CN102324997B - 相干光ofdm系统中改进的符号同步算法 - Google Patents

Abstract

本发明专利涉及一种改进的符号定时同步算法，此方法基于偏振复用相干光OFDM系统，应用于光通信领域。通过增大定时测度函数的相关长度，缩短定时测度曲线峰顶的平波长度，使得估计的阈值范围变宽，提高了符号定时时刻的准确性。本方法的步骤如下：两个OFDM发射端分别设定第一个符号为同步符号，IFFT转换到时域后将其循环移位二分之残余子载波以保证定时测度曲线峰顶的完整性。将接受到的信号在FFT之前进行同步时刻估计，将定时测度函数的相关长度增大为添加了CP之后的OFDM符号长度的一半。仿真结果表明，该方法能有效缩短定时测度函数的峰顶的平波长度，通过与经典Schimdl方法相比较，在112Gbit/sPDM CO-OFDM系统中，链路中色散值为8000ps/nm时，系统性能最高可提高1个dB。

Description

相干光OFDM系统中改进的符号同步算法

技术领域

该技术应用于光通信领域中的PDM CO-OFDM(Polarization Division MultiplexingCoherent Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统中，基于该系统我们针对经典的Schmidl同步方法进行改进，提出了一种更适合在光纤通信链路中使用的同步算法。更具体地，涉及相干光OFDM方面的符号同步算法。

背景技术

随着通信技术的飞速发展，运营商的业务主体和盈利模式都发生了历史性变化。人们对通信的需求已从最初的语音业务向多媒体业务迈进，用户的网络带宽需求越来越高。在光通信领域，全球掀起了新一代光网络的建设浪潮，为各种增值业务的发展铺平了道路。到2015年，发达地区的无线网络流量将在现在的基础上增长10倍。无论是固定网络还是移动网络，网络流量一直在加速增长。在未来5年之内，带宽将以每年50％以上的速度增长，2012年干线带宽流量将达到100T以上，其中97％以上为数据带宽，网络速率提高出现明显的瓶颈。

不断发展的数据通信业务带来的是对传输容量和传输带宽需求的剧增。同时，运营商为了降低网络成本，要求未来的网络具有越来越高的智能性。现存的SDH网络急需升级，下一代光网络呼之欲出。新一代光传输网将传统的传输网技术与IP技术融合形成下一代智能光传输网，是一个容量更大、高度灵活、智能管理、动态配置的光传输网。光网络技术的发展方向仍然是超高速率、超大容量、超长距离。

目前对于单信道光传输系统的速率要求已从10Gb/s提高至40Gb/s、100Gb/s，甚至更高。众所周知，将传统的10Gb/s传输系统提高到40Gb/s或100Gb/s，将会面临很多挑战：1)在传统10Gb/s传输系统中，主要采用强度调制-直接检测方案(IM-DD)，当采用此方案来传输40或100Gb/s的数据时，其频谱宽度变大，色度色散(CD)容忍度变为原来的1/16或1/100，PMD容忍度变为原来的1/4或1/10，系统的非线性容忍度也急剧降低；2)由于速率提高，电子器件和电路的设计开发难度加大，光器件的要求也会相应提高，这都将使得系统的成本急剧上升；3)由于频谱变宽，原有的DWDM系统开始饱和，可用信道数目越来越少。为了解决上述问题，将无线通信中已有的先进技术引入到光通信领域成为目前的研究热点和方向。光正交频分复用(O-OFDM)系统正是基于此目的而提出来的。

对于光传输系统，偏分复用技术是一种有效地提高频谱效率的方法，但是研究发现偏分复用会对两个偏振方向引起串扰，所以对直接检测的偏振复用系统不能有效地对抗偏振模色散(Polarization Mode Dispersion)引起的干扰。一种有效地方法是采用相干检测(CoherentDetection)的数字接收方法，将其应用于PDM-OFDM系统中可以有效地对抗色散(ChromaticDispersion)跟偏振模色散(Polarization Mode Dispersion)。

