JP2017092555A - シングルキャリアｍｉｍｏ送信装置及びシングルキャリアｍｉｍｏ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＣ−ＭＩＭＯ方式において、必要十分な時間長のパイロットシンボルを用いて、精度高くチャネル応答を推定する。
【解決手段】送信装置の２つのＳＣブロック構成部により、データにＣＰ（サイクリックプレフィクス）を付加し、チャネル応答を推定するためのＵＷ（ユニークワード）をパイロットシンボルとして設定し、第１ブロックと第２ブロックとをＭＩＭＯ信号分離時に識別するためのブロック情報を設定することで、連続する２つのＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及びデータからなる第１ブロック及び第２ブロックを生成する。一つのブロック構成部により、第１ブロックについて、２つの連続するＵＷを設定し、第２ブロックについて、２つの連続するＵＷを、第１ブロックのＵＷと同位相に設定する。もう一つのＳＣブロック構成部により、第２ブロックについて、２つの連続するＵＷを、第１ブロックのＵＷとは逆位相に設定する。
【選択図】図２

Description

本発明は、放送または通信等の無線伝送システムにおいて、複数のアンテナを用いて多くの情報をシングルキャリアにより無線伝送するＳＣ−ＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｍｕｌｔｉｐｅｌ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ：シングルキャリアＭＩＭＯ）方式の送信装置及び受信装置に係わり、特に、複数の送信アンテナと単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するチャネル推定技術に関する。

従来、放送または通信等の固定伝送の無線伝送システムでは、１つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。この理由として、シングルキャリア方式では、一般に、送信信号のピーク電力と平均電力との間の比であるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均電力比）が小さいため、送信装置の電力増幅器を高出力領域で動作させることができ、電力効率が高いことが挙げられる。

一方で、シングルキャリア方式は、シンボル時間が短いため、マルチパスによるシンボル間干渉の影響を受けやすい。シングルキャリア方式は、一般に、時間領域でチャネル等化（伝搬路で生じた振幅及び位相の変化を元に戻す処理）を行い、等化係数の収束に時間がかかるため、移動伝送には不向きであるとされていた。

しかしながら、近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域でチャネル等化を行うＳＣ−ＦＤＥ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ：シングルキャリア周波数領域等化）方式が提案されている（例えば、特許文献１または非特許文献１を参照）。

このＳＣ−ＦＤＥ方式は、ブロック単位でチャネル推定とチャネル等化を行うため、同じく周波数領域でチャネル等化を行うＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）方式のように、移動伝送時の高速なチャネル変動に追従することができる。また、ＳＣ−ＦＤＥ方式は、ＯＦＤＭ方式と同じように、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）を設けてあるため、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。

一方、ＳＣ−ＦＤＥ方式と、複数の送信アンテナ及び単数または複数の受信アンテナを用いて伝送容量を拡大するＭＩＭＯ技術とを組み合わせることにより、周波数領域でＭＩＭＯの信号分離を行うＳＣ−ＭＩＭＯ技術が提案されている（例えば、特許文献２，３を参照）。ＳＣ−ＦＤＥ方式をＭＩＭＯシステムに適用する際には、受信装置が、各送信アンテナと各受信アンテナとの間のチャネル応答を、受信信号から正確に推定することが重要となる。

特許文献２には、パイロットシンボル系列からなるブロックをまず送信し、続いて、データシンボル系列からなるブロックを複数送信する技術が記載されている。具体的には、送信装置は、最初に、シンボル系列の後ろ部分のコピーであるＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ：サイクリックプレフィックス）を付加したパイロットシンボル系列からなるブロックを送信する。そして、送信装置は、その次に、ＣＰを付加したデータシンボル系列からなるブロックを複数送信する。この場合、送信装置は、送信アンテナ毎に、固有のパイロット符号をパイロットシンボルに割り当てる。

受信装置は、送信装置から受信したパイロットシンボル系列を周波数領域に変換し、当該変換した信号と、送信アンテナ毎に既知のパイロットシンボル系列を周波数領域に変換した参照信号との間で相関処理を行う。そして、受信装置は、各送信アンテナと各受信アンテナとの間のチャネル応答を推定する。

この特許文献２の技術では、送信アンテナ毎に、異なるパイロット符号がパイロットシンボルに割り当てられる。しかし、異なるパイロット符号の相関は完全に０にはならないため、推定されたチャネル応答に誤差が残るという欠点がある。

また、特許文献３には、チャネル応答を推定可能なパイロットＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：シングルキャリア周波数分割多元接続）シンボルを生成し、複数のデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１以上のパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルとにより、１タイムスロットの信号列を構成して伝送する技術が記載されている。

具体的には、送信装置は、データ系列またはパイロット系列を、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散フーリエ変換）処理により周波数領域の系列に変換する。そして、送信装置は、これを伝送に使用するサブバンドにマッピングしてから、ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：離散逆フーリエ変換）処理により時間領域の系列に戻し、さらにＣＰを付加してＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを形成する。複数のデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１以上のパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルとにより、１タイムスロットの信号列が構成される。

ここで、ＭＩＭＯにおけるパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを伝送する手法として、ＴＤＭ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：時分割多重化）パイロット法、ＣＤＭ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：符号分割多重化）パイロット法、分散または局所化パイロット法がある。

ＴＤＭパイロット法は、ユーザー数分のパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを使用し、異なるタイミングで送信する手法である（特許文献３の図５を参照）。各ユーザーの送信装置は、パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを同時には送信しないで、順番に時分割でパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを占有して送信する。

ＣＤＭパイロット法は、送信装置が、ユーザー毎に直交する符号を複数のパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに割り当てて送信し、受信装置が、多重された受信パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに直交符号を掛けて分離する手法である（特許文献３の図６を参照）。分散または局所化パイロット法は、パイロット系列を、周波数軸上でユーザー毎に異なるサブバンドに割り当てる手法である（特許文献３の図７を参照）。

これらの手法は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式への適用を前提としたものであり、受信装置は、ユーザー毎のパイロット系列の分離が済んだ後、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）法、ＬＳ（最小二乗）法を使用して、チャネル応答を推定する。

この特許文献３の技術では、１タイムスロットの期間でチャネルが変動しないことを想定している。しかし、１タイムスロットの期間の信号列は、複数のデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１以上のパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルとにより構成されるから、１タイムスロットの時間長は比較的長い。このため、高速にチャネルが変動した場合には、推定されたチャネル応答に誤差が残るという欠点がある。

また、特許文献３の技術では、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを全て使用し、周波数軸上の短い間隔でチャネル応答を推定する仕組みとなっている。ＣＰを超える遅延波が到来するとＳＣ−ＦＤＭＡシンボル間で干渉が発生するが、そもそもＣＰの時間長は、当該時間長を超える遅延波を想定した値ではなく、チャネル応答を推定する周波数軸上の間隔はさほど短くなくてもよい。このため、チャネル応答の推定能力が過剰であるという欠点がある。

一般に、遅延波の遅延時間が比較的長いことが想定される場合には、長い時間長のパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを使用し、パイロット信号を周波数軸上において短い間隔で配置することにより、チャネル応答を精度高く推定することができる。これに対し、遅延波の遅延時間が比較的短いことが想定される場合には、パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの時間長はさほど長くなくてもよく、すなわち、パイロット信号を周波数軸上にさほど短い間隔で配置する必要がない。

ＣＰは、到来する遅延波を想定してその時間長が設定されており、ＣＰを超える遅延波が到来することは基本的には想定していない。したがって、パイロット信号の周波数軸上の間隔は、遅延波の遅延時間が反映されたＣＰの時間長に見合っていることが望ましく、必要以上に短くする必要はない。つまり、パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、必要以上に長く設定する必要はない。

特許文献３の技術では、パイロット信号の周波数軸上の間隔は、遅延波の遅延時間が反映されたＣＰの時間長に見合ったものにはなっておらず、必要以上に短くなっている。つまり、パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、必要以上に長く設定されている。遅延波はＣＰの時間長以下に収まることが前提となっていることから、周波数軸上において、チャネル応答の周波数特性のリップルはさほど細かくならない。このため、パイロット信号は、さほど短い間隔で配置しなくてもよい。

図１１は、反射波（遅延波）の遅延時間とリップルの関係を説明する図である。図１１（ａ）はマルチパスモデルを示す図であり、図１１（ｂ）は遅延プロファイルを示す図であり、図１１（ｃ）は周波数特性を示す図である。図１１（ａ）に示すように、送信アンテナから受信アンテナへの直接波と反射波（遅延波）が存在し、図１１（ｂ）に示すように、反射波は、ＧＩ（ガードインターバル）の時間をｔ_gとして、ＧＩ内の遅延時間ｔ_dに受信アンテナに到着するものとする。

この場合の周波数特性のリップルは、図１１（ｃ）に示すように、周波数幅が１／ｔ_dとなる。つまり、周波数特性のリップルは、反射波の遅延時間が長い場合に細かくなり、反射波の遅延時間が短い場合に粗くなる。

このように、特許文献３の技術では、遅延波はＣＰの時間長以下に収まることが前提となっており、チャネル応答の周波数特性のリップルがさほど細かくならないから、パイロット信号の配置間隔を短く設定する必要がない。しかし、比較的長い時間長のパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを使用しており、パイロット信号の配置間隔は短い。つまり、チャネル応答を推定するために使用されるパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、さほど長くなくても問題はなく、必要以上に長いパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを使用していることから、チャネル応答の推定能力が過剰であるという欠点がある。

特許第５６２４５２７号 特許第５１４６９２０号 特許第４７２３６４０号

Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ，ｅｔ ａｌ．，"Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｓｉｎｇｌｅ−ｃａｒｒｉｅｒ ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｓｙｓｔｅｍｓ，"ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎ．ｍａｇ．，Ｖｏｌ．４０，ｐｐ．５８−６６，Ａｐｒｉｌ ２００２．

