ES2913756T3 - Método y dispositivo para transmitir una señal de OFDM y método y dispositivo para recibir una señal de OFDM - Google Patents

Abstract

Un método de transmisión, por un dispositivo de transmisión, de una señal de multiplexación por división ortogonal de frecuencia OFDM, en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo el método: generar, por un módulo digital del dispositivo de transmisión, una señal de banda base de OFDM desplazada en frecuencia realizando el desplazamiento ascendente de frecuencia de una primera señal por una diferencia entre una frecuencia portadora f0 y una primera frecuencia fbase, en donde la primera frecuencia fbase está, entre frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128.6.1, más cerca de la frecuencia portadora f0, y en donde Δf es un espaciado de subportadora de OFDM; convertir de manera ascendente, por un oscilador analógico del dispositivo de transmisión, la señal de banda base de OFDM desplazada en frecuencia en la primera frecuencia fbase para generar una señal de símbolo de OFDM en la frecuencia portadora f0; y transmitir, por un transmisor del dispositivo de transmisión, la señal de símbolo de OFDM en la frecuencia portadora f0.

Description

DESCRIPCIÓN

Método y dispositivo para transmitir una señal de OFDM y método y dispositivo para recibir una señal de OFDM

Sector de la técnica

La presente divulgación se refiere a un sistema de comunicación inalámbrica. Más particularmente, la presente divulgación se refiere a un método y dispositivo para transmitir una señal de OFDM, y a un método y dispositivo para recibir una señal de OFDM.

Estado de la técnica

En un sistema de comunicación móvil, un dispositivo de transmisión típicamente genera una señal de banda base, convierte de manera ascendente la señal de banda base a una frecuencia portadora superior, y transmite una señal de radio convertida de manera ascendente a la frecuencia portadora. Un dispositivo de recepción, a continuación, recibe la señal de radio, y convierte de manera descendente la señal de radio recibida de la frecuencia portadora a una frecuencia de banda base inferior para obtener una señal de banda base para su procesamiento adicional. El documento US 9871607B1 (PERETS YONA [IL] ET AL) 16 de enero de 2018 desvela un método para compensar previamente la discontinuidad de fase por desplazamiento de frecuencia de la señal de banda base en el transmisor.

Objeto de la invención

Problema técnico

Si es desconocida la información acerca de la frecuencia para la conversión ascendente al dispositivo de transmisión y al dispositivo de recepción, puede ocurrir un desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente usada por el dispositivo de transmisión y la frecuencia de conversión descendente usada por el dispositivo de recepción. El desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente y la frecuencia de conversión descendente provoca un cambio de fase repentino en cada símbolo de tiempo en el dispositivo de recepción. Un cambio de fase repentino de este tipo degrada enormemente el rendimiento de la recuperación de la señal por la estimación de canal en el dispositivo de recepción. Por lo tanto, se requiere un método para reducir el cambio de fase en cada símbolo provocado por el desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente y la frecuencia de conversión descendente, el desajuste entre la frecuencia portadora y la frecuencia central de la banda de frecuencia, o el desajuste entre la frecuencia portadora y el centro del filtro de RF.

Además, cuando la frecuencia portadora cambia en la misma banda de frecuencia, se requiere un método para ajustar fácilmente la frecuencia portadora sin resintonización de RF.

Solución técnica

El objeto de la presente divulgación puede conseguirse por las técnicas desveladas en las reivindicaciones adjuntas.

Las soluciones técnicas anteriores son simplemente algunas partes de las implementaciones de la presente divulgación y pueden derivarse y entenderse diversas implementaciones en las que se incorporan las características técnicas de la presente divulgación por los expertos en la materia a partir de la siguiente descripción detallada de la presente divulgación.

Efectos ventajosos

De acuerdo con la presente invención, puede minimizarse fácilmente el cambio de fase de acuerdo con los símbolos que ocurren debido al desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente y la frecuencia de conversión descendente. Por consiguiente, incluso si es desconocida la frecuencia de conversión ascendente para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción, u ocurre el desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente y el centro del filtro de RF o el desajuste entre la frecuencia portadora y la frecuencia central de una célula, puede mantenerse el rendimiento de recuperación de señal en el dispositivo de recepción.

Además, cuando la frecuencia portadora cambia en la misma banda de frecuencia, puede ajustarse fácilmente la frecuencia portadora sin resintonización de RF.

Descripción de las figuras

Las Figuras 1A ilustran ejemplos de modulación y conversión ascendente de una señal de banda base a una frecuencia portadora;

Las Figuras 2A y 2B son diagramas que ilustran ejemplos de cambio de fase de acuerdo con una diferencia entre una frecuencia de conversión ascendente y una frecuencia de conversión descendente;

La Figura 3 ilustra un ejemplo de reseteo de la fase en un límite de símbolo;

Las Figuras 4A y 4B ilustran ejemplos de la generación de una señal de banda base y modulación y conversión ascendente a una frecuencia portadora de la misma de acuerdo con algunas implementaciones de la presente divulgación;

Las Figuras 5A a 5C son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 1 de la presente divulgación; Las Figuras 6A y 6B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 2-1 de la presente divulgación; Las Figuras 7A y 7B son diagramas que ilustran ejemplos de mapeo de recursos de acuerdo con la implementación 2-1 de la presente divulgación y el mapeo de recursos de acuerdo con la implementación 2-2 de la presente divulgación;

Las Figuras 8A y 8B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 2-2 de la presente divulgación; Las Figuras 9A a 9C son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 3 de la presente divulgación; Las Figuras 10A y 10B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación a2-1 de la presente divulgación; Las Figuras 11A y 11B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación a2-2 de la presente divulgación; La Figura 12 es un diagrama que ilustra otro ejemplo de uso de la presente divulgación;

Las Figuras 13A y 13B ilustran ejemplos de una estructura de transmisor y una estructura de receptor de acuerdo con algunas implementaciones la presente divulgación; y

La Figura 14 es un diagrama de bloques que ilustra ejemplos de componentes de un dispositivo de transmisión y un dispositivo de recepción de acuerdo con algunas implementaciones de la presente divulgación.

Descripción detallada de la invención

Los sistemas de comunicación inalámbrica típicamente se comunican usando rangos específicos de frecuencias de radio (RF). Para garantizar la transmisión apropiada en estos rangos de RF, los sistemas inalámbricos típicamente implementan, en el transmisor, una técnica llamada conversión ascendente para convertir señales de un rango de frecuencia inferior a un rango de frecuencia superior (RF), y también implementan, en el receptor, una técnica llamada conversión descendente para convertir señales desde un rango de frecuencia superior (RF) a un rango de frecuencia inferior.

Sin embargo, pueden surgir dificultades cuando la información acerca de la conversión de frecuencia es desconocida para un dispositivo de transmisión y/o un dispositivo de recepción. En tales escenarios, puede ocurrir un desajuste entre una frecuencia de conversión ascendente usada por el dispositivo de transmisión y una frecuencia de conversión descendente usada por el dispositivo de recepción. Tal desajuste entre las frecuencias de conversión ascendente y conversión descendente puede provocar una compensación de fase en cada símbolo de tiempo recibido en el dispositivo de recepción. La compensación de fase puede degradar el rendimiento de la recuperación de la señal por la estimación de canal en el dispositivo de recepción.

Adicionalmente, en algunos escenarios, pueden ocurrir desajustes entre una frecuencia portadora y una frecuencia central de una banda de frecuencia, o entre la frecuencia portadora y un centro de un filtro de RF. Tales desajustes pueden dar como resultado también compensaciones de fase en los símbolos de tiempo recibidos, lo que puede degradar el rendimiento de la recepción.

