간상 위치는 1/4/7/10번째 OFDM 심볼이 될 수 있다. 다음으로 DMRS가 전송 될 수 있는 주파수상의 위치는 5G 통신시스템이 커버하는 다양한 numerology를 고려한 채널 환경을 고려하여 적어도 2개 이상의 density를 갖는 위치가 설정될 수 있다. 예를 들어 도 1fab에서 도 1fa-4-1과 도 1fa-4-2와 같이 DMRS가 전송 될 수 있는 두 개의 주파수상의 위치를 도시하였다. 상기 설명한 바와 같이 DMRS가 전송될 수 있는 위치의 설정은 시간상의 위치와 주파수상의 위치의 조합으로 설정될 수 있으며, 실제 사용되는 DMRS 설정은 편의를 위해 가능한 조합의 subset으로 설정될 수도 있다. 또한 전송되는 DMRS 구조는 상기 설명한 DMRS가 전송 될 수 있는 시간상의 위치와 전송되는 DMRS layer 수에 따라서 implicit하게 결정될 수 도 있다. 구체적으로 도 1faa 및 1fab에서 제안된 DMRS 구조를 기준으로 설명하면, 만약 도 1fa-2-1과 도 1fa-2-2과 같이 low latency 지원을 위해서 DMRS가 시간상 앞쪽 한 OFDM심볼에만 설정되었을 때, 단말은 전송된 layer 수에 따라서 DMRS 구조를 구분할 수 있다. 만약 전송된 layer수가 4이하인 경우에는 도 1fa-2-2으로 설정되어 주파수상으로 보다 dense하게 기준신호를 할당할 수 있다. 만약 전송된 layer수가 4보다 큰 경우에는 도 1fa-2-1으로 설정되어 주파수상으로 낮은 density를 갖는 기준신호를 할당할 수 있다. 하지만, 도 1fa-2-1와 같이 낮은 density를 갖는 기준신호로는 채널 추정 성능을 보장하기 어려울 수 있음에 주목한다. 이와 달리, 1fa-3-1과 도 1fa-3-2과 같이 DMRS가 시간상 두 OFDM심볼에 설정된 경우에도 상기와 마찬가지로 만약 전송된 layer수가 4이하인 경우에는 도 1fa-3-2으로 설정되어 주파수상으로 보다 dense하게 기준신호를 할당할 수 있다. 만약 전송된 layer수가 4보다 큰 경우에는 도 1fa-3-1으로 설정되어 주파수상으로 낮은 density를 갖는 기준신호를 할당할 수 있다. 이와 달리, 도 1fa-4-1과 도 1fa-4-2과 같이 high Doppler 지원을 위해서 DMRS가 시간상 네 OFDM심볼에 설정되었을 때, 만약 전송된 layer수가 4이하인 경우에는 도 1fa-4-2으로 설정되어 기준신호를 할당할 수 있다. 이 경우에 주파수상으로 보다 dense하게 기준신호를 할당하게 되면 기준신호의 오버헤드가 너무 커지는 경우를 고려한다. 만약 전송된 layer수가 4보다 큰 경우에는 도 1fa-4-2으로 설정되어 기준신호를 할당할 수 있지만, 고속 상에서 전송 layer수가 4보다 클 확률은 매우 낮을 수 있음에 주목한다. 여기서 전송된 layer수가 4이상인 경우에는 OCC=4가 가정되나 전송된 layer수가 2이하인 경우에는 OCC=2로 동작될 수 있음에 주목한다. 또한 상기의 예시는 다른 DMRS 구조에도 유사하게 적용될 수 있다. 구체적으로 도 1fba 및 도 1fbb에서 주파수상 서브케리어 수가 16인 경우에 대해서 통일한 원리의 적용이 가능하다.
다음으로 DMRS를 이용한 Doppler frequency 측정이나 phase noise 보상, 그리고 주파수 offset 보정과 같은 동작을 수행하는 방법을 제안한다. 기존 LTE시스템에서는 CRS를 이용하여 이와 같은 동작을 수행하는 것이 가능했으나, 5G 통신시스템에서 CRS와 같이 전대역으로 매 서브프레임마다 나가는 신호가 없을 경우에 상기 언급한 Doppler frequency 측정이나 phase noise 보상, 그리고 주파수 offset 보정과 같은 동작을 수행하기 어려울 수 있다. 이와 같은 동작을 수행하기 위해서는 시간상 density가 높은 기준신호가 요구되는데, 예를 들어, low latency 지원을 위해서 DMRS가 시간상 앞쪽 한 OFDM심볼에만 설정되었을 때, DMRS를 이용하여 이러한 동작을 수행하는 것은 불가능하다. 따라서 on-demand 방식으로 기지국이 시간상 density를 높은 DMRS를 설정하여 Doppler frequency 측정이나 phase noise 보상, 그리고 주파수 offset 보정과 같은 동작을 수행할 수 있다. 보다 구체적으로 이러한 동작을 수행하기 위해서 기지국은 dynamic signaling을 해주고 단말은 이를 통해 설정된 DMRS를 이용하여 Doppler frequency 측정이나 phase noise 보상, 그리고 주파수 offset 보정과 같은 동작을 수행한다. 예를 들어, DCI (Dynamic control information)에 1bit을 추가하여 시그널링 할 수 있다.
제1-1실시예에서 다수의 DMRS 구조를 지원하는 것은 기존 LTE 시스템에서 하나의 고정된 DMRS구조를 갖는 것과 다음과 같은 차별성이 있을 수 있다. 우선 기존 LTE와는 달리 안테나 포트당 할당되는 DMRS RE 수가 고정적이지 않을 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서는 안테나 포트당 할당되는 DMRS RE 수는 12개로 항상 고정적지만 다수의 DMRS 구조를 지원하게 되면 안테나 포트당 할당되는 DMRS RE 수는 사용하는 DMRS의 구조에 따라 달라질 수 있다. 또한 DMRS 구조에 따라서 지원되는 포트수가 달라질 수도 있다. 예를 들어, 높은 기준신호의 오버헤드를 필요로 하는 환경에서는 high rank의 지원이 어렵기 때문에 최소한의 안테나 포트만을 지원하여 기준신호의 오버헤드를 최소화 할 수도 있다. 하기 제안하는 다양한 DMRS 구조를 통해 상기와 같은 차별성에 대한 구체적인 예를 확인할 수 있다.
상기와 같은 이유에 따라 본 발명의 제1-1실시예에서는 전송 환경에 따른 다양한 DMRS 구조를 제안한다. 우선 도 1d는 제안되는 다양한 DMRS 구조에 대한 첫 번째 예시를 도시하였다. 도 1d는 DMRS가 하나의 OFDM 심볼을 모두 차지하여 전송될 수 있는 구조이다. 보다 구체적으로 도 1d-1에서는 DMRS의 위치가 3번째와 11번째 OFDM 심볼에 위치하고 있지만 본 발명에서 도 1d에서 제안하는 DMRS위 위치는 이에 한정하지 않는다. 예를 들어, 시간상의 균형을 위해서 도 1d-1에서 DMRS의 위치가 3번째와 12번째 OFDM 심볼에 전송될 수도 있다. 또한, 5G 시스템이 LTE/LTE-A 시스템과 상이한 시간-주파수영역의 기본 구조를 가질 경우에 DMRS의 위치는 달라질 수 있다. 또한 low latency를 지원하기 위해서 도 1d-2에서와 같이 DMRS의 위치가 3번째 OFDM 심볼에만 전송될 수도 있다. 이때는 3번째 OFDM 심볼까지만 신호를 수신하면 채널 추정이 가능해서 빠르게 수신신호를 복조 하는 동작이 가능해진다. 또한 high mobility지원을 위해서 도 1d-3에서와 같이 DMRS의 위치가 시간상 3개의 OFDM 심볼에서 전송될 수 있다. DMRS 신호의 생성은 LTE에서의 하향링크 DMRS와 유사하게 Pseudo-random 시퀀스를 기반으로 생성될 수도 있고, LTE에서의 상향링크 DMRS와 유사하게 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 기반으로 생성될 수 도 있다. 상/하향 링크가 동일한 DMRS의 구조를 갖게 될 경우, DMRS 신호 생성 역시 상/하향 링크가 동일하게 적용되면 상/하향 링크의 DMRS 포트를 orthogonal하게 지원할 수 있다.
또한 도 1d에서 OCC (Orthogonal cover code)를 주파수상으로 적용하여 다수의 DMRS 포트를 지원하는 것이 가능하다. 주파수 상으로 OCC를 적용활 경우, 시간상으로 OCC를 적용할 때 발생할 수 있는 power imbalance 문제가 발생하지 않는 장점이 있다. 이에 대한 예시를 도 1e에서 도시한다. 여기서는 주파수상 서브케리어 수가 16인 경우에 대해서 대한 OCC 적용 예시를 나타내었다. 도 1e에서 DMRS 포트 넘버를 LTE시스템을 기준으로 7번 포트부터 14번 포트로 넘버링을 하였지만, 이는 설명을 위한 예시이다. 예를 들어, 5G 시스템에서 사용되는 포트 넘버는 이와 다를 수 있다. 보다 구체적으로 도 1e-1는 2개의 포트 7과 8이 전송될 경우에 적용되는 OCC의 적용 예시를 나타낸다. 도 1e-1에서와 같이 포트 7과 8이 표시된 위치에서 OCC길이가 2인 OCC가 적용될 수 있다. 따라서 도 1e-1에서와 2개의 포트가 전송되는 경우에는 OFDM 심볼의 모든 자원에 DMRS가 전송되지 않을 수 있다. [표 1-2]에 OCC에 대한 시퀀스를 도시하였다. [표 1-2]에서
Figure pat00002
는 시퀀스 길이에 따른 시퀀스 값을 나타내며, OCC길이가 2인 경우는
Figure pat00003
와
Figure pat00004
가 사용되며, OCC 길이가 4인 경우에는
Figure pat00005
가 모두 사용된다. 앞서 설명한 바와 같이 [표 1-2]도 LTE시스템을 기준으로 7번 포트부터 14번 포트로 넘버링을 하였지만, 이는 설명을 위한 예시이다. 예를 들어, 5G 시스템에서 사용되는 포트 넘버는 이와 다를 수 있다. 도 1e-2는 4개의 포트 7/8/9/10이 전송될 경우에 적용되는 OCC의 적용 예시를 나타낸다. 도 1e-2에서와 같이 포트 7/8/9/10이 표시된 위치에서 OCC길이가 2인 OCC가 적용될 수 있다. 도시한 바와 같이 4개 이상의 포트가 전송되는 경우에는 OFDM 심볼의 모든 자원에 DMRS가 전송될 수 있다. 다음으로 도 1e-3는 8개의 포트가 전송되는 경우에 OCC의 적용 예시를 나타낸다. 도 1e-3에서와 같이 4개의 포트보다 많은 포트가 사용되는 경우에는 OCC 길이 4가 사용된다. 도 1e에서는 2/4/8개의 포트가 전송되는 경우에 대한 OCC 적용의 예시를 나타내었지만, 8개 이하의 다른 포트의 적용은 도 1e의 예시로부터 쉽게 확장이 가능하다. 예를 들어, 만약 3개의 포트가 전송되는 경우 도 1e-1에서와 포트 7/8/9만 전송되므로 포트 7/8은 도 1e-1의 해당 위치에서 길이 2의 OCC가 적용되어 전송될 수 있지만 포트 9는 도 1e-1의 해당 위치에 다른 포트가 존재하지 않으므로 길이 2의 OCC가 적용되지 않는다.
[표 1-2]
Figure pat00006
다음으로 도 1faa, 도 1fab, 도 1fba 및 도 1fbb는 제안되는 다양한 DMRS 구조에 대한 두 번째 예시를 도시하였다. 도 1faa, 도 1fab, 도 1fba 및 도 1fbb는 상기 도 1d 및 도 1e에서 제시한 형태의 변형된 구조이다. 구체적으로 제안된 주파수상의 DMRS 위치 구성 및 안테나 포트 매핑 방법을 통해 도 1d 및 도 1e에서 제시한 방법보다 기준신호의 오버헤드를 보다 효과적으로 운영하기 위한 구조를 제안한다. DMRS 신호의 생성은 LTE에서의 하향링크 DMRS와 유사하게 Pseudo-random 시퀀스를 기반으로 생성될 수도 있고, LTE에서의 상향링크 DMRS와 유사하게 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 기반으로 생성될 수 도 있다. 도 1faa 및 도 1fab는 리소스 블록을 구성하는 주파수상 서브케리어 수가 12인 경우의 구조를 나타내며, 도 1fba 및 도 1fbb는 리소스 블록을 구성하는 주파수상 서브케리어 수가 16인 경우의 구조를 나타낸다. 우선 도 1faa 및 도 1fab에 대해 설명한다. 도 1faa 및 도 1fab에서 제안되는 방법은 도 1fa-1-1에 나타난 DMRS위치가 전송 상황에 따라서 flexible하게 사용될 수 있다. OCC 및 안테나 포트 매핑 방법은 도 1fa-1-2와 1fa-1-3에서 도시한 바와 같이 이루어 질 수 있다. [표 1-2]에서
Figure pat00007
는 시퀀스 길이에 따른 시퀀스 값을 나타내며, OCC길이가 2인 경우는
Figure pat00008
와
Figure pat00009
가 사용되며, OCC 길이가 4인 경우에는
Figure pat00010
가 모두 사용된다. 도 1fa-1-2와 1fa-1-3에서 DMRS 포트 넘버를 LTE시스템을 기준으로 7번 포트부터 14번 포트로 넘버링을 하였지만, 이는 설명을 위한 예시이다. 예를 들어, 5G 시스템에서 사용되는 포트 넘버는 이와 다를 수 있다. 우선, 도 1fa-1-2를 참조하면 오렌지 색으로 표시된 부분에는 기준신호가 전송되지 않고, 파란색으로 표시된 부분에만 기준신호가 전송되는 경우에 2개의 포트 7/8이 OCC=2가 적용되어 전송될 수 있고 또는 4개의 포트 7/8/11/13이 OCC=4가 적용되어 전송될 수 있다. 이와 달리, 포트 7번부터 14번까지 8개의 포트가 전송되는 경우에 포트 7/8/11/13은 파란색으로 표시된 위치에서 OCC=4가 적용되어 전송되고, 포트 9/10/12/14는 오렌지색으로 표시된 위치에서 OCC=4가 적용되어 전송될 수 있다. 우선, 도 1fa-1-3를 참조하면 2개의 포트 7/8이 OCC=2가 적용되어 파란색으로 표시된 부분에 전송될 수 있고. 4개의 포트 7/8/11/13이 OCC=4가 적용되어 파란색으로 표시된 부분에 전송될 수도 있다. 보다 구체적으로 도 1fa-1-2는 채널 상태가 좋을 때 기준신호의 오버헤드를 최소화 하는 방법이며, 도 1fa-1-3는 채널 상태가 좋지 않을 때 기준신호를 더 사용하여 채널 추정 성능을 향상 시키기 위한 방법이다. 상기 도 1fa-1-2와 1fa-1-3에서는 OCC가 주파수상으로 적용된 방법을 설명하나, OCC가 적용되는 방법은 이에 한정하지 않는다. 앞서 설명한 바와 같이 도 1faa 및 도 1fab에서 제안되는 방법은 도 1fa-1-1에 나타난 DMRS위치가 전송 상황에 따라서 flexible하게 사용될 수 있으나 도 1fa-2-1/1fa-2-2/1fa-3-1/1fa-3-2/1fa-4-1/1fa-4-2는 전송 상황에 따라 구성 가능한 DMRS 위치의 일례를 나타내는 도면이다. 이에 대한 실시예는 앞선 설명을 참조하도록 한다. 앞서 설명한 바와 같이 도 1fba 및 도 1fbb는 리소스 블록을 구성하는 주파수상 서브케리어 수가 16인 경우의 구조를 나타낸다. 이에 대한 운영 방법은 도 1faa 및 도 1fab에서와 동일하므로 자세한 설명은 생략한다. OCC 및 안테나 포트 매핑 방법은 도 1fb-1-2와 1fb-1-3에서 도시한 바와 같이 이루어 질 수 있으며 자세한 동작은 도 1fa-1-2와 1fa-1-3에서와 동일하다. 하지만 본 발명에서 OCC가 적용되는 방법은 이에 한정하지 않는다. 도 1fba 및 도 1fbb에서 제안되는 방법은 도 1fb-1-1에 나타난 DMRS위치가 전송 상황에 따라서 flexible하게 사용될 수 있으나 도 1fb-2-1/1fb-3-1/1fb-3-2/1fb-4-1는 구성 가능한 DMRS 위치의 일례를 나타내는 도면이다.
마지막으로 도 1g는 제안되는 다양한 DMRS 구조에 대한 세 번째 예시를 도시하였다. 도 1g는 DMRS가 현재의 LTE 시스템과 유사한 형태를 갖는 구조이다. 따라서 LTE의 DMRS에서 적용되는 OCC 및 안테나 포트 매핑 방법이 그대로 적용될 수 있다. 다만, 본 발명에서는 기존 LTE 시스템의 DMRS 구조를 그대로 적용하기보다는 차세대 통신 요구 사항을 만족하기 위하여 채널 환경에 따라 다른 DMRS 구조가 고려되어야 함에 주목한다. 즉, 기존 LTE 시스템의 DMRS 구조를 확장하여 전송 환경에 따라 OFDM 심볼 단위로 다양한 DMRS 구조를 구성하는 방법을 제시한다. 도 1g-1에서는 일반적인 채널 상태에서의 가능한 DMRS의 위치를 도시하였다. 또한 도 1g-2에서는 high mobility지원을 위해서 추가적인 DMRS를 시간축상으로 매핑한 구조를 도시하였다. 그리고 채널 delay가 작은 환경에서 기준신호의 오버헤드를 최소화 하기 위해서 주파수축상의 DMRS density를 낮추는 방법을 도 1g-3-1과 도 1g-3-2에 도시하였다. 마지막으로 low latency를 지원하기 위해서 도 1g-4-1과 도 1g-4-2과 같은 DMRS 구조가 사용될 수 있다. 도 1g-4-1에서와 같이 DMRS의 위치가 앞쪽의 OFDM 심볼에만 전송될 경우에는 4-layer 전송까지만 지원될 수 있다.
상기 도 1d, 도 1faa, 도 1fab, 도 1fba, 도 1fbb 및 도 1g에 전송 환경에 따른 다양한 DMRS 구조를 제시하였다. 하지만 본 발명에서 DMRS 구조는 제 1-1실시예에서 제시한 구조에 한정하지 않는다. 따라서 도 1d, 도 1faa, 도 1fab, 도 1fba, 도 1fbb 및 도 1g와 상이한 DMRS 구조가 아래 제1-2실시예와 제1-3실시예에 적용될 수도 있다. 또한 제1-1실시예에서는 하향링크를 기준으로 DMRS의 구조를 설명하였지만, 5G 시스템에서는 상향링크에서도 동일한 DMRS의 구조가 설정될 수도 있다. 만약 상/하향 링크가 동일한 DMRS의 구조를 갖게 되면 상/하향 링크의 DMRS 포트가 orthogonal해지가 때문에 TDD와 같은 환경에서 보다 flexible한 운영이 가능해 질 수 있다.
[제1-1-1실시예]
제1-1-1실시예는 상기 제1-1실시예에서 제안한 DMRS의 구조를 설정하는 또 다른 방법을 제안한다. 제1-1-1실시예는 설정 가능한 DMRS의 구조가 Front-loaded DMRS와 Extended/Additional DMRS로 구분될 수 있음에 주목한다. 우선 Front-loaded DMRS는 다음과 같은 두 가지 criterion에 의해 정의될 수 있다.
1. The number of OFDM symbols for front-loaded DMRS
● Front-loaded DMRS is mapped over 1 or 2 adjacent OFDM symbol
■ Front-loaded DMRS is mapped on 1 OFDM symbol for low rank transmission.
■ Front-loaded DMRS is mapped on 2 adjacent OFDM symbols for high rank transmission.
2. The location of time for front-loaded DMRS
● Opt. 1: The first symbol of front-loaded DM-RS is fixed regardless of the first symbol of NR-PDSCH.
● Opt. 2: The first symbol of front-loaded DM-RS is no later than the first symbol of NR-PDSCH.