このように、従来技術では、特許文献２のように、送信アンテナ毎に異なるパイロット信号の相関が完全には０にならないことから、チャネル応答を精度高く推定することができないという問題があった。また、特許文献３のように、１タイムスロットの期間内で高速なチャネル変動が発生した場合にも、同様の問題があった。

また、従来技術では、特許文献３のように、チャネル応答を推定するために使用されるパイロットシンボルの時間長が必要以上に長いことから、伝送レートが低下し、伝送効率も低下するという問題もあった。

そこで、本発明はかかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＳＣ−ＭＩＭＯ方式において、必要十分な時間長のパイロットシンボルを用いて、精度高くチャネル応答を推定可能なシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置及びシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するため、請求項１のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、連続する複数のブロックから１つのブロックを識別するためのブロック情報を設定し、２つの連続する前記ＵＷ、前記ブロック情報、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなるブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、前記ブロック構成部が、前記複数の送信系統において直交する直交符号に基づいて、２つの連続する前記ＵＷを設定する、ことを特徴とする。

また、請求項２のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、連続する複数のブロックから１つのブロックを識別するためのブロック情報を設定し、２つの連続する前記ＵＷまたはヌルデータ、前記ブロック情報、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなるブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、前記ブロック構成部が、前記連続する複数のブロックのそれぞれについて、前記複数の送信系統のうちの１つの送信系統であって、他のブロックとは異なる送信系統に対し、２つの連続する前記ＵＷを設定し、他の送信系統について、２つの連続する前記ＵＷの代わりに前記ヌルデータを設定する、ことを特徴とする。

また、請求項３のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、２つの連続する前記ＵＷからなる複数のプリアンブル、及び、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなる複数のブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、前記ブロック構成部が、前記複数の送信系統において直交する直交符号に基づいて、２つの連続する前記ＵＷを設定する、ことを特徴とする。

また、請求項４のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置は、送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、２つの連続する前記ＵＷまたはヌルデータからなる複数のプリアンブル、及び、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなる複数のブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、前記ブロック構成部が、前記連続する複数のプリアンブルのそれぞれについて、前記複数の送信系統のうちの１つの送信系統であって、他のプリアンブルとは異なる送信系統に対し、２つの連続する前記ＵＷを設定し、他の送信系統について、２つの連続する前記ＵＷの代わりに前記ヌルデータを設定する、ことを特徴とする。

さらに、請求項５のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、請求項１のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号を分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のブロックの先頭を検出し、前記受信信号のブロックから前記ブロック情報を検出し、当該ブロック情報に基づいて前記受信信号のブロックを識別するブロック同期部と、前記ブロック同期部により、複数の送信系統の全てについて直交符号に基づいて設定されたＵＷが多重された前記ブロックが識別され、当該ブロックに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項６のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、請求項２のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷまたはヌルデータ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号を分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のブロックの先頭を検出し、前記受信信号のブロックから前記ブロック情報を検出し、当該ブロック情報に基づいて前記受信信号のブロックを識別するブロック同期部と、前記ブロック同期部により、複数の送信系統のうちの１つの送信系統についてのＵＷと、他の送信系統についてのヌルデータとが多重された前記ブロックが識別され、当該ブロックに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項７のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、請求項３のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷからなるプリアンブルが多重された受信信号、及び、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号を分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のプリアンブルの先頭及び前記受信信号のブロックの先頭を検出するブロック同期部と、前記ブロック同期部により、複数の送信系統の全てについて直交符号に基づいて設定されたＵＷが多重された前記プリアンブルが検出され、当該プリアンブルに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項８のシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置は、請求項４のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷまたはヌルデータからなるプリアンブルが多重された受信信号、及び、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号に分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のプリアンブルの先頭及び前記受信信号のブロックの先頭を検出するブロック同期部と、前記ブロック同期部により、複数の送信系統のうちの１つの送信系統についてのＵＷと、他の送信系統についてのヌルデータとが多重された前記プリアンブルが検出され、当該プリアンブルに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＳＣ−ＭＩＭＯ方式において、必要十分な時間長のパイロットシンボルを用いて、精度高くチャネル応答を推定することができる。

本発明の実施形態による送信装置及び受信装置を含むＳＣ−ＭＩＭＯシステムの全体構成例を示すブロック図である。 第１の信号形式を説明する図である。 第２の信号形式を説明する図である。 第３の信号形式を説明する図である。 第４の信号形式を説明する図である。 本発明の実施形態による送信装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。 ブロック情報を説明する図である。 送信アンテナ数が４（ｎ＝４）の場合における第１の信号形式を説明する図である。 送信アンテナ数が４（ｎ＝４）の場合における第２の信号形式を説明する図である。 反射波（遅延波）の遅延時間とリップルの関係を説明する図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔ＳＣ−ＭＩＭＯシステム〕
まず、ＳＣ−ＭＩＭＯシステムについて説明する。図１は、本発明の実施形態による送信装置及び受信装置を含むＳＣ−ＭＩＭＯシステムの全体構成例を示すブロック図である。このＳＣ−ＭＩＭＯシステムは、２送信２受信の２×２ＳＣ−ＭＩＭＯ方式の例であり、送信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ送信装置）１及び受信装置（シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置）２を備えて構成され、送信装置１から受信装置２への１対１の通信を行う。

送信装置１は、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０、送信高周波部３０−１，３０−２及び２本の送信アンテナ４０−１，４０−２を備えている。受信装置２は、２本の受信アンテナ５０−１，５０−２、受信高周波部６０−１，６０−２及びＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０を備えている。

送信装置１の送信アンテナ４０−１から送信される信号を送信信号ｘ₁、送信アンテナ４０−２から送信される信号を送信信号ｘ₂とする。送信装置１と受信装置２との間の伝送路において、送信アンテナ４０−１と受信アンテナ５０−１との間のチャネル応答（インパルス応答）をｈ₁₁、送信アンテナ４０−２と受信アンテナ５０−１との間のチャネル応答をｈ₁₂、送信アンテナ４０−１と受信アンテナ５０−２との間のチャネル応答をｈ₂₁、送信アンテナ４０−２と受信アンテナ５０−２との間のチャネル応答をｈ₂₂とする。

送信装置１から伝送路及び受信装置２の受信アンテナ５０−１を介して受信した信号を受信信号ｙ₁とし、送信装置１から伝送路及び受信装置２の受信アンテナ５０−２を介して受信した信号を受信信号ｙ₂とする。

送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信対象の情報を入力し、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調処理を行い、変調信号を２つの送信系統に振り分ける。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、第１の送信系統におけるパイロット信号を含む変調信号を送信高周波部３０−１に出力する。また、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、第２の送信系統におけるパイロット信号を含む変調信号を送信高周波部３０−２に出力する。ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０の詳細については後述する。

送信高周波部３０−１は、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０から第１の変調信号を入力し、変調信号のＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：無線周波数）信号に周波数変換する。そして、送信高周波部３０−１は、所定電力のＲＦ信号を送信信号ｘ₁として、送信アンテナ４０−１を介して送信する。

送信高周波部３０−２は、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０から第２の変調信号を入力し、変調信号のＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換し、所定電力のＲＦ信号を送信信号ｘ₂として、送信アンテナ４０−２を介して送信する。

送信アンテナ４０−１から送信された送信信号ｘ₁、及び送信アンテナ４０−２から送信された送信信号ｘ₂は、伝送路の空間で多重される。

受信装置２の受信高周波部６０−１は、送信装置１から送信された送信信号ｘ₁及び送信信号ｘ₂の多重信号を、受信アンテナ５０−１を介して受信し、多重信号である受信信号ｙ₁を増幅し、受信信号ｙ₁のＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。そして、受信高周波部６０−１は、ＩＦ信号を第１の受信系統の受信ＩＦ信号としてＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０に出力する。

受信装置２の受信高周波部６０−２は、送信装置１から送信された送信信号ｘ₁及び送信信号ｘ₂の多重信号を、受信アンテナ５０−２を介して受信し、多重信号である受信信号ｙ₂を増幅し、受信信号ｙ₂のＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。そして、受信高周波部６０−２は、ＩＦ信号を第２の受信系統の受信ＩＦ信号としてＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０に出力する。

ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、受信高周波部６０−１から第１の受信系統の受信ＩＦ信号を入力すると共に、受信高周波部６０−２から第２の受信系統の受信ＩＦ信号を入力する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調処理を行うことで、受信したパイロット信号に基づいてチャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂を推定し、元の情報に復元して出力する。ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０の詳細については後述する。

〔チャネル推定方法〕
次に、図１に示したＳＣ−ＭＩＭＯシステムにおけるチャネル推定方法について説明する。以下、４種類のチャネル推定方法について説明する。第１のチャネル推定方法及び第２のチャネル推定方法は、チャネル変動が比較的速い場合に適用があり、第３のチャネル推定方法及び第４のチャネル推定方法は、チャネル変動が比較的遅い場合に適用がある。

（第１のチャネル推定方法）
図２は、第１のチャネル推定方法の信号形式（第１の信号形式）を説明する図である。図２に示す送信信号ｘ₁は、図１に示した送信装置１の送信高周波部３０−１から送信される信号を示しており、送信信号ｘ₂は、送信高周波部３０−２から送信される信号を示している。後述する図３〜図５についても同様である。

第１のチャネル推定方法における送信信号ｘ₁，ｘ₂は、２つのブロックを単位として構成される。送信信号ｘ₁，ｘ₂の各ブロックは、２つの連続するユニークワード（ＵＷ）、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータにより構成される。有効ブロックのデータは、ブロックの中で、送信対象の情報に対応するデータを示す。