Por lo tanto, pueden surgir dificultades en sistemas donde ocurre tal compensación de fase debido al desajuste entre las frecuencias de conversión ascendente y conversión descendente, o debido al desajuste entre la frecuencia portadora y la frecuencia central de la banda de frecuencia, o debido al desajuste entre la frecuencia portadora y el centro del filtro de RF. Además, cuando cambia la frecuencia portadora en la misma banda de frecuencia, pueden surgir dificultades al ajustar la frecuencia portadora sin realizar la resintonización de RF.

Las implementaciones desveladas en el presente documento posibilitan un transmisor que está configurado para realizar conversión ascendente de una manera que mitiga o elimina tal compensación de fase. En algunas implementaciones, el transmisor convierte de manera ascendente de banda base a uno de un número finito frecuencias que están predeterminadas y, por lo tanto, configurada para dar como resultado ninguna compensación de fase en el receptor. Puesto que este número de frecuencias finito puede ser diferente de la frecuencia portadora real utilizada por el transmisor, el transmisor puede compensar cualquier diferencia de este tipo desplazando previamente la señal de banda base en esa diferencia.

En algunas implementaciones, el desplazamiento previo puede implementarse realizando desplazamiento del dominio de la frecuencia (por ejemplo, desplazando una entrada de una transformada de Fourier rápida inversa (IFFT) en el transmisor) o puede implementarse por desplazamiento del dominio del tiempo (por ejemplo, desplazando una salida de la IFFT, por ejemplo, usando un oscilador digital).

De manera análoga, en algunas implementaciones, un receptor está configurado para realizar conversión descendente de uno del número finito de frecuencias predeterminadas hasta la banda base. De nuevo, puesto que el número finito de frecuencias puede ser diferente de la frecuencia portadora real utilizada por el receptor, el receptor puede compensar cualquiera de tal diferencia desplazando posteriormente la señal de banda base resultante en esa diferencia.

En consecuencia, las implementaciones desveladas en el presente documento pueden mitigar o eliminar las compensaciones de fase que ocurren debido al desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente y la frecuencia de conversión descendente. Por lo tanto, incluso si la frecuencia de conversión ascendente es desconocida para el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción o, incluso, si ocurre el desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente y el centro del filtro de RF o, incluso, si ocurre el desajuste entre la frecuencia portadora y la frecuencia central de una célula, puede mantenerse el rendimiento de recuperación de señal en el dispositivo de recepción.

Además, en algunos escenarios, cuando la frecuencia portadora cambia en la misma banda de frecuencia, puede ajustarse fácilmente la frecuencia portadora sin resintonización de RF.

Se hará ahora referencia en detalle a diversas implementaciones de la presente divulgación, ejemplos de las que se ilustran en los dibujos adjuntos. La descripción detallada, que se proporcionará a continuación con referencia a los dibujos adjuntos, se pretende que explique implementaciones ilustrativas de la presente divulgación, en lugar de mostrar únicamente las implementaciones que pueden implementarse de acuerdo con la divulgación. La siguiente descripción detallada incluye detalles específicos para proporcionar un entendimiento minucioso de la presente divulgación. Sin embargo, será evidente para los expertos en la materia que la presente divulgación puede ponerse en práctica sin tales detalles específicos.

En algunos casos, se omiten estructuras y dispositivos conocidos o se muestran en forma de diagramas de bloques, centrándose en características importantes de las estructuras y dispositivos, para no obscurecer el concepto de la presente divulgación. Se usarán los mismos números de referencia a través de toda esta memoria descriptiva para hacer referencia a las mismas partes o similares.

Las siguientes técnicas, aparatos y sistemas, pueden aplicarse a una diversidad de sistemas de acceso múltiple inalámbricos. Ejemplos de los sistemas de acceso múltiple incluyen un sistema de acceso múltiple por división de código (CDMA), un sistema de acceso múltiple por división en frecuencia (FDMA), un sistema de acceso múltiple por división en el tiempo (TDMA), un sistema de acceso múltiple por división ortogonal de frecuencia (OFDMA), un sistema de acceso múltiple por división en frecuencia portadora única (SC-FDMA) y un sistema de acceso múltiple por división en frecuencia (MC-FDMA) de múltiple portadora. CDMA puede realizarse a través de tecnología de radio tal como acceso de radio terrestre universal (UTRA) o CDMA2000. TDMA puede realizarse a través de tecnología de radio tal como el sistema global para comunicación móvil (GSM), el servicio general de paquetes de radio (GPRS) o tasas de datos mejoradas para la evolución de GSM (EDGE). OFDMA puede realizarse a través de tecnología de radio tal como el instituto de ingenieros eléctricos y electrónicos (IEEE) 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, o UTRA evolucionada (E-UTRA). UTRA es una parte de un sistema universal de telecomunicaciones móviles (UMTS). La evolución a largo plazo (LTE) del proyecto asociación de la 3a generación (3GPP) es una parte de UMTS evolucionado (E-UMTS) que usa E-u TrA. LTE de 3GPP emplea OFDMA en DL y SC-FDMA en UL. LTE-avanzada (LTE-A) es una versión evolucionada de LTE de 3GPP. Por conveniencia de descripción, las implementaciones de la presente divulgación se describen en el presente documento como aplicándose al sistema de comunicación basado en 3GPP, especialmente, al sistema de NR. Sin embargo, las características técnicas de la presente divulgación no están limitadas a lo mismo. Aunque la siguiente descripción detallada está basada en un sistema de comunicación móvil que corresponde al sistema de NR de 3GPP, es aplicable a cualquier otro sistema de comunicación móvil excepto las características únicas de NR de 3GPP. Por ejemplo, la presente divulgación es aplicable a una tecnología de comunicación en la que la frecuencia de conversión ascendente y la frecuencia de conversión descendente no se comparten con antelación entre el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción y las tecnologías de comunicación en las que puede ocurrir un desajuste entre la frecuencia de conversión ascendente y el centro del filtro de RF o entre la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente y la frecuencia central de una célula.

En la presente divulgación, un equipo de usuario (UE) puede ser un dispositivo fijo o móvil. Ejemplos de un UE incluyen diversos dispositivos que transmiten y reciben datos de usuario y/o diversas clases de información de control a y desde una estación base (BS). El UE puede denominarse como un equipo terminal (TE), una estación móvil (MS), un terminal móvil (MT), un terminal de usuario (UT), una estación de abonado (SS), un dispositivo inalámbrico, un asistente digital personal (PDA), un módem inalámbrico, un dispositivo portátil, etc. Además, en la presente divulgación, una estación base (BS) se refiere en general a una estación fija que realiza la comunicación con un UE y/o con otra BS, e intercambia diversas clases de datos e información de control con el UE y/u otra BS. La BS puede denominarse una estación base avanzada (ABS), un nodo-B (NB), un Nodo B evolucionado (eNB), un sistema transceptor de base (BTS), un punto de acceso (AP), un servidor de procesamiento (PS), etc. En particular, la estación base de la UTRAN se denomina Nodo B, la estación base de la E-UTRAN se denomina eNB, y la estación base de la red de tecnología de acceso de nueva radio se denomina gNB.

En la presente divulgación, un nodo se refiere a un punto fijo configurado para transmitir/recibir una señal de radio a través de la comunicación con un UE. Pueden usarse diversos tipos de eNB como nodos independientemente de los términos de los mismos. Por ejemplo, una BS, un nodo B (NB), un e-Nodo B (eNB), un eNB de picocélula (PeNB), un eNB doméstico (HeNB), un retransmisor, un repetidor, etc. pueden ser un nodo. Además, el nodo puede no ser una BS. Por ejemplo, el nodo puede ser una cabecera de radio remota (RRH) o una unidad de radio remota (RRU). La RRH o la RRU, en general, tiene un nivel de potencia menor que un nivel de potencia de una BS. Puesto que la RRH o la RRU (en lo sucesivo, RRH/RRU) está conectada en general a la BS a través de una línea especializada tal como un cable óptico, puede realizarse sin problemas la comunicación cooperativa entre RRH/RRU y la BS en comparación con la comunicación cooperativa entre las BS conectadas por una línea de radio. Puede instalarse al menos una antena por nodo. La antena puede ser una antena física o un puerto de antena o una antena virtual.