구체적으로 설명하면, Front-loaded DMRS는 전송 layer(rank)수에 따라서 하나 또는 두 개의 인접한 OFDM 심볼로 구성될 수 있다. 또한 Front-loaded DMRS는 NR-PDSCH의 앞에 위치하는데, 상기와 같이 그 위치가 고정될 수 있고, NR-PDSCH의 시작 첫번째 심볼부터 Front-loaded RS가 위치할 수 있다. 상기 Opt.1과 Opt.2의 장단점을 설명하면, Opt.1의 경우 DMRS의 위치가 고정되므로 옆 셀의 DMRS도 항상 같은 위치에서 전송된다고 가정할 수 있다. 하지만 제어채널의 영역이 configurable하게 설정되거나, 제어채널이 전송되지 않는 서브프레임에서 데이터 채널의 DMRS가 더 앞에 위치하지 못함으로써 decoding latency에 취약할 수 있다. 반면 Opt.2의 경우 front-loaded RS가 항상 데이터 채널의 앞쪽에 위치하게 됨으로써 decoding latency 측면에서 장점을 갖지만, front-loaded RS의 위치가 variable해짐으로써 셀간 DMRS 위치가 고정적이지 않아 간섭제어 및 Advanced receiver 운영에 문제가 생길 수 있다. 이를 위해 추가적으로 네트워크 시그널링을 도입하는 방법을 고려할 수 있지만. 일반적으로 DMRS의 위치가 고정 설정되는 방법이 시스템 운영에 보다 유리한 장점이 있다.
따라서 상기와 같은 이유로 Front-load DMRS를 고정적인 위치에 설정하는 구체적인 방법을 제안한다. 도 1k에 Front-load DMRS의 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 각각 도시하였다. 여기서 Front-load DMRS의 위치 설정은 제어 채널의 영역에 의해서 결정될 수 있다. 만약 제어 채널의 영역이 최대 2개의 OFDM 심볼로 구성될 경우 도k-1과 같이 Front-load DMRS는 3번째 OFDM 심볼에 위치한다. 만약 제어 채널의 영역이 최대 3개의 OFDM 심볼로 구성될 경우 도k-2과 같이 Front-load DMRS는 4번째 OFDM 심볼에 위치한다. 앞서 설명한 바와 같이 상기와 같이 Front-load DMRS의 위치가 최대 설정 가능한 제어 채널 영역에 의해 결정되면, 제어 채널이 일부 또는 모두 설정되지 않을 경우 decoding latency를 줄이는데 손해가 있을 수 있다. 따라서 본 발명에서는 상기 Opt.1의 확장된 방법으로 또 따른 Front-load DMRS의 위치를 설정할 수 있는 방법을 제안한다. 예를 들어, 제어 채널의 영역이 최대 2개의 OFDM 심볼로 구성될 경우 도k-1과 같이 Front-load DMRS는 3번째 OFDM 심볼에 고정하는 설정과 함께, 도k-3과 같이 Front-load DMRS를 1번째 OFDM 심볼에 고정하는 옵션을 설정할 수 있다. 그리고 상황에 따라 이 두 가지 Option을 configure하면 상기 Option1이 갖는 단점을 보완할 수 있다. 구체적으로 다수의 Front-load DMRS의 위치를 설정하는 것은 다양한 방법으로 이루어질 수 있다. 예를 들어, RRC와 같은 상위 레이어 시그널링을 통해 semi-static하게 설정하는 방법을 고려할 수 있다. 다른 방법으로 MIB나 SIB와 같은 시스템 정보에 설정할 수 도 있다. 또한 DCI를 통해 dynamic하게 설정하는 방법을 고려할 수도 있다. 이와 달리, SPS(Semi-persistent scheduling)를 통해 설정하는 것도 가능하다.
다음으로 Extended/Additional DMRS에 대해서 설명한다. 앞서 설명한 Front-loaded DMRS는 High Doppler상황에서 시간상으로 빠르게 변하는 채널을 트레킹하는 것이 불가능하므로 채널을 정확하게 추정하는 어려움이 있다. 또한 Front-loaded DMRS만으로는 frequency offset에 대한 correction을 수행하는 것이 불가능하다. 따라서 이러한 이유로 슬롯에서 Front-loaded DMRS가 전송되는 위치보다 뒤쪽에 추가적인 DMRS가 전송될 필요가 있다. 도 1la ~ 도 1lf에 Extended/Additional DMRS가 전송되는 위치를 슬롯의 길이가 7 또는 14 OFDM 심볼인 경우에 대해서 각각 도시하였다. 도 1la ~ 도 1lf는 도 1k에서 설명한 바와 같이 Front-loaded DMRS의 위치를 설정한 도k-1, 도k-2 그리고 도k-3에 대해서 각각 Extended/Additional DMRS를 도시하였음에 주목한다. 도l-1과 도l-2에서는 Extended/Additional DMRS위치를 LTE 시스템에서 CRS가 전송되는 위치를 피해서 설정한 점에 주목한다. 이는 LTE-NR coexistence인 상황에서 간섭의 영향에 유리한 장점을 가질 수 있다. 하지만 도l-3의 경우에는 도k-3과 마찬가지로 Front-loaded DMRS의 위치가 LTE 시스템에서 CRS가 전송되는 위치와 겹치게 된다. 슬롯의 길이가 14 OFDM 심볼인 경우에는 도 1la ~ 도 1lf에 도시한 바와 같이 Extended/Additional DMRS의 위치가 하나로 설정될 수 있음에 반해 슬롯의 길이가 14 OFDM 심볼인 경우에는 Extended/Additional DMRS의 위치가 Doppler상황에 따라서 2개로 설정될 필요가 있다. 도l-1를 기준으로 설명하면 예를들어, 채널이 빠르게 변화하는 환경에서는 도l-1-2과 같이 Extended/Additional DMRS의 위치를 설정할 수 있으며, 채널이 매우 빠르게 변화하는 환경에서는 도l-1-3과 같이 Extended/Additional DMRS의 위치를 설정할 필요가 있다. 상기 실시예에서 도 1k와 도 1la ~ 도 1lf는 DMRS가 설정되는 기본적인 위치를 도시한 것이며, 만약 DMRS 전송레이어가 증가할 경우에 DMRS 전송되는 위치는 추가적으로 설정될 수 있음에 주목한다. 이는 아래 도 1o에서 DMRS port multiiplexing하는 방법을 통해 좀 더 구체적으로 설명한다. 또한 Extended/Additional DMRS의 경우에는 시간상에 다수의 DMRS가 설정됨에 따라서 DMRS 오버헤드 문제가 발생할 수 있다. 따라서 이러한 경우에는 주파수상 낮은 density를 갖는 DMRS를 설정함으로써 DMRS 오버헤드를 줄이는 것이 가능하다. 아래 제안된 Unit DMRS 구조를 통해 상기 설명한 Front-load DMRS와 Extended/Additional DMRS를 보다 flexible하게 운영할 수 있음에 주목한다.
구체적으로 도 1m을 통해 본 발명에서 제안하는 DMRS 구조를 설명한다. 본 발명에서는 하나의 OFDM 심볼 기반으로 구성된 Unit DMRS 구조를 제안한다. 이와 같이 하나의 OFDM 심볼을 기반으로 구성된 Unit DMRS 구조는 다양한 TTI(Transmission Time Interval)에 대해 기준신호의 위치를 설정하는데 유리할 뿐만 아니라 low latency지원 및 URLLC을 위한 기준신호 위치 설정에도 장점을 갖으며, 안테나 포트 확장과 같은 Scalability 측면에서도 유리할 수 있다. 도 1m에서 도시한 바와 같이 데이터의 최소 전송단위인 PRB를 기준으로 12개의 서브케리어가 하나의 OFDM 심볼에 포함될 수 있다. 식별번호 3m10, 3m20, 3m30에서와 같이 하나의 OFDM 심볼에서 DMRS SC(Subcarrier)의 density는 configurable할 수 있다. 식별번호 3m10와 식별번호 3m20은 12개의 서브케리어안에 4개와 8개의 DMRS SC를 갖는 경우의 DMRS 구조를 각각 나타내며, 식별번호 3m30은 모든 서브케리어가 DMRS SC로 구성되는 DMRS 구조를 나타낸다. 식별번호 3m10와 3m20에서 짝수개의 DMRS SC로 구성되는 것은 만약 transmit diversity기법으로 SFBC가 고려될 경우에 orphan RE가 발생하지 않는 장점이 있을 수 있다. 식별번호 3m10와 3m20에서 DMRS SC로 사용되지 않는 SC는 데이터나 다른 기준신호와 같이 다른 신호가 들어가거나 DMRS power boosting을 위해 비우는 것도 가능하다. DMRS SC로 사용되지 않는 SC를 DMRS power boosting을 위해 비우는 것은 낮은 SNR 영역에서 DMRS 채널 추정의 성능을 향상 시키는 용도로 활용될 수 있다. 도 1m의 DMRS 구조는 데이터 채널에서뿐만 아니라 제어 채널과 같은 다른 채널에서도 사용될 수 있다. 식별번호 3m10와 3m20에서 도시된 DMRS 구조는 DMRS 전송되지 않는 서브케리어가 있기 때문에 이 중 일부가 DC (Direct Current) 서브케리어로 사용될 수 있다. 하지만 식별번호 3m30의 DMRS 구조는 모든 서브케리어에서 DMRS가 전송되기 때문에 DC 를 전송하기 위해서 일부를 puncturing할 필요가 있다. 또한 식별번호 3m10의 DMRS 구조는 DC 서브케리어를 고려하여 식별번호 3m40의 구조로 대체될 수도 있다. 상기 도 3m10~3m40에서에서 도시한 DMRS SC는 PN(Pseudo-random) 시퀀스를 기반으로 생성될 수도 있고 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 기반으로 생성될 수 도 있다. 보다 구체적인 활용 방법의 예시는 식별번호 3m10(또는 3m40)와 3m20의 DMRS 구조는 CP-OFDM시스템에서 사용될 수 있다. 그리고 상/하향 링크에서 같은 시간-주파수 위치에 설정되어 사용될 수 있다. 만약 상/하향 링크가 동일한 DMRS의 구조를 갖게 되면 상/하향 링크의 DMRS 포트가 orthogonal해지가 때문에 TDD와 같은 환경에서 보다 채널 추정을 더 잘 할 수 있기 때문에 간섭 제거 능력이 향상될 수 있다. 이와 반대로 식별번호 3m30의 DMRS 구조는 LTE와 유사하게 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 기반으로 하며 상향링크에서 DFT-s-OFDM시스템에서 사용될 수 있다. 이는 LTE와 유사하게 낮은 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)을 위한 운영이 가능해 질 수 있다. 하지만 본 발명에서 상기 제시한 도 3m10~3m40의 활용방법에 한정 짓지 않는다. 예를 들어, 식별번호 3m30의 DMRS 구조가 CP-OFDM/DFT-s-OFDM와 상/하향 링크에 모두 사용될 수도 있다.
도 1n에서는 도 1m에서 제안된 Unit DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법을 설명한다. 도 1n에서 편의상 안테나 포트는 p=A,B,C,D,..., 로 표시되었다. 하지만 안테나 포트 넘버는 다른 숫자로 표시될 수 있음에 주목한다. 또한 여기서 안테나 포트의 매핑은 다수의 layer 전송 및 rank를 지원하기 위함이다. 따라서 하기 명시되는 안테나 포트 매칭은 layer 전송이나 rank 지원이라는 용어로 대체될 수 있다. 구체적으로 식별번호 3n10와 식별번호 3n20은 식별번호 3m10의 DMRS 구조에 두 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 식별번호 3n10은 길이 2의 OCC (Orthogonal Cover Code)를 적용하여 두 안테나 포트 p=A, B가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 3n10은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B가 매핑되는 방법을 도시한다. 다음으로 식별번호 3n30와 식별번호 3n40은 식별번호 3m20의 DMRS 구조에 두 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 식별번호 3m20의 DMRS는 식별번호 3m10과 비교하여 기준신호의 density를 높여 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다. 식별번호 3n30은 길이 2의 OCC를 적용하여 두 안테나 포트 p=A,B가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 3n40은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B가 매핑되는 방법을 도시한다. 다음으로 식별번호 3n50와 식별번호 3n60은 식별번호 3m20의 DMRS 구조에 네 개의 안테나 포트가 매핑되는 경우를 도시한다. 특히, 네 개의 안테나 포트를 지원하는 경우에는 채널 추정 성능을 향상 시키기 위해서 식별번호 3m20의 DMRS 구조에서 DMRS가 전송되지 않는 서브케리어를 비워 DMRS power boosting을 위한 용도로 사용될 수 있다. 식별번호 3n50은 길이 2의 OCC와 FDM을 적용하여 네 안테나 포트 p=A,B,C,D가 FDM/CDM으로 매핑되는 방법을 도시하며 식별번호 3n60은 OCC적용하지 않고 FDM방식으로 p=A,B,C,D가 매핑되는 방법을 도시한다. 상기 식별 번호 3n10, 3n30, 3n50에서 OCC가 주파수 상으로 적용되는 것은 power imbalance 문제가 발생하지 않는 장점을 갖는다. LTE 시스템의 경우 시간상으로 OCC가 적용될 경우에 power imbalance 문제가 발생하여 두 개의 PRB안에서 매 PRB마다 OCC가 다르게 걸리는 제약이 있다. 마지막으로 식별번호 3n70은 식별번호 3m30의 DMRS구조를 도시한 것이며 식별번호 3n30에서는 12 서브케리어를 모두 DMRS로 사용하기 때문에 ZC(Zadoff-Chu)를 사용해서 orthogonal한 DMRS 안테나 포트 지원하는 방법을 고려할 수 있다. 이때 LTE에서와 같이 subcarrier spacing이 15kHz를 가정하고 8개의 Cyclic Shift (CS) field를 적용하여 8개까지의 orthogonal 안테나 포트를 지원할 수 있다. 3m30의 DMRS구조를 활용하는 또 다른 방 법으로 4개의 서브케리어 간격으로 FDM하여 4개의 orthogonal 안테나 포트를 지원할 수 있다. 본 발명에서 상기 도3n10~3n70에서 제안된 DMRS 구조에 안테나 포트가 매핑되는 방법에 한정하지 않는다. 예를 들어, 식별번호 3m30의 경우에 도3n80과 같이 DMRS SC가 FDM되고 4개의 Cyclic Shift field를 적용하여 8개까지의 orthogonal 안테나 포트를 지원할 수 있다. 도3n80와 같은 운영 방법은 높은 rank를 지원할 경우에는 모든 서브케리어를 사용하나, 낮은 rank를 사용하는 환경에서는 일부의 서브케리어만 기준신호로 사용하고 나머지는 데이터 전송에 사용할 수 있는 장점이 있다. 예를 들어, 도3n80에서 rank 4이하의 전송인 경우에는 홀수 서브케리어의 기준신호만 사용하여 4개의 CS로 orthogonality를 지원할 수 있으며, 나머지 짝수 서브케리어 6개는 데이터 전송으로 사용될 수 있다.
도 1o에서는 상기 도 1m에서보다 제안된 Unit DMRS 구조에 더 많은 수의 안테나 포트가 매핑되는 방법을 제시한다. 상기 도 1n에서보다 더 많은 수의 안테나 포트 매핑을 위해서는 Unit DMRS 구조에 추가적인 TDM, FDM, CDM 하여 구성될 수 있다. 우선 상기 도 3m20을 기준으로 설명하면 도 3o10에서와 같이 도 3m20가 시간상으로 TDM되어 최대 8개 안테나 포트를 매핑시키는 것이 가능하다. 도3o20은 시간상 3개의 OFDM 심볼로 TDM되어 최대 16개 안테나 포트 매핑 확장이 가능한 경우를 도시한 것이다. TDM을 사용하여 orthogonal 안테나 포트를 확장할 경우에 주파수 상의 RS density가 그대로 유지되는 장점이 있지만, 전송 단위에서 DMRS의 density가 높아지는 단점이 있다. 전송 단위에서 DMRS의 density를 낮게 유지하기 위하여 higher rank는 채널 상황이 매우 좋고, 주파수 상의 채널의 selectivity가 낮은 환경에서 지원된다는 점을 고려하여 FDM이나 CDM를 사용하여 orthogonal 안테나 포트를 확장하는 방법을 고려할 수 있다. 도 3o30에서와 같이 도 3m20가 주파수상으로 FDM되어 최대 8개 안테나 포트를 매핑시키는 방법을 도시한다. 또한 도 3o40에서와 같이 도 3m20에 OCC 길이 8을 적용하여 최대 8개 안테나 포트를 매핑시키는 것이 가능하다. 다음으로 상기 도 3m30와 같이 모든 서브케리어가 DMRS SC로 구성되는 경우에 앞서 설명한 바와 같이 도 3m30에 적용된 안테나 포트 매핑 방법에 따라서 다양한 안테나 포트 확장이 가능할 수 있다. 만약 도 3m30에서 서브케리어 간격을 15kHz을 가정하고 ZC 시퀀스를 CS하여 8개의 orthogonal 안테나 포트를 지원할 경우 도 3o10와 같이 TDM을 적용하여 16개의 orthogonal 안테나 포트 확장이 가능하다. 만약 도 3m30에서 4개의 서브케리어 간격으로 FDM을 사용할 경우 최대 4개의 orthogonal 안테나 포트 지원이 가능하나, 도 3o30와 같이 추가적인 FDM을 고려할 경우 8개의 서브케리어 간격으로 FDM을 사용할 경우 최대 8개의 orthogonal 안테나 포트 지원이 가능하다. 본 발명에서 도 1o에서 제시된 안테나 포트 확장 방법에 한정하지 않는다. TDM, FDM, CDM을 조합하여 적용될 수 있으며, 다양한 방법으로 orthogonal 안테나 포트를 확장하는 것이 가능하다. 예를 들어, 앞서 설명한 바와 같이 도 3o10이나 도 3o20에서와 같이 TDM만을 사용하여 안테나 포트수를 확장하는 경우에 전송 단위에서 DMRS의 density가 높아지는 단점이 있다. 이러한 단점을 보완하기 위한 방법으로 도 3o50에서와 같이 연속하는 두 슬롯을 기준으로 TDM하거나 도 3o60에서와 같이 연속하는 두 슬롯을 기준으로 OCC길이 4의 CDM이 적용될 수도 있다. 상기 도 3o50와 도 3o60에서는 두 슬롯을 기준으로 설명하였지만, 도 3o50와 도 3o60에서 TDM 또는 CDM이 적용되는 시간 단위는 슬롯에 한정하지 않는다. 또한 도 3o40에서와 같이 OCC 길이 8을 적용하여 최대 8개 안테나 포트를 매핑시키는 방법과 달리 만약 DMRS가 ZC 시퀀스로 생성된 경우에는 도 3o70에서와 같이 CS를 이용하여 추가적인 안테나 포트를 지원하는 것이 가능하다. 도 3o70에서와 같이 OCC 대신 CS를 사용할 경우에 주파수 상의 RS density가 그대로 유지되는 장점이 있다.
[제1-2실시예]
제1-2실시예는 다수의 DMRS 구조 중에서 전송환경에 적합한 DMRS구조를 기지국이 설정하는 방법을 설명한다. 본 발명의 제1-1실시예에서와 같이 다수의 DMRS 구조가 지원되고, 제1-2실시예에서와 같이 기지국이 전송환경에 적합한 DMRS구조가 설정 가능할 때, 전송환경에 따라서 DMRS 구조를 변경하여, 전송 환경에 따라서 기준신호의 오버헤드를 최적화 할 수 있다. 보다 구체적으로, 낮은 SNR이나 고속의 환경에서는 기준신호의 오버헤드가 높은 DMRS 구조를 설정하여 채널 추정 성능을 향상 시킬 필요가 있다. 이와 반대로 높은 SNR이나 저속의 환경에서는 기준신호의 오버헤드가 낮은 DMRS 구조를 설정하여 전송 효율을 향상 시킬 필요가 있다. 이와 같이 기준신호를 전송환경에 적응적으로 전송하게 되면 불필요한 기준신호의 오버헤드를 최소화하여 시스템의 성능을 최대화 할 수 있다.