ＵＷは、チャネル応答を推定するためのパイロット信号のデータであり、振幅が一定で自己相関特性の優れたＣｈｕ系列またはＦｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆ系列等が用いられる。ＣＰは、有効ブロックのデータにおける後ろ部分のコピーである。ＣＰの長さ（時間長）は、有効ブロックのデータの長さ（データがＦＦＴされる期間）に対して１／８等（例えば、１／８から１／３２までの間の所定の長さ）が用いられる。ＵＷの長さはＣＰと同じとする。つまり、ＵＷの長さは、有効ブロックのデータの長さの１／８等（例えば、１／８から１／３２までの間の所定の長さ）が用いられる。第２〜第４のチャネル推定方法についても同様である。

ブロック情報は、第１ブロックと第２ブロックとを、受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０によりＭＩＭＯの信号分離が行われる前に識別するための情報である。図１に示した送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０及び受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、ブロックを単位として処理を行う。第２のチャネル推定方法についても同様である。

送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁，ｘ₂の第１ブロックについて、２つの連続するＵＷを同位相に設定する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁の第２ブロックについて、２つの連続するＵＷを、第１ブロックのＵＷと同位相に設定する。また、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₂の第２ブロックについて、２つの連続するＵＷを、第１ブロックのＵＷとは逆位相に設定（送信信号ｘ₁の第２ブロックのＵＷを反転させて逆位相に設定）する。

つまり、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、２つの送信系統において直交する直交符号を用いて、各送信系統のＵＷを設定する。具体的には、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、各送信系統の２つの連続するＵＷに対し、送信系統数の長さの直交符号をそれぞれ乗算することで、送信系統毎に、直交符号を反映した２つの連続するＵＷを設定する。これにより、送信系統毎に、２つの連続するＵＷを含む直交符号の長さ分のブロックが生成される。尚、送信系統数を超える長さの直交符号を用いるようにしてもよい。後述する第３のチャネル推定方法についても同様である。

これにより、送信信号ｘ₁，ｘ₂は、送信信号ｘ₁のＵＷが第１ブロック及び第２ブロック間で同じ状態で、送信信号ｘ₂のＵＷが第１ブロック及び第２ブロック間で反転した状態で送信される。すなわち、送信信号ｘ₁，ｘ₂は、２つのブロックにわたり連続するＵＷが直交した状態で送信される。つまり、説明を簡単にするため、ＵＷ＝１とすると、図２に示すように、直交符号は長さが２であって、送信信号ｘ₁の連続するＵＷについて（第１ブロック，第２ブロック）＝（１，１）であり、送信信号ｘ₂の連続するＵＷについて（第１ブロック，第２ブロック）＝（１，−１）である。この場合、（１，１）・（１，−１）＝０であるから、送信信号ｘ₁，ｘ₂は直交した状態で送信される。

受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、第１ブロックの受信ＵＷ（受信した送信信号ｘ₁，ｘ₂の多重信号における第１ブロックのＵＷ）と第２ブロックの受信ＵＷとの和（加算結果）に対しＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）を行う。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、受信ＵＷのＦＦＴ結果と、送信ＵＷ（送信信号ｘ₁，ｘ₂のＵＷ、予め設定されたＵＷ）をＦＦＴした結果（参照信号）とに基づいて、送信信号ｘ₁に対するチャネル応答ｈ₁₁，ｈ₂₁を推定する。

同様に、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、第１ブロックの受信ＵＷと第２ブロックの受信ＵＷとの差（減算結果）に対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、送信信号ｘ₂に対するチャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂を推定する。

（第２のチャネル推定方法）
図３は、第２のチャネル推定方法の信号形式（第２の信号形式）を説明する図である。第２のチャネル推定方法における送信信号ｘ₁，ｘ₂は、２つのブロックを単位として構成される。送信信号ｘ₁，ｘ₂の各ブロックは、２つの連続するユニークワード（ＵＷ）またはヌル（Ｎｕｌｌ）データ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータにより構成される。

送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁の第１ブロックについて、２つの連続するＵＷを設定し、送信信号ｘ₂の第１ブロックについて、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁の第２ブロックについて、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定し、送信信号ｘ₂の第２ブロックについて、２つの連続するＵＷを、送信信号ｘ₁の第１ブロックのＵＷと同位相に設定する。これにより、送信信号ｘ₁，ｘ₂は、送信信号ｘ₁のＵＷと送信信号ｘ₂のＵＷとが時分割の状態で順番に送信される。

受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、第１ブロックの受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、送信信号ｘ₁に対するチャネル応答ｈ₁₁，ｈ₂₁を推定する。

同様に、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、第２ブロックの受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、送信信号ｘ₂に対するチャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂を推定する。

（第３のチャネル推定方法）
図４は、第３のチャネル推定方法の信号形式（第３の信号形式）を説明する図である。第３のチャネル推定方法における送信信号ｘ₁，ｘ₂は、２つのプリアンブル及び複数のブロックを単位として構成される。送信信号ｘ₁，ｘ₂の各プリアンブルは、２つの連続するＵＷにより構成され、送信信号ｘ₁，ｘ₂の各ブロックは、ＣＰ及び有効ブロックのデータにより構成される。

送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁，ｘ₂のプリアンブル１について、２つの連続するＵＷを同位相に設定する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁のプリアンブル２について、２つの連続するＵＷを、プリアンブル１のＵＷと同位相に設定する。また、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₂のプリアンブル２について、２つの連続するＵＷを、プリアンブル１のＵＷとは逆位相に設定（送信信号ｘ₁のプリアンブル２のＵＷを反転させて逆位相に設定）する。

これにより、送信信号ｘ₁，ｘ₂は、送信信号ｘ₁のＵＷがプリアンブル１及びプリアンブル２間で同じ状態で、送信信号ｘ₂のＵＷがプリアンブル１及びプリアンブル２間で反転した状態で送信される。すなわち、送信信号ｘ₁，ｘ₂は、２つのプリアンブルにわたり連続するＵＷが直交した状態で送信される。つまり、説明を簡単にするため、ＵＷ＝１とすると、直交符号は長さが２であって、送信信号ｘ₁の連続するＵＷについて（プリアンブル１，プリアンブル２）＝（１，１）であり、送信信号ｘ₂の連続するＵＷについて（プリアンブル１，プリアンブル２）＝（１，−１）である。この場合、（１，１）・（１，−１）＝０であるから、送信信号ｘ₁，ｘ₂は直交した状態で送信される。

受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、プリアンブル１の受信ＵＷ（受信した送信信号ｘ₁，ｘ₂の多重信号におけるプリアンブル１のＵＷ）とプリアンブル２の受信ＵＷとの和（加算結果）に対しＦＦＴを行う。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、送信信号ｘ₁に対するチャネル応答ｈ₁₁，ｈ₂₁を推定する。

同様に、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、プリアンブル１の受信ＵＷとプリアンブル２の受信ＵＷとの差（減算結果）に対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、送信信号ｘ₂に対するチャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂を推定する。

（第４のチャネル推定方法）
図５は、第４のチャネル推定方法の信号形式（第４の信号形式）を説明する図である。第４のチャネル推定方法における送信信号ｘ₁，ｘ₂は、２つのプリアンブル及び複数のブロックを単位として構成される。送信信号ｘ₁，ｘ₂の各プリアンブルは、２つの連続するＵＷまたはヌルデータにより構成され、送信信号ｘ₁，ｘ₂の各ブロックは、ＣＰ及び有効ブロックのデータにより構成される。

送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁のプリアンブル１について、２つの連続するＵＷを設定し、送信信号ｘ₂のプリアンブル１について、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₁のプリアンブル２について、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。また、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₂のプリアンブル２について、２つの連続するＵＷを、送信信号ｘ₁のプリアンブル１のＵＷと同位相に設定する。これにより、送信信号ｘ₁，ｘ₂は、送信信号ｘ₁のＵＷと送信信号ｘ₂のＵＷとが時分割の状態で順番に送信される。

受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、プリアンブル１の受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、送信信号ｘ₁に対するチャネル応答ｈ₁₁，ｈ₂₁を推定する。

同様に、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、プリアンブル２の受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、送信信号ｘ₂に対するチャネル応答ｈ₁₂，ｈ₂₂を推定する。

〔チャネル推定及び信号分離の原理〕
次に、図１に示したＳＣ−ＭＩＭＯシステムにおけるチャネル推定及び信号分離の原理について説明する。前述のとおり、送信信号ｘ₁，ｘ₂、受信信号ｙ₁，ｙ₂、チャネル応答ｈ₁₁，ｈ₁₂，ｈ₂₁，ｈ₂₂とする。また、受信装置２にて加わる雑音をｎ₁，ｎ₂とする。

各受信信号ｙ₁，ｙ₂は、以下のとおり、畳込み積分の重ね合せの式にて表すことができる。

ここで、ｋは遅延時間を示し、チャネル応答ｈ₁₁〜ｈ₂₂は、２つのブロックの時間において変化せず、遅延波はＵＷ期間内に収まっているものと仮定する。

時間領域の変数とＦＦＴ（フーリエ変換）後の周波数領域の変数とは、以下の関係であると定義する。

前記式（１）及び前記式（２）をフーリエ変換すると、次式が得られる。

これを行列表現すると、以下のとおり、２×２ＭＩＭＯの伝搬方程式になる。

前述の第１のチャネル推定方法では、送信信号ｘ₁のＵＷが２つのブロックの間で同じであり、送信信号ｘ₂のＵＷが２つのブロックの間で反転している。また、前述の第３のチャネル推定方法では、送信信号ｘ₁のＵＷが２つのプリアンブルの間で同じであり、送信信号ｘ₂のＵＷが２つのプリアンブルの間で反転している。ブロック長またはプリアンブル長をｔ_Bとすると、ＵＷ期間において、以下の式を満たす。