En la presente divulgación, una célula puede referirse a un área geográfica prescrita a la que uno o más nodos proporcionan un servicio de comunicación. Por consiguiente, en la presente divulgación, la comunicación con una célula específica puede incluir comunicarse con una BS o un nodo que proporciona un servicio de comunicación a la célula específica. Además, una señal de DL/UL de una célula específica se refiere a una señal de DL/UL desde/a una BS o un nodo que proporciona un servicio de comunicación a la célula específica. Un nodo que proporciona servicios de comunicación de UL/DL a un UE se denomina un nodo de servicio y una célula a la que se proporcionan servicios de comunicación UL/DL por el nodo de servicio se llama especialmente una célula de servicio.

Un sistema de comunicación basado en 3GPP típicamente implementa una célula para gestionar recursos de radio, y una célula asociada con los recursos de radio se distingue de una célula de una región geográfica. Por ejemplo, una "célula" de una región geográfica puede entenderse como una cobertura dentro de la que un nodo puede proporcionar servicio usando una portadora, y una "célula" de un recurso de radio está asociada con un ancho de banda (BW) que es un intervalo de frecuencia configurado por la portadora. Debido a que la cobertura de DL, que está en un rango dentro del que el nodo puede transmitir una señal válida, y la cobertura de UL, que es un rango dentro del que el nodo puede recibir la señal válida del UE, depende de una portadora que lleva la señal, la cobertura del nodo puede estar asociada con la cobertura de la "célula" de un recurso de radio usado por el nodo. Por consiguiente, el término "célula" puede usarse para indicar la cobertura de servicio del nodo, en ocasiones, un recurso de radio, en otras ocasiones, o un rango que puede alcanzar una señal usando un recurso de radio con intensidad válida, en otras ocasiones. La "célula" asociada con los recursos de radio se define por la combinación de recursos de enlace descendente y recursos de enlace ascendente, es decir, la combinación de la portadora de componente (CC) de DL y la CC de UL. La célula puede estar configurada por recursos de enlace descendente únicamente, o puede estar configurada por recursos de enlace descendente y recursos de enlace ascendente.

Para los términos y tecnologías no descritos específicamente entre los términos y tecnologías usados en esta memoria descriptiva, puede hacerse referencia a los documentos de la norma LTE/LTE-A de 3GPP tales como 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321 y 3GPP TS 36.331 y los documentos de la norma NR de 3GPP tales como 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP 38.213, 3GPP 38.214, 3GPP 38.215, 3GPP TS 38.321, 3GPP TS 38.300 y 3GPP TS 38.331.

Haciendo referencia a la norma de 3GPP TS 36.211, para todas las señales físicas y canales físicos excepto el canal físico de acceso aleatorio, las señales de banda base de símbolo de OFDM, por ejemplo, señales de banda base de acceso múltiple por división en frecuencia portadora única (SC-FDMA), se generan como sigue. En el sistema de LTE, se define la señal de tiempo continuo ^{s i ( t )} en el símbolo de SC-FDMA / en una ranura de enlace ascendente para el intervalo de tiempo ^{0 < t} < ^{(N c p , i N ) * T s} (donde el tamaño de la transformada rápida de Fourier (FFT) ^N es igual a 2048) por la siguiente ecuación.

Ecuación 1

donde ^{k (-) = k} + Nsfics/2 j , el espaciado de subportadora es A/=15 kHz, y ^{a k,i} es el contenido del elemento de recurso ^{(k , l) .} El índice ^k es un índice numerado de 0 a NulrbxNrbsc-1 en el dominio de la frecuencia, y ^l es un índice numerado de 0 a NULsímb-1 en el dominio del tiempo.

En un sistema de LTE, la señal transmitida de enlace ascendente en cada ranura utiliza una cuadrícula de recursos de Nulrb^xNrbsc subportadoras y NULsímb símbolos de OFDM. Cada elemento de recurso en la cuadrícula de recursos se define de manera inequívoca por el par de índices ^{( k , l )} en una ranura, donde k=0,..., Nulrb^xNrbsc-1 y l=0,...,NULsímb-1. La expresión Nulrb indica el número de bloques de recursos (RB) en una ranura de enlace ascendente (UL) y depende del ancho de banda de transmisión de enlace ascendente configurado en una célula. La expresión NRBsc indica el número de subportadoras que constituyen un RB. En el sistema de LTE, NRBsc=12. El RB se define como 12 subportadoras consecutivas en el dominio de la frecuencia. La expresión ^{T s} es una unidad de tiempo básica para LTE, en donde ^{T s} = 1/(15*103*2048) segundos. Por referencia, el tiempo de muestreo se define como 1/(Nfft*A/), donde Nfft es el tamaño de FFT (igual al tamaño de IFFT) y ^{A f} es el espaciado de subportadora. Cuando Nfft = 2048 y el espaciado de subportadora básico es A/=15 kHz, la unidad de tiempo básica Ts del sistema de LTE corresponde al tiempo de muestreo. La expresión NULsímb indica el número de símbolos de SC-FDMA en el intervalo de UL, en donde NULsímb=7 para el prefijo cíclico normal (CP) y NULsímb=6 para el CP extendido. La expresión ^{N c p ,i} es la longitud de prefijo cíclico. La siguiente tabla lista los valores de Ncpi usados en un enlace ascendente del sistema de LTE.

Tabla 1

Los símbolos de SC-FDMA en una ranura se transmiten en orden ascendente de I, empezando con /=0, donde el símbolo de SC-FDMA />0 empieza en un tiempo, dentro de la ranura, dado por la expresión 2¿'~=10( ^ cp,¿' ^{+ N )T s .} La señal de tiempo continuo s¿(p)(t) en el puerto de antena ^p en el símbolo de multiplexación por división ortogonal de frecuencia (OFDM) / en una ranura de enlace descendente se define para 0 < ^t < ^{( N c p ,i N ) x T s} siguiendo la ecuación.

Ecuación 2

donde k(-) = ^k + ^{[ N a g N ! ^ / 2 \} y k(+> = ^k + ^{/ 2} J-1. En el intervalo de tiempo 0 < ^{t < ( N c p ,/+ N ) x T s ,} la variable ^N equivale a 2048 para el espaciado de subportadora A/=15 kHz y equivale a 4096 para el espaciado de subportadora A/=7,5 kHz. Los símbolos de OFDM en una ranura se transmiten en orden ascendente de ^/, empezando con ^{/= 0 ,} donde el símbolo de OFDM ^{/> 0} empieza en el tiempo 2¿'=10( ^ cp,¿' ^{+ N )T S} dentro del intervalo. El índice ^k es un índice numerado de 0 a Ndlrb^xNrbsc-1 en el dominio de la frecuencia, y ^/ es unos valores de índice asignado de 0 a NDLsímb-1 en el dominio del tiempo.

En el sistema de LTE, la señal transmitida de enlace ascendente en cada ranura se describe por una cuadrícula de recursos de Ndlrb^xNrbsc subportadoras y NDLsímb símbolos de OFDM. Cada elemento de recurso en la cuadrícula de recursos se identifica de manera inequívoca por el par de índices ^{( k , / )} en una ranura, donde k=0,..., NdlrbxNrbsc-1 y /=0,..., NULsímb-1. Ndlrb indica el número de RB en un intervalo DL y depende del ancho de banda de transmisión de enlace descendente configurado en una célula. NDLsímb indica el número de símbolos de OFDM en la ranura de DL, en donde NDLsímb=7 para el prefijo cíclico normal (CP) y NDLsímb=6 para el CP extendido. Ncpi es la longitud de prefijo cíclico. La siguiente tabla lista los valores de Ncpi usados en el enlace descendente en el sistema de LTE.