아래에는 전송환경에 적합한 DMRS구조를 기지국이 설정하는 방법을 보다 구체적으로 설명한다. 본 발명에서 제안하는 기지국의 전송환경에 적합한 DMRS구조 설정은 semi-static하게 또는 dynamic하게 설정될 수 있다. 또한 전송환경에 적합한 DMRS구조는 implicit하게 설정될 수도 있다. 우선 기지국이 전송환경에 적합한 DMRS구조를 semi-static하게 설정하는 방법을 설명한다. DMRS구조를 semi-static하게 설정하는 가장 간단한 방법은 higher layer 시그널링을 통해 DMRS의 구조를 설정하는 방법이다. 보다 구체적으로 RRC에 아래 [표 1-3e]과 과 같이 DMRS-StructureId를 설정하여 서로 다른 DMRS 구조를 시그널링 할 수 있다. [표 1-3]에서 maxDMRS-Structure는 설정 가능한 DMRS 구조의 개수를 나타나며, 각 설정된 값은 서로 다른 DMRS 구조를 나타낼 수 있다. 따라서 RRC를 통해 DMRS구조가 semi-static하게 설정될 수 있으며 단말은 RRC에 설정된 값을 보고 현재 전송된 DMRS의 구조를 파악할 수 있다.
[표 1-3]
Figure pat00011
예를 들어, 상기 제1-1-1실시예를 기준으로 설명하면, DMRS구조가 Front-loaded DMRS와 Extended/Additional DMRS의 두 가지 구조로 구분되어 설정될 수 있다. 이 경우에 상기 표 1-3에서 maxDMRS-Structure의 값은 1로 설정되고, 0은 Front-loaded DMRS를 지시하며, 1은 Extended/Additional DMRS를 지시하는 것으로 설정될 수 있다. 상기 표 1-3에서 DMRS-sturctureID는 DMRS-configureID 또는 다른 용어로 변경 될 수도 있다. 또 다른 예로, Extended/Additional DMRS의 구조가 하나 이상일 경우에 maxDMRS-Structure의 값은 1 이상으로 증가할 수 있다. 또한 상기 제1-1-1실시예에서 설명한 바와 같이 Unit DMRS 구조에서 주파수상 DMRS density를 조절할 경우에 maxDMRS-Structure값은 더 큰 값으로 설정될 수 있다. 또 다른 예로 Front-loaded DMRS와 Extended/Additional DMRS 설정하는 것과 구분하여 DMRS의 시간/주파수상의 density는 추가적인 configuration을 통해 설정할 수도 있다. 보다 구체적으로 하기 표1-4와 같은 방법으로 설정될 수도 있다.
[표 1-4]
Figure pat00012
다음으로 기지국이 전송환경에 적합한 DMRS구조를 dynamic하게 설정하는 방법을 설명한다. 만약 상기에서 RRC에 DMRS 정보를 설정한 방법과 유사한 방법으로 DMRS에 대한 정보가 MAC CE에 설정하면 보다 dynamic하게 DMRS구조에 대한 정보를 설정하는 것이 가능하다. 다음으로 DMRS구조를 dynamic하게 설정하는 가장 간단한 방법은 DCI에 DMRS 구조에 대한 정보를 넣어 전송하는 것이다. 이때 기본적인 동작을 위해서 DMRS 구조를 dynamic하게 운영하기 위한 필드가 적용되지 않는 DCI format이 따로 정의될 수 있다. DCI를 이용하여 DMRS구조를 설정하게 되면 dynamic하게 DMRS 구조의 변경이 가능해서 전송 효율을 향상시킬 수 있는 장점이 있다. 반면에 이를 운영하기 위해 DCI 오버헤드가 발생하는 단점이 있다. 보다 구체적으로 DCI를 이용하여 DMRS구조를 설정하는 방법을 설명한다. 기본적으로 다양한 기준신호의 구조가 지원될수록 DCI에 이를 시그널링 하기 위해 필요한 bit수가 증가하겠지만 일반적으로 아래 [표 1-4]나 [표 1-5]와 같이 1-2 bit를 이용하여 DCI 필드에 DMRS의 구조에 대한 정보를 포함시킬 수 있다. 예를 들어, [표 1-4]는 1 bit를 이용하여 기준신호의 구조를 2가지로 운영하는 경우의 예시를 나타낸다.
[표 1-4]
Figure pat00013
다른 예로써, [표 1-5]은 2 bit를 이용하여 기준신호의 구조가 4가지로 운영하는 경우의 예시를 나타낸다. [표 1-5]의 low density2 필드는 필요에 따라서 DMRS를 전송하지 않도록 하는 필드로 설정될 수도 있다. 이에 대한 활용은 제 1-3실시예에서 설명한다. 상기 실시예 1-1에서 설명한 바와 같이 [표 1-4]나 [표 1-5]의 시그널링과 사용된 DMRS 전송레이어 수의 조합으로 DMRS구조가 결정될 수도 있다.
[표 1-5]
Figure pat00014
또한, DCI에 DMRS 구조에 대한 정보를 넣어 전송하는 방법으로 상기와 같이 [표 1-4]나 [표 1-5]를 이용하여 RS density를 시그널링하는 방법과 달리, 실시예 1-1에서 설명한 바와 같이 DMRS가 전송 될 수 있는 시간상의 위치를 구체적으로 시그널링 할 수도 있다. 실시예 1-1에서 DMRS가 전송 될 수 있는 시간상의 위치를 설정하는 첫번째 안으로 DMRS가 전송되는 시간상의 위치가 서브프레임을 기준으로 설정되는 방법과 할당된 데이터 채널 (ex, PDSCH)의 시작점을 기준으로 설정되는 방법을 제안하였다. 이때 DMRS가 전송되는 시간상의 위치에 대한 정보를 DCI에 시그널링 하는 것이 가능하다. 일례로, DMRS가 전송되는 시간상의 위치가 서브프레임을 기준으로 설정되는 방법을 활용할 경우 x를 서브프레임 duration을 나타낸다고 할 때 DMRS의 위치는 y=x/2의 단위로 설정되는 방법을 고려해 볼 수 있다. 이때 1~2bit만을 이용해서 y단위에서 DMRS density가 높은지 낮은지를 indication하는 것이 가능하다. 구체적으로 낮은 DMRS density는 하나의 OFDM심볼로 구성된 DMRS일 수 있고, 높은 DMRS density는 두 개의 OFDM심볼로 구성된 DMRS일 수 있다. 또한 이와 함께 사용된 DMRS 전송레이어 수의 조합으로 DMRS구조가 결정될 수도 있다. 이에 대한 구체적인 예시는 실시예 1-1를 참조한다.
추가적으로, DCI를 통해 매 전송시마다 DMRS 구조를 지시하는 필드를 넣어 전송하는 것이 비효율적일 수 있으므로 DMRS 구조를 지시하는 필드는 미리 설정된 time interval에서만 DCI를 통해 전송하는 방법을 고려할 수도 있다. 하지만 이 경우에는 DMRS 구조를 지시하는 필드가 전송되는 시점에서만 기준신호의 구조를 변경할 수 있으므로 상기 방법과 비교하여 보다 DMRS구조의 dynamic한 운영이 어려울 수 있다.
마지막으로 기지국이 전송환경에 적합한 DMRS구조를 implicit하게 설정하는 방법을 추가적으로 설명한다. 첫 번째 방법은 TM(Transmission mode)에 따라서 서로 다른 DMRS 구조를 설정하는 방법이다. 보다 구체적으로 TM A는 높은 density를 갖는 기준신호로 설정되고 TM B는 보통의 density를 갖는 기준신호로 설정되고 TM C는 낮은 density를 갖는 기준신호로 설정될 수 있다. 이 경우에 TM A는 high mobility를 지원하기 위한 TM으로 설정될 수 있고 TM C는 low latency지원을 위한 TM으로 설정될 수 있다. 또 다른 방법으로, 하나의 TM에서 2개의 DCI format을 정의하고 그 중 하나는 그 TM의 특징을 전송하기 위한 기준신호의 구조로 설정되고 다른 하나는 LTE에서의 DCI format 1A와 유사하게 fallback mode로 동작하여 높은 density를 갖는 기준신호로 설정될 수 있다. 이 경우에 단말은 현재 설정된 TM 모드나 DCI format 정보로부터 어떠한 DMRS 구조가 적용되었는지 판단할 수 있다.
두 번째 방법은 MCS(modulation and coding scheme)에 따라 적용되는 기준신호의 구조를 달리하는 방법이다. 구체적으로 낮은 MCS가 설정되는 영역에서는 채널 추정 성능의 향상을 위해 높은 density를 갖는 기준신호를 매핑하고, 높은 MCS가 설정되는 영역에서는 낮은 density를 갖는 기준신호를 매핑할 수 있다. 이 경우에 단말은 수신된 MCS 정보로부터 전송된 기준신호의 구조를 implicit하게 알 수 있다. 세 번째 방법은 프레임 구조에 따라서 서로 다른 DMRS 구조가 설정되는 방법이다. 보다 구체적으로 self-contained 프레임 구조는 도 1fa-2-1/도 1fa-2-2에서와 같이 DMRS가 시간상 앞쪽 한 OFDM심볼에 설정되고, 일반적인 프레임 구조에서는 도 1fa-3-1/도 1fa-3-2에서와 같이 DMRS가 시간상 두 OFDM심볼에 설정되는 것을 가정할 수 있다. 다른 설정 방법으로 LTE 시스템을 기준으로 common search space에 있는 PDCCH 보는 경우에는 이에 연결되는 PDSCH에 대한 기준신호의 구조는 높은 density를 갖는 것으로 매핑될 수 있다. 유사하게 UE-specific search space에 있는 PDCCH를 보는 경우에는 이에 연결되는 PDSCH에 대한 기준신호는 상기 common search space 연결된 PDCCH와 비고 하여 density가 낮은 기준신호로 매핑될 수 있다. 이는 common search space는 모든 단말이 보아야 하는 중요한 정보를 담고 있으므로 이에 대한 채널 추정 성능을 향상시키기 위함이다. 이 경우에 단말은 search space로부터 implicit하게 기준신호의 구조를 알 수 있다.
[제1-3실시예]
제1-3실시예는 기존의 LTE 시스템과 달리 다수의 DMRS 구조가 지원될 경우, 서로 다른 DMRS구조를 사용하는 단말끼리 (Multiple-User) 전송이 지원될 수 있고, 이 경우에 MU 되는 단말들의 DMRS가 서로 orthogonality를 유지되도록 하는 방법을 제안한다. 5G 시스템에서도 MU 전송을 하는 단말들은 특정한 기준신호의 구조를 사용하도록 제한을 두어 이런 문제점이 발생하지 않도록 하는 방법도 있지만, 이는 MU 전송의 flexibility를 낮추는 결과를 초래할 수 있다. 따라서 서로 다른 DMRS 구조를 사용하는 단말끼리 MU 전송 될 때 MU되는 단말끼리 orthogonality를 유지되도록 하는 두 가지 방법을 제안한다.
첫 번째 방법은 서로 다른 DMRS 구조가 겹칠 경우에 orthogonality를 유지하기 위해서 겹치는 부분에 대해서 rate matching을 시켜주는 방법이다. 도 1h를 통해 이 방법을 구체적으로 설명하면 도 1h-1과 도 1h-2의 서로 다른 DMRS 구조를 사용하는 단말이 MU 전송될 경우 기지국은 도 1h-1의 영역 A부분에 대한 rate matching을 수행하여 전송하는 방법이다. 이 방법을 위해서는 기지국이 단말에게 rate matching에 대한 정보를 추가적으로 시그널링 해야 하는 단점이 있다. 이때 시그널링에 필요한 bit수는 지원되는 DMRS 구조의 수에 따라 상이할 수 있다. 기본적으로 다수의 DMRS 구조를 지원하게 되면 MU 되는 다른 단말의 DMRS 구조를 알려주기 위해서 필요한 시그널링 bit수는 증가하게 된다. 하지만 제1-2실시예의 표 1-4 및 표 1-5에서 설명한 것과 같이 2-4가지로 DMRS 구조를 간소화 하여 운영할 경우에 1-2bit의 시그널링을 통해서 단말에게 MU되는 다른 단말의 DMRS 구조를 알려줄 수 있다. 동시에 서로 다른 DMRS 구조가 겹치는 기준신호 영역에 다른 단말이 rate matching하는 것을 감안하여 이 부분의 기준신호에 대한 power boosting을 수행할 수 있는 장점이 있다. 하지만 이 방법은 LTE 시스템과 달리 MU 운영이 더 이상 UE transparent 하지 않게 된다.
두 번째 방법은 서로 다른 DMRS 구조가 겹칠 경우에 orthogonality를 유지하기 위해서 DMRS 구조가 겹치는 기준신호 영역에 추가적인 기준신호를 넣어 전송하는 방법이다. 다시 말해, 두번째 방법은 동일한 DMRS 구조를 설정하여 전송하는 방법이다. 도 1h를 통해 이 방법을 구체적으로 설명하면 도 1h-1과 도 1h-2의 서로 다른 DMRS 구조를 사용하는 단말이 MU 전송될 경우 기지국은 도 1h-1의 영역 A부분에 기준신호를 넣어 전송한다. 이 경우 도 1h-1의 DMRS 구조를 사용하는 기지국이 도 1h-2의 DMRS 구조를 사용하여 전송하는 것을 의미한다. 이 방법을 사용할 경우에 상기 첫 번째 방법과는 달리 도 1h-1을 사용하는 단말에게 추가적인 시그널링을 하지 않아도 되는 장점이 있다. 또한 도 1h-1를 기준으로 영역 A 부분에 대한 기준신호를 단말이 채널 추정에 추가적으로 이용할지 말지는 단말 구현에 따라 달라질 수 있다. 하지만 만약 도 1h-1를 사용하는 단말이 low latency를 요구하는 단말이라면 영역 A 부분에 대한 기준신호를 추가적으로 이용하지 말고 빠른 신호처리를 해야 할 필요가 있다. 이러한 경우에는 이를 지시하기 위한 추가적인 시그널링이 필요할 수 있다. 이를 위한 방법으로 요구되는 ACK/NACK timing에 대한 정보를 DCI를 통해 알려줘서 단말은 이를 통해 도 1h-1를 기준으로 영역 A 부분에 대한 기준신호를 채널 추정해 이용할지 말지를 결정할 수 있다.
도 1h-3, 도 1h-4, 그리고 도 1h-5에서는 variable TTI (Transmission Time Interval)가 적용될 경우에 DMRS density를 변화시키는 방법을 도시한다. 그리고 이때 MU 되는 단말들의 DMRS가 서로 orthogonality를 유지되도록 하는 방법을 제안한다. 구체적으로 도 1h-3는 다수의 TTI가 합쳐져서 전송되는 경우를 도시한 도면이다. 이때 다수의 TTI가 전송되는 동안에 DMRS에 동일한 프리코딩이 적용된다고 가정할 수 있다. 이때 특히, TTI duration이 짧은 경우에는 도 1h-3와 같이 동일한 DMRS density로 전송하는 것이 기준신호의 오버헤드 측면에서 비효율적일 수 있다. 따라서 기준신호의 오버헤드를 감소시키는 방법으로 도 1h-4와 도 1h-5에서 DMRS density를 변화시키는 예시를 도시한다. 우선 도 1h-4의 TTI-1과 TTI-2에서 낮은 기준신호의 오버헤드를 갖는 DMRS를 설정하는 방법이 가능하다. 또한 다른 방법으로 도 1h-5에서와 같이 TTI-2에서 DMRS를 설정하지 않는 방법이 있을 수 있다. 이때 DMRS density가 변화되는 TTI에서 MU전송을 하고자 할 때는 서로 다른 단말이 서로 다른 DMRS 구조를 사용해서 orthogonality가 유지되지 않는 상황이 발생할 수 있다. 이때 상기 설명한 서로 다른 DMRS 구조가 겹칠 경우에 orthogonality를 유지하기 두 가지 방법이 모두 적용될 수 있다. 보다 구체적으로 rate matching을 시켜주는 방법을 적용할 경우에는 매 TTI앞에 DCI를 활용하여 기지국이 단말에게 rate matching에 대한 정보를 시그널링한다. 이와 달리 두 번째 방법을 적용할 경우에, 추가적인 시그널링 없이 도 1h-4와 도 1h-5의 TTI-2에서 MU 전송을 할 경우에 기지국은 TTI-2에서 서로 다른 단말에게 동일한 DMRS 구조를 설정하여 전송할 수 있다. 예를 들어, TTI-1에서의 DMRS 구조를 TTI-2에서 전송할 수 있다.
추가적으로 서로 다른 OCC길이를 사용하는 단말끼리 MU 지원을 보다 잘 하기 위한 방법을 제안한다. 예를 들어, 길이 2의 OCC와 길이 4의 OCC를 사용하는 단말끼리 MU로 전송되는 경우, 표 1-2를 기준으로 길이 4의 OCC로 2-layer 전송 시, 포트 7과 11을 통해 2-layer를 전송하거나, 포트 8과 13을 통해 2-layer 전송을 할 수 있다. 이는 포트 7과 8을 이용해 2-layer를 전송하거나, 포트 11과 13을 통해 2-layer 전송하는 방법과 비교하여 orthogonal한 MU paring이 가능해진다. 앞서 설명한 바와 같이 표 1-2에서 LTE시스템을 기준으로 7번 포트부터 14번 포트로 넘버링을 하였지만, 이는 설명을 위한 예시이다. 예를 들어, 5G 시스템에서 사용되는 포트 넘버는 이와 다를 수 있다. 따라서 상기 제안하는 방법은 표 1-2에서 각 포트에 해당되는 OCC의 시퀀스를 기준으로 적용될 수 있다.
본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부, 수신부, 처리부가 각각 도 1i와 도 1j에 도시되어 있다 상기 제1-1실시예부터 제1-3실시예까지 다수의 DMRS 구조를 구성하고 기지국이 이를 설정하는 방법을 제공하기 위해 기지국과 단말의 송수신 방법이 나타나 있으며, 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부, 송신부가 각각 실시 예에 따라 동작하여야 한다.
구체적으로 도 1i는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 1h에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 단말기 수신부(1800), 단말기 송신부(1804), 단말기 처리부(1802)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부(1800)와 단말이 송신부(1804)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부(1802)로 출력하고, 단말기 처리부(1802)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부(1802)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 단말 수신부(1800)에서 기지국으로부터 기준신호를 수신하고, 단말 처리부(1802)는 기준신호의 적용 방법을 해석하도록 제어할 수 있다. 또한, 단말 송신부(1804)에서도 기준신호를 송신할 수 있다.
도 1j는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 1i에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 기지국 수신부(1901), 기지국 송신부(1905), 기지국 처리부(1903)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부(1901)와 기지국 송신부(1905)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부(1903)로 출력하고, 단말기 처리부(1903)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부(1903)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 기지국 처리부(1903)는 기준신호의 구조를 결정하고, 단말에게 전달할 기준신호의 configuration 정보를 생성하도록 제어할 수 있다. 이후, 기지국 송신부(1905)에서 상기 기준신호와 configuration 정보를 단말에게 전달하고, 기지국 수신부(1901)는 역시 기준신호를 수신할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 기지국 처리부(1903)는 서로 다른 DMRS 구조를 사용하는 단말끼리 orthogonal하게 MU전송을 지원하기 위한 제어를 처리할 수 있다. 또한 이에 필요한 정보를 기지국 송신부(1905)에서 단말에게 전달 할 수 있다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시 예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 발명의 실시예 1-1과 실시예 1-2, 그리고 실시예 1-3의 일부분들이 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다. 또한 상기 실시예들은 FDD LTE 시스템을 기준으로 제시되었지만, TDD LTE 시스템, 5G 혹은 NR 시스템 등 다른 시스템에도 상기 실시예의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능할 것이다.
<제2실시예>
무선통신 시스템에서 단말이 채널을 추정하기 위해서는 기지국이 이를 위한 기준신호 (Reference signal)를 전송해야 한다. 단말은 기준신호를 이용하여 채널 추정을 수행하고, 수신된 신호를 복조 할 수 있다. 또한 단말은 기준신호를 통해 채널 상태를 파악하고 이를 기지국으로 피드백 하는데 사용할 수도 있다. 일반적으로 기준신호를 전송할 때, 채널의 최대 지연 확산(Maximum delay spread)와 최대 도플러 확산 (Maximum Doppler spread)를 고려하여 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격이 결정된다. 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격이 좁을수록 채널 추정 성능이 향상되어 신호의 복조 성능을 향상 시킬 수 있지만 이는 결국 기준신호의 오버헤드를 증가시켜 데이터 전송률을 제약시키는 결과를 초래하게 된다.
종래 2GHz의 주파수 대역에서 동작하는 4G LTE 시스템에서는 하향링크에서 CRS(Cell-specific reference signal)와 DMRS(Demodulation reference signal)와 같은 기준신호를 사용하고 있다. 주파수상에서 기준신호의 간격을 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호의 서브캐리어(subcarrier) 간격 m으로, 시간상에서 기준신호의 간격을 OFDM 신호의 심벌 간격 n으로 표현하면, normal CP를 가정한 CRS의 경우, 안테나 포트 1과 2에 해당되는 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격은 (m,n)=(3,4) 이다. 또한 normal CP를 가정한 DMRS의 경우에는 기준신호의 주파수-시간 사이의 전송 간격은 (m,n)=(5,7) 이다.
LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 동작하는 시스템을 고려하고 있다. 주파수 대역에 따라 채널 특성이 달라지기 때문에, 5G 시스템에서는 이를 고려하여 기준신호를 새롭게 디자인할 필요가 있다. 또한 5G 무선통신에서는 low latency지원 및 high mobility 지원을 중요하게 고려하고 있다. 추가적으로 5G 시스템에서는 기준신호의 오버헤드를 최소화하는 것이 중요하다.
무선 통신 시스템에서 기지국은 하향링크 채널 상태를 측정하기 위하여 기준신호(reference signal)를 단말로 전송해야 한다. 3GPP의 LTE-A (Long Term Evolution Advanced) 시스템의 경우 단말은 기지국이 전송하는 CRS 또는 채널 상태 정보 기준 신호(Channel Status Information Reference Signal, CSI-RS)를 이용하여 기지국과 자신 사이의 채널 상태를 측정한다. 상기 채널 상태는 기본적으로 몇 가지 요소가 고려되어야 하며 여기에는 하향링크에서의 간섭량이 포함된다. 상기 하향링크에서의 간섭량은 인접 기지국에 속한 안테나 의하여 발생되는 간섭신호 및 열잡음 등이 포함되며, 단말이 하향링크의 채널 상황을 판단하는데 중요하다. 한 예로 송신안테나가 한 개인 기지국에서 수신안테나가 한 개인 단말로 신호를 전송할 경우, 단말은 기지국에서 수신된 기준신호를 이용하여 하향링크로 수신할 수 있는 심볼당 에너지 및 해당 심볼을 수신하는 구간에서 동시에 수신될 간섭량을 판단하고 Es/Io를 결정해야 한다. 결정된 Es/Io는 데이터전송 속도 또는 그에 상응하는 값으로 변환되고, 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator, CQI)의 형태로 기지국에 통보됨으로써, 기지국이 하향링크에서 어떤 데이터 전송속도로 단말에게 전송을 수행할지를 판단할 수 있게 한다.
LTE-A 시스템의 경우 단말은 하향링크의 채널상태에 대한 정보를 기지국에게 피드백하여 기지국의 하향링크 스케줄링에 활용할 수 있도록 한다. 즉, 단말은 하향링크로 기지국이 전송하는 기준신호를 측정하고 여기에서 추출한 정보를 LTE/LTE-A 표준에서 정의하는 형태로 기지국으로 피드백한다. LTE/LTE-A에서 단말이 피드백하는 채널 상태 정보 (Channel State Information, CSI)로는 크게 다음의 세가지가 있다.
● 랭크 지시자(Rank Indicator, RI): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 spatial layer의 개수
● 프리코더 매트릭스 지시자(Precoder Matrix Indicator, PMI): 단말이 현재의 채널상태에서 선호하는 precoding matrix에 대한 지시자
● 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator, CQI): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 최대 데이터 전송률 (data rate). CQI는 최대 데이터 전송률과 유사하게 활용될 수 있는 SINR, 최대의 오류정정 부호화율 (code rate) 및 변조 방식, 주파수당 데이터 효율 등으로 대체될 수 있다.
상기 RI, PMI, CQI는 서로 연관되어 의미를 갖는다. 한 예로 LTE/LTE-A에서 지원하는 precoding matrix는 rank별로 다르게 정의되어 있다. 때문에 RI가 1의 값을 가질 때 PMI 값과, RI가 2의 값을 가질 때 PMI 값은 그 값이 동일하더라도 다르게 해석이 된다. 또한 단말이 CQI를 결정할 때에도 자신이 기지국에 통보한 rank 값과 PMI 값이 기지국에서 적용되었다고 가정한다. 즉, 단말이 RI_X, PMI_Y, CQI_Z를 기지국에 통보한 경우, rank가 RI_X이고 precoding이 PMI_Y일 때, CQI_Z에 해당하는 데이터 전송률을 단말이 수신할 수 있다는 것을 의미한다. 이와 같이 단말은 CQI를 계산할 때에 기지국에 어떤 전송방식을 수행할 지를 가정함으로써, 해당 전송방식으로 실제 전송을 수행하였을 때 최적화된 성능을 얻을 수 있도록 한다.
LTE/LTE-A에서 단말의 주기적 피드백은 어떤 정보를 포함하느냐에 따라 다음의 네가지 중 하나의 피드백 모드(feedback mode or reporting mode)로 설정된다:
1. Reporting mode 1-0: RI, 광대역 (wideband) CQI(wCQI)
2. Reporting mode 1-1: RI, wCQI, PMI
3. Reporting mode 2-0: RI, wCQI, 협대역 (subband) CQI(sCQI)
4. Reporting mode 2-1: RI, wCQI, sCQI, PMI
상기 네가지 피드백 모드에 대한 각 정보의 피드백 타이밍은 상위 신호(higher layer signal)로 전달되는
Figure pat00015
,
Figure pat00016
,
Figure pat00017
, 그리고
Figure pat00018
등의 값에 의해 결정된다. 피드백 모드 1-0에서 wCQI의 전송 주기는
Figure pat00019
서브프레임이며
Figure pat00020
의 서브프레임 오프셋 값을 가지고 피드백 타이밍이 결정된다. 또한 RI의 전송주기는
Figure pat00021
서브프레임이며 오프셋은
Figure pat00022
이다.
도 2a는
Figure pat00023
,
Figure pat00024
,
Figure pat00025
,
Figure pat00026
의 경우에 RI 및 wCQI의 피드백 타이밍을 도시하는 도면이다. 도 2a에서, 각 타이밍은 서브프레임 인덱스를 나타낸다.
피드백 모드 1-1은 모드 1-0과 같은 피드백 타이밍을 가지지만 1개, 2개의 안테나 포트 또는 일부 4개의 안테나 포트 상황에 대하여 wCQI 전송 타이밍에서 wCQI와 PMI가 함께 전송된다는 차이점을 가진다.
피드백 모드 2-0에서 sCQI에 대한 피드백 주기는
Figure pat00027
서브프레임이며 오프셋 값은
Figure pat00028
이다. 그리고 wCQI에 대한 피드백 주기는
Figure pat00029
서브프레임이며 오프셋 값은 sCQI의 오프셋 값과 같이
Figure pat00030
이다. 여기서
Figure pat00031
로 정의되는데 K는 상위신호로 전달되며 J는 시스템 대역폭(bandwidth)에 따라 결정되는 값이다. 예를 들어 10MHz 시스템에 대한 J 값은 3으로 정의된다. 결국 wCQI는 H번의 sCQI 전송마다 한번씩 이에 대체하여 전송된다. 그리고 RI의 주기는
Figure pat00032
서브프레임이며 오프셋은
Figure pat00033
이다.
도 2b는
Figure pat00034
,
Figure pat00035
, J=3(10MHz), K=1,
Figure pat00036
,
Figure pat00037
의 경우에 대한 RI, sCQI, wCQI 피드백 타이밍을 도시하는 도면이다. 피드백 모드 2-1은 모드 2-0과 같은 피드백 타이밍을 가지지만 1개, 2개의 안테나 포트 또는 일부 4개의 안테나 포트 상황에 대하여 wCQI 전송 타이밍에서 PMI가 함께 전송된다는 차이점을 가진다.
상기 설명한 피드백 타이밍은 CSI-RS 안테나 포트 개수가 1개, 2개 또는 4개인 경우의 일부에 대한 경우이며 또 다른 일부 4개 안테나 포트 또는 8개 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 할당받은 단말의 경우는 상기 피드백 타이밍과 달리 두 가지 PMI 정보가 피드백 된다. 상기 또다른 일부 4개 안테나 포트 또는 8개의 안테나 포트를 가지는 CSI-RS를 단말이 할당받은 경우에 피드백 모드 1-1은 다시 두 개의 서브모드 (submode)로 나뉘며, 첫 번째 서브모드에서는 RI가 첫번째 PMI 정보와 함께 전송되고, 두번째 PMI 정보는 wCQI와 함께 전송된다. 여기서 wCQI와 두번째 PMI에 대한 피드백의 주기 및 오프셋은
Figure pat00038
와
Figure pat00039
로 정의되고, RI와 첫번째 PMI 정보에 대한 피드백 주기 및 오프셋 값은 각각
Figure pat00040
와
Figure pat00041
로 정의된다. 단말로부터 기지국으로 첫번째 PMI (i1)와 두번째 PMI (i2)가 모두 보고되면 단말과 기지국은 서로가 공유하고 있는 precoding matrix들의 집합 (codebook) 내에서 해당 첫번째 PMI와 두번째 PMI의 조합에 대응하는 precoding matrix W(i1, i2)를 단말이 선호나는 precoding matrix라고 확인한다. 또 다른 해석으로, 첫번째 PMI에 대응하는 precoding matrix를 W1이라 하고 두번째 PMI에 대응하는 precoding matrix를 W2라고 하면 단말과 기지국은 단말이 선호하는 precoding matrix가 두 행렬의 곱인 W1W2로 결정되었다는 정보를 공유한다.
8개의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 피드백 모드가 2-1일때, 피드백 정보에는 프리코딩 타입 지시자(precoding type indicator, PTI) 정보가 추가된다. 이때, PTI는 RI와 함께 피드백 되고 그 주기는
Figure pat00042
서브프레임이며 오프셋은
Figure pat00043
로 정의된다.
구체적으로, PTI가 0인 경우에는 첫번째 PMI, 두번째 PMI, 그리고 wCQI가 모두 피드백된다. 이때, wCQI와 두번째 PMI는 같은 타이밍에 함께 전송되고 그 주기는
Figure pat00044
이며 오프셋은
Figure pat00045
로 주어진다. 첫번째 PMI의 주기는
Figure pat00046
이며 오프셋은
Figure pat00047
이다. 여기서 H'은 상위신호로 전달된다.
반면에 PTI가 1인 경우에는 wCQI가 광대역 두번째 PMI와 함께 전송되며 sCQI는 별도의 타이밍에 협대역 두번째 PMI와 함께 피드백 된다. 이때, 첫번째 PMI는 전송되지 않고 PTI가 0인 경우에 가장 최신으로 보고된 첫번째 PMI를 가정하여 두번째 PMI와 CQI가 계산된 후 보고된다. PTI와 RI의 주기 및 오프셋은 PTI가 0인 경우와 같다. sCQI의 주기는
Figure pat00048
서브프레임으로 정의되고, 오프셋은
Figure pat00049
로 정의된다. wCQI와 두번째 PMI는
Figure pat00050
의 주기와
Figure pat00051
의 오프셋을 가지고 피드백되며 H는 CSI-RS 안테나 포트 개수가 2인 경우와 같이 정의된다.
도 2c-1 및 도 2c-1은
Figure pat00052
,
Figure pat00053
, J=3(10MHz), K=1, H'=3,
Figure pat00054
,
Figure pat00055
의 경우에 대하여 각각 PTI=0과 PTI=1인 경우의 피드백 타이밍을 도시하는 도면이다.
LTE/LTE-A에서는 상기 단말의 주기적 피드백뿐만 아니라 비주기적 피드백도 지원한다. 기지국이 특정 단말의 비주기적 피드백 정보를 얻고 싶을 때, 기지국은 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 위한 하향링크 제어정보 (DCI, downlink control information)에 포함된 비주기적 피드백 지시자를 특정 비주기적 피드백을 수행하도록 설정하여 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 수행한다. 상기 해당 단말은 비주기적 피드백을 수행하도록 설정된 지시자를 n번째 서브프레임 에서 수신하면 해당 단말은 n+k번째 서브프레임에서의 데이터 전송에 비주기적 피드백 정보를 포함하여 상향링크 전송을 수행한다. 여기서 k는 3GPP LTE Release 11 표준에 정의된 파라미터로 FDD(frequency division duplexing)에서는 4이며 TDD(time division duplexing)에서는 [표 2-1]과 같이 정의된다. 표 2-1은 TDD UL/DL configuration에서 각 서브프레임 번호 n에 대한 k 값을 나타낸 것이다.
[표 2-1]
Figure pat00056
상기 비주기적 피드백이 설정된 경우에 피드백 정보는 주기적 피드백의 경우와 같이 RI, PMI, CQI를 포함하며 피드백 설정에 따라 RI와 PMI는 피드백 되지 않을 수도 있다. 그리고 CQI는 wCQI와 sCQI 모두를 포함할 수도 있고 wCQI 정보만을 포함할 수도 있다.
상기 설명한 바와 같이 LTE 시스템과는 달리, 5G 무선통신에서는 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 동작하는 시스템을 고려하고 있다. 또한 5G 무선통신에서는 low latency지원 및 high mobility 지원을 중요하게 고려하고 있다. 추가적으로 5G 시스템에서는 기준신호의 오버헤드를 최소화 하는 것이 중요하다. 따라서 5G 시스템에서는 LTE 시스템과 달리 전송환경에 적합한 기준신호가 다수로 지원될 수 있다. 그러면 단말은 RI, PMI, CQI 뿐만 아니라 전송환경에 적합한 기준신호를 선택하기 위한 추가적인 피드백 정보가 필요할 수 있다. 따라서 본 발명에서는 이러한 기준신호의 환경적응적 전송을 가능케 하기 위해서 단말이 기준신호의 선택에 필요한 정보를 피드백하는 방법을 제공한다.
이하 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, new radio, NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 보다 구체적으로 채널 정보를 주기적 또는 비주기적으로 피드백 하는 방법이 앞에 설명한 LTE에서의 방법과 상이할 수 있다. 그리고 본 발명에서는 DMRS를 기준으로 설명하였지만 다른 기준신호에도 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
또한 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다.
이하에서 기술되는 전송환경에 적합한 기준신호를 선택하기 위한 피드백 정보는 PDI (Pilot density indicator)라는 용어로 표현된다. 하지만, PDI 에 대한 용어는 사용자의 의도 및 기준신호의 사용 목적의 의해서 다른 용어로 표현될 수 있다. 예를 들어, RDI(Reference-signal density indicator), DFI(Doppler frequency indicator), DSI (Delay spread indicator), 또는 SI(SINR indicator)와 같은 용어로 대체될 수도 있다. 하지만 상기와 같은 PDI 라는 약어는 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 기준신호에도 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
아래 설명할 본 발명의 실시예 2-1에서는 PDI에 포함될 수 있는 피드백 정보를 설명한다. 본 발명의 실시예 2-2에서는 PDI를 피드백 하는 방법을 설명한다. 그리고 본 발명의 실시예 2-3에서는 PDI를 이용한 기지국 동작 방법을 설명한다.
[제2-1실시예]
제2-1실시예는 본 발명에서 제안하는 피드백 정보인 PDI (Pilot density indicator)에 포함될 수 있는 정보를 설명한다. 상술한 바와 같이, 전송환경에 따라서 요구되는 기준신호의 구조가 다수로 지원될 수 있다. 보다 구체적으로 High Doppler 환경에서는 전송 시간축상에 기준신호의 density를 높여 채널 추정 성능을 높일 필요가 있다. 반면, Low Doppler 환경에서는 전송 시간축상에 기준신호의 density를 낮추어 기준신호의 오버헤드를 줄일 필요가 있다. 그리고 High delay 환경에서는 전송 주파수축상에 기준신호의 density를 높여 채널 추정 성능을 높일 필요가 있다. 반면에 Low delay 환경에서는 전송 주파수축상에 기준신호의 density를 낮추어 기준신호의 오버헤드를 줄일 필요가 있다. 또한 Low SNR 환경에서는 채널 추정 성능을 보장하기 위해서 높은 density를 갖는 기준신호의 구조를 필요로 하며, High SNR 환경에서는 기준신호의 density를 낮추어 기준신호의 오버헤드를 줄일 필요가 있다. 이와 같이 기준신호의 구조를 결정하는 Doppler정보, 채널 Delay 정보, 그리고 SINR 정보는 모두 단말이 측정을 통해 파악할 수 있는 정보이다. 따라서 본 발명에서 제안하는 피드백 정보인 PDI 에는 Doppler정보, 채널 Delay 정보, 그리고 SINR 정보가 포함될 수 있다. 하지만 본 발명의 PDI에 포함될 수 있는 정보는 상기 정보에 한정하지는 않는다. 단말은 측정된 Doppler정보, 채널 Delay 정보, 그리고 SINR 정보를 피드백 하여 채널 환경에 선호되는 기준신호 구조에 대한 정보를 알려줄 수 있다. 본 발명에서 PDI는 Doppler정보, 채널 Delay 정보, 그리고 SINR 정보가 모두 포함될 수도 있고, 그 중 일부의 정보가 포함될 수도 있다.
아래에는 PDI에 포함되는 정보가 어떠한 기준신호의 구조를 선호하는지 보다 구체적으로 설명한다. 우선 PDI에 Doppler정보가 포함되는 경우에, 단말은 Doppler frequency 측정을 통해 채널 환경에 적합한 기준신호의 구조를 판단할 수 있다. 예를 들어, 단말은 기준신호를 기반으로 시간상 correlation을 취해 이로부터 Doppler frequency를 측정할 수 있다. 그리고 아래 수학식 1과 같이 Doppler frequency(Hz)가 X보다 큰 경우 전송 시간축 상에 density가 높은 기준신호를 선호함을 나타낼 수 있다.
[수학식 1]
Doppler frequency > X
상기 수학식 1에서 X(Hz)는 Doppler frequency에 대한 threshold를 나타낸다. 그리고 Doppler frequency는 Doppler frequency= f*v/c와 같이 표현될 수 있다. 여기서 f는 carrier frequency (Hz)를 나타나며, v(m/s)는 단말이 속도를 나타나며, c는 빛의 속도
Figure pat00057
를 나타낸다. 따라서 Doppler frequency는 carrier frequency와 단말 속도에 영향을 받음을 알 수 있다. 예를 들어, f=2.5GHz 그리고 v=350km/h인 경우에 Doppler frequency는 810Hz가 된다. 따라서 Doppler frequency가 800Hz이상인 경우 High Doppler환경으로 고려될 수 있으며 한가지 실시예로써 Doppler frequency에 대한 threshold X=800Hz로 설정될 수도 있다. LTE 시스템과 달리 5G 시스템에서는 단말 속도를 최대 500km/h까지 고려하기 때문에, 단말 속도를 고려하여 기준신호의 구조를 적응적으로 변화시키는 방법은 매우 효과적일 수 있다. 본 발명에서는 수학식 1에서와 같이 Doppler frequency가 X보다 큰 경우에, one bit indicator를 피드백하여 시간축상 density가 높은 기준신호를 선호함을 지시할 수 있다.
다음으로 PDI에 채널 Delay 정보가 포함되는 경우에, 단말은 채널 Delay 측정을 통해 채널 환경에 적합한 기준신호의 구조를 판단할 수 있다. 예를 들어, 단말은 기준신호를 기반으로 다양한 방법을 통해 채널 Delay 정보를 측정할 수 있다. 예를 들어, 단말은 기준신호를 기반으로 주파수상 correlation을 취해 이로부터 PDP(Power delay profile)을 측정할 수 있다. PDP 정보로부터 RMS delay spread나 Maximum delay spread와 같은 delay spread 정보를 얻을 수 있다. 그리고 아래 수학식 2과 같이 Delay spread(sec)가 Y보다 큰 경우 전송 주파수축상 density가 높은 기준신호를 선호함을 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
Delay spread > Y
상기 수학식 2에서 Y(sec)는 Delay spread에 대한 threshold를 나타낸다. 그리고 Delay spread는 RMS delay spread나 Maximum delay spread가 될 수 있다. 만약 RMS delay spread를 기준으로 할 경우에 Y는 RMS delay spread 값을 기준으로 설정되고, Maximum delay spread 값을 기준으로 다르게 설정 될 수 있다. 일반적으로 기존 LTE 시스템에서의 기준신호는 채널 delay에 대하여 worst case를 가정하여 디자인 되었으므로, 채널 delay가 낮은 환경에서는 주파수상 더 낮은 density를 갖는 기준신호를 이용하여 전송 효율을 향상시킬 수 있다. 또한 5G 시스템에서는 6GHz 이하의 주파수 대역뿐만 아니라 그 이상의 고주파 대역에서 시스템을 고려하고 있으며 이에 따라 다양한 subcarrier spacing 지원을 고려하기 때문에 기존 LTE 시스템과 달리 주파수상 기준신호의 density를 새롭게 디자인할 필요가 있다. 본 발명에서는 수학식 2에서와 같이 Delay spread가 Y보다 큰 경우에, one bit indicator를 피드백하여 주파수축상 density가 높은 기준신호를 선호함을 지시할 수 있다. 하지만 만약 5G 시스템에서도 기준신호가 채널 delay에 대하여 worst case를 가정하여 디자인될 경우에 Delay 정보에 대한 추가적인 indication이 필요 없을 수도 있다.