前記式（６）の関係を用いると、前記式（１）の隣り合うブロックまたはプリアンブルのＵＷ部分の信号は、次式で表される。

前記式（７）及び前記式（８）の和及び差は、次式で表される。

前記式（９）及び前記式（１０）のＦＦＴ（フーリエ変換）は、次式で表される。ただし、

とする。

ＵＷ期間において、

は既知であり、ノイズ項を無視することにより、後述する式（１３）及び式（１４）から、

を推定することができる。また、前記式（２）について同様の処理を行うことにより、

を推定することができる。

その後、ＺＦアルゴリズムまたはＭＭＳＥアルゴリズムを用いて、前記式（５）を解いてＭＩＭＯの信号分離を行うことにより、

を求めることができる。そして、さらにＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）により、

を求めることができる。

前述の第２のチャネル推定方法では、送信信号ｘ₁，ｘ₂のＵＷが、第１ブロック及び第２ブロックの２ブロックにおいて交互に送信され、前述の第４のチャネル推定方法では、送信信号ｘ₁，ｘ₂のＵＷが、プリアンブル１及びプリアンブル２の２プリアンブルにおいて交互に送信される。

ＵＷ期間において、以下の式を満たす。

前記式（１５）及び前記式（１６）をＦＴＴ（フーリエ変換）すると、以下の式が得られる。ただし、

とする。

ＵＷ期間において、

は既知であり、ノイズ項を無視することにより、後述する式（１９）及び式（２０）から、

を推定することができる。
同様に、

から、

を推定することができる。

その後、ＺＦアルゴリズムまたはＭＭＳＥアルゴリズムを用いて、前記式（５）を解いてＭＩＭＯの信号分離を行うことにより、

を求めることができる。そして、さらにＩＦＦＴ（逆フーリエ変換）により、

を求めることができる。

このように、図１に示したＳＣ−ＭＩＭＯシステムにおいて、チャネル応答を推定することができ、多重信号を元の送信信号ｘ₁，ｘ₂に分離することができる。

〔送信装置〕
次に、図１に示した送信装置１について詳細に説明する。図６は、本発明の実施形態による送信装置１の構成例を示すブロック図である。この送信装置１は、図１のとおり、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０、送信高周波部３０−１，３０−２及び２本の送信アンテナ４０−１，４０−２を備えている。

ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、データフレーム同期部１１、エネルギ拡散部１２、外符号符号化部１３、外インタリーブ部１４、内符号符号化部１５、系統間振り分け部１６、内インタリーブ部１７−１，１７−２、マッピング部１８−１，１８−２、ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２、帯域制限フィルタ２０−１，２０−２、デジタル直交変調部２１−１，２１−２及びＤＡ変換部２２−１，２２−２を備えている。

ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０に備えた内インタリーブ部１７−１からＤＡ変換部２２−１までの構成部、送信高周波部３０−１及び送信アンテナ４０−１により、第１の送信系統である送信ブランチ＃１が構成される。送信ブランチ＃１の送信アンテナ４０−１を介して、送信信号ｘ₁（ｔ）が送信される。

ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０に備えた内インタリーブ部１７−２からＤＡ変換部２２−２までの構成部、送信高周波部３０−２及び送信アンテナ４０−２により、第２の送信系統である送信ブランチ＃２が構成される。送信ブランチ＃２の送信アンテナ４０−２を介して、送信信号ｘ₂（ｔ）が送信される。

送信高周波部３０−１，３０−２及び送信アンテナ４０−１，４０−２は、図１にて説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０のデータフレーム同期部１１は、映像信号のＴＳパケット等の情報を入力し、情報のデータパケットに対してフレーム構成を行う。そして、データフレーム同期部１１は、フレーム構成後のデータパケットをエネルギ拡散部１２に出力する。

エネルギ拡散部１２は、データフレーム同期部１１からフレーム構成後のデータパケットを入力し、データパケットを構成する１及び０のビットがそれぞれ連続しないように、データパケットを構成する１及び０のビットと擬似ランダム符号との排他的論理和の演算を行う。そして、エネルギ拡散部１２は、エネルギ拡散後の信号を外符号符号化部１３に出力する。

外符号符号化部１３は、エネルギ拡散部１２からエネルギ拡散後の信号を入力し、リードソロモン符号等を用いた誤り訂正符号化処理により、外符号符号化を行う。そして、外符号符号化部１３は、外符号符号化後の信号を外インタリーブ部１４に出力する。

外インタリーブ部１４は、外符号符号化部１３から外符号符号化後の信号を入力し、伝送誤りが一か所に集中して誤り訂正能力を低下させないように、入力した信号のデータをシャッフルすることで外インタリーブを行う。そして、外インタリーブ部１４は、外インタリーブ後の信号を内符号符号化部１５に出力する。

内符号符号化部１５は、外インタリーブ部１４から外インタリーブ後の信号を入力し、畳込み符号等を用いた誤り訂正符号化処理により、内符号符号化を行う。そして、内符号符号化部１５は、内符号符号化後の信号を系統間振り分け部１６に出力する。

系統間振り分け部１６は、内符号符号化部１５から内符号符号化後の信号を入力し、入力した信号のデータを、送信ブランチ＃１，＃２の２つの送信系統に分配するために振り分ける。そして、系統間振り分け部１６は、送信ブランチ＃１用に振り分けた信号を内インタリーブ部１７−１に出力し、送信ブランチ＃２用に振り分けた信号を内インタリーブ部１７−２に出力する。

送信ブランチ＃１の内インタリーブ部１７−１は、系統間振り分け部１６から信号を入力し、伝送のシンボル誤りがビット列または時間列で集中しないように、データをシャッフルすることで内インタリーブを行う。そして、内インタリーブ部１７−１は、内インタリーブ後の信号をマッピング部１８−１に出力する。送信ブランチ＃２の内インタリーブ部１７−２は、内インタリーブ部１７−１と同様の処理を行う。

マッピング部１８−１は、内インタリーブ部１７−１から内インタリーブ後の信号を入力し、入力した信号のデータに対してＱＰＳＫ、１６ＡＰＳＫ等の信号点配置にてマッピングを行う。そして、マッピング部１８−１は、マッピング後の信号をＳＣブロック構成部１９−１に出力する。送信ブランチ＃２のマッピング部１８−２は、マッピング部１８−１と同様の処理を行う。

ＳＣブロック構成部１９−１は、マッピング部１８−１からマッピング後の信号を入力し、データシンボル（有効ブロックのデータ）の後ろの所定部分をコピーして前の部分に挿入することで、有効ブロックのデータにＣＰを付加する。そして、ＳＣブロック構成部１９−１は、さらに、所定のＵＷを挿入する等して、図２〜図５に示した送信信号ｘ₁における第１〜第４の信号形式のうち、いずれかの信号形式の信号（所定形式の信号）を生成する。ＳＣブロック構成部１９−１は、所定形式の信号をＳＣブロック構成後の信号として帯域制限フィルタ２０−１に出力する。

送信ブランチ＃２のＳＣブロック構成部１９−２は、ＳＣブロック構成部１９−１が生成する所定形式の信号に対応して、図２〜図５に示した送信信号ｘ₂における第１〜第４の信号形式のうち、いずれかの信号形式の信号を生成する。

（第１の信号形式／第１のチャネル推定方法を用いる場合）
図２に示した第１の信号形式を用いる場合について説明する。ＳＣブロック構成部１９−１は、図２に示した送信信号ｘ₁における第１の信号形式の信号を生成し、ＳＣブロック構成部１９−２は、図２に示した送信信号ｘ₂における第１の信号形式の信号を生成する。

具体的には、ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁の第１ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、ＳＣブロック構成部１９−２と同位相の２つの連続するＵＷを設定する。また、ＳＣブロック構成部１９−１は、所定のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−１は、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第１ブロックを生成する。

ここで、所定のブロック情報とは、前述のとおり、第１ブロックと第２ブロックとを、受信装置２においてＭＩＭＯの信号分離が行われる前に識別することを可能とする情報である。以下も同様である。

ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂の第１ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、ＳＣブロック構成部１９−１と同位相の２つの連続するＵＷを設定する。また、ＳＣブロック構成部１９−２は、所定のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−２は、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第１ブロックを生成する。

ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁の第２ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、第１ブロックと同位相の２つの連続するＵＷを設定する。また、ＳＣブロック構成部１９−１は、所定のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−１は、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第２ブロックを生成する。

ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂の第２ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、ＳＣブロック構成部１９−１により設定されるＵＷ（第２ブロックのＵＷ）の極性を反転させることで、これと逆位相の２つの連続するＵＷを設定する。また、ＳＣブロック構成部１９−２は、所定のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−２は、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第２ブロックを生成する。

これにより、ＳＣブロック構成部１９−１により生成される送信信号ｘ₁のＵＷは、第１ブロックと第２ブロックで同じになる。また、ＳＣブロック構成部１９−２により生成される送信信号ｘ₂のＵＷは、第１ブロックと第２ブロックで反転する。

図８は、ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２により設定されるブロック情報を説明する図である。所定のブロック情報としては、例えば、図８のように、ＤＢＰＳＫ変調された差動データが用いられる。具体的には、ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２は、所定のデータをＤＢＰＳＫ変調し、送信信号ｘ₁，ｘ₂において同じ差動データを生成する。ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁の第１ブロックを生成する際に、１つ前の第１ブロックと同位相の差動データをブロック情報に設定する。ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂の第１ブロックを生成する際に、１つ前の第１ブロックと同位相の差動データをブロック情報に設定する。

ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁の第２ブロックを生成する際に、１つ前の第２ブロックと逆位相の差動データをブロック情報に設定する。ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂の第２ブロックを生成する際に、１つ前の第２ブロックと逆位相の差動データをブロック情報に設定する。

つまり、第１ブロックでは、ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２により、１つ前の第１ブロックと毎回同位相の差動データがブロック情報に設定される。第２ブロックでは、ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２により、１つ前の第２ブロックと毎回逆位相の差動データがブロック情報に設定される。