Tabla 2

Las Figuras 1A y 1B ilustran ejemplos de modulación y conversión ascendente de una señal de banda base a una frecuencia portadora que pueden implementarse en algunos sistemas (por ejemplo, un sistema de LTE). En particular, la Figura 1A ilustra un ejemplo de modulación y conversión ascendente, a la frecuencia portadora, de una señal de banda base de SC-FDMA con valor complejo para cada puerto de antena, y la Figura 1B ilustra un ejemplo de modulación y conversión ascendente, a la frecuencia portadora, de la señal de banda base de OFDM con valor complejo cada puerto de antena.

Puede realizarse la filtración antes de la transmisión de enlace ascendente, por ejemplo, como se especifica por la norma 3GPP TS 36.101 y, análogamente, puede realizarse la filtración antes de la transmisión de enlace descendente, por ejemplo, como se especifica por la norma 3GPP TS 36.104. En los ejemplos de las Figuras 1A y 1B, la frecuencia ^{f o} es la frecuencia de conversión ascendente. En algunos escenarios (por ejemplo, en un sistema de LTE), la frecuencia de conversión ascendente puede establecerse igual a una frecuencia portadora de una célula.

En algunos sistemas (por ejemplo, en un sistema de LTE), puesto que se transmite una señal de sincronización de la célula y un canal de difusión físico (PBCH) de la célula en un total de seis RB alrededor de la frecuencia portadora de la célula, el equipo de usuario (UE) del sistema de LTE puede conocer la frecuencia portadora de enlace descendente de la célula obteniendo la señal de sincronización y el PBCH. En tales escenarios, si el UE y la estación base (BS) conocen la frecuencia portadora de enlace descendente, entonces pueden conocer también la frecuencia portadora de enlace ascendente en escenarios donde (i) la frecuencia portadora de enlace descendente y la frecuencia portadora de enlace ascendente son iguales, por ejemplo, en el caso de dúplex por división en el tiempo (TDD), o donde (ii) la frecuencia portadora de enlace ascendente usada junto con la frecuencia portadora de enlace descendente está predeterminada, por ejemplo, en el caso de dúplex por división de frecuencia (FDD), o donde (iii) la frecuencia portadora de enlace ascendente se difunde explícitamente a través de la información de sistema de la célula o similares. Como resultado, en tales escenarios del sistema de LTE, tanto el UE como la estación base (BS) pueden conocer la frecuencia portadora de una célula usada para transmisión/recepción de una señal de radio.

En un sistema de LTE heredado, están configuradas las siguientes frecuencias para que sean iguales: (i) el centro de un filtro de frecuencia de radio (RF) (por ejemplo, un filtro entre IFFT y conversión ascendente, un filtro aplicado después de conversión ascendente, etc.), (ii) la frecuencia central del ancho de banda de portadora, y (iii) la frecuencia de conversión ascendente ^{f o .} Además, se usa la misma frecuencia para convertir de manera ascendente la banda base a la señal de frecuencia portadora y para convertir de manera descendente una señal de radio a la señal de banda base.

Sin embargo, con el aumento en diversas utilizaciones de la Comunicación de Tipo Máquina (MTC), se encuentran bajo desarrollo comunicaciones del Internet de las Cosas (IoT) y de la comunicación ultra fiable y de baja latencia (URLLC), una tecnología de acceso de nueva radio (NR) diferente de la tecnología de comunicación de LTE heredada. El sistema de NR considera el uso de frecuencias por encima de la banda de frecuencia usada en el sistema de comunicación heredado y también considera el soporte de un ancho de banda mucho más amplio que el ancho de banda de frecuencia usado en el sistema de comunicación heredado. Considerando las desventajas del sistema de LTE heredado, en el que es difícil introducir una tecnología de comunicación que tiene compatibilidad directa debido a diversas restricciones, el sistema de NR se está desarrollando para reducir tales restricciones y facilitar de esta manera la introducción de la tecnología de comunicación futura que tiene compatibilidad directa con el sistema de NR.

Por consiguiente, en el sistema de NR, la frecuencia usada para la conversión ascendente de la señal de banda base no está necesariamente limitada a la frecuencia central de la célula. Además, en el sistema de NR, el recurso de frecuencia a través del que se transmite la señal de sincronización no está necesariamente limitado para que sea el centro de la banda de frecuencia de la célula.

Considerando que el UE no puede soportar un ancho de banda ancho que va a soportarse en el sistema de NR al mismo tiempo, el UE puede estar configurado para operar en una parte del ancho de banda de frecuencia (en lo sucesivo, parte de ancho de banda (BWP)) de la célula. La BWP puede asignarse basándose en cualquier punto de referencia. El punto de referencia no está necesariamente limitado para que sea la frecuencia central de la célula. Si se usa únicamente una parte del ancho de banda de frecuencia de la célula para la comunicación tal como la comunicación basada en BWP y NB-IoT, el dispositivo de recepción puede no conocer la frecuencia de conversión ascendente usada por el dispositivo de transmisión antes de la conversión descendente de la señal de recepción.

Por consiguiente, la frecuencia de conversión ascendente para la señal de banda base puede ser diferente de la frecuencia de conversión descendente para la señal de radio, y la frecuencia de conversión ascendente no está necesariamente limitada al centro del filtro de RF.

Además, se espera que se soportará una diversidad de numerologías en el sistema de NR. Si cambia la numerología para la misma banda de frecuencia, puede cambiar el espaciado de subportadora. Este cambio en el espaciado de subportadora puede dar como resultado un cambio en la frecuencia de conversión ascendente o la frecuencia de conversión descendente. Por lo tanto, existe una necesidad de una técnica por la que el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción pueden ajustar fácilmente la frecuencia de conversión ascendente y la frecuencia de conversión descendente, respectivamente.

Antes de explicar las implementaciones de la presente divulgación en detalle adicional, se describirá la estructura de trama básica y los recursos físicos del sistema de NR analizados hasta ahora para facilitar el entendimiento de la presente divulgación.

En la descripción de la presente divulgación, a menos que se indique de otra manera, el tamaño de diversos campos en el dominio del tiempo se expresa en unidades de tiempo T^c=1/(A/^máx*M), donde A / ^máx=480*10³ Hz y M=4096, o en unidades de tiempo ^{Ts. Tc} es la unidad de tiempo básica para NR. La constante ^{k =} T^s/T^{c =} 64, donde T^s = 1/(A /^ref*^{M ,re f}), A / ^ref = 15*10³ Hz, ^Nf,ref = 2048. T^s es la unidad de tiempo básica para LTE. En NR, se soportan múltiples numerologías de OFDM según se proporcionan por la siguiente tabla, donde se proporciona ^y y el prefijo cíclico para una parte de ancho de banda por los parámetros de capa superior proporcionados por una BS.

Tabla 3

Las transmisiones de enlace descendente y de enlace ascendente se organizan en tramas con ^{Tf = (A fm é x N f/100 ) *T c =} duración de 10 ms, consistiendo cada una en T^sf = (A /^máxN^f/1000)*T^c = duración de 1 ms. El número de símbolos de OFDM consecutivos por subtrama Wsí^>btrama' ^= Ns™br3Nrs^ ^ 3m3'^ . Cada trama se divide en dos semi-tramas de igual tamaño de cinco subtramas. Hay un conjunto de tramas en el enlace ascendente y un conjunto de tramas en el enlace descendente en una portadora.

Para la configuración de espaciado de subportadora y, se numeran las ranuras n|! e

} en orden ascendente dentro de una subtrama. Hay Ns™bra símbolos de OFDM consecutivos en una ranura donde Ns™bra depende del prefijo cíclico como se proporciona por la Tabla 4 y la Tabla 5. La Tabla 4 muestra el número de símbolos de OFDM por ranura, el número de ranuras por trama, y el número de ranuras por subtrama, para el prefijo cíclico normal, y la Tabla 5 muestra el número de símbolos de OFDM por ranura, el número de ranuras por trama, y el número de ranuras por subtrama, para el prefijo cíclico extendido.