但是CO-OFDM系统对同步误差非常敏感，在建立同步的过程中，首先往往需要进行定时估计，用来确定OFDM符号起始位置，从而进行正确的解调，接收端为了能够正确解调，必须找到符号的起始位置，这就需要进行符号定时估计。因此，定时估计是同步中的重要环节，如果同步解决不好，会引起整个CO-OFDM系统性能的急剧下降。由于现代通信系统对同步的要求越来越高，而非数据辅助类算法有其固有的缺点，如载波频偏的捕获范围窄等，同步性能更好的数据辅助类算法就成为目前研究的热点。

此系统沿用了无线通信中的经典定时同步算法，研究发现该算法对光纤信道中的色散敏感，以及由于循环前缀产生的定时测度曲线峰顶的平波现象，造成估计同步时刻不准，所以基于该算法我们提出了一种改进的适合光纤信道的定时算法，仿真结果表明，该算法能有效消除定时测度曲线顶峰的平波现象，准确估计符号定时时刻，性能优于经典的Schimdl方法。

发明内容

本发明针对PDM CO-OFDM系统，接受端的两路信号分别采用改进的同步算法进行定时同步时刻估计。通过与经典的Schimdl方法相比较，仿真结果表明，该方法估计范围大，同步估计时刻准确同时计算方便，性能优于之前的方法。

本发明如下：两个OFDM发射端信号，两路分别经过QPSK调制，同时设定第一个符号为同步符号，插零，IFFT变换，转换到时域后分别加入1/16长度的循环前缀CP(Click Prefix)并进行循环移位。经过马赫增德尔调制器调到光路，然后将两路信号经过一个偏振耦合器PBC(Polarization Beam Coupler)合并到光路上。经过光路传输，再经偏振分束器PBS(PolarizationBeam Splitter)分成两束，分别经过IQ调制回到电域，然后进行符号定时时刻估计，找到最佳定时时刻之后去循环前缀，经FFT之后的信道估计还原原始信号并计算两路信号的BER。

首先两路OFDM发射端分别设定第一个OFDM符号为同步符号。该同步符号的设定方法跟经典Schimdl方法相同，即将该同步符号的奇载波置为0，为保持功率不变，该同步符号的偶载波要乘以那么该同步符号经过IFFT之后会形成一个前半部分跟后半部分完全相等的一个时域符号，通过在接收端对前后两半的符号做相关，相关值最大的时刻即为同步时刻。为了保证定时测度曲线的完整性及定时同步位置估计的准确性，在时域中我们采用将添加了同步符号的信号循环移位一定的子载波数。这个在后面的具体实施过程中会说明。

令r表示接收端的信号，经典Schimdl方法中，同步符号前后两部分的相关累加可表示为下式

$P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right)$

上式中L表示一半的OFDM符号长度(不包括CP)，m表示定时时刻。后半个OFDM符号的能量计算公式为

$R\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{d+m+L}\right|}^2$

所以最终的定时测度曲线函数为

$M\left(d\right)=\frac{{\left|P\left(d\right)\right|}^2}{{\left(R\left(d\right)\right)}^2}$

理想情况下的定时时刻为循环移位后的第一个训练符号的第一个样值，然而由于添加了循环前缀(Click Prefix)，定时测度曲线的顶峰会出现平波现象，并且其长度即为CP的长度，为了提高定时时刻估计的准确性，经典Schmidl方法中采用的是取正确定时点为最大峰值90％的左右两个点的平均值。然而这样做的结果是存在估计误差，所以我们希望找到一种方法能够消除经典Schimdl方法产生的平波现象，使得估计出来的最大值即为第一个时刻。我们做如下改进

$P\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(r_{d+m}^{*}{r}_{d+m+L}\right),$ $R\left(d\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{d+m+L}\right|}^2,$ $M\left(d\right)=\frac{{\left|P\left(d\right)\right|}^2}{{\left(R\left(d\right)\right)}^2}$

其中P(d)与R(d)中的M表示做相关序列的长度，设OFDM符号长度为N(不包括CP长度)，CP的长度为H。

(1)当M＝N/2，即M为OFDM符号的一半(不包括CP)的长度的时候，该方法即为经典的Schimdl方法；此时的定时测度曲线的顶峰处有一个长度为CP长度的一个平波；