（第２の信号形式／第２のチャネル推定方法を用いる場合）
図３に示した第２の信号形式を用いる場合について説明する。ＳＣブロック構成部１９−１は、図３に示した送信信号ｘ₁における第２の信号形式の信号を生成し、ＳＣブロック構成部１９−２は、図３に示した送信信号ｘ₂における第２の信号形式の信号を生成する。

具体的には、ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁の第１ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、２つの連続するＵＷを設定し、１つ前の第１ブロックと同位相のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−１は、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第１ブロックを生成する。

ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂の第１ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定し、１つ前の第１ブロックと同位相のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−２は、２つの連続するヌルデータ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第１ブロックを生成する。

ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁の第２ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定し、１つ前の第２ブロックと逆位相のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−１は、２つの連続するヌルデータ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第２ブロックを生成する。

ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂の第２ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加し、ＳＣブロック構成部１９−１の第１ブロックと同位相の２つの連続するＵＷを設定する。また、ＳＣブロック構成部１９−２は、１つ前の第２ブロックと逆位相のブロック情報を設定する。そして、ＳＣブロック構成部１９−２は、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で第２ブロックを生成する。

これにより、第１ブロック及び第２ブロックでは、ＳＣブロック構成部１９−１により生成される送信信号ｘ₁のＵＷと、ＳＣブロック構成部１９−２により生成される送信信号ｘ₂のＵＷとが、時分割のデータとなる。また、第１ブロックでは、ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２により、１つ前の第１ブロックと毎回同位相の差動データがブロック情報に設定され、第２ブロックでは、ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２により、１つ前の第２ブロックと毎回逆位相の差動データがブロック情報に設定される。

（第３のチャネル推定方法／第３のチャネル推定方法を用いる場合）
図４に示した第３の信号形式を用いる場合について説明する。ＳＣブロック構成部１９−１は、図４に示した送信信号ｘ₁における第３の信号形式の信号を生成し、ＳＣブロック構成部１９−２は、図４に示した送信信号ｘ₂における第３の信号形式の信号を生成する。

具体的には、ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁のプリアンブル１を生成する際に、（ＳＣブロック構成部１９−２と同位相の）２つの連続するＵＷを設定することで、２つの連続するＵＷからなるプリアンブル１を生成する。また、ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂のプリアンブル１を生成する際に、ＳＣブロック構成部１９−１と同位相の２つの連続するＵＷを設定することで、２つの連続するＵＷからなるプリアンブル１を生成する。

ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁のプリアンブル２を生成する際に、（プリアンブル１と同位相の）２つの連続するＵＷを設定することで、２つの連続するＵＷからなるプリアンブル２を生成する。また、ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂のプリアンブル２を生成する際に、ＳＣブロック構成部１９−１により生成されるＵＷ（プリアンブル２のＵＷ）の極性を反転させ、これと逆位相の２つの連続するＵＷを設定することで、２つの連続するＵＷからなるプリアンブル２を生成する。

ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２は、各ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加することで、ＣＰ及び有効ブロックのデータの順番で各ブロックを生成する。

これにより、ＳＣブロック構成部１９−１により生成される送信信号ｘ₁のＵＷは、プリアンブル１とプリアンブル２で同じになる。また、ＳＣブロック構成部１９−２により生成される送信信号ｘ₂のＵＷは、プリアンブル１とプリアンブル２で反転する。

（第４のチャネル推定方法／第４のチャネル推定方法を用いる場合）
図５に示した第４の信号形式を用いる場合について説明する。ＳＣブロック構成部１９−１は、図５に示した送信信号ｘ₁における第４の信号形式の信号を生成し、ＳＣブロック構成部１９−２は、図５に示した送信信号ｘ₂における第４の信号形式の信号を生成する。

具体的には、ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁のプリアンブル１を生成する際に、２つの連続するＵＷを設定することで、２つの連続するＵＷからなるプリアンブル１を生成する。また、ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂のプリアンブル１を生成する際に、２つの連続するヌルデータを設定することで、２つの連続するヌルデータからなるプリアンブル１を生成する。

ＳＣブロック構成部１９−１は、送信信号ｘ₁のプリアンブル２を生成する際に、２つの連続するヌルデータを設定することで、２つの連続するヌルデータからなるプリアンブル２を生成する。また、ＳＣブロック構成部１９−２は、送信信号ｘ₂のプリアンブル２を生成する際に、ＳＣブロック構成部１９−１のプリアンブル１と同位相の２つの連続するＵＷを設定することで、２つの連続するＵＷからなるプリアンブル２を生成する。

ＳＣブロック構成部１９−１，１９−２は、各ブロックを生成する際に、データシンボル（有効ブロックのデータ）の前にＣＰを付加することで、ＣＰ及びデータの順番で各ブロックを生成する。

これにより、プリアンブル１及びプリアンブル２では、ＳＣブロック構成部１９−１により生成される送信信号ｘ₁のＵＷと、ＳＣブロック構成部１９−２により生成される送信信号ｘ₂のＵＷとが、時分割のデータとなる。

図６に戻って、帯域制限フィルタ２０−１は、ＳＣブロック構成部１９−１から所定形式の信号であるＳＣブロック構成後の信号を入力し、ルートロールオフフィルタ等により帯域制限を行う。そして、帯域制限フィルタ２０−１は、帯域制限後の信号をデジタル直交変調部２１−１に出力する。送信ブランチ＃２の帯域制限フィルタ２０−２は、帯域制限フィルタ２０−１と同様の処理を行う。

デジタル直交変調部２１−１は、帯域制限フィルタ２０−１から帯域制限後の信号を入力し、ベースバンドの複素信号によりＩＦのキャリアを直交変調する。そして、デジタル直交変調部２１−１は、直交変調後の信号をＤＡ変換部２２−１に出力する。送信ブランチ＃２のデジタル直交変調部２１−２は、デジタル直交変調部２１−１と同様の処理を行う。

ＤＡ変換部２２−１は、デジタル直交変調部２１−１から直交変調後の信号を入力し、直交変調後の信号であるデジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換する。そして、ＤＡ変換部２２−１は、アナログＩＦ信号である変調信号を送信高周波部３０−１に出力する。送信ブランチ＃２のＤＡ変換部２２−２は、ＤＡ変換部２２−１と同様の処理を行う。

以上のように、本発明の実施形態の送信装置１によれば、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０のＳＣブロック構成部１９−１，１９−２は、有効ブロックのデータにＣＰを付加し、チャネル応答を推定するための所定のＵＷ（図２〜図５を参照）をパイロットシンボルとして設定し、第１または第２のチャネル推定方法（図２、図３を参照）を用いる場合には、第１ブロックと第２ブロックとをＭＩＭＯ信号分離時に識別するためのブロック情報を設定することで、図２〜図５に示した第１〜第４の信号形式のうち、いずれかの信号形式の信号をそれぞれ生成する。そして、送信装置１から、図２〜図５に示した第１〜第４の信号形式のうち、いずれかの信号形式の送信信号ｘ₁，ｘ₂が送信される。

本発明の実施形態では、チャネル応答を推定するためのＵＷとして、振幅が一定で自己相関特性の優れたＣｈｕ系列またはＦｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆ系列を使用するようにした。これにより、ＵＷは、周波数領域においても振幅が一定となり、ＳＮ比が均一となり、タイミングをずらした系列との相関を０とすることができ、受信側にて、精度高くチャネル応答を推定することが可能となる。つまり、送信系統間で異なるパイロット信号の相関が完全には０にならないことに起因して、チャネル推定の精度が低下するという従来の問題を解決することができる。

また、本発明の実施形態では、第１または第２のチャネル推定方法（図２、図３を参照）を用いる場合には、ブロック毎に、チャネル応答を推定するためのＵＷを配置しているため、高速なチャネル変動にも追従できる。つまり、タイムスロット毎にパイロットシンボルを配置する特許文献３よりも、ＵＷが配置されたブロックの時間長が短いから、高速なチャネル変動時にチャネル応答の誤差が残るという従来の問題を解決することができる。

また、本発明の実施形態では、チャネル応答を推定するためのＵＷを、有効ブロックの１／８等の程度であるＣＰと同じ比較的短い長さに設定するようにした。さらに、連続する２つのＵＷを設定し、前半のＵＷはＣＰの役目を果たすようにした。これにより、ＣＰの時間長（ＵＷの時間長）内に収まる遅延波に対応してチャネル応答を推定することができる。したがって、ＵＷは、比較的短い時間長内に収まる遅延波に対応可能なチャネル応答を推定するのに必要十分な長さのパイロット長であるから、伝送効率が良く、データ伝送のために多くの時間を割くことができる。つまり、パイロットシンボルの時間長が必要以上に長いことに起因して、伝送レートが低くなり伝送効率が低下するという従来の問題を解決することができる。

このように、ＳＣ−ＭＩＭＯ方式において、必要十分な時間長のパイロットシンボルを用いて、精度高くチャネル応答を推定することが可能となる。

〔受信装置〕
次に、図１に示した受信装置２について詳細に説明する。図７は、本発明の実施形態による受信装置２の構成例を示すブロック図である。この受信装置２は、図１のとおり、２本の受信アンテナ５０−１，５０−２、受信高周波部６０−１，６０−２及びＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０を備えている。尚、図７では、受信アンテナ５０−２及び受信高周波部６０−２は省略してある。

ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、ＡＤ変換部７１−１，７１−２、デジタル直交復調部７２−１，７２−２、帯域制限フィルタ７３−１，７３−２、ブロック同期部７４−１，７４−２、雑音電力検出部７５−１，７５−２、フーリエ変換部７６−１，７６−２、チャネル推定部７７−１，７７−２、周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８、逆フーリエ変換部７９、判定／尤度計算部８０、内デインタリーブ部８１、内符号復号部８２、外デインタリーブ部８３、外符号復号部８４、エネルギ逆拡散部８５及びデータフレーム同期部８６を備えている。尚、図７では、ＡＤ変換部７１−２からチャネル推定部７７−２までの構成部は省略してある。

ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０に備えた受信アンテナ５０−１、受信高周波部６０−１、及びＡＤ変換部７１−１からチャネル推定部７７−１までの構成部により、第１の受信系統である受信ブランチ＃１が構成される。受信ブランチ＃１の受信アンテナ５０−１を介して、受信信号ｙ₁（ｔ）が受信される。

図示しない受信アンテナ５０−２、受信高周波部６０−２、及びＡＤ変換部７１−２からチャネル推定部７７−２までの構成部により、第２の受信系統である受信ブランチ＃２が構成される。受信ブランチ＃２の図示しない受信アンテナ５０−２を介して、受信信号ｙ₂（ｔ）が受信される。

受信アンテナ５０−１，５０−２及び受信高周波部６０−１，６０−２は、図１にて説明済みであるから、ここでは説明を省略する。

ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０における受信ブランチ＃１のＡＤ変換部７１−１は、受信高周波部６０−１から受信ＩＦ信号を入力し、受信ＩＦ信号であるアナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換する。そして、ＡＤ変換部７１−１は、デジタルＩＦ信号をデジタル直交復調部７２−１に出力する。受信ブランチ＃２の図示しないＡＤ変換部７１−２は、ＡＤ変換部７１−１と同様の処理を行う。

デジタル直交復調部７２−１は、ＡＤ変換部７１−１からデジタルＩＦ信号を入力し、デジタルＩＦ信号にＩＦのキャリアを掛け合わせて直交復調し、ベースバンドの複素信号を生成する。そして、デジタル直交復調部７２−１は、ベースバンドの複素信号を帯域制限フィルタ７３−１に出力する。受信ブランチ＃２の図示しないデジタル直交復調部７２−２は、デジタル直交復調部７２−１と同様の処理を行う。

帯域制限フィルタ７３−１は、デジタル直交復調部７２−１からベースバンドの複素信号を入力し、ルートロールオフフィルタ等により帯域制限を行う。そして、帯域制限フィルタ７３−１は、帯域制限後の信号をブロック同期部７４−１に出力する。受信ブランチ＃２の図示しない帯域制限フィルタ７３−２は、帯域制限フィルタ７３−１と同様の処理を行う。

ブロック同期部７４−１は、帯域制限フィルタ７３−１から帯域制限後の信号を入力し、相関を求める同期処理により、ブロックの先頭を検出し、前述の第３または第４のチャネル推定方法を用いる場合、さらに、プリアンブルの先頭を検出する。そして、ブロック同期部７４−１は、同期処理が行われた信号を雑音電力検出部７５−１、フーリエ変換部７６−１及びチャネル推定部７７−１に出力する。

前述の第１または第２のチャネル推定方法を用いる場合、ブロック同期部７４−１から、ブロックの先頭が検出された信号が出力される。また、前述の第３または第４のチャネル推定方法を用いる場合、ブロック同期部７４−１から、プリアンブルの先頭及びブロックの先頭が検出された信号が出力される。受信ブランチ＃２の図示しないブロック同期部７４−２は、ブロック同期部７４−１と同様の処理を行う。

具体的には、ブロック同期部７４−１は、帯域制限後の信号と既知信号であるＵＷとの間の相互相関を求める同期処理を行うことで、前述の第１または第２のチャネル推定方法を用いる場合、ブロックの先頭を検出する。また、ブロック同期部７４−１は、前述の第３または第４のチャネル推定方法を用いる場合、プリアンブルの先頭を検出する。この場合、ブロック同期部７４−１は、帯域制限後の信号に対し、繰り返し送られるＵＷまたはＣＰのスライディング相関を求める同期処理を行うことで、ブロックの先頭またはプリアンブルの先頭を検出するようにしてもよい。

また、第１または第２のチャネル推定方法（図２、図３を参照）を用いた場合には、ブロック同期部７４−１は、ブロックの先頭を検出した後、２つの連続するＵＷの直後（ＣＰの直前）に挿入されたブロック情報を検出する。そして、ブロック同期部７４−１は、ブロック情報に基づいて、当該ブロック（当該ブロック情報を含むブロック）が第１ブロックであるか、または第２ブロックであるかを判断する。前述のとおり、ブロック情報は、第１ブロックと第２ブロックとを、ＭＩＭＯの信号分離が行われる前に識別することを可能とする情報であるから、ブロック同期部７４−１は、ブロックを識別することができる。

例えば、ブロック情報として、ＤＢＰＳＫ変調された差動データが用いられた場合、ブロック同期部７４−１は、現在のブロックにおいて検出したブロック情報の差動データに対し、２ブロック前に検出したブロック情報の差動データを基準にして差動復調する。そして、ブロック同期部７４−１は、差動復調の結果が同位相（正）である場合、当該ブロックは第１ブロックであると判定し、差動復調の結果が逆位相（負）である場合、当該ブロックは第２ブロックであると判定する。そして、ブロック同期部７４−１は、ブロックの先頭が検出され、かつブロックが識別された信号を、同期処理が行われた信号として出力する。

雑音電力検出部７５−１は、ブロック同期部７４−１から同期処理が行われた信号を入力し、既知の処理にて当該信号に含まれる雑音電力、すなわち受信信号ｙ₁（ｔ）に含まれる雑音電力ｎ₁を検出する。そして、雑音電力検出部７５−１は、雑音電力ｎ₁を周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８に出力する。

受信ブランチ＃２の図示しない雑音電力検出部７５−２は、雑音電力検出部７５−１と同様の処理を行うことで、受信信号ｙ₂（ｔ）に含まれる雑音電力ｎ₂を検出し、雑音電力ｎ₂を周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８に出力する。

フーリエ変換部７６−１は、ブロック同期部７４−１から同期処理が行われた信号を入力し、入力した信号に含まれる有効ブロックのデータを検出し、当該有効ブロックのデータに対してＦＦＴを行い、周波数領域の受信信号Ｙ₁（ｆ）を生成する。そして、フーリエ変換部７６−１は、周波数領域の受信信号Ｙ₁（ｆ）を周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８に出力する。

受信ブランチ＃２の図示しないフーリエ変換部７６−２は、フーリエ変換部７６−１と同様の処理を行うことで、周波数領域の受信信号Ｙ₂（ｆ）を生成し、周波数領域の受信信号Ｙ₂（ｆ）を周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８に出力する。

チャネル推定部７７−１は、ブロック同期部７４−１から同期処理が行われた信号を入力し、入力した信号に含まれる連続する２つの受信ＵＷを検出し、当該２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。そして、チャネル推定部７７−１は、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）に所定の補間処理を施し、補間処理後の周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８に出力する。補間処理については後述する。

受信ブランチ＃２の図示しないチャネル推定部７７−２は、チャネル推定部７７−１と同様の処理を行うことで、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定し、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８に出力する。

（第１の信号形式／第１のチャネル推定方法を用いる場合）
図２に示した第１の信号形式を用いる場合について説明する。チャネル推定部７７−１は、図２に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第１の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₁のうち、第１ブロックの受信ＵＷ及び第２ブロックの受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。また、チャネル推定部７７−２は、図２に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第１の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₂のうち、第１ブロックの受信ＵＷ及び第２ブロックの受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。尚、前述のとおり、第１ブロック及び第２ブロックの識別は、ブロック同期部７４−１，７４−２により既になされている。

具体的には、チャネル推定部７７−１は、第１ブロックの２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷと、第２ブロックの２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷとの和（加算結果）に対しＦＦＴを行う。そして、チャネル推定部７７−１は、受信ＵＷのＦＦＴ結果と送信ＵＷをＦＦＴした結果（参照信号）とに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ）を推定する。

チャネル推定部７７−１は、第１ブロックの２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷと、第２ブロックの２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷとの差（減算結果）に対しＦＦＴを行う。そして、チャネル推定部７７−１は、受信ＵＷのＦＦＴ結果と送信ＵＷの参照信号とに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。

つまり、チャネル推定部７７−１は、第１ブロック及び第２ブロックの受信ＵＷと各送信系統に割り当てた直交符号とを掛け合わせた結果（ブロック毎に乗算し、乗算結果をブロック間で加算した結果）に対しＦＦＴを行う。そして、チャネル推定部７７−１は、受信ＵＷのＦＦＴ結果と、送信ＵＷの参照信号とに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。

チャネル推定部７７−２は、チャネル推定部７７−１と同様の処理を行うことで、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。

（第２の信号形式／第２のチャネル推定方法を用いる場合）
図３に示した第２の信号形式を用いる場合について説明する。チャネル推定部７７−１は、図３に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第２の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₁のうち、第１ブロックの受信ＵＷ及び第２ブロックの受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。また、チャネル推定部７７−２は、図３に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第２の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₂のうち、第１ブロックの受信ＵＷ及び第２ブロックの受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。尚、前述のとおり、第１ブロック及び第２ブロックの識別は、ブロック同期部７４−１，７４−２により既になされている。

具体的には、チャネル推定部７７−１は、第１ブロックの２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ）を推定する。また、チャネル推定部７７−１は、第２ブロックの２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。

チャネル推定部７７−２は、チャネル推定部７７−１と同様の処理を行うことで、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。

（第３のチャネル推定方法／第３のチャネル推定方法を用いる場合）
図４に示した第３の信号形式を用いる場合について説明する。チャネル推定部７７−１は、図４に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第３の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₁のうち、プリアンブル１の受信ＵＷ及びプリアンブル２の受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。また、チャネル推定部７７−２は、図４に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第３の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₂のうち、プリアンブル１の受信ＵＷ及びプリアンブル２の受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。

具体的には、チャネル推定部７７−１は、プリアンブル１の２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷと、プリアンブル２の２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷとの和（加算結果）に対しＦＦＴを行う。そして、チャネル推定部７７−１は、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ）を推定する。