Tabla 4

Tabla 5

En la Tabla 4 y la Tabla 5, Ns™ bra indica el número de símbolos por ranura, N ^!^13'^ es el número de intervalos por trama para la configuración de subportadora ^{y ,} N ^ ^ 3™3'^ es el número de ranuras por subtrama para la configuración de subportadora ^{y .}

Para cada numerología y portadora, se define una cuadrícula de recursos de

subportadoras y wstabrama'^ símbolos de OFDM, empezando un bloque de recursos común Nc™cl°£ula indicado por la señalización de capa superior por una BS, donde Nct3^ °ú ía x es el tamaño de la cuadrícula de recursos y WBB es el número de subportadoras por bloque de recursos. Hay un conjunto de cuadrículas de recursos por dirección de transmisión (DL o UL) con el subíndice x establecido a DL y UL. El subíndice x es el DL para enlace descendente y UL para enlace ascendente. Cuando no hay riesgo de confusión, puede descartarse el subíndice x. Hay una cuadrícula de recursos para un puerto de antena dado ^{p ,} la configuración de espaciado de subportadora ^{y ,} y la dirección de transmisión (enlace descendente o enlace ascendente). Cada elemento en la cuadrícula de recursos para el puerto de antena ^p y la configuración de espaciado de subportadora ^y se llama un elemento de recurso y se identifica de manera inequívoca por ^{(k ,l)p ,y} donde ^k es el índice en el dominio de la frecuencia y ^l se refiere a la posición de símbolo en el dominio del tiempo con relación a algún punto de referencia. El elemento de recurso ^{(k ,l)p ,y} corresponde al valor complejo a j ^ . Cuando no hay riesgo de confusión, o no se especifica puerto de antena o espaciado de subportadora particular, pueden descartarse los índices ^p y ^{p ,} dando como resultado o ^ak,i.

Un bloque de recurso (RB) se define como N^RBsc=12 subportadoras consecutivas en el dominio de la frecuencia. Los bloques de recursos de referencia se numeran de 0 en adelante en el dominio de la frecuencia. La subportadora 0 del bloque de recursos de referencia 0 es común para toda la configuración de espaciado de subportadoras p, también indicada como el 'punto de referencia A' o el 'punto A', y sirve como un punto de referencia común para otras cuadrículas de bloques de recursos. El punto de referencia A se obtiene a partir del parámetro de capa superior proporcionado por una BS. Los bloques de recursos comunes (CRB) se numeran desde 0 y en adelante en el dominio de la frecuencia para la configuración de espaciado de subportadora p. La subportadora 0 del bloque de recursos común 0 para la configuración de espaciado de subportadora ^p coincide con el punto de referencia A. La relación entre el número de bloque de recursos común ^{p c r b} en el dominio de la frecuencia y los elementos de recurso ^{( k , l )} para la configuración de espaciado de subportadora ^p se proporciona por la siguiente ecuación.

Ecuación 3

donde ^k se define con relación a la subportadora 0 de la cuadrícula de recursos para la configuración de espaciado de subportadora ^{p .}

En el sistema de NR, se definen los bloques de recursos físicos (PRB) dentro de una parte de ancho de banda de portadora y se numeran de 0 a — 1, donde ⁱ es el número de la parte de ancho de banda de portadora y ^ bwpT° es el tamaño de parte de ancho de banda i. La relación entre bloques de recursos físicos y comunes en la parte de ancho de banda de portadora i se proporciona por la siguiente ecuación.

Ecuación 4

donde es el bloque de recursos común donde la parte de ancho de banda de portadora empieza con relación al bloque de recursos común 0.

Una parte de ancho de banda es un subconjunto de bloques de recursos comunes contiguos definido para una numerología dada ^{p \} en la parte de ancho de banda ⁱ en una portadora dada. La posición de inicio y el número de bloques de recursos BWP,i en una parte de ancho de banda debe satisfacer

lyinicio,^ ^winicio,^. ,^ -^inicio, ^ ,wtamaño, .^ »rinicio,^ . *ttamaño,^ . »rinicio,^ ^{^} »rinicio, ^ . »rtamaño,^ vcuadrícula,x — vBWP,i vcuadrículas ^' vcuadrícula,x y ^ cuadrículas ^ *BWP,i ^' *BWP,i — ^{^} cuadrículas ^' ^cuadrículas. Un UE puede estar configurado con el cierto número (por ejemplo, hasta cuatro) de partes de ancho de banda en el enlace descendente con una única parte de ancho de banda de enlace descendente que está activa en un tiempo dado. Un UE puede estar configurado con el cierto número (por ejemplo, hasta cuatro) de partes de ancho de banda en el enlace ascendente con una única parte de ancho de banda de enlace ascendente que está activa en un tiempo dado. En algunos sistemas de comunicación inalámbrica, la frecuencia portadora usada por el transmisor y el receptor es conocida uno para el otro, y el transmisor y el receptor establecen la misma frecuencia portadora como la frecuencia de conversión ascendente y la frecuencia de conversión descendente, respectivamente. Sin embargo, debido a la imprecisión del oscilador analógico o del bucle de enganche de fase (PLL), ocurre un error, es decir, una compensación de frecuencia, entre las frecuencias generadas por el transmisor y el receptor. En este caso, la fase de la señal varía dependiendo de los símbolos en el extremo de recepción. Sin embargo, en general, el cambio de fase debido a la imprecisión del módulo analógico no es tan serio que haga inútil la estimación de canal con la señal de referencia (RS) y, en general, tal cambio de fase no afecta enormemente a la recuperación de la señal recibida.

Por otra parte, en un sistema de comunicación por radio tal como un sistema de NR que soporta una célula de banda ancha, el UE y la BS pueden tener que operar sin la información en una frecuencia portadora para la conversión ascendente conocida para el UE y la BS. Por lo tanto, cuando el UE y la BS realizan conversión ascendente y conversión descendente usando frecuencias portadoras diferentes, la fase del dispositivo de recepción puede cambiar de manera abrupta en cada símbolo como se describirá más adelante incluso si se supone que no hay compensación de frecuencia, es decir, error de frecuencia, resultante de la imprecisión del oscilador analógico o el PLL.

La señal de tiempo continua s¡p,p)(t) en el puerto de antena ^p y la configuración de espaciado de subportadora ^p para el símbolo de OFDM ^l en una subtrama para cualquier canal físico o señal excepto el canal físico de acceso aleatorio (PRACH) se define por la siguiente ecuación.

Ecuación 5

donde 0 < ^{t < ( n £ N¡^p l ) T c .} La ecuación 5 puede expresarse como:

Ecuación 6

donde ^{t?n ic io l < t} < £ ¡^ ¡0 ¡ (N„ ^{+ N £ p l ) T c} es el tiempo dentro de la subtrama.

En la Ecuación 5 y en la Ecuación 6, se obtiene el valor de fc| a partir del parámetro de capa superior ^{k 0} proporcionado por una BS, y es de manera que la subportadora con el número más bajo en un bloque de recursos común para la configuración de espaciado de subportadora ^j coincide con la subportadora con el número más bajo en un bloque de recursos común para cualquier configuración de espaciado de subportadora menor que j . La posición de inicio t i^ licio ¡ del símbolo de OFDM ^l para la configuración de espaciado de subportadora ^j en una subtrama se proporciona como sigue.

Ecuación 7

_ r 0 ^{1 = 0}

inici°,¡ (tilílicio,¡_1 (¿V1| ^{+ N £ p ,l _ 1) - Tc d e lo c o n t r a r i o}

En este punto, la longitud de símbolo efectiva ^{N J u} del símbolo de OFDM ^l y la longitud de prefijo cíclico (CP) ^{N j c p , i} del símbolo de OFDM ^l se proporcionan como:

Ecuación 8

^{N l =} 2048 ^k • 2_ l

512k •2_ l

_n ^N _C 1 _P,l = 144k • 2_ l 16k

144k •2_ l

prefijo cíclico extendido prefijo cíclico normal, ^l = 0 o ^l = 72 j prefijo cíclico normal, ^l 0 y ^l 72 j

La señal continua de tiempo s¡(p,l)(í) en el puerto de antena ^p para PRACH se define por la siguiente ecuación.