마지막으로 PDI에 채널 SINR 정보가 포함되는 경우에, 단말은 SINR 측정을 통해 채널 환경에 적합한 기준신호의 구조를 판단할 수 있다. 예를 들어, 단말은 수신신호를 기반으로 다양한 방법을 통해 SINR를 측정할 수 있다. 그리고 아래 수학식 3과 같이 SINR이 Z보다 큰 경우 높은 density를 갖는 기준신호의 구조를 선호함을 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
SINR > X
상기 수학식 3에서 Z는 SNR에 대한 threshold를 나타낸다. 일반적으로 낮은 SINR영역 (-10~0dB)에서는 높은 density를 갖는 기준신호를 이용하여 채널 추정 성능을 향상시켜 시스템 성능을 유지하는 것이 중요하다. 따라서 한가지 실시예로써 SINR에 대한 threshold Z=0dB로 설정될 수도 있다. 본 발명에서는 수학식 3에서와 같이 SINR가 Z보다 큰 경우에, one bit indicator를 피드백하여 높은 density를 갖는 기준신호를 선호함을 지시할 수 있다. 하지만 수학식 3에서 SINR은 3GPP LTE 표준 TS.36.213의 표 7.2.3-1에서 정의하는 CQI index나 최대의 오류정정 부호화율(code rate) 및 변조 방식, 주파수당 데이터 효율 등으로 대체될 수도 있다. 만약 수학식 3에서 SINR를 CQI index로 대체하여 사용하는 경우 추가적인 bit를 사용하지 않고 CQI 피드백을 통해 implicit하게 선호하는 기준신호의 구조 정보를 피드백 할 수 있는 장점이 있다. 한가지 실시예로써 가장 낮은 CQI를 피드백하는 경우에 높은 density를 갖는 기준신호를 선호함을 지시할 수 있다.
상기 실시예 2-1로부터 본 발명에서 제안하는 피드백 정보인 PDI 에 포함될 수 있는 정보와 각 정보를 통해 단말이 어떠한 기준신호의 구조를 선호하는지 판단하는 방법을 수학식 1~3을 통해 설명하였다. 상기 상황에 따라 피드백에 필요한 정보는 1~3bits가 될 수 있다. 하지만 필요에 따라 수학식 1~3에서 다수의 threshold값을 설정하여 threshold값에 따른 선호하는 기준신호의 구조를 좀 더 세분화 할 수 있다. 이 경우에 피드백에 필요한 정보의 bit수는 증가할 수 있다. 예를 들어, 수학식 4에서와 같이 Doppler frequency에 대한 두개의 threshold X1, X2를 설정하면 선호하는 기준신호의 구조를 3가지로 구분할 수 있다.
[수학식 4]
Doppler frequency > X1 (4-1)
X2 ≤ Doppler frequency ≤ X1 (4-2)
Doppler frequency < X2 (4-3)
상기 수학식 4에서 전송 시간축상에 density에 따라 3개의 기준신호의 구조가 있을 경우, 식 4-1은 전송 시간축상에 가장 density가 높은 기준신호를 선호함을 나타내며, 식 4-2은 전송 시간축 상에 density가 중간인 기준신호를 선호함을 나타내며, 식 4-3은 전송 시간축 상에 density가 낮은 기준신호를 선호함을 나타낼 수 있다. 상기와 같은 방법은 수학식 2와 3에도 동일하게 적용될 수 있다.
[제2-2실시예]
제2-2실시예는 본 발명에서 제안하는 피드백 정보인 PDI(Pilot density indicator)를 단말이 기지국으로 피드백 하는 방법을 설명한다. 상술한 바와 같이 LTE/LTE-A에서 단말이 기지국으로 피드백하는 채널 상태 정보인 RI, PMI, CQI와 함께 PDI를 피드백하는 경우를 고려한다. 우선 비주기적 피드백을 이용하는 경우에 기지국이 해당 단말의 상향링크 데이터 스케줄링을 위한 하향링크 제어정보에 포함된 비주기적 피드백 지시자를 PDI 피드백을 수행하도록 설정하여 해당 단말의 상향링크 데이터에 PDI 정보를 포함하여 전송할 수 있다. 다음으로 비주기적 피드백을 이용하는 경우를 고려하다. 비주기적 피드백의 경우에는 피드백에 사용 가능한 bit수가 제한될 수 있으므로 상기 제2-1실시예의 수학식 1- 수학식 3을 이용하여 피드백에 필요한 정보를 1~3bits로 제한할 수 있다. 본 발명에서 제안한 PDI 피드백 방법은 LTE 시스템서의 CQI 피드백을 기준으로 아래와 같이 구분 될 수 있다.
1. 광대역 (wideband) CQI (wCQI)를 기준으로 피드백 되는 경우
2. 협대역 (subband) CQI (sCQI)를 기준으로 피드백 되는 경우
3. wCQI와 sCQI에 별도로 피드백 되는 경우
도 2a의 가정을 기반으로, 도 2d-1은 상기 PDI 피드백 방법 중 wCQI를 기준으로 피드백 되는 경우를 도시하는 도면이다. 도 2d-1에서, wCQI가 피드백될 때마다 PDI가 함께 전송되는 것을 나타낸다. 이 경우에는 채널 상태에 적합한 기준신호가 전대역을 기준으로 결정될 수 있다. 상기 도 2b의 가정을 기반으로, 도 2d-2는 상기 PDI 피드백 방법 중 sCQI를 기준으로 피드백 되는 경우를 도시하는 도면이다. 이 경우에 채널 상태에 적합한 기준신호가 협대역을 기준으로 결정될 수 있다. 상기 도 2b의 가정을 기반으로, 도 2d-3는 상기 PDI 피드백이 wCQI와 sCQI에 별도로 피드백 되는 경우를 도시하는 도면이다. 이 경우에는 기지국이 채널 상태에 적합한 기준신호가 광대역 또는 협대역을 기준으로 결정될 수 있다.
[제2-3실시예]
제2-3실시예는 본 발명에서 제안하는 피드백 정보인 PDI (Pilot density indicator)가 단말에서 기지국으로 피드백 되었을 때, 기지국 동작을 설명한다. 기지국은 지원 가능한 기준신호의 구조에 따라 아래 표 2-2나 표 2-3과 같이 기준신호가 어떠한 환경에 적합한지 구분 지을 수 있다. [표 2-2]는 기준신호의 구조를 2가지로 운영하는 경우의 예시를 나타낸 것이고, [표 2-3]은 기준신호의 구조를 4가지로 운영하는 경우의 예시를 나타낸 것이다. [표 2-2]는 기준신호의 구조를 2가지로 운영하는 경우의 예시를 나타낸 것이고, [표 2-3]은 기준신호의 구조를 4가지로 운영하는 경우의 예시를 나타낸 것이다. 예를 들어, 지원 가능한 기준신호의 구조가 2가지인 경우에 [표 2-2]를 통해 기준신호가 어떠한 환경에 적합한지 구분 지을 수 있다.
[표 2-2]
Figure pat00058
다른 예로써, 지원 가능한 기준신호의 구조가 4가지인 경우에 [표 2-3]을 통해 보다 다양하게 기준신호가 어떠한 환경에 적합한지 구분 지을 수 있다.
[표 2-3]
Figure pat00059
보다 구체적으로 [표 2-3]에 대한 기준신호의 구조를 도 2e에 도시하였다. 전송 환경이 Low latency를 요구하거나 Low Doppler 환경인 경우에는 도 2e-1와 같이 시간축 상에 density가 낮은 기준신호의 구조를 사용하는 것이 가능하다. 이와 달리, 전송 환경이 Low delay인 환경에서는 도 2e-2와 같이 주파수상의 density가 낮은 기준신호의 구조를 사용하는 것이 가능하다. 이와 달리 High delay환경에서는 도 2e-3와 같이 주파수상의 density가 높은 기준신호의 구조를 사용하는 것이 가능하다. 그리고 High Doppler 환경이나 Low SINR 환경에서는 도 2e-4와 같이 density가 높은 기준신호의 구조를 사용하는 것이 가능하다. 다시 말해, 다음과 같이 해석하는 것이 가능하다. 도 2e-1의 구조는 low latency /Low Doppler에 해당하는 기준신호의 구조를 나타낸다. 도 2e-2의 구조는 Low delay / High SINR에 해당하는 기준신호의 구조를 나타낸다. 도 2e-3의 구조는 High delay / High SINR에 해당하는 기준신호의 구조를 나타낸다. 그리고 도 2e-4의 구조는 High Doppler / Low SINR에 해당하는 기준신호의 구조를 나타낸다.
상기 실시예 2-3로부터 본 발명에서 제안하는 피드백 정보인 PDI를 기지국이 단말로부터 수신하였을 때, 기지국이 환경에 적합한 기준신호의 구조를 판단하는 방법을 예시를 통하여 설명하였다. 상기 설명한 바와 같이 지원되는 기준신호의 구조에 따라서 기지국이 PDI 수신을 통해 기지국이 전송 환경에 적합한 기준신호의 구조를 판단하는 방법은 달라질 수 있다.
[제2-4실시예]
본 발명에서는 다수의 기준신호가 지원되는 경우에, 단말이 선호하는 기준신호에 대한 정보를 피드백 하는 방법을 제안하였다. 제2-4실시예는 다수의 기준신호가 지원될 경우, 특정 단말에게 지원될 수 있는 기준신호의 종류나 개수를 UE capability로 설정하는 방법을 제안한다. 보다 구체적으로, 기지국이 단말에게 UE capability 시그널링을 통해 설정 가능한 기준신호의 종류를 알려줄 수 있고, 단말은 이를 통해 설정 가능한 기준신호의 종류안에서 선호하는 기준신호에 대한 정보를 피드백할 수 있다. 기지국이 단말에게 UE capability 시그널링을 통해 설정 가능한 기준신호의 종류를 알려주는 것은 단말이 사용가능한 기준신호의 종류안에서 선호하는 기준신호를 선택하는데 도움을 줄 수 있는 장점이 있다. 예를 들어, 슬롯 구조에 따라서 설정 가능한 기준신호 구조의 종류나 수가 달라질 수 있다. 구체적으로 14심볼을 슬롯으로 사용하는 경우와 7심볼을 사용하는 슬롯 구조는 다른 기준신호의 종류를 사용할 수 있다. 또한 미니 슬롯의 구조에서는 이에 적합한 다른 기준신호의 구조나 종류를 사용할 수 있다. 또한 단말 측면에서도 단말 구현에 따라서 사용 가능한 기준 신호의 종류가 제한 될 수 있다. 구체적으로 특정 단말은 기준신호에 대한 채널 추정 구현 방법이 제한적 이여서 모든 기준신호의 구조를 모두 지원하지 못할 수도 있다. 따라서 상기 제안 방법과 같이 기지국이 단말에게 UE capability 시그널링을 통해 설정 가능한 기준신호의 종류를 알려주고 단말이 사용가능한 기준신호의 종류안에서 선호하는 기준신호를 선택하는 방법은 다양한 기준신호가 지원되는 환경에서 필요하다. 여기서 UE capability 시그널링은 상위레이어 신호인 RRC안에 설정될 수 있다.
본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부, 수신부, 처리부가 각각 도 2f과 도 2g에 도시되어 있다. 상기 제2-1실시예부터 제2-3실시예까지 본 발명에서 제안하는 피드백 정보인 PDI (Pilot density indicator)를 송수신하는 동작을 수행하기 위해 기지국과 단말의 송수신 방법이 나타나 있으며, 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부, 송신부가 각각 실시 예에 따라 동작하여야 한다.
구체적으로 도 2f은 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 2f에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 단말기 수신부(1800), 단말기 송신부(1804), 단말기 처리부(1802)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부(1800)와 단말이 송신부(1804)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부(1802)로 출력하고, 단말기 처리부(1802)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부(1802)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 단말 처리부(1802)는 PDI에 포함될 수 있는 정보를 측정하고 해석한다. 또한, 단말 송신부(1804)에서 PDI 정보를 기지국으로 송신할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 단말기 처리부(1802)는 주기적 또는 비주기적으로 PDI의 전송 타이밍을 결정하고 이를 제어할 수 있다.
도 2g는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 2g에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 기지국 수신부(1901), 기지국 송신부(1905), 기지국 처리부(1903)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부(1901)와 기지국 송신부(1905)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부(1903)로 출력하고, 단말기 처리부(1903)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부(1903)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 기지국 수신부(1901)는 단말이 피드백한 PDI를 수신한다. 기지국 처리부(1903)는 단말로부터 수신한 PDI 정보를 해석하고 어떠한 기준신호의 구조가 전송환경에 적합한지 결정할 수 있다. 이후, 기지국 송신부(1905)에서 PDI에 기반하여 선택한 기준신호의 구조를 기반으로 해당되는 기준신호를 송신한다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 기지국 처리부(1903)는 PDI를 주기적 또는 비주기적으로 수신하기 위한 설정을 수행하고 이를 제어할 수 있다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시 예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 발명의 실시예 2-1과 실시예 2-2, 그리고 실시예 2-3의 일부분들이 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다. 또한 상기 실시예들은 FDD LTE 시스템을 기준으로 제시되었지만, TDD LTE 시스템, 5G 혹은 NR 시스템 등 다른 시스템에도 상기 실시예의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능할 것이다.
<제3실시예>
무선통신 시스템, 특히 종래의 LTE 시스템에서는 하향링크 데이터를 전송받은 후 3ms 이후에 상향링크로 데이터 전송 성공 여부를 알려주는 HARQ ACK 또는 NACK 정보를 기지국으로 전송한다. 예를 들어 기지국으로부터 단말에 서브프레임 n에 수신된 physical downlink shared channel (PDSCH)의 HARQ ACK / NACK 정보가 서브프레임 n+4에서 physical uplink control channel(PUCCH) 혹은 physical uplink shared channel(PUSCH)를 통해 기지국으로 전달된다. 또한, FDD LTE 시스템에서 기지국이 단말에게 상향링크 자원할당 정보가 포함된 downlink control information (DCI)를 전송하거나, physical hybrid ARQ indicator channel (PHICH)를 통해 재전송을 요구할 수 있는데, 상기와 같은 상향링크 데이터 전송 스케줄링을 단말이 서브프레임 n에 받았을 때, 단말은 서브프레임 n+4에서 상향링크 데이터 전송을 수행한다. 즉, 서브프레임 n+4에서 PUSCH 전송을 수행하게 된다. 상기 예제는 FDD를 사용하는 LTE 시스템에서의 설명이며, TDD를 사용하는 LTE 시스템에서는 HARQ ACK/NACK 전송 타이밍이나, PUSCH 전송 타이밍이 상향링크-하향링크 서브프레임 설정에 따라 달라지며, 이는 미리 정해진 규칙에 따라 수행된다.
상기 FDD 또는 TDD를 사용하는 LTE 시스템에서 HARQ ACK/NACK 전송 타이밍이나, PUSCH 전송 타이밍은 기지국과 단말의 신호처리에 필요한 시간이 약 3 ms 정도인 경우에 맞추어 미리 정해진 타이밍이다. 하지만 LTE 기지국과 단말이 신호처리 시간을 1 ms 혹은 2 ms 정도로 줄이면 데이터 전송을 위한 지연시간을 감소시킬 수 있을 것이다. 상기 신호처리 시간을 1 ms 혹은 2 ms로 감소시키는 것은, 할당하는 PRB 수, MCS, TBS 등을 제한함으로써 이루어질 수도 있다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication: D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM(Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non-orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.
이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술인 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
이와 같이 통신 시스템에서 복수의 서비스가 사용자에게 제공될 수 있으며, 이와 같은 복수의 서비스를 사용자에게 제공하기 위해 특징에 맞게 각 서비스를 동일한 시구간 내에서 제공할 수 있는 방법 및 이를 이용한 장치가 요구된다.
이하, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 명세서에서, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다. 또한 실시 예에서 ‘~부’는 하나 이상의 프로세서를 포함할 수 있다.
5세대를 포함한 무선통신 시스템에서 eMBB(Enhanced mobile broadband), mMTC(massive Machine Type Communications) 및 URLLC(Ultra-Reliable and low-latency Communications) 중 적어도 하나의 서비스가 단말에 제공될 수 있다. 상기 서비스들은 동일 시구간 동안에 동일 단말에 제공될 수 있다. 실시 예에서 eMBB는 고용량데이터의 고속 전송, mMTC는 단말전력 최소화와 다수 단말의 접속, URLLC는 고신뢰도와 저지연을 목표로 하는 서비스일 수 있으나 이에 제한되지는 않는다. 상기 3가지의 서비스는 LTE 시스템 혹은 LTE 이후의 5G/NR (new radio, next radio) 등의 시스템에서 주요한 시나리오일 수 있다. 실시 예에서는 eMBB와 URLLC의 공존, 혹은 mMTC와 URLLC와의 공존 방법 및 이를 이용한 장치에 대해서 서술한다.
기지국이 특정 전송시간구간(transmission time interval, TTI)에서 eMBB 서비스에 해당하는 데이터를 어떠한 단말에게 스케줄링 하였을 때, 상기 TTI에서 URLLC 데이터를 전송해야 할 상황이 발생하였을 경우, 상기 이미 eMBB 데이터를 스케줄링하여 전송하고 있는 주파수 대역에서 eMBB 데이터 일부를 전송하지 않고, 상기 발생한 URLLC 데이터를 상기 주파수 대역에서 전송할 수 있다. 상기 eMBB를 스케줄링 받은 단말과 URLLC를 스케줄링 받은 단말은 서로 같은 단말일 수도 있고, 서로 다른 단말일 수도 있을 것이다. 이와 같은 경우 경우 이미 스케줄링하여 전송하고 있던 eMBB 데이터 일부를 전송하지 않는 부분이 생기기 때문에 eMBB 데이터가 손상될 가능성이 증가한다. 따라서 상기 경우에 eMBB를 스케줄링을 받은 단말 혹은 URLLC를 스케줄링 받은 단말에서 수신한 신호를 처리하는 방법 및 신호 수신 방법이 정해질 필요가 있다. 따라서 실시 예에서는 일부 또는 전체 주파수 대역을 공유하여 eMBB와 URLLC에 따른 정보가 스케줄링 될 때, 혹은 mMTC와 URLLC에 따른 정보가 동시에 스케줄링 될 때, 혹은 mMTC와 eMBB에 따른 정보가 동시에 스케줄링 될 때, 혹은 eMBB와 URLLC와 mMTC에 따른 정보가 동시에 스케줄링 될 때 각 서비스에 따른 정보를 전송할 수 있는 이종서비스간 공존 방법에 대해서 서술한다.
이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, eNode B, Node B, BS(Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 본 발명에서 하향링크(Downlink; DL)는 기지국이 단말에게 전송하는 신호의 무선 전송경로이고, 상향링크는(Uplink; UL)는 단말이 기국에게 전송하는 신호의 무선 전송경로를 의미한다. 또한, 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 발명의 실시 예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 발명의 실시 예가 적용될 수 있다. 예를 들어 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, new radio, NR)이 이에 포함될 수 있을 것이다. 또한, 본 발명의 실시 예는 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로써 본 발명의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
상기 광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE 시스템에서는 하향링크(Downlink; DL)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(Uplink; UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(terminal 혹은 User Equipment, UE) 혹은 Mobile Station((MS)이 기지국(eNode B, 혹은 base station(BS))으로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 혹은 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 통상 각 사용자 별로 데이터 혹은 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성(Orthogonality)이 성립하도록 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 혹은 제어정보를 구분할 수 있다.
LTE 시스템은 초기 전송에서 복호 실패가 발생된 경우, 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송하는 HARQ (Hybrid Automatic Repeat reQuest) 방식을 채용하고 있다. HARQ 방식이란 수신기가 데이터를 정확하게 복호화(디코딩)하지 못한 경우, 수신기가 송신기에게 디코딩 실패를 알리는 정보(NACK; Negative Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 물리 계층에서 해당 데이터를 재전송할 수 있게 한다. 수신기는 송신기가 재전송한 데이터를 이전에 디코딩 실패한 데이터와 결합하여 데이터 수신성능을 높이게 된다. 또한, 수신기가 데이터를 정확하게 복호한 경우 송신기에게 디코딩 성공을 알리는 정보(ACK; Acknowledgement)를 전송하여 송신기가 새로운 데이터를 전송할 수 있도록 할 수 있다.