チャネル推定部７７−１は、プリアンブル１の２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷと、プリアンブル２の２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷとの差（減算結果）に対しＦＦＴを行う。そして、チャネル推定部７７−１は、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。

つまり、チャネル推定部７７−１は、プリアンブル１及びプリアンブル２の受信ＵＷと各送信系統に割り当てた直交符号とを掛け合わせた結果（プリアンブル毎に乗算し、乗算結果をプリアンブル間で加算した結果）に対しＦＦＴを行う。そして、チャネル推定部７７−１は、受信ＵＷのＦＦＴ結果と、送信ＵＷの参照信号とに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。

チャネル推定部７７−２は、チャネル推定部７７−１と同様の処理を行うことで、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。

（第４のチャネル推定方法／第４のチャネル推定方法を用いる場合）
図５に示した第４の信号形式を用いる場合について説明する。チャネル推定部７７−１は、図５に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第４の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₁のうち、プリアンブル１の受信ＵＷ及びプリアンブル２の受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。また、チャネル推定部７７−２は、図５に示した送信信号ｘ₁，ｘ₂における第４の信号形式の信号が多重された受信信号ｙ₂のうち、プリアンブル１の受信ＵＷ及びプリアンブル２の受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。

具体的には、チャネル推定部７７−１は、プリアンブル１の２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ）を推定する。また、チャネル推定部７７−１は、プリアンブル２の２つの受信ＵＷのうち２番目の受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₂（ｆ）を推定する。

チャネル推定部７７−２は、チャネル推定部７７−１と同様の処理を行うことで、周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。

前述のとおり、ＵＷの長さは、有効ブロック（図２〜図５を参照）の長さの１／８等である。このため、ＵＷに基づいて推定された周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ），Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）の周波数間隔は、有効ブロックの周波数領域の信号成分よりも長くなる。

そこで、チャネル推定部７７−１，７７−２は、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ），Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）の周波数間隔を、有効ブロックの周波数領域の信号成分と同等にするために、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ），Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）に補間処理を施す。そして、補間処理後の周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ），Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）が、周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８に出力される。

図７に戻って、周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８は、受信ブランチ＃１の雑音電力検出部７５−１から雑音電力ｎ₁を、フーリエ変換部７６−１から周波数領域の受信信号Ｙ₁（ｆ）を、チャネル推定部７７−１から周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ）をそれぞれ入力する。また、周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８は、受信ブランチ＃２の雑音電力検出部７５−２から雑音電力ｎ₂を、フーリエ変換部７６−２から周波数領域の受信信号Ｙ₂（ｆ）を、チャネル推定部７７−２から周波数領域のチャネル応答Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）をそれぞれ入力する。

周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８は、雑音電力ｎ₁，ｎ₂、周波数領域の受信信号Ｙ₁（ｆ），Ｙ₂（ｆ）及びチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ），Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）に基づいて、ＺＦアルゴリズムまたはＭＭＳＥアルゴリズムにより、ＭＩＭＯの信号分離を行う。そして、周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８は、周波数領域の送信信号Ｘ₁（ｆ），Ｘ₂（ｆ）を推定する。そして、周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８は、周波数領域の送信信号Ｘ₁（ｆ），Ｘ₂（ｆ）を逆フーリエ変換部７９に出力する。

逆フーリエ変換部７９は、周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部７８から周波数領域の送信信号Ｘ₁（ｆ），Ｘ₂（ｆ）を入力し、周波数領域の送信信号Ｘ₁（ｆ），Ｘ₂（ｆ）にＩＦＦＴを行い、時間領域の送信信号ｘ₁（ｔ），ｘ₂（ｔ）を生成する。そして、逆フーリエ変換部７９は、時間領域の送信信号ｘ₁（ｔ），ｘ₂（ｔ）を判定／尤度計算部８０に出力する。

判定／尤度計算部８０は、逆フーリエ変換部７９から時間領域の送信信号ｘ₁（ｔ），ｘ₂（ｔ）を入力し、時間領域の送信信号ｘ₁（ｔ），ｘ₂（ｔ）と既知の送信信号とを比較して、最も近い送信信号を判定する。または、判定／尤度計算部８０は、時間領域の送信信号ｘ₁（ｔ），ｘ₂（ｔ）に対し、ビット尤度（ビット毎に０か１かの確からしさ）を計算する。そして、判定／尤度計算部８０は、判定または計算後の信号を内デインタリーブ部８１に出力する。

内デインタリーブ部８１は、判定／尤度計算部８０から判定または計算後の信号を入力し、図６に示した内インタリーブ部１７−１，１７−２の逆の処理を行うことで、内デインタリーブを行う。そして、内デインタリーブ部８１は、内デインタリーブ後の信号を内符号復号部８２に出力する。

内符号復号部８２は、内デインタリーブ部８１から内デインタリーブ後の信号を入力し、図６に示した内符号符号化部１５に対応して、誤り訂正符号の内符号復号を行う。そして、内符号復号部８２は、内符号復号後の信号を外デインタリーブ部８３に出力する。

外デインタリーブ部８３は、内符号復号部８２から内符号復号後の信号を入力し、図６に示した外インタリーブ部１４の逆の処理を行うことで、外デインタリーブを行う。そして、外デインタリーブ部８３は、外デインタリーブ後の信号を外符号復号部８４に出力する。

外符号復号部８４は、外デインタリーブ部８３から外デインタリーブ後の信号を入力し、図６に示した外符号符号化部１３に対応して、誤り訂正符号の外符号復号を行う。そして、外符号復号部８４は、外符号復号後の信号をエネルギ逆拡散部８５に出力する。

エネルギ逆拡散部８５は、外符号復号部８４から外符号復号後の信号を入力し、図６に示したエネルギ拡散部１２にて用いた同じ擬似ランダム符号との排他的論理和の演算を行い、元のデータパケットに戻す。そして、エネルギ逆拡散部８５は、元に戻したデータパケットをデータフレーム同期部８６に出力する。

データフレーム同期部８６は、エネルギ逆拡散部８５からデータパケットを入力し、図６に示したデータフレーム同期部１１の逆の処理を行うことで、データフレームの構成を元に戻し、元の情報を生成する。そして、データフレーム同期部８６は、元の情報を出力する。

以上のように、本発明の実施形態の受信装置２によれば、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０のブロック同期部７４−１，７４−２は、受信信号ｙ₁，ｙ₂に対し相関を求める同期処理により、ブロックの先頭を検出し、プリアンブルの先頭を検出する。また、ブロック同期部７４−１，７４−２は、第１または第２のチャネル推定方法（図２、図３を参照）を用いる場合、ブロック情報を検出し、ブロック情報に基づいて、当該ブロックが第１ブロックであるか、または第２ブロックであるかを判断する。

チャネル推定部７７−１，７７−２は、第１または第２のチャネル推定方法（図２、図３を参照）を用いる場合、第１ブロックの受信ＵＷ及び第２ブロックの受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ），Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。また、チャネル推定部７７−１，７７−２は、第３または第４のチャネル推定方法（図４、図５を参照）を用いた場合、プリアンブル１の受信ＵＷ及びプリアンブル２の受信ＵＷに基づいて、周波数領域のチャネル応答Ｈ₁₁（ｆ），Ｈ₁₂（ｆ），Ｈ₂₁（ｆ），Ｈ₂₂（ｆ）を推定する。

本発明の実施形態では、チャネル応答を推定するためのＵＷとして、Ｃｈｕ系列またはＦｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆ系列を使用するようにした。これにより、送信系統間の相関を０とすることができ、精度高くチャネル応答を推定することが可能となる。つまり、送信系統間で相関が完全には０にならないことに起因して、チャネル推定の精度が低下するという従来の問題を解決することができる。

また、本発明の実施形態では、第１または第２のチャネル推定方法（図２、図３を参照）を用いる場合には、ブロック毎に、チャネル応答を推定するためのＵＷを配置しているため、高速なチャネル変動にも追従できる。つまり、タイムスロット毎にパイロットシンボルを配置する特許文献３よりも、ＵＷが配置されたブロックの時間長が短いから、高速なチャネル変動時にチャネル応答の誤差が残るという従来の問題を解決することができる。

また、本発明の実施形態では、チャネル応答を推定するためのＵＷが、有効ブロックの１／８等の程度であるＣＰと同じ比較的短い長さに設定され、さらに、連続した２つのＵＷが設定され、前半のＵＷはＣＰの役目を果たすようにした。これにより、ＣＰの時間長（ＵＷの時間長）内に収まる遅延波に対応してチャネル応答を推定することができる。したがって、ＵＷは、比較的短い時間長内に収まる遅延波に対応可能なチャネル応答を推定するのに必要十分な長さのパイロット長であるから、伝送効率が良く、データ伝送のために多くの時間を割くことができる。つまり、パイロットシンボルの時間長が必要以上に長いことに起因して、伝送レートが低くなり伝送効率が低下するという従来の問題を解決することができる。

このように、ＳＣ−ＭＩＭＯ方式において、必要十分な時間長のパイロットシンボルを用いて、精度高くチャネル応答を推定することが可能となる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、図１に示した本発明の実施形態は、２送信２受信の２×２ＳＣ−ＭＩＭＯ方式を用いた例である。本発明は、２送信２受信の２×２ＳＣ−ＭＩＭＯ方式に適用があるだけでなく、その他のＳＣ−ＭＩＭＯ方式にも適用がある。要するに、本発明は、複数の送信アンテナ及び単数または複数の受信アンテナに対応したＳＣ−ＭＩＭＯ方式に適用がある。

また、複数の送信アンテナ及び単数または複数の受信アンテナに対応したＳＣ−ＭＩＭＯ方式において、送信アンテナ数（送信ブランチ数、送信系統数）をｎ（ｎは２以上の整数）とし、受信アンテナ数（受信ブランチ数、受信系統数）をｍ（ｍを１以上の整数）とする。