Ecuación 9

donde 0 < ^t < (Wu ^{+ N ™ l ) T} c. Puede encontrarse una descripción detallada de cada parámetro en la Ecuación 9 en 3GPP TS 38.211.

El dispositivo de transmisión convierte de manera ascendente la señal de banda base de símbolo de OFDM s¡p,l>(t) para el puerto de antena ^p y la configuración de espaciado de subportadora ^j a la frecuencia de enlace ascendente ^{f r x} usando el oscilador astable de la frecuencia ^{f r x .} La conversión ascendente de la señal de banda base de símbolo de OFDM s¡p,p)(t) para el puerto de antena ^p y la configuración de espaciado de subportadora ^p a la frecuencia de conversión ascendente ^{f rx} puede expresarse como:

Ecuación 10

En la Ecuación 10, ^{N BB} puede ser el número de RB para la configuración de espaciado de subportadora ^{p . N BB} puede ser wctaumadarñíocu’plas ^{N rt}

c ^{1-' a}

u^m

ad^a

r^ñ

í^o

cu^{,^}

las es un valor configurado por la BS, y el UE puede conocer a través de la información de sistema. Puesto que una señal que se transmite realmente en una señal final que obtiene el dispositivo de transmisión multiplicando una señal transmitida por ^{e j2 n ÍT x t} para la conversión ascendente (modulación) de frecuencia es una señal real en lugar de una señal compleja, se transmite el valor real de la señal final de la Ecuación 10. Es decir, la modulación y la conversión ascendente de la señal de banda base de símbolo de OFDM con valor complejo para el puerto de antena ^p y la configuración de espaciado de subportadora ^p a la frecuencia de conversión ascendente ^{f r x} puede expresarse como sigue.

Ecuación 11

Incluso si el dispositivo de transmisión transmite únicamente el valor real de la señal compleja, el dispositivo de recepción aplica la FFT después de convertir la señal recibida de vuelta en la señal compleja. Por lo tanto, en la descripción de la presente divulgación, la señal transmitida se expresa como una señal compleja por conveniencia, y es equivalente a la señal real en la modelación. Lo mismo se aplica a la operación de recepción.

Cuando se recibe una señal de radio ^{x (pp)( t)} por el dispositivo de recepción, el dispositivo de recepción realiza conversión descendente de frecuencia en x(pp)(t) para obtener la señal de banda base ^{x (p} p)(t). Cuando se supone que el dispositivo de recepción usa una frecuencia arbitraria ^{fR x} en la conversión descendente de frecuencia, la conversión descendente de frecuencia de la señal de radio x(p p)(t) para el puerto de antena ^p y la configuración de espaciado de subportadora ^p puede expresarse como:

Ecuación 12

Para mostrar el cambio de fase de la señal recibida ^{x (p-p )( t ) ,} las frecuencias ^{f r x} y ^{f Rx} pueden expresarse como ^{f r x} = ^{N r x * A f} + A^{compensación} y ^{f Rx} = ^{N R x* A f} + A^{compensación} donde el término ^{A f} es el espaciado de subportadora, el término ^{N r x} es un número entero positivo más cerca de ^{f r x / A f} (por ejemplo, suelo ^{{ f rx / A / }} o techo{f^rx/A/}), el término Nrx es un número entero positivo más cerca de ^{f Rx/ A f} (por ejemplo, s u e lo f ^x/A /} o t e c h o f ^x/A/}), y el término A^{compensación} es un número real cuya magnitud es menor que A /. En la descripción de la presente divulgación, ^{f rx} y ^{f Rx} se expresan usando el mismo A^{compensación} por simplicidad, pero A^{compensación} puede diferir entre ^{f r x} y ^{f Rx.}

Usando estas expresiones, la Ecuación 12 puede reorganizarse como se proporciona a continuación.

Ecuación 13

Incluso en un entorno en el que no hay compensación de frecuencia, que es un error de frecuencia producido involuntariamente por las características de los componentes de transmisor/receptor, la señal recibida ^{x (p^ >( t )} puede sufrir de cambio de fase por ^ / = ^{2 n A f ( N r x} - ^{N Rx) - ( t ¡nicio,/} + ^{N pp l T c )} en la conversión ascendente de frecuencia o en la conversión descendente de frecuencia si ^{f rx} no es igual a ^{f Rx} por la siguiente razón. En la Ecuación 5, si se expresa ^t - wcp¡ ^{T c} como t', ^t - ^{N pp l T c} en sj-p,^ ( t) , es decir, el tiempo t' en el que se aplica la transformada de Fourier rápida inversa (IFFT) se define únicamente para T^{c p} á ^{t ’} < T^{o f d m} (es decir, ^{- N pP l T c} á t' ^{< N p T c ),} pero ^t en ^e j2nÍTxt, que es un componente de conversión ascendente de frecuencia, en concreto, el tiempo de conversión ascendente ^t para el que opera el oscilador astable se define como -~ < ^t < ~.

Las Figuras 2A y 2B son diagramas que ilustran ejemplos de cambio de fase de acuerdo con una diferencia entre una frecuencia de conversión ascendente y una frecuencia de conversión descendente en términos de un dispositivo y una forma de onda de señal.

Haciendo referencia a la Figura 2A, un símbolo de información ^{a k} que pretende transmitir un dispositivo de transmisión se convierte a una señal de banda base de OFDM s(t) a través de IFFT. El dispositivo de transmisión convierte de manera ascendente s(t) a s(í ) • e-'2™ ^ usando un oscilador astable de frecuencia ^{f Tx.} Cuando ^{s ( t ) e j2 n ÍT x t} llega en el dispositivo de recepción a través de un canal de radio, si no se tiene en consideración la distorsión de señal en el canal de radio, el dispositivo de recepción convierte de manera descendente s(t)-e-'2” fr*t a s'(t) multiplicando ^{s ( t ) - i 2nÍTxt} por ^{e i2 n f Txt} usando el oscilador astable (OSC) con la frecuencia ^{f Rx,} y realiza FFT en s'(t), obteniendo de esta manera un símbolo de información ^{a ’k.}

Haciendo referencia a la Figura 2B, se obtiene una señal de símbolo de OFDM cuando se añade un prefijo cíclico (CP) a la señal de IFFT obtenida realizando la IFFT en el símbolo de información. El CP añadido a la señal de IFFT provoca una transición con respecto a la forma de onda de la señal de IFFT en el dominio del tiempo. Como resultado, cuando se carga el símbolo de la señal de OFDM en la señal del OSC astable, la fase de la señal transmitida puede no encontrarse en el cero en el comienzo del símbolo de OFDM. Además, la fase de la señal de transmisión/recepción puede ser diferente entre los comienzos de los símbolos de OFDM.

Por lo tanto, si ^{f Tx} no es igual a ^{f Rx,} se reduce significativamente el rendimiento en el proceso de recuperación de señal a través de la estimación de canal en el extremo de recepción debido al cambio de fase abrupto entre los símbolos provocado por la diferencia entre ^{f Tx} y ^{f Rx.} Si se cambia de manera abrupta la fase entre los símbolos de OFDM, el receptor no puede aplicar un valor de estimación de canal obtenido usando la señal de referencia (RS) de un símbolo de OFDM específico a otros símbolos de OFDM, o la señal recibida no puede restaurarse de manera apropiada cuando se usa el valor de estimación de canal. No es apropiado para el transmisor insertar una RS en cada símbolo de OFDM para permitir que el receptor estime correctamente el estado de canal de cada símbolo debido a que la sobrecarga de la RS se vuelve excesivamente grande.