도 3a는 LTE 시스템 또는 이와 유사한 시스템에서 하향링크에서 상기 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 3a를 참조하면, 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌로서, Nsymb(102)개의 OFDM 심벌이 모여 하나의 슬롯(106)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(105)을 구성한다. 상기 슬롯의 길이는 0.5ms이고, 서브프레임의 길이는 1.0ms이다. 그리고 라디오 프레임(114)은 10개의 서브프레임으로 구성되는 시간영역구간이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(subcarrier)로서, 전체 시스템 전송 대역 (Transmission bandwidth)의 대역폭은 총 NBW(104)개의 서브캐리어로 구성된다. 다만 이와 같은 구체적인 수치는 가변적으로 적용될 수 있다.
시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(112, Resource Element; RE)로서 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(108, Resource Block; RB 혹은 Physical Resource Block; PRB)은 시간영역에서 Nsymb(102)개의 연속된 OFDM 심벌과 주파수 영역에서 NRB(110)개의 연속된 서브캐리어로 정의될 수 있다. 따라서, 한 슬롯에서 하나의 RB(108)는 Nsymb x NRB 개의 RE(112)를 포함할 수 있다. 일반적으로 데이터의 주파수 영역 최소 할당단위는 상기 RB. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 Nsymb = 7, NRB=12 이고, NBW 및 NRB는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례할 수 있다. 단말에게 스케줄링 되는 RB 개수에 비례하여 데이터 레이트가 증가하게 된다. LTE 시스템은 6개의 전송 대역폭을 정의하여 운영할 수 있다. 하향링크와 상향링크를 주파수로 구분하여 운영하는 FDD 시스템의 경우, 하향링크 전송 대역폭과 상향링크 전송 대역폭이 서로 다를 수 있다. 채널 대역폭은 시스템 전송 대역폭에 대응되는 RF 대역폭을 나타낸다. 아래의 [표 3-1]은 LTE 시스템에 정의된 시스템 전송 대역폭과 채널 대역폭 (Channel bandwidth)의 대응관계를 나타낸다. 예를 들어, 10MHz 채널 대역폭을 갖는 LTE 시스템은 전송 대역폭이 50개의 RB로 구성될 수 있다.
[표 3-1]
Figure pat00060
하향링크 제어정보의 경우 상기 서브프레임 내의 최초 N 개의 OFDM 심벌 이내에 전송될 수 있다. 실시 예에서 일반적으로 N = {1, 2, 3} 이다. 따라서 현재 서브프레임에 전송해야 할 제어정보의 양에 따라 상기 N 값이 서브프레임마다 가변적으로 적용될 수 있다. 상기 전송 되는 제어 정보는 제어정보가 OFDM 심벌 몇 개에 걸쳐 전송되는지를 나타내는 제어채널 전송구간 지시자, 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케쥴링 정보, HARQ ACK/NACK 에 관한 정보를 포함할 수 있다.
LTE 시스템에서 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보는 하향링크 제어정보(Downlink Control Information; DCI)를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. DCI 는 여러 가지 포맷에 따라 정의되며, 각 포멧에 따라 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (UL grant) 인지 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보 (DL grant) 인지 여부, 제어정보의 크기가 작은 컴팩트 DCI 인지 여부, 다중안테나를 사용한 공간 다중화 (spatial multiplexing)을 적용하는지 여부, 전력제어 용 DCI 인지 여부 등을 나타낼 수 있다. 예컨대, 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 제어정보(DL grant)인 DCI format 1 은 적어도 다음과 같은 제어정보들 중 하나를 포함할 수 있다.
- 자원 할당 유형 0/1 플래그(Resource allocation type 0/1 flag): 리소스 할당 방식이 유형 0 인지 유형 1 인지 지시한다. 유형 0 은 비트맵 방식을 적용하여 RBG (resource block group) 단위로 리소스를 할당한다. LTE 시스템에서 스케줄링의 기본 단위는 시간 및 주파수 영역 리소스로 표현되는 RB이고, RBG 는 복수개의 RB로 구성되어 유형 0 방식에서의 스케줄링의 기본 단위가 된다. 유형 1 은 RBG 내에서 특정 RB를 할당하도록 한다.
- 자원 블록 할당(Resource block assignment): 데이터 전송에 할당된 RB를 지시한다. 시스템 대역폭 및 리소스 할당 방식에 따라 표현하는 리소스가 결정된다.
- 변조 및 코딩 방식(Modulation and coding scheme; MCS): 데이터 전송에 사용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터인 transport block 의 크기를 지시한다.
- HARQ 프로세스 번호(HARQ process number): HARQ 의 프로세스 번호를 지시한다.
- 새로운 데이터 지시자(New data indicator): HARQ 초기전송인지 재전송인지를 지시한다.
- 중복 버전(Redundancy version): HARQ 의 중복 버전(redundancy version) 을 지시한다.
- PUCCH를 위한 전송 전력 제어 명령(Transmit Power Control(TPC) command) for PUCCH(Physical Uplink Control CHannel): 상향링크 제어 채널인 PUCCH 에 대한 전송 전력 제어 명령을 지시한다.
상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH(Physical downlink control channel)(또는, 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다) 혹은 EPDCCH(Enhanced PDCCH)(또는, 향상된 제어 정보, 이하 혼용하여 사용하도록 한다)상에서 전송될 수 있다.
일반적으로 상기 DCI는 각 단말에 대해 독립적으로 특정 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)(또는, 단말 식별자)로 스크램블 되어 CRC(cyclic redundancy check)가 추가되고, 채널코딩된 후, 각각 독립적인 PDCCH로 구성되어 전송된다. 시간영역에서 PDCCH는 상기 제어채널 전송구간 동안 매핑되어 전송된다. PDCCH의 주파수영역 매핑 위치는 각 단말의 식별자(ID) 에 의해 결정되고, 전체 시스템 전송 대역에 퍼져서 전송될 수 있다.
하향링크 데이터는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel) 상에서 전송될 수 있다. PDSCH는 상기 제어채널 전송구간 이후부터 전송될 수 있으며, 주파수 영역에서의 구체적인 매핑 위치, 변조 방식 등의 스케줄링 정보는 상기 PDCCH 를 통해 전송되는 DCI를 기반으로 결정된다.
상기 DCI를 구성하는 제어정보 중에서 MCS 를 통해서, 기지국은 단말에게 전송하고자 하는 PDSCH에 적용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터의 크기(transport block size; TBS)를 통지한다. 실시 예에서 MCS는 5비트 혹은 그보다 더 많거나 적은 비트로 구성될 수 있다. 상기 TBS는 기지국이 전송하고자 하는 데이터 (transport block, TB)에 오류정정을 위한 채널코딩이 적용되기 이전의 크기에 해당한다.
LTE 시스템에서 지원하는 변조방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM으로서, 각각의 변조오더(Modulation order)(Qm)는 2, 4, 6에 해당한다. 즉, QPSK 변조의 경우 심벌 당 2 비트, 16QAM 변조의 경우 심볼 당 4 비트, 64QAM 변조의 경우 심벌 당 6 비트를 전송할 수 있다. 또한 시스템 변형에 따라 256QAM 이상의 변조 방식도 사용될 수 있다.
도 3b는 LTE-A 시스템에서 상향링크에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 3b를 참조하면, 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 SC-FDMA 심벌(202)로서, NsymbUL 개의 SC-FDMA 심벌이 모여 하나의 슬롯(206)을 구성할 수 있다. 그리고 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(205)을 구성한다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어로서, 전체 시스템 전송 대역(transmission bandwidth; 204)은 총 NBW의 서브캐리어로 구성된다. NBW는 시스템 전송 대역에 비례하는 값을 가질 수 있다.
시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(Resource Element; RE, 212)로서 SC-FDMA 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 정의할 수 있다. 리소스 블록 페어(208, Resource Block pair; RB pair)은 시간영역에서 NsymbUL개의 연속된 SC-FDMA 심벌과 주파수 영역에서 NscRB개의 연속된 서브캐리어로 정의될 수 있다. 따라서, 하나의 RB는 NsymbUL x NscRB개의 RE로 구성된다. 일반적으로 데이터 혹은 제어정보의 최소 전송단위는 RB 단위이다. PUCCH 의 경우 1 RB에 해당하는 주파수 영역에 매핑되어 1 서브프레임 동안 전송된다.
LTE 시스템에서는 하향링크 데이터 전송용 물리채널인 PDSCH 혹은 반영구적 스케줄링 해제(semi-persistent scheduling release; SPS release)를 포함하는 PDCCH/EPDDCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK이 전송되는 상향링크 물리채널인 PUCCH 혹은 PUSCH의 타이밍 관계가 정의될 수 있다. 일례로 FDD(frequency division duplex)로 동작하는 LTE 시스템에서는 n-4번째 서브프레임에서 전송된 PDSCH 혹은 SPS release를 포함하는 PDCCH/EPDCCH에 대응하는 HARQ ACK/NACK가 n번째 서브프레임에서 PUCCH 혹은 PUSCH로 전송될 수 있다.
LTE 시스템에서 하향링크 HARQ는 데이터 재전송시점이 고정되지 않은 비동기(asynchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 기지국이 전송한 초기전송 데이터에 대해 단말로부터 HARQ NACK을 피드백 받은 경우, 기지국은 재전송 데이터의 전송시점을 스케줄링 동작에 의해 자유롭게 결정한다. 단말은 HARQ 동작을 위해 수신 데이터에 대한 디코딩 결과, 오류로 판단된 데이터에 대해 버퍼링을 한 후, 다음 재전송 데이터와 컴바이닝을 수행할 수 있다.
서브프레임 n-k에서 전송된 PDSCH의 HARQ ACK/NACK 정보는 서브프레임 n에 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 단말에서 기지국으로 전송되며, 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 서브프레임 설정에 따라 다르게 정의될 수 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정된다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다. 또한 복수의 캐리어를 통한 데이터 전송 시에 각 캐리어의 TDD 설정에 따라 k의 값이 다르게 적용될 수 있다. 상기 TDD의 경우에 k 값은 하기 [표 3-2]에서와 같이 TDD UL/DL 설정에 따라 결정된다.
[표 3-2]
Figure pat00061
LTE 시스템에서 하향링크 HARQ 와 달리 상향링크 HARQ는 데이터 전송시점이 고정된 동기(synchronous) HARQ 방식을 채택하고 있다. 즉, 상향링크 데이터 전송용 물리채널인 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)와 이에 선행하는 하향링크 제어채널인 PDCCH, 그리고 상기 PUSCH에 대응되는 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 물리채널인 PHICH(Physical Hybrid Indicator Channel)의 상/하향링크 타이밍 관계가 다음과 같은 규칙에 의해 송수신 될 수 있다.
단말은 서브프레임 n에 기지국으로부터 전송된 상향링크 스케줄링 제어정보를 포함하는 PDCCH 혹은 하향링크 HARQ ACK/NACK이 전송되는 PHICH를 수신하면, 서브프레임 n+k에 상기 제어정보에 대응되는 상향링크 데이터를 PUSCH를 통해 전송한다. 이 때 상기 k는 LTE의 시스템의 FDD 또는 TDD(time division duplex)와 그 설정에 따라 다르게 정의될 수 있다. 일례로 FDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 4로 고정될 수 있다. 한편 TDD LTE 시스템의 경우에는 상기 k가 서브프레임 설정과 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있다. 또한 복수의 캐리어를 통한 데이터 전송 시에 각 캐리어의 TDD 설정에 따라 k의 값이 다르게 적용될 수 있다. 상기 TDD의 경우에 k 값은 하기 [표 3-3]에서와 같이 TDD UL/DL 설정에 따라 결정된다.
[표 3-3]
Figure pat00062
한편, 서브프레임 i에 전송되는 PHICH의 HARQ-ACK 정보는, 서브프레임 i-k에서 전송된 PUSCH에 연관된 것이다. FDD 시스템인 경우 상기 k는 4로 주어진다. 즉, FDD 시스템에서 서브프레임 i에 전송되는 PHICH의 HARQ-ACK 정보는, 서브프레임 i-4에서 전송된 PUSCH에 연관된 것이다. TDD 시스템의 경우 EIMTA가 설정되지 않은 단말이, 하나의 서빙셀만 설정되거나 혹은 모두 같은 TDD UL/DL 설정으로 되었을 경우에는, TDD UL/DL 설정 1에서 6일 때, 하기 [표 3-4]에 따라 k값이 주어질 수 있다.
[표 3-4]
Figure pat00063
즉, 예를 들어, TDD UL/DL 설정 1에서, 서브프레임 6에서 전송되는 PHICH는 4 서브프레임 전인 서브프레임 2에서 전송된 PUSCH의 HARQ-ACK 정보일 수 있다.
만약, TDD UL/DL 설정 0일 때는, IPHICH=0에 해당하는 PHICH 자원으로 HARQ-ACK이 수신되면, 상기 HARQ-ACK 정보가 가리키는 PUSCH는 서브프레임 i-k에서 전송된 것이며 상기 k 값은 상기 표 4에 따라 주어진다. TDD UL/DL 설정 0일 때는, IPHICH=1에 해당하는 PHICH 자원으로 HARQ-ACK이 수신되면, 상기 HARQ-ACK 정보가 가리키는 PUSCH는 서브프레임 i-6에서 전송된 것이다.
상기 무선통신시스템의 설명은 LTE 시스템을 기준으로 설명하였으며, 본 발명의 내용은 LTE 시스템에 국한되는 것이 아니라 NR, 5G 등 다양한 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있다. 또한 실시 예에서 다른 무선 통신 시스템에 적용되는 경우 FDD와 대응되는 변조 방식을 사용하는 시스템에도 k 값은 변경되어 적용될 수 있다.
도 3c와 도 3d는 5G 혹은 NR 시스템에서 고려되는 서비스인 eMBB, URLLC, mMTC용 데이터들이 주파수-시간자원에서 할당된 모습을 도시한다.
도 3c 및 도 3d를 참조하면, 각 시스템에서 정보 전송을 위해 주파수 및 시간 자원이 할당된 방식을 볼 수 있다.
우선 도 3c에서는 전제 시스템 주파수 대역(300)에서 eMBB, URLLC, mMTC용 데이터가 할당된 모습이다. eMBB(301)와 mMTC(309)가 특정 주파수 대역에서 할당되어 전송되는 도중에 URLLC 데이터(303, 305, 307)가 발생하여 전송이 필요한 경우, eMBB(301) 및 mMTC(309)가 이미 할당된 부분을 비우거나, 전송을 하지 않고 URLLC 데이터(303, 305, 307)를 전송할 수 있다. 상기 서비스 중에서 URLLC는 지연시간을 줄이는 것이 필요하기 때문에, eMBB가 할당된 자원(301)의 일부분에 URLLC 데이터가 할당(303, 305, 307)되어 전송될 수 있다. 물론 eMBB가 할당된 자원에서 URLLC가 추가로 할당되어 전송되는 경우, 중복되는 주파수-시간 자원에서는 eMBB 데이터가 전송되지 않을 수 있으며, 따라서 eMBB 데이터의 전송 성능이 낮아질 수 있다. 즉, 상기의 경우에 URLLC 할당으로 인한 eMBB 데이터 전송 실패가 발생할 수 있다.
도 3d에서는 전체 시스템 주파수 대역(400)을 나누어 각 서브밴드(402, 404, 406)에서 서비스 및 데이터를 전송하는 용도로 사용할 수 있다. 상기 서브밴드 설정과 관련된 정보는 미리 결정될 수 있으며, 이 정보는 기지국이 단말에게 상위 시그널링을 통해 전송될 수 있다. 혹은 상기 서브 밴드와 관련된 정보는 기지국 또는 네트워크 노드가 임의로 나누어 단말에게 별도의 서브밴드 설정 정보의 전송 없이 서비스들을 제공할 수도 있다. 도 3d에서는 서브밴드 402는 eMBB 데이터 전송, 서브밴드 404는 URLLC 데이터 전송, 서브밴드 406에서는 mMTC 데이터 전송에 사용되는 모습을 도시한다.
실시 예 전반에서 URLLC 전송에 사용되는 전송시간구간(transmission time interval, TTI)의 길이는 eMBB 혹은 mMTC 전송에 사용되는 TTI 길이보다 짧을 수 있다. 또한 URLLC와 관련된 정보의 응답을 eMBB 또는 mMTC보다 빨리 전송할 수 이 있으며, 이에 따라 낮은 지연으로 정보를 송수신 할 수 있다.
도 3e는 하나의 트랜스포트 블록이 여러 개의 코드 블록으로 나뉘고 CRC가 추가되는 과정을 도시한 도면이다.
도 3e를 참조하면, 상향링크 또는 하향링크에서 전송하고자 하는 하나의 트랜스포트블록(501, transport block; TB)는 마지막 또는 맨 앞부분에 CRC(503)이 추가될 수 있다. 상기 CRC는 16비트 혹은 24비트 혹은 미리 고정된 비트수를 가지거나 채널 상황 등에 따라 가변적인 비트수를 가질 수 있으며, 채널코딩의 성공 여부를 판단할 수 있는데 사용될 수 있다. TB와 CRC가 추가된 블록(501, 503)은 여러 개의 코드블록(codeblock; CB)들(507, 509, 511, 513)로 나뉠 수 있다(505). 상기 코드블록은 최대 크기가 미리 정해져서 나뉠 수 있으며, 이 경우 마지막 코드블록(513)은 다른 코드블록보다 크기가 작을 수 있거나, 혹은 0, 랜덤 값 혹은 1을 넣어 다른 코드블록들과 길이를 같도록 맞추어줄 수 있다. 상기 나뉜 코드블록들에 각각 CRC들(517, 519, 521, 523)이 추가될 수 있다(515). 상기 CRC는 16비트 혹은 24비트 혹은 미리 고정된 비트수를 가질 수 있으며, 채널코딩의 성공 여부를 판단할 수 있는데 사용될 수 있다. 하지만 상기 TB에 추가된 CRC(503)과 코드블록에 추가된 CRC들(517, 519, 521, 523)은 코드블록에 적용될 채널코드의 종류에 따라 생략될 수도 있다. 예를 들어, 터보코드가 아니라 LDPC 코드가 코드블록에 적용될 경우, 코드블록마다 삽입될 CRC들(517, 519, 521, 523)은 생략될 수도 있을 것이다. 하지만, LDPC가 적용되는 경우에도 CRC들(517, 519, 521, 523)은 그대로 코드블록에 추가될 수 있다. 또한 폴라 코드가 사용되는 경우에도 CRC가 추가되거나 생략 될 수 있다.
도 3f는 아우터코드가 사용되어 전송되는 방식을 도시한 도면이고, 도 3g는 상기 아우터코드가 사용된 통신시스템의 구조를 나타낸 블록도이다.
도 3f 및 도 3g를 참조하면, 아우터 코드를 사용하여 신호를 전송하는 방법에 대해서 살펴볼 수 있다.
도 3f는 하나의 트랜스포트 블록이 여러 개의 코드블록으로 나뉜 후, 각 코드블록에서 같은 위치에 있는 비트 혹은 심볼들(604)끼리 제2 채널코드로 인코딩 되어 패리티 비트 혹은 심볼들(606)이 생성될 수 있다(602). 이 후에, 각 코드블록들과 제2 채널코드 인코딩으로 생성된 패리티 코드 블록들에 각각 CRC들이 추가될 수 있다(608, 610). 상기 CRC의 추가는 채널코드의 종류에 따라 추가여부가 달라질 수 있다. 예를 들어 터보코드가 제1채널코드로 사용되는 경우에는 상기 CRC(608, 610)가 추가되지만, 이후에는 제1 채널코드 인코딩으로 각각의 코드블록 및 패리티 코드 블록들이 인코딩 될 수 있다.