(2)当M＝(N+H)/2，即M为添加了CP之后的OFDM符号长度的一半时，为改进的方法，此时定时测度曲线的顶峰处应该是长度为H/2，即CP长度一半的一个平波；

(3)在(2)的基础上，我们继续增大M的长度，使得M＝N/2+H，此时定时测度曲线的顶峰应该不会出现平波现象，最大值的时刻即为定时时刻。所以在接收端

进行同步时刻估计的时候不需要取最大值的90％左右的两个点做平均。

分别对以上三种情况进行仿真，结果表明，第二种情况下的定时时刻估计最准确。

第三种情况在只有噪声的时候定时时刻估计准确，但是当链路中存在色散损伤时，定时测度曲线峰顶的尖峰受色散影响比较大，会出现定时估计偏差。

附图说明

图1：示出了用于说明本专利应用的PDM CO-OFDM系统仿真框图；

图2：示出了发送端同步符号格式的设置框图；(子载波数是512，其中奇载波设为0，偶载波幅度值为2)

图3：示出了接收端对信号的三种定时同步方法的示意图；

图4：示出了理论上采用这三种方法得到的定时曲线；

图5：示出了仿真系统中背靠背的情况下，三种定时曲线的位置关系；

(NumberOfCarrier＝512，OSNR＝14dB)

图6：示出了仿真系统中有色散的情况下，三种定时曲线的位置关系；

(NumberOfCarrier＝512，CD＝8000ps/nm，OSNR＝20dB)

图7：示出了仿真系统中采用这三种方法的系统性能比较。

(NumberOfCarrier＝512，CD＝8000ps/nm)

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例也仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例适用于净速率112Gbit/s光的偏振模式复用相干OFDM(PDM CO-OFDM)调制解调系统。

图1为112Gbit/s PDM CO-OFDM系统原理框图；

对112Gbit/s的二进制信号首先分成X偏振方向101跟Y偏振方向102的两路，分别经过103QPSK调制，通过设定同步符号104，用于进行接收端的符号定时同步时刻估计，105插零，进行106IFFT变换，将其由频域转换到时域。将转换到时域的信号加入107循环前缀，经过108数模变换，然后经109马赫曾德尔调制器调到光域，两路信号调制到光域后的信号经过110偏振耦合器(polarization beam coupler)整合成一路信号，两路信号处于正交状态。此时的符号速率是28Gbit/s，经过111普通单模光纤传输，信道中不可避免的高斯白噪声112，然后信号经过113偏振分束器(polarization beam splitter)，将两路信号分别经过114相干检测接收下来。经过115A/D模数变换，116根据发送端发送的同步符号的性质进行定时同步时刻估计，117去掉循环前缀，118FFT变换接收经过光路传输后的信号。接收下来的信号经过119信道估计，通过120导频方法的相位估计算法纠正相位，经过121串并变换，122QPSK解调得到接收到的信号：Y偏振方向的123信号，X偏振方向的124信号。对这两路信号采用Monte Carlo方法进行BER的计算，最后的结果表示用Q factor表示。

首先该系统的主要部分位于发送端的104同步符号格式设置，跟接收端116同步定时时刻估计这两个模块。同步符号的格式设置示意图由图二表示。将VPITransmissionMaker7.6中仿真窗口设定为128×1024/(BitRate×2)，OFDM子载波数设为512，CP比例为1/16，所以总窗口中除了完整的OFDM符号外，剩余的子载波数为

将发射端的两路信号第一个符号设为同步符号，同时为了保证定时测度曲线顶峰的完整性，我们将转换到时域中的信号进行循环移位二分之residualsucarrier的整数值。通过图三所示的三种定时同步方法，进行同步。首先信号不经过光路传输，检验我们理论的正确性，理论上是如果采用图三中的方法一，a1与b1做相关，则其定时测度曲线的顶部会出现一段为CP长度的平波；如果采用图三中方法二，a2与b2做相关，则其定时测度曲线的顶部会出现一段长为CP/2的平波；而如果采用图三所示的方法三，则其定时测度曲线没有平波出现，最大值即为定时时刻的最佳时刻。参照图四，可看出与我们的理论分析完全一致。