Pueden utilizarse varios tipos de técnicas para que un sistema de NR mitigue tales problemas de discontinuidad/desajuste de fase entre símbolos. Se describen a continuación algunos ejemplos de tales técnicas, junto con desventajas potenciales de cada una.

* Técnica A: El gNB informa al UE de la frecuencia portadora que usa el gNB, y el UE compensa la correspondiente discontinuidad de fase.

De acuerdo con este esquema, si la BS transmite una señal transmitida sin realizar de manera separada una compensación previa en la misma, el UE realiza la compensación para la discontinuidad de fase para cada símbolo usando la información de frecuencia portadora de la BS. Por ejemplo, el UE, que es el receptor, realiza la compensación de fase para cancelar la discontinuidad de fase que ocurre debido a ^{e j2 n (fTx- fRx) t} en la Ecuación 12 en una base símbolo a símbolo. Además, cuando el UE transmite una señal, el UE que sirve como un lado de transmisión realiza una compensación previa para el término de discontinuidad de fase, y la BS realiza la recepción bajo la suposición de que las frecuencias portadoras de la BS y el UE son iguales entre sí. Sin embargo, esta técnica puede ser desventajosa en que tanto la BS como el UE deben implementar dos modos debido a que tienen que definirse adicionalmente las operaciones de la BS y el UE antes de que se transmita la información acerca de la frecuencia portadora usada por la BS, así como las operaciones de la Bs y el UE después de que se transmita la información acerca de la frecuencia portadora usada por la BS.

* Técnica B: La BS, que es un transmisor, realiza una compensación de fase previa usando la información de frecuencia portadora de DL del UE.

Esta técnica puede implementarse, en el sistema NB-IOT como una operación antes de que el receptor reciba la información acerca de la frecuencia portadora en la implementación A. Por ejemplo, el transmisor realiza la compensación previa de fase para cancelar la discontinuidad de fase que ocurre debido a ^{ej2 n (frx - fRx>t} en la Ecuación 12 en una base símbolo a símbolo. En este caso, el receptor únicamente necesita operar asumiendo que las frecuencias portadoras del transmisor y el receptor coinciden entre sí. Sin embargo, en esta técnica, cuando la parte de ancho de banda que tiene diferentes posiciones de frecuencia para los UE está configurada como en el sistema de NR, la BS debe realizar la compensación previa de fase usando diferentes valores para cada UE. Por consiguiente, con esta técnica, la operación del receptor del UE se vuelve muy sencilla, pero la operación del transmisor de la BS se vuelve muy complicada.

* Técnica C: el transmisor y el receptor realizan la compensación previa de fase asumiendo un punto de referencia común.

En esta técnica, el transmisor no usa la información acerca de la frecuencia portadora del receptor (y el receptor no usa la información acerca de la frecuencia portadora del transmisor). En su lugar, se predefine un punto de referencia común entre el transmisor y el receptor y se realiza la compensación previa de fase para el punto de referencia en una base símbolo a símbolo. Por ejemplo, el transmisor realiza la (pre-)compensación de fase en la discontinuidad de fase que ocurre debido a ^{e j2 n (frx - fcomún>t,} y el receptor realiza la (pre-)compensación de fase en la discontinuidad de fase que ocurre debido a ^{e i2w<fcomún- fRx>t.} Como un ejemplo particular, en algunos escenarios, la Ecuación 5, anterior, puede modificarse para la compensación previa de fase como sigue.

Ecuación 14

tamaños RB

cûadrícula Arc — 1

( k k g - N ^ Z N ? ? / 2 ) A f ( t - N £ p j Tc )

En este punto, A f ^ref=15 kHz, y Aj1 = e^{-t 2 r c < p j A}/^{r e /+ A )(N £ p ¡r c t(‘n¡c¡0¡)} , donde ^{p y} = mín(arg mín | f ^o - ^{M x} 5 kHz - ^{k ú f r e f} |). En este punto M={-1,0, 1} para bandas entre 0 a 2,65 GHz keZ+ y M=0 para las otras bandas. A, se determina el valor de compensación de fase, entre la frecuencia portadora cuantificada y la frecuencia portadora no cuantificada, donde A=0 para la frecuencia portadora cuantificada, A = f ^o - ^{p ¡jA f ref} para la frecuencia portadora no cuantificada. En este punto ^{f o} es la frecuencia portadora del receptor y ^k es una variable. Por lo tanto, ^k que minimiza el valor absoluto de ^{' f o} - M^*5 kHz - ^{k A f ref}' puede ser ^{p ¡ j.} Sin embargo, esta técnica es desventajosa en que siempre se realiza la compensación de fase tanto por el transmisor como el receptor. Además, de acuerdo con esta técnica, el transmisor y el receptor calculan la fase para cada símbolo basándose en la frecuencia portadora de los mismos y aplican el término de compensación a la señal. Por lo tanto, asumiendo que todas las frecuencias disponibles, es decir, todas las frecuencias a las que pueden mapearse las subportadoras, pueden volverse frecuencias portadoras, el término de compensación de fase se vuelve una función de una resolución muy alta y una periodicidad muy larga, lo que requiere una implementación muy compleja.

Por referencia, la norma NR no especifica explícitamente una técnica particular para la implementación. En la norma NR, se define una técnica de modulación y conversión ascendente como se muestra en la siguiente tabla a continuación de manera que el lado de transmisión y el lado de recepción respectivamente resetean la frecuencia portadora a fase cero en la base de símbolo a símbolo para mantener un cierto valor de la fase de la frecuencia portadora en el punto de inicio de cada símbolo (véase 3GPP TS 38.211 sección 5.4). Esto se especifica en el documento de la norma 3GPP TS 38.211 V15,1.0 como sigue.

Tabla 6

La Figura 3 ilustra un ejemplo de reseteo de la fase en un límite de símbolo. Es decir, la Figura 3 es un diagrama que ilustra un ejemplo de compensación de fase definida en la norma NR. En la Figura 3, ^{T c p} corresponde a tíVcio¡ ^{n c p í T c} de la Tabla 6. Si la frecuencia portadora usada por el lado de transmisión para transmitir una señal no coincide con la frecuencia portadora usada por el lado de recepción para recibir la señal, las señales convertidas de manera descendente en el lado de recepción tendrán diferentes fases de acuerdo con los símbolos. Haciendo referencia a la Tabla 6 y a la Figura 3, en el proceso de conversión ascendente de la frecuencia, se realiza un desplazamiento de tiempo para la señal transmitida por t i^ licio ¡ ^{+ N ¿ p l T c} para resetear la fase. Por lo tanto, se elimina la discontinuidad de fase que ocurre en cada símbolo debido a la frecuencia portadora en el lado de transmisión y el lado de recepción y, en consecuencia, se elimina la discontinuidad/desajuste de fase entre símbolos de la señal recibida por el lado de recepción. Esto puede expresarse como la siguiente ecuación.

Ecuación 15

Cuando se reorganiza la Ecuación 15 para explicar cómo aparece la Ecuación 15 en una implementación real, se obtiene la siguiente ecuación.

Ecuación 16

Las técnicas para añadir discontinuidad/desajuste de fase descritas hasta ahora definen un reseteo de fase en el nivel de la frecuencia portadora. Para la conversión ascendente (o conversión descendente) real del nivel de frecuencia portadora, se usan componentes tales como un bucle de enganche de fase (PLL) y un mezclador.

Las Figuras 4A y 4B son ejemplos de la generación de una señal de banda base y modulación y conversión ascendente a una frecuencia portadora de la misma de acuerdo con algunas implementaciones de la presente divulgación.