아우터 코드가 사용되는 경우 송신할 데이터는 제2 채널코딩 인코더(709)를 통과한다. 상기 제2 채널코딩에 사용되는 채널코드는 예를 들어 Reed-solomon code, BCH code, Raptor code, 패리티비트 생성 코드 등이 사용될 수 있을 것이다. 이렇게 제2 채널코딩 인코더(709)를 통과한 비트 또는 심볼들은 제1 채널코딩 인코더(711)를 통과한다. 상기 제1 채널코딩에 사용되는 채널코드는 Convolutional code, LDPC code, Turbo code, Polar code 등이 있다. 이렇게 채널코딩된 심볼들은 채널(713)을 통과하여 수신기에 수신되면, 수신기 측에서는 수신한 신호를 기반으로 제1 채널코딩 디코더(715)와 제2 채널코딩 디코더(717)를 순차적으로 동작시킬 수 있다. 제1채널코딩 디코더(715) 및 제2채널코딩 디코더(717)은 각각 제1채널 코딩 인코더(711) 및 제2채널 코딩 인코더(709)와 대응되는 동작을 수행할 수 있다.
반면 아우터코드가 사용되지 않은 채널코딩 블록도에서는 제1채널코딩 인코더(711)와 제1 채널코딩 디코더(705)만 송수신기에서 각각 사용되며, 제2 채널코딩 인코더와 제2 채널코딩 디코더는 사용되지 않는다. 아우터 코드가 사용되지 않는 경우에도 제1채널코딩 인코더(711)와 제1 채널코딩 디코더(705)는 아우터 코드가 사용된 경우와 동일하게 구성될 수 있다.
이하에서 기술되는 eMBB 서비스를 제1타입 서비스라하며, eMBB용 데이터를 제1타입 데이터라 한다. 상기 제1타입 서비스 혹은 제1타입 데이터는 eMBB에 국한되는 것은 아니고 고속데이터전송이 요구되거나 광대역 전송을 하는 경우에도 해당될 수 있다. 또한 URLLC 서비스를 제2타입 서비스, URLLC용 데이터를 제2타입 데이터라 한다. 상기 제2타입 서비스 혹은 제2타입 데이터는 URLLC에 국한되는 것은 아니고 저지연시간이 요구되거나 고신뢰도 전송이 필요한 경우 혹은 저지연시간 및 고신뢰도가 동시에 요구되는 다른 시스템에도 해당될 수 있다. 또한 mMTC 서비스를 제3타입 서비스, mMTC용 데이터를 제3타입 데이터라 한다. 상기 제3타입 서비스 혹은 제3타입 데이터는 mMTC에 국한되는 것은 아니고 저속도 혹은 넓은 커버리지, 혹은 저전력 등이 요구되는 경우에 해당될 수 있다. 또한 실시 예를 설명할 때 제1타입 서비스는 제3타입 서비스를 포함하거나 포함하지 않는 것으로 이해될 수 있다.
상기 3가지의 서비스 혹은 데이터를 전송하기 위해 각 타입별로 사용하는 물리계층 채널의 구조는 다를 수 있다. 예를 들어, 전송시간구간(TTI)의 길이, 주파수 자원의 할당 단위, 제어채널의 구조 및 데이터의 매핑 방법 중 적어도 하나가 다를 수 있을 것이다.
상기에서는 3가지의 서비스와 3가지의 데이터로 설명을 하였지만 더 많은 종류의 서비스와 그에 해당하는 데이터가 존재할 수 있으며, 이 경우에도 본 발명의 내용이 적용될 수 있을 것이다.
실시 예에서 제안하는 방법 및 장치를 설명하기 위해 종래의 LTE 혹은 LTE-A 시스템에서의 물리채널 (physical channel)과 신호(signal)라는 용어가 사용될 수 있다. 하지만 본 발명의 내용은 LTE 및 LTE-A 시스템이 아닌 무선 통신 시스템에서 적용될 수 있는 것이다.
실시 예는 상술한 바와 같이, 제1타입, 제2타입, 제3타입 서비스 혹은 데이터 전송을 위한 단말과 기지국의 송수신 동작을 정의하고, 서로 다른 타입의 서비스 혹은 데이터 스케줄링을 받는 단말들을 동일 시스템 내에서 함께 운영하기 위한 구체적인 방법을 제안한다. 본 발명에서 제1타입, 제2타입, 제3타입 단말은 각각 1타입, 제2타입, 제3타입 서비스 혹은 데이터 스케줄링을 받은 단말을 가리킨다. 실시 예에서 제1타입 단말, 제2타입 단말 및 제3타입 단말은 동일한 단말일 수도 있고, 각기 상이한 단말일 수도 있다.
이하 실시 예에서는 PHICH와 상향링크 스케줄링 승인(uplink scheduling grant) 신호와 하향링크 데이터 신호 중 적어도 하나를 제1신호라 칭한다. 또한 본 발명에서는 상향링크 스케줄링 승인에 대한 상향링크 데이터 신호와, 하향링크 데이터 신호에 대한 HARQ ACK/NACK 중 적어도 하나를 제2신호라 칭한다. 실시 예에서는 기지국이 단말에게 전송하는 신호 중에서, 단말로부터의 응답을 기대하는 신호이면 제1신호가 될 수 있으며, 제1신호에 해당하는 단말의 응답신호가 제2신호일 수 있다. 또한 실시 예에서 제1신호의 서비스 종류는 eMBB, URLLC 및 mMTC 중 적어도 하나일 수 있으며, 제2 신호 역시 상기 서비스 중 적어도 하나에 대응할 수 있다. 예를 들어, LTE 및 LTE-A 시스템에서 PUCCH format 0 혹은 4 및 PHICH가 제1신호가 될 수 있으며, 이에 해당하는 제2신호는 PUSCH가 될 수 있다. 또한 예를 들어, LTE 및 LTE-A 시스템에서 PDSCH가 제1신호가 될 수 있으며, 상기 PDSCH의 HARQ ACK/NACK 정보가 포함된 PUCCH 혹은 PUSCH가 제2신호가 될 수 있을 것이다.
이하 실시 예에서 제1신호의 TTI길이는, 제1신호 전송과 관련된 시간 값으로 제1신호가 전송되는 시간의 길이를 나타낼 수 있다. 또한 본 발명에서 제2신호의 TTI길이는, 제2신호 전송과 관련된 시간 값으로 제2신호가 전송되는 시간의 길이를 나타낼 수 있으며, 제3신호의 TTI길이는, 제3신호 전송과 관련된 시간 값으로 제3신호가 전송되는 시간의 길이를 나타낼 수 있다. 또한 본 발명에서 제2신호 전송 타이밍은 단말이 제2신호를 언제 송신하고, 기지국이 제2신호를 언제 수신하는지에 대한 정보이며, 제2신호 송수신 타이밍이라 할 수 있다.
또한 이하 실시 예에서 기지국이 제1신호를 n번째 TTI에서 전송하였을 때 단말이 제2신호를 n+k번째 TTI에서 전송한다고 가정하면, 상기에서 기지국이 단말에게 제2신호를 전송할 타이밍을 알려준다는 것은 k값을 알려주는 것과 같다. 혹은 기지국이 제1신호를 n번째 TTI에서 전송하였을 때 단말이 제2신호를 n+4+a번째 TTI에서 전송한다고 가정하면, 상기에서 기지국이 단말에게 제2신호를 전송할 타이밍을 알려준다는 것은 오프셋 값 a를 알려주는 것과 같다. 상기 n+4+a 대신 n+3+a, n+5+a 등 다양한 방법으로 오프셋이 정의될 수 있으며, 이하 본 발명에서 언급되는 n+4+a 값도 마찬가지로 다양한 방법으로 오프셋 a 값이 정의될 수 있을 것이다.
본 발명에서의 내용은 FDD 및 TDD 시스템에서 적용이 가능한 것이다.
이하 본 발명에서 상위시그널링은 기지국에서 물리계층의 하향링크 데이터 채널을 이용하여 단말로, 혹은 단말에서 물리계층의 상향링크 데이터 채널을 이용하여 기지국으로 전달되는 신호 전달 방법이며, RRC 시그널링, 혹은 PDCP 시그널링, 혹은 MAC 제어요소(MAC control element; MAC CE)라고 언급될 수도 있다.
본 발명에서는 단말 혹은 기지국이 제1신호를 수신한 후, 제2신호를 송신하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명하고 있지만, 제2신호를 보내는 방법은 다양한 방법으로 가능할 수 있다. 일례로 단말이 하향링크 데이터인 PDSCH를 수신한 후, 상기 PDSCH에 해당하는 HARQ ACK/NACK 정보를 기지국으로 보내는 타이밍은 본 발명에서 설명한 방법을 따르지만, 사용하는 PUCCH 포맷의 선택, PUCCH 자원의 선택 혹은 PUSCH에 HARQ ACK/NACK 정보를 매핑하는 방법 등은 또 다른 방식으로 결정된 방법을 따를 수 있다. 예를 들어, 상기 사용하는 PUCCH 포맷의 선택, PUCCH 자원의 선택 혹은 PUSCH에 HARQ ACK/NACK 정보를 매핑하는 방법 등은 LTE 규격의 내용에 기반하여 결정될 수도 있다.
본 발명에서 지연감소단말, 혹은 지연감소가 설정된 단말, 혹은 줄어든 처리시간을 갖는 단말, 혹은 줄어든 처리시간이 설정된 단말은 혼용될 수 있다.
[제3-1실시예]
제3-1실시예는 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하였을 때, 이와 관련된 PUSCH 전송을 하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다. 만약 지연감소가 설정된 단말에게 지연감소로 전송이 될 경우에 PHICH가 사용되지 않을 수 있으며, 이 경우는 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI가 수신되었을 때 적용될 수 있을 것이다. 이 경우, 지연감소로 전송되는 상향링크 전송에 대한 HARQ ACK-NACK 정보는 PHICH로 수신되지 않으므로, 단말은 해당 서브프레임에 PHICH 디코딩을 생략하는 것이 가능할 것이다.
TDD UL/DL 설정이 1부터 6까지 중에 하나일 경우, 서브프레임 n에서 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하면, 이와 관련된 PUSCH를 서브프레임 n+k에 단말이 송신하며, 상기 k는 하기 [표 3-5]로 주어진다.
[표 3-5]
Figure pat00064
TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 1 또는 6에서 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 IPHICH 자원이 0인 곳에서 수신하였을 때는 상기 표5를 따라서 상기 k 값을 결정할 수 있다. TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 LSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 IPHICH 자원이 1인 곳에서 수신하였을 때는 상기 k 값을 7로 결정할 수 있다. 그리고 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB와 LSB가 모두 1이면, k가 7일 때와, k가 상기 표5를 따를 때의 서브프레임 n+k에서 모두 PUSCH를 전송할 수 있을 것이다.
상기 TDD UL/DL 설정이 0일 때의 방법은 상기 방법만 가능한 것은 아니며 약간의 변형을 통해서도 적용이 가능할 것이다. 예를 들어 TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 1 또는 6에서 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 IPHICH 자원이 1인 곳에서 수신하였을 때는 상기 [표 3-5]를 따라서 상기 k 값을 결정할 수 있다. TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 LSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 IPHICH 자원이 0인 곳에서 수신하였을 때는 상기 k 값을 7로 결정할 수 있다. 다른 일례로는, TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 1 또는 6에서 IPHICH 자원이 1인 곳에서 수신하였을 때는 상기 [표 3-5]를 따라서 상기 k 값을 결정할 수 있다. TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 LSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 1 또는 6에서 IPHICH 자원이 0인 곳에서 수신하였을 때는 상기 k 값을 6으로 결정할 수 있다.
[제3-2실시예]
제3-2실시예는 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하였을 때, 이와 관련된 PUSCH 전송을 하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다. 만약 지연감소가 설정된 단말에게 지연감소로 전송이 될 경우에 PHICH가 사용되지 않을 수 있으며, 이 경우는 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI가 수신되었을 때 적용될 수 있을 것이다. 이 경우, 지연감소로 전송되는 상향링크 전송에 대한 HARQ ACK-NACK 정보는 PHICH로 수신되지 않으므로, 단말은 해당 서브프레임에 PHICH 디코딩을 생략하는 것이 가능할 것이다.
서브프레임 n에서 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하면 k가 2보다 큰 값 중에서, n+k의 서브프레임이 상향링크 전송이 가능한 서브프레임일 경우에, 단말은 서브프레임 n+k에서 PUSCH를 전송한다. 예를 들어, 서브프레임 n에서 상향링크 DCI를 수신한 단말은, n+3에서부터 상향링크 전송이 가능한 서브프레임에서 PUSCH를 전송한다. 만약 n+3이 하향링크 서브프레임이고, n+4가 상향링크 전송이 가능하면, 서브프레임 n+4에서 PUSCH를 전송한다.
[제3-3실시예]
제3-3실시예는 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하였을 때, 이와 관련된 PUSCH 전송을 하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다. 만약 지연감소가 설정된 단말에게 지연감소로 전송이 될 경우에 PHICH가 사용되지 않을 수 있으며, 이 경우는 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI가 수신되었을 때 적용될 수 있을 것이다. 이 경우, 지연감소로 전송되는 상향링크 전송에 대한 HARQ ACK-NACK 정보는 PHICH로 수신되지 않으므로, 단말은 해당 서브프레임에 PHICH 디코딩을 생략하는 것이 가능할 것이다.
TDD UL/DL 설정이 1부터 6까지 중에 하나일 경우, 서브프레임 n에서 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하면, 이와 관련된 PUSCH를 서브프레임 n+k에 단말이 송신하며, 상기 k는 하기 [표 3-6]으로 주어진다.
[표 3-6]
Figure pat00065
TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 1 또는 6에서 IPHICH 자원이 0인 곳에서 수신하였을 때는 상기 표6을 따라서 상기 k 값을 결정할 수 있다. TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 LSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 1 또는 6에서 IPHICH 자원이 1인 곳에서 수신하였을 때는 상기 k 값을 3로 결정할 수 있다. 그리고 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB와 LSB가 모두 1이면, k가 3일 때와, k가 상기 표5를 따를 때의 서브프레임 n+k에서 모두 PUSCH를 전송할 수 있을 것이다.
상기 TDD UL/DL 설정이 0일 때의 방법은 상기 방법만 가능한 것은 아니며 약간의 변형을 통해서도 적용이 가능할 것이다.
[제3-4실시예]
제3-4실시예는 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하였을 때, 이와 관련된 PUSCH 전송을 하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다. 만약 지연감소가 설정된 단말에게 지연감소로 전송이 될 경우에 PHICH가 사용되지 않을 수 있으며, 이 경우는 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI가 수신되었을 때 적용될 수 있을 것이다. 이 경우, 지연감소로 전송되는 상향링크 전송에 대한 HARQ ACK-NACK 정보는 PHICH로 수신되지 않으므로, 단말은 해당 서브프레임에 PHICH 디코딩을 생략하는 것이 가능할 것이다.
서브프레임 n에서 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 포함하는 PDCCH/EPDCCH를 수신하면 k가 1보다 큰 값 중에서, n+k의 서브프레임이 상향링크 전송이 가능한 서브프레임일 경우에, 단말은 서브프레임 n+k에서 PUSCH를 전송한다. 예를 들어, 서브프레임 n에서 상향링크 DCI를 수신한 단말은, n+2에서부터 상향링크 전송이 가능한 서브프레임에서 PUSCH를 전송한다. 만약 n+2이 하향링크 서브프레임이고, n+3가 상향링크 전송이 가능하면, 서브프레임 n+3에서 PUSCH를 전송한다.
상기 제3-1실시예와 제3-3실시예는 기지국이 단말에게 설정하는 것에 따라서 사용될 수 있고, 혹은 DCI에서 전달되는 정보에 따라서 사용될 수 있을 수 있다. 또한, 상기 제3-2실시예와 제3-4실시예는 기지국이 단말에게 설정하는 것에 따라서 사용될 수 있고, 혹은 DCI에서 전달되는 정보에 따라서 사용될 수 있을 수 있다. 또한 상기 제3-1실시예~제3-4실시예에서 기지국은 단말이 PUSCH를 전송하게 되는 서브프레임에서 PUSCH 디코딩을 시도해볼 수 있을 것이다. 도 3h에서는 상기 단말의 동작을 설명하고 있다. 단말이 PHICH 혹은 상향링크 스케줄링 정보가 담긴 PDCCH/EPDCCH를 수신하였을 때, 단말은 상위 시그널링 설정, PHICH 자원위치, DCI 정보 등 중에서 최소 한가지 이상을 확인한다(804). 도 3h에서 제1타이밍설정(806)이라함은, 종래 LTE/LTE-A에서의 PUSCH 전송 타이밍을 이용하는 것으로 단말의 최소 신호처리 시간이 TA값을 포함하여 약 3ms일 때의 경우를 가리킬 수 있다. 따라서 단말이 제1타이밍설정(806)을 확인하면 종래 LTE/LTE-A에서의 PUSCH 전송 타이밍과 동일하게 하며, 예를 들어 FDD에서는 서브프레임 n에서 PDCCH로 상향링크 스케줄링 정보가 수신되었다면, 서브프레임 n+4에서 PUSCH를 전송한다(808). 도 3h에서 제2타이밍설정(810)이라함은, 단말의 최소 신호처리 시간이 TA 값을 포함하여 약 2 ms일 때의 경우를 가리킬 수 있다. 따라서 단말이 제2타이밍설정(810)을 확인하면 제3-1실시예 혹은 제3-2실시예를 따라 타이밍을 결정하며, 예를 들어 FDD에서는 서브프레임 n에서 PDCCH로 상향링크 스케줄링 정보가 수신되었다면, 서브프레임 n+3에서 PUSCH를 전송한다(812). 도 3h에서 제3타이밍설정(814)이라함은, 단말의 최소 신호처리 시간이 TA 값을 포함하여 약 1ms일 때의 경우를 가리킬 수 있다. 따라서 단말이 제3타이밍설정(814)을 확인하면 제3-3실시예 혹은 제3-4실시예를 따라 타이밍을 결정하며, 예를 들어 FDD에서는 서브프레임 n에서 PDCCH로 상향링크 스케줄링 정보가 수신되었다면, 서브프레임 n+2에서 PUSCH를 전송한다(816). 상기에서 단말 혹은 기지국에 따라 제2타이밍설정(810)과 제3타이밍설정(814) 중 하나만 지원하는 경우도 가능할 수 있다.
또한, 상기 제3-1실시예와 제3-3실시예가 조합되어 실시되는 것도 가능할 것이다. 예를 들어, PDCCH/EPDCCH가 상향링크 스케줄링 정보를 전달하는 DCI를 단말이 수신하였을 때, PUSCH의 전송타이밍은 제3-1실시예와 같이 결정되며, 상기 단말이 PHICH를 수신하여, 이에 따른 PUSCH의 전송타이밍은 제3-3실시예와 같이 결정되는 것도 가능할 것이다. 즉, DCI를 이용하여 상향링크 스케줄링을 서브프레임 n에서 하는 경우에는, 단말이 서브프레임 n+3 혹은 이후에 PUSCH를 전송하고, PHICH를 이용하여 상향링크 재전송을 지시하는 경우에는 단말이 서브프레임 n+2 혹은 이후에 PUSCH를 전송할 수 있다는 것이다.
상기 제3-1실시예부터 제3-4실시예에서 PHICH라함은 상향링크 전송에 대한 HARQ NACK에 해당하는 정보를 의미한다. 따라서 PHICH를 수신한다는 의미는 단말이 재전송이 필요하다라는 의미로 해석될 수 있을 것이다.
[제3-5실시예]
제3-5실시예는 단말이 하향링크 데이터 PDSCH 전송을 받고 상기 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK을 PUCCH 혹은 PUSCH 등의 상향링크 채널로 전달하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다.
서브프레임 n-k에서 전송된 PDSCH의 HARQ ACK/NACK 정보는 서브프레임 n에 전송되며, 상기 k는 하기 [표 3-7]에서와 같이 TDD UL/DL 설정과 서브프레임 위치에 따라 달라질 수 있다. 본 실시예에서 PDSCH라함은 PDCCH/EPDCCH에 의해 스케줄링 된 PDSCH이거나, 혹은 SPS 설정된 PDSCH일 수 있다.
[표 3-7]
Figure pat00066
상기 표의 각 칸에 적힌 숫자들의 순서는 다르게 변형되어 적용하는 것이 가능할 것이다.
상기 [표 3-7]에서 에서 k 값이 여러 개인 경우는, 하나 이상의 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK 정보가 서브프레임 n에서 같이 전송될 수 있다는 의미이다. 예를 들어, UL/DL 설정 1에서, 서브프레임 2에서는 6서브프레임 이전과 3서브프레임 이전에서 전송된 PDSCH들에 해당되는 HARQ ACK/NACK 정보들이 전송된다.
상기 [표 3-7]은 하기 [표 3-7a]로 로 수정되어 사용하는 것이 가능할 것이다.