为了验证本方法的有效性，并与经典方法进行比较，我们仿真了图1112Gbit/s PDMCO-OFDM系统的性能。基本设置如下：采用VPITransmissionMaker7.6为仿真平台，结合MATLABR2008a工具进行仿真，该系统中其中采用的QPSK编码，OFDM符号的子载波设为512，循环前缀的长度设为1/16的OFDM符号长度，对每个OFDM符号采用两边插零的方法，插零的比例在一个OFDM符号中占1/4，其他的参数均设为理想状态。首先在OSNR＝14dB，仿真系统为背靠背的情况下，我们仿真了三种定时曲线的位置关系，如图五所示。图五中的129-161是整个循环前缀的长度，由图五可以看出，情况三的定时时刻恰好是循环移位后的第一个定时时刻，而情况二跟情况一的定时测度曲线的顶峰分别出现了不同长度的平波。当链路中存在色散的情况下，跟背靠背的情况进行比较，结果如图六所示，此时链路中的色散值是8000ps/nm，OSNR值为20dB。从图六中可以看出当存在色散的情况下，第一种方法出现了明显的右移，其顶峰已经开始超出CP的范围，而方法二跟方法三的最大定时时刻还是在CP范围之内。为了比较这三种方法的性能，我们仿真了不同OSNR值下的Q值，结果如图七所示。从图七可以看出，该两种方法优于经典的Schimdl方法，最大的Q值差距可达1dB。

以上是采用本发明方法的一种PDM CO-OFDM系统的具体实施例的详细介绍和仿真，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

主要技术优势

目前正交频分复用(OFDM)技术已经广泛应用在无线和有线(铜线)通信领域。光正交频分复用(OFDM)系统结合了OFDM技术与光传输技术，在高速光传输领域具有广阔发展前景，同时相干接收技术的出现使得PMD引起的系统损伤得到有效地抑制，尤其是偏振复用PDM-OFDM系统在具有较强抗色散的能力下，还具有较强的抗偏振模色散的能力，同时系统的谱效率提高一倍，是目前研究实现大容量、长距离光传输的主要研究方案之一。

由于CO-OFDM系统对同步误差的敏感性，定时估计作为同步中的重要环节值得深入研究，本发明针对经典的Schmidl方法，进行了改进并与之做了比较。结果表明，该方法在估计定时时刻方面，其估计范围宽，精度略高于经典Schmidl方法。在112Gbit/s PDM CO-OFDM系统中，OSNR为20dB，链路中的色散值为8000ps/nm时，该方法相比经典的Schmidl方法可使系统的性能提高1个dB，算法实现简单，估计准确。

Claims (2)

1.一种基于PDM CO-OFDM系统符号定时同步方法，该方法主要包括两个步骤：

(1)发送端在两个偏振方向上分别设置第一个OFDM符号为同步符号，该同步符号的奇载波置为0，偶载波乘以并将该同步符号循环移位二分之一残余子载波的整数值，残余子载波是由仿真软件VPITransmissionMaker7.6的仿真窗口，OFDM符号的子载波数以及循环前缀的比例决定；

(2)接收端在FFT之前通过对接收的符号的前后两半做相关，并随时间延长继续计算相关值，相关值最大的时刻即为接收端与发送端的同步时刻，其中令r表示接收端的信号，同步符号前后两部分的相关累加为L表示一半的OFDM符号长度(不包括CP)，m表示定时时刻，后半个OFDM符号的能量为M(d)表示最终的定时测度曲线函数P(d)与R(d)中的M表示做相关序列的长度，设OFDM符号长度为N(不包括CP长度)，CP的长度为H，当M＝(N+H)/2，即M为添加了CP之后的OFDM符号长度的一半时，此时定时测度曲线的顶峰处长度为H/2，即CP长度一半的一个平波，继续增大M的长度，使得M＝N/2+H，最大值的时刻即为定时时刻。

2.根据权利要求1所述的同步方法，其特征在于，发送端发送包括同步符号的信号之后，在接收端FFT之前分别对两路信号进行符号定时同步时刻估计，采用添加了CP之后的OFDM符号长度的一半作为计算同步定时曲线的相关长度。