第１のチャネル推定方法を用いる場合、送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、複数の送信系統において直交する長さがｎ以上の直交符号を用いて、その直交符号の長さと同じ数のブロックにわたって、２つの連続するＵＷに対しその直交符号を掛ける（乗算する）ことで、直交符号を反映した２つの連続するＵＷを設定する。

図９は、送信アンテナ数が４（ｎ＝４）の場合における第１の信号形式を説明する図である。例えば、送信アンテナ数が４（ｎ＝４）の場合、直交符号として、長さが４の（１，１，１，１）、（１，−１，１、−１）、（１，１，−１，−１）、（１，−１，−１，１）を用いる。

図９に示すように、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ_１に対し、第１ブロックから第４ブロックまでの２つの連続するＵＷを同位相に設定する。また、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₂に対し、第１ブロックと第３ブロックの２つの連続するＵＷを同位相に、第２ブロックと第４ブロックの２つの連続するＵＷを逆位相に設定する。また、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ₃に対し、第１ブロックと第２ブロックの２つの連続するＵＷを同位相に、第３ブロックと第４ブロックの２つの連続するＵＷを逆位相に設定する。また、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、送信信号ｘ_４に対し、第１ブロックと第４ブロックの２つの連続するＵＷを同位相に、第２ブロックと第３ブロックの２つの連続するＵＷを逆位相に設定する。

受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、第１ブロックから第４ブロックまでの受信ＵＷと各送信系統に割り当てた直交符号とを掛け合わせた結果（ブロック毎に乗算し、乗算結果をブロック間で加算した結果）に対しＦＦＴを行う。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、受信ＵＷのＦＦＴ結果と、送信ＵＷの参照信号とに基づいて、周波数領域のチャネル応答を推定する。

第２のチャネル推定方法を用いる場合、送信装置１のＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、各ブロックについて、送信信号ｘ₁，・・，ｘ_nのうちの１つの送信信号であって、他のブロックとは異なる送信信号に対し（送信信号ｘ₁，・・，ｘ_nの各送信系統のうちの１つの送信系統であって、他のブロックとは異なる送信系統に対し）、２つの連続するＵＷを設定する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、その他の送信信号に対し、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。

図１０は、送信アンテナ数が４（ｎ＝４）の場合における第２の信号形式を説明する図である。例えば、送信アンテナ数が４（ｎ＝４）の場合、図１０に示すように、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、第１ブロックについて、送信信号ｘ₁に対し、２つの連続するＵＷを設定し、送信信号ｘ₂，ｘ₃，ｘ_４に対し、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、第２ブロックについて、送信信号ｘ₂に対し、２つの連続するＵＷを設定し、送信信号ｘ₁，ｘ₃，ｘ₄に対し、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。そして、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、第３ブロックについて、送信信号ｘ₃に対し、２つの連続するＵＷを設定し、送信信号ｘ₁，ｘ₂，ｘ₄に対し、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。さらに、ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部１０は、第４ブロックについて、送信信号ｘ₄に対し、２つの連続するＵＷを設定し、送信信号ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃に対し、２つの連続するＵＷの位置にヌルデータを設定する。

受信装置２のＳＣ−ＭＩＭＯ復調部７０は、各ブロックの受信ＵＷに対しＦＦＴを行い、受信ＵＷのＦＦＴ結果及び送信ＵＷの参照信号に基づいて、周波数領域のチャネル応答を推定する。

第３のチャネル推定方法は、第１のチャネル推定方法のブロックをプリアンブルに置き換えることで実現する。第４のチャネル推定方法は、第２のチャネル推定方法のブロックをプリアンブルに置き換えることで実現する。

１ 送信装置
２ 受信装置
１０ ＳＣ−ＭＩＭＯ変調部
１１ データフレーム同期部
１２ エネルギ拡散部
１３ 外符号符号化部
１４ 外インタリーブ部
１５ 内符号符号化部
１６ 系統間振り分け部
１７ 内インタリーブ部
１８ マッピング部
１９ ＳＣブロック構成部
２０ 帯域制限フィルタ
２１ デジタル直交変調部
２２ ＤＡ変換部
３０ 送信高周波部
４０ 送信アンテナ
５０ 受信アンテナ
６０ 受信高周波部
７０ ＳＣ−ＭＩＭＯ復調部
７１ ＡＤ変換部
７２ デジタル直交復調部
７３ 帯域制限フィルタ
７４ ブロック同期部
７５ 雑音電力検出部
７６ フーリエ変換部
７７ チャネル推定部
７８ 周波数領域ＭＩＭＯ信号分離部
７９ 逆フーリエ変換部
８０ 判定／尤度計算部
８１ 内デインタリーブ部
８２ 内符号復号部
８３ 外デインタリーブ部
８４ 外符号復号部
８５ エネルギ逆拡散部
８６ データフレーム同期部

Claims (8)

1. 送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、
   前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、連続する複数のブロックから１つのブロックを識別するためのブロック情報を設定し、２つの連続する前記ＵＷ、前記ブロック情報、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなるブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、
   前記ブロック構成部は、
   前記複数の送信系統において直交する直交符号に基づいて、２つの連続する前記ＵＷを設定する、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
2. 送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、
   前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、連続する複数のブロックから１つのブロックを識別するためのブロック情報を設定し、２つの連続する前記ＵＷまたはヌルデータ、前記ブロック情報、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなるブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、
   前記ブロック構成部は、
   前記連続する複数のブロックのそれぞれについて、前記複数の送信系統のうちの１つの送信系統であって、他のブロックとは異なる送信系統に対し、２つの連続する前記ＵＷを設定し、他の送信系統について、２つの連続する前記ＵＷの代わりに前記ヌルデータを設定する、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
3. 送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、
   前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、２つの連続する前記ＵＷからなる複数のプリアンブル、及び、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなる複数のブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、
   前記ブロック構成部は、
   前記複数の送信系統において直交する直交符号に基づいて、２つの連続する前記ＵＷを設定する、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
4. 送信対象のデータにＭＩＭＯ変調を施し、複数の送信アンテナを介して、前記複数の送信アンテナとシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置に備えた単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定するためのパイロット信号を含む送信信号を、シングルキャリアにより前記シングルキャリアＭＩＭＯ受信装置へ無線伝送するシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置において、
   前記送信対象のデータを、前記複数の送信アンテナに対応する複数の送信系統に振り分ける系統間振り分け部と、
   前記系統間振り分け部により振り分けられたデータにおける所定長の有効ブロックのデータに対し、当該データの後ろの所定部分のコピーであるＣＰ（サイクリックプレフィックス）を付加し、前記パイロット信号を前記ＣＰと同じ長さのＵＷ（ユニークワード）として設定し、２つの連続する前記ＵＷまたはヌルデータからなる複数のプリアンブル、及び、前記ＣＰ及び前記有効ブロックのデータからなる複数のブロックを、前記送信系統毎に生成するブロック構成部と、を備え、
   前記ブロック構成部は、
   前記連続する複数のプリアンブルのそれぞれについて、前記複数の送信系統のうちの１つの送信系統であって、他のプリアンブルとは異なる送信系統に対し、２つの連続する前記ＵＷを設定し、他の送信系統について、２つの連続する前記ＵＷの代わりに前記ヌルデータを設定する、ことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置。
5. 請求項１のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号を分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、
   前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のブロックの先頭を検出し、前記受信信号のブロックから前記ブロック情報を検出し、当該ブロック情報に基づいて前記受信信号のブロックを識別するブロック同期部と、
   前記ブロック同期部により、複数の送信系統の全てについて直交符号に基づいて設定されたＵＷが多重された前記ブロックが識別され、
   当該ブロックに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置。
6. 請求項２のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷまたはヌルデータ、ブロック情報、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号を分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、
   前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のブロックの先頭を検出し、前記受信信号のブロックから前記ブロック情報を検出し、当該ブロック情報に基づいて前記受信信号のブロックを識別するブロック同期部と、
   前記ブロック同期部により、複数の送信系統のうちの１つの送信系統についてのＵＷと、他の送信系統についてのヌルデータとが多重された前記ブロックが識別され、
   当該ブロックに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置。
7. 請求項３のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置に備えた複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷからなるプリアンブルが多重された受信信号、及び、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号を分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、
   前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のプリアンブルの先頭及び前記受信信号のブロックの先頭を検出するブロック同期部と、
   前記ブロック同期部により、複数の送信系統の全てについて直交符号に基づいて設定されたＵＷが多重された前記プリアンブルが検出され、
   当該プリアンブルに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置。
8. 請求項４のシングルキャリアＭＩＭＯ送信装置の複数の送信アンテナを介して送信された送信信号を、単数または複数の受信アンテナを介して受信し、２つの連続するＵＷまたはヌルデータからなるプリアンブルが多重された受信信号、及び、ＣＰ及び有効ブロックのデータからなるブロックが多重された受信信号にＭＩＭＯ復調を施すことで、前記複数の送信アンテナと前記単数または複数の受信アンテナとの間のチャネル応答を推定し、前記複数の送信アンテナから送信された信号に分離し、元の送信対象のデータに復元するシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置において、
   前記受信信号に対し相関を求める同期処理により、前記受信信号のプリアンブルの先頭及び前記受信信号のブロックの先頭を検出するブロック同期部と、
   前記ブロック同期部により、複数の送信系統のうちの１つの送信系統についてのＵＷと、他の送信系統についてのヌルデータとが多重された前記プリアンブルが検出され、
   当該プリアンブルに含まれる連続する受信ＵＷのうちの後ろの受信ＵＷを用いてＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行い、前記ＦＦＴの結果と予め設定された参照信号とに基づいて、前記チャネル応答を推定するチャネル推定部と、を備えたことを特徴とするシングルキャリアＭＩＭＯ受信装置。

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