[표 3-7a]
Figure pat00067
상기 표의 각 칸에 적힌 숫자들의 순서는 다르게 변형되어 적용하는 것이 가능할 것이다.
[제3-6실시예]
제3-6실시예는 단말이 하향링크 데이터 PDSCH 전송을 받고 상기 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK을 PUCCH 혹은 PUSCH 등의 상향링크 채널로 전달하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다.
서브프레임 n에서 기지국이 단말에게 PDSCH 전송을 하였다면, 단말은 상기 PDSCH에 관련된 HARQ ACK/NACK 정보를 k가 2보다 큰 값 중에서, n+k의 서브프레임이 상향링크 전송이 가능한 서브프레임일 경우에, 단말은 서브프레임 n+k에서 PUCCH 또는 PUSCH로 전송한다. 예를 들어, 서브프레임 n에서 PDSCH를 수신한 단말은, n+3에서부터 상향링크 전송이 가능한 서브프레임에서 PUCCH 또는 PUSCH로 상기 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK 정보를 기지국으로 전송한다. 만약 n+3이 하향링크 서브프레임이고, n+4가 상향링크 전송이 가능하면, 서브프레임 n+4에서 PUCCH 또는 PUSCH로 HARQ ACK/NACK 정보를 전송한다.
[제3-실시예]
제3-7실시예는 단말이 하향링크 데이터 PDSCH 전송을 받고 상기 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK을 PUCCH 혹은 PUSCH 등의 상향링크 채널로 전달하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다.
서브프레임 n-k에서 전송된 PDSCH의 HARQ ACK/NACK 정보는 서브프레임 n에 전송되며, 상기 k는 하기 [표 3-8]에서와 같이 TDD UL/DL 설정과 서브프레임 위치에 따라 달라질 수 있다. 본 실시예에서 PDSCH라함은 PDCCH/EPDCCH에 의해 스케줄링 된 PDSCH이거나, 혹은 SPS 설정된 PDSCH일 수 있다.
[표 3-8]
Figure pat00068
상기 표의 각 칸에 적힌 숫자들의 순서는 다르게 변형되어 적용하는 것이 가능할 것이다.
상기 [표 3-8]에서 k 값이 여러 개인 경우는, 하나 이상의 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK 정보가 서브프레임 n에서 같이 전송될 수 있다는 의미이다. 예를 들어, UL/DL 설정 1에서, 서브프레임 2에서는 3서브프레임 이전과 2서브프레임 이전에서 전송된 PDSCH들에 해당되는 HARQ ACK/NACK 정보들이 전송된다.
상기 [표 3-8]은 하기 [표 3-8a]로 수정되어 사용하는 것이 가능할 것이다.
[표 3-8a]
Figure pat00069
상기 표의 각 칸에 적힌 숫자들의 순서는 다르게 변형되어 적용하는 것이 가능할 것이다.
[제3-8실시예]
제3-8실시예는 단말이 하향링크 데이터 PDSCH 전송을 받고 상기 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK을 PUCCH 혹은 PUSCH 등의 상향링크 채널로 전달하는 타이밍을 결정하는 방법을 설명한다.
서브프레임 n에서 기지국이 단말에게 PDSCH 전송을 하였다면, 단말은 상기 PDSCH에 관련된 HARQ ACK/NACK 정보를 k가 1보다 큰 값 중에서, n+k의 서브프레임이 상향링크 전송이 가능한 서브프레임일 경우에, 단말은 서브프레임 n+k에서 PUCCH 또는 PUSCH로 전송한다. 예를 들어, 서브프레임 n에서 PDSCH를 수신한 단말은, n+2에서부터 상향링크 전송이 가능한 서브프레임에서 PUCCH 또는 PUSCH로 상기 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK 정보를 기지국으로 전송한다. 만약 n+2이 하향링크 서브프레임이고, n+3가 상향링크 전송이 가능하면, 서브프레임 n+3에서 PUCCH 또는 PUSCH로 HARQ ACK/NACK 정보를 전송한다.
상기 제3-5실시예와 제3-7실시예는 기지국이 단말에게 설정하는 것에 따라서 사용될 수 있고, 혹은 DCI에서 전달되는 정보에 따라서 사용될 수 있을 수 있다. 또한, 상기 제3-6실시예와 제3-8실시예는 기지국이 단말에게 설정하는 것에 따라서 사용될 수 있고, 혹은 DCI에서 전달되는 정보에 따라서 사용될 수 있을 수 있다. 또한 상기 제3-5실시예~제3-8실시예에서 기지국은 단말이 PDSCH에 대한 HARQ ACK/NACK 정보가 포함된 PUCCH 혹은 PUSCH를 전송하게 되는 서브프레임에서 PUCCH 혹은 PUSCH 디코딩을 시도해볼 수 있을 것이다. 도 3i에서는 상기 단말의 동작을 설명하고 있다. 단말이 PDSCH를 수신하였을 때, 단말은 상위 시그널링 설정, DCI 정보 등 중에서 최소 한가지 이상을 확인한다(903). 도 3i에서 제1타이밍설정(905)이라함은, 종래 LTE/LTE-A에서의 PUCCH 혹은 PUSCH로 HARQ ACK/NACK 정보 전송 타이밍을 이용하는 것으로 단말의 최소 신호처리 시간이 TA 값을 포함하여 약 3ms일 때의 경우를 가리킬 수 있다. 따라서 단말이 제1타이밍설정(907)을 확인하면 종래 LTE/LTE-A에서의 HARQ ACK/NACK 정보 전송 타이밍과 동일하게 하며, 예를 들어 FDD에서는 서브프레임 n에서 PDSCH가 수신되었다면, 서브프레임 n+4에서HARQ ACK/NACK 정보를 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 전송한다(907). 도 3i에서 제2타이밍설정(909)이라함은, 단말의 최소 신호처리 시간이 TA 값을 포함하여 약 2ms일 때의 경우를 가리킬 수 있다. 따라서 단말이 제2타이밍설정(909)을 확인하면 제3-5실시예 혹은 제3-6실시예를 따라 타이밍을 결정하며, 예를 들어 FDD에서는 서브프레임 n에서 PDSCH가 수신되었다면, 서브프레임 n+3에서 HARQ ACK/NACK 정보를 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 전송한다 (911). 도 3i에서 제3타이밍설정(913)이라함은, 단말의 최소 신호처리 시간이 TA 값을 포함하여 약 1ms일 때의 경우를 가리킬 수 있다. 따라서 단말이 제3타이밍설정(913)을 확인하면 제3-7실시예 혹은 제3-8실시예를 따라 타이밍을 결정하며, 예를 들어 FDD에서는 서브프레임 n에서 PDSCH가 수신되었다면, 서브프레임 n+2에서 HARQ ACK/NACK 정보를 PUCCH 혹은 PUSCH를 통해 전송한다(915). 상기에서 단말 혹은 기지국에 따라 제2타이밍설정(909)과 제3타이밍설정(913) 중 하나만 지원하는 경우도 가능할 수 있다.
[제3-9실시예]
제3-9실시예는 단말이 상향링크 전송에 사용하는 전력을 제어하는 타이밍에 관해 설명한다.
PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송할 수 없는 단말은 특정 서빙셀 c에서 서브프레임 i에 전송할 PUSCH 전송에 사용하는 전력
Figure pat00070
을 하기와 같이 계산할 수 있다.
Figure pat00071
PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송할 수 있는 단말은 특정 서빙셀 c에서 서브프레임 i에 전송할 PUSCH 전송에 사용하는 전력
Figure pat00072
을 하기와 같이 계산할 수 있다.
Figure pat00073
상기 수학식들에서
Figure pat00074
는 상기 단말이 서빙셀 c에서 서브프레임 i에 전송할 수 있는 설정된 전력이다.
Figure pat00075
는
Figure pat00076
의 선형 변화된 값이며,
Figure pat00077
는 PUCCH 전송 전력인
Figure pat00078
의 선형변화된 값이다. 는 서빙셀 c에서 서브프레임 i에 PUSCH 전송에 사용하도록 할당된 PRB 수이다.
Figure pat00080
는 상위 시그널링으로 전달된 파라미터들로 만들어지는 값이다.
Figure pat00081
는
Figure pat00082
값들 중에 하나로 상위에서 전달될 수 있다.
Figure pat00083
는 하향링크 패스로스(pathloss) 추정값으로 단말이 계산할 수 있다.
Figure pat00084
는 PUSCH에서 전송되는 제어신호 부분에 따라 결정될 수 있는 값이다.
Figure pat00085
는 PDCCH 또는 EPDCCH의 DCI 포맷 0/4 혹은 DCI 포맷 3/3A에 포함된 TPC 명령에 따라 설정될 수 있는 값이며, 이는 하기와 같은 수식에 따라 적용될 수 있다. 누적 전력 계산이 가능하도록 설정된다면
Figure pat00086
, 누적 설정이 안되어있다면
Figure pat00087
와 같이 계산한다.
상기에서 타이밍을 결정하는
Figure pat00088
는 상위 시그널링으로 전달될 수 있다. 일례로 최소 신호처리 시간이 1 ms 인 것으로 지연감소 단말이 설정되었다면 단말은 상기
Figure pat00089
를 2라고 가정할 수 있을 것이다. 상기에서
Figure pat00090
가 2라는 의미는 서브프레임 i에서 전송될 PUSCH의 전력을 i-2에서 전달된 전력제어 명령에 따라 결정한다는 의미일 것이다.
또는, 전력제어 명령이 전달되는 DCI 포맷에
Figure pat00091
값을 알려주는 지시자가 포함될 수 있을 것이다. 예를 들어, 상기 지시자가 0일 경우에는
Figure pat00092
는 2이며, 지시자가 1일 경우에는
Figure pat00093
는 3으로 가정할 수 있다. 상기 DCI 포맷의 지시자가 가리키는
Figure pat00094
값의 정보는 다양한 방법으로 매핑될 수 있을 것이다.
상기 예는 FDD 시스템을 기준으로 하였지만, TDD에서는 가리키는 값이 하기와 같은 [표 3-9]로 제공될 수 있을 것이다.
[표 3-9]
Figure pat00095
TDD UL/DL 설정 1에서 6은 상기 표를 기준으로 서브프레임 i에 따라
Figure pat00096
가 결정될 수 있을 것이다. TDD UL/DL 설정 0의 경우에는
Figure pat00097
값을 정하는 방법이 제3-1~제3-4 실시예들에 따라 달라질 수 있다. 일례로, 제3-1실시예에서 TDD UL/DL 설정이 0일 때, 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 1 또는 6에서 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 IPHICH 자원이 0인 곳에서 수신하였을 때는 상기 표5를 따라서 상기 k 값을 결정하며, 또한 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 LSB가 1인 PDCCH/EPDCCH를 수신하였거나, PHICH를 서브프레임 0 또는 5에서 IPHICH 자원이 1인 곳에서 수신하였을 때는 상기 k 값을 7로 결정할 수 있고, 또한 상향링크 DCI 포맷의 UL index의 MSB와 LSB가 모두 1이면, k가 7일 때와, k가 상기 표5를 따를 때의 서브프레임 n+k에서 모두 PUSCH를 전송하는 방법에서의
Figure pat00098
값 결정은 하기와 같을 수 있다. 상기 제3-1실시예의 일례에서는, 서브프레임 3이나 8에서 전송될 수 있는 PUSCH를 스케줄링해주는 DCI 정보가 해당 프레임의 서브프레임 0 또는 5에서 전달될 수도 있고, 혹은 이전 프레임의 서브프레임 5 또는 0에서 전달될 수도 있다. 따라서 전력제어를 위해 서브프레임 3이나 8에서 전송될 수 있는 PUSCH가 어느 서브프레임에서 스케줄링이 되었는지 명시할 필요가 있다. 상기 일례에서는 i가 서브프레임 3이나 8이면, 즉 PUSCH 전송이 서브프레임 3나 8에서 전송될 경우, PDCCH 혹은 EPDCCH에서 제공되는 DCI 포맷 0 또는 4 또는 기타 DCI 포맷의 UL index 부분의 LSB가 1일 경우에는 가 7이라고 판단될 수 있다.
[제3-10실시예]
제3-10실시예는 PUSCH 전송에 따르는 HARQ-ACK 정보를 포함하는 PHICH가 어느 타이밍에 전송되는지를 설명한다. 혹은, 단말이 수신하는 HARQ-ACK 정보를 포함하는 PHICH가 언제 전송된 PUSCH와 관련된 것인지를 설명하는 것일 수 있다.
지연감소가 설정된 단말은 서브프레임 i에 전송되는 PHICH의 HARQ-ACK 정보는, 서브프레임 i-k에서 전송된 PUSCH에 연관된 것으로 판단할 수 있다. FDD 시스템인 경우 상기 k는 3로 주어진다. 즉, FDD 시스템에서 서브프레임 i에 전송되는 PHICH의 HARQ-ACK 정보는, 서브프레임 i-3에서 전송된 PUSCH에 연관된 것이다. TDD 시스템의 경우 EIMTA가 설정되지 않은 단말이, 하나의 서빙셀만 설정되거나 혹은 모두 같은 TDD UL/DL 설정으로 되었을 경우에는, TDD UL/DL 설정 1에서 6일 때, 하기 [표 3-10]에 따라 k값이 주어질 수 있다.
[표 3-10]
Figure pat00099
즉, 예를 들어, TDD UL/DL 설정 1에서, 서브프레임 6에서 전송되는 PHICH는 4 서브프레임 전인 서브프레임 2에서 전송된 PUSCH의 HARQ-ACK 정보일 수 있다.
만약, TDD UL/DL 설정 0일 때는, IPHICH=0에 해당하는 PHICH 자원으로 HARQ-ACK이 수신되면, 상기 HARQ-ACK 정보가 가리키는 PUSCH는 서브프레임 i-k에서 전송된 것이며 상기 k 값은 상기 표 4에 따라 주어진다. TDD UL/DL 설정 0일 때는, IPHICH=1에 해당하는 PHICH 자원으로 HARQ-ACK이 수신되면, 상기 HARQ-ACK 정보가 가리키는 PUSCH는 서브프레임 i-6에서 전송된 것이다. 상기와 같은 방법을 n+3이 가능한 지연감소 단말에게 적용하는 방법으로 혼용하기로 한다.
혹은 아래와 같이 변형되어 실시될 수도 있을 것이다.
지연감소가 설정된 단말은 서브프레임 i에 전송되는 PHICH의 HARQ-ACK 정보는, 서브프레임 i-k에서 전송된 PUSCH에 연관된 것으로 판단할 수 있다. FDD 시스템인 경우 상기 k는 2로 주어진다. 즉, FDD 시스템에서 서브프레임 i에 전송되는 PHICH의 HARQ-ACK 정보는, 서브프레임 i-2에서 전송된 PUSCH에 연관된 것이다. TDD 시스템의 경우 EIMTA가 설정되지 않은 단말이, 하나의 서빙셀만 설정되거나 혹은 모두 같은 TDD UL/DL 설정으로 되었을 경우에는, TDD UL/DL 설정 1에서 6일 때, 하기 [표 3-11]에 따라 k값이 주어질 수 있다.
[표 3-11]
Figure pat00100
즉, 예를 들어, TDD UL/DL 설정 1에서, 서브프레임 6에서 전송되는 PHICH는 3 서브프레임 전인 서브프레임 3에서 전송된 PUSCH의 HARQ-ACK 정보일 수 있다.
만약, TDD UL/DL 설정 0일 때는, IPHICH=0에 해당하는 PHICH 자원으로 HARQ-ACK이 수신되면, 상기 HARQ-ACK 정보가 가리키는 PUSCH는 서브프레임 i-k에서 전송된 것이며 상기 k 값은 상기 표 4에 따라 주어진다. TDD UL/DL 설정 0일 때는, IPHICH=1에 해당하는 PHICH 자원으로 HARQ-ACK이 수신되면, 상기 HARQ-ACK 정보가 가리키는 PUSCH는 서브프레임 i-3에서 전송된 것이다.
상기 [표 3-10]과 [표 3-11]에 해당하는 동작방법은 기지국으로부터의 상위시그널링에 따라 선택적으로 동작하는 것이 가능할 것이다.
본 발명에서 서브프레임 i-k 혹은 n-k을 언급할 때, i-k 혹은 n-k가 0보다 작은 경우에는, 서브프레임 i-k 혹은 n-k는 이전 라디오프레임의 서브프레임 10+i-k 혹은 10+n-k를 의미하는 것일 수 있다.
상기에서 제3-10실시예는 제3-1실시예, 혹은 제3-2실시예, 혹은 제3-3실시예, 혹은 제3-4실시예와 같이 설정되어 사용됨으로써 상향링크 데이터 전송에 있어 재전송 지연시간을 줄이는데 이용될 수 있다.
본 발명의 상기 실시예들을 수행하기 위해 단말과 기지국의 송신부, 수신부, 처리부가 각각 도 3j와 도 3k에 도시되어 있다. 상기 제3-1실시예부터 제3-9시예까지 제2신호의 송수신 타이밍 및 단말송신전력을 결정하고 이에 따르는 동작을 수행하기 위해 기지국과 단말의 송수신 방법이 나타나 있으며, 이를 수행하기 위해 기지국과 단말의 수신부, 처리부, 송신부가 각각 실시 예에 따라 동작하여야 한다.
구체적으로 도 3j는 본 발명의 실시예에 따른 단말의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 3j에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 단말은 단말기 수신부(1200), 단말기 송신부(1204), 단말기 처리부(1202)를 포함할 수 있다. 단말기 수신부(1200)와 단말이 송신부(1204)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 기지국과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 단말기 처리부(1202)로 출력하고, 단말기 처리부(1202)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 단말기 처리부(1202)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 단말이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 단말 수신부(1200)에서 기지국으로부터 제2신호 전송 타이밍 정보를 포함하는 신호를 수신하고, 단말 처리부(1202)는 제2신호 전송 타이밍을 해석하도록 제어할 수 있다. 이후, 단말 송신부(1204)에서 상기 타이밍에서 제2신호를 송신한다.
도 3k는 본 발명의 실시예에 따른 기지국의 내부 구조를 도시하는 블록도이다. 도 3k에서 도시되는 바와 같이, 본 발명의 기지국은 기지국 수신부(1301), 기지국 송신부(1305), 기지국 처리부(1303)를 포함할 수 있다. 기지국 수신부(1301)와 기지국 송신부(1305)를 통칭하여 본 발명의 실시 예에서는 송수신부라 칭할 수 있다. 송수신부는 단말과 신호를 송수신할 수 있다. 상기 신호는 제어 정보와, 데이터를 포함할 수 있다. 이를 위해, 송수신부는 송신되는 신호의 주파수를 상승 변환 및 증폭하는 RF 송신기와, 수신되는 신호를 저 잡음 증폭하고 주파수를 하강 변환하는 RF 수신기 등으로 구성될 수 있다. 또한, 송수신부는 무선 채널을 통해 신호를 수신하여 기지국 처리부(1303)로 출력하고, 단말기 처리부(1303)로부터 출력된 신호를 무선 채널을 통해 전송할 수 있다. 기지국 처리부(1303)는 상술한 본 발명의 실시예에 따라 기지국이 동작할 수 있도록 일련의 과정을 제어할 수 있다. 예를 들어, 기지국 처리부(1303)는 제2신호 전송 타이밍을 결정하고, 단말에게 전달할 상기 제2신호 전송 타이밍 정보를 생성하도록 제어할 수 있다. 이후, 기지국 송신부(1305)에서 상기 타이밍 정보를 단말에게 전달하고, 기지국 수신부(1301)는 상기 타이밍에서 제2신호를 수신한다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 기지국 처리부(1303)는 상기 제2신호 송신 타이밍 정보를 포함하는 하향링크 제어 정보(Downlink Control Information, DCI)를 생성하도록 제어할 수 있다. 이 경우, 상기 DCI는 상기 제2신호 전송 타이밍 정보임을 지시할 수 있다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시 예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 발명의 실시예 3-1과 실시예 3-2, 그리고 실시예 3-3의 일부분들이 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다. 또한 상기 실시예들은 LTE/LTE-A 시스템을 기준으로 제시되었지만, 5G, NR 시스템 등 다른 시스템에도 상기 실시예의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능할 것이다.

Claims (1)

  1. 무선 통신 시스템에서 제어 신호 처리 방법에 있어서,
    기지국으로부터 전송되는 제1 제어 신호를 수신하는 단계;
    상기 수신된 제1 제어 신호를 처리하는 단계; 및
    상기 처리에 기반하여 생성된 제2 제어 신호를 상기 기지국으로 전송하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어 신호 처리 방법.
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