Haciendo referencia a las Figuras 4A y 4B, por ejemplo, se genera una frecuencia portadora para la conversión ascendente (o conversión descendente) real usando el PLL, y se usa el mezclador o similares para la conversión ascendente a la frecuencia portadora. Los compontes tales como el PLL y el mezclador se implementan como dispositivos analógicos u operan a velocidades muy altas y, por lo tanto, en algunos escenarios, puede ser difícil implementar un reseteo de fase en el nivel de frecuencia portadora en los lados de transmisión y recepción.

En otras palabras, haciendo referencia a la Tabla 6, la norma NR especifica que debe implementarse un reseteo de fase controlando directamente la fase de la frecuencia portadora. Sin embargo, en algunos escenarios, puede ser difícil controlar en realidad directamente la fase de la frecuencia portadora. Por lo tanto, debido a esta dificultad práctica de controlar directamente la fase a la frecuencia portadora, algunos sistemas realizan conversión ascendente y conversión descendente usando una frecuencia portadora que tiene una fase continua en el nivel de frecuencia portadora, e implementan adicionalmente, en el nivel de banda base, una función de reseteo de fase para eliminar la discontinuidad/desajuste de fase resultante entre los símbolos provocado por la conversión ascendente/conversión descendente en el nivel analógico.

En tales sistemas, haciendo referencia a la Ecuación 16, la conversión ascendente y la conversión descendente en el nivel de frecuencia portadora usando una frecuencia portadora que tiene una fase continua corresponden a ^{e j2 n ÍT x t} y ^{e J 2n fRxt ,} respectivamente. Las frecuencias ^{f r x} y ^{J r x} pueden ser frecuencias arbitrarias a las que se mapean las subportadoras, y pueden expresarse ^{c o m o f rx} = ^{N r x * A f A compensación} y ^{J r x = N r x * A J A compensación,} respectivamente, usando el espaciado de subportadora A /. En el presente documento, los subíndices ^{J x} y ^{R x} indican el lado de transmisión y el lado de recepción, respectivamente. Como se describe con respecto a la Ecuación 12, anterior, el término ^{N r x} es un número entero positivo más cerca de ^{f rx/ A f} (por ejemplo, suelo{f^rx/A /} o techo{f^rx/A /}), el término ^{N r x} es un número entero positivo más cerca de J ^{r x}/A / (por ejemplo, suelo{f^Rx/A /} o techo{f^Rx/A/}), y el término A compensación es un número real cuya magnitud es menor que A /. En la descripción de la presente divulgación, ^{f r x} y ^{J rx} se expresan usando el mismo Acompensación por simplicidad, pero Acompensación puede diferir entre ^{f rx} y ^{J r x .} Haciendo referencia a la Ecuación 16, la función de reseteo de fase en el nivel de banda base corresponde a ^{e i 'VTx,l} y ^e JWRxl.

Por lo tanto, en tales sistemas, el lado de transmisión y el lado de recepción compensan la fase usando únicamente sus respectivas frecuencias portadoras, que corresponden a ^{'V T x i = - 2 n $ T x ( t in ic i0 ji N £ p l Tc) y} TV,¡ = ^{- 2 n f R x ( t in ic io l N £ p l Tc)} en la Ecuación 16, respectivamente. Esto corresponde al lado de transmisión que realiza la compensación de fase asumiendo que el receptor usa el tono de corriente continua (CC), es decir, 0, como la frecuencia portadora para la conversión descendente, y el lado de recepción que realiza la compensación de fase asumiendo que el transmisor usa el tono de DC como la frecuencia portadora para conversión ascendente. En tales escenarios, si el lado de transmisión y el lado de recepción operan sin información acerca de la frecuencia portadora, entonces el término ^{ej2 n (frx -fRx) t} en la Ecuación 13 es igual a ^{ej2 n (frx - fRx) t ■ ej2n(0 -fRx)t.}

Por lo tanto, la norma de NR actual (3GPP TS 38.211 V15.1.0) puede entenderse como que especifica que el lado de transmisión utiliza ^{e 2n(fr x (t- rc p} para la conversión ascendente bajo la suposición de que la frecuencia portadora usada para conversión descendente es 0 y, análogamente, que el lado de recepción utiliza ^{e ¡2n(frx ( t- rc P} para conversión descendente bajo la suposición de que la frecuencia portadora usada por el lado de transmisión para la conversión ascendente es 0.

Como se ha analizado anteriormente (con respecto a las Técnicas A a C), algunos sistemas de comunicación inalámbrica que están basados en la norma NR pueden aplicar un término de compensación de fase calculando la fase en cada símbolo basándose en la frecuencia portadora. Sin embargo, considerando la gran cantidad de frecuencias aplicables o disponibles como ^{f xx} (donde ^{X X e s J x} o ^{R x ) ,} este término de compensación de fase puede volverse una función de una resolución muy alta y una periodicidad muy larga, lo que impone potencialmente una implementación muy compleja.

Para tratar tales desafíos, la presente divulgación describe implementaciones para tratar escenarios donde el transmisor y el receptor operan sin conocer la frecuencia portadora usada para la transmisión o sin el conocimiento de la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente.

Técnicas para reducir la complejidad

La norma de NR actual define las siguientes numerologías (véase, por ejemplo, la sección 5.4 de 3GPP TS 38.101-1 y la sección 5.4 de 3GPP TS 38.101-2).

Tabla 7

Tabla 8

La norma NR tiene dos rangos de frecuencia (FR) principales especificados en 3GPP. Uno se denomina comúnmente como sub-6 GHz y corresponde al rango de frecuencia FR1 en las Tablas 7 y 8 y el otro se denomina como la onda milimétrica y corresponde al rango de frecuencia FR2 en las Tablas 7 y 8. Dependiendo del intervalo de frecuencia, difiere el ancho de banda máximo y el espaciado o espaciados de subportadora disponibles.

La Tabla 7 muestra el barrido de canales, es decir, la definición de NR-ARFCH, y la Tabla 8 muestra el barrido de sincronización.

El barrido de canales define un conjunto de frecuencias de referencia de RF que se usan para identificar las posiciones de canal de radiofrecuencia (RF). Las frecuencias de referencia de RF para los canales de RF se mapean a elementos de recurso en la portadora. Se define un barrido de frecuencia global para todas las frecuencias de 0 a 100 GHz y se usa para definir un conjunto de frecuencias de referencia de RF permitidas. La granularidad del barrido de frecuencia global es AF^Global. Para cada banda de operación, es aplicable un subconjunto de frecuencias del barrido de frecuencia global a esa banda y forma un barrido de canal para esa banda con la granularidad AF^Global.

El barrido de sincronización representa la posición de frecuencia de un bloque de sincronización (SS) que puede usarse por el UE para la adquisición de sistema cuando no hay señalización explícita acerca de la posición de bloque de SS. Se define un barrido de sincronización global para todas las frecuencias y se define la posición de frecuencia del bloque de SS como SS^{r e f} con el correspondiente número de canal de sincronización global (GSCN).

El mapeo entre el barrido de sincronización y los correspondientes elementos de recurso del bloque de SS se proporciona en la Tabla 8. El mapeo depende del número total de RB asignados en el canal y se aplica tanto al UL como al DL. La Tabla 8 muestra la posición del elemento de recurso (RE) N.° 0 (es decir, la subportadora N.° 0) de RB N.° 10 del bloque de SS. El bloque de SS está compuesto de veinte RB. Cuando se indexan veinte RB que constituyen el bloque de SS de 0 a 19, la frecuencia indicada por el barrido de sincronización corresponde al primer RE, es decir, la posición de la primera subportadora del RB N.° 10 entre el RB N.° 0 al RB N.° 19.

El barrido de canal y el barrido de SS están fijados a ciertos valores como se muestra en las Tablas 7 y 8. Por lo tanto, si se expresa la frecuencia portadora como ^{f r x} = ^{N r x * A f} + ^{Acompensación,} entonces el término compensación ^{Acompensación} puede limitarse a algunos valores específicos (por ejemplo, -5 kHz, 0 o 5 kHz) para el rango de frecuencia FR1 (<3 GHz) y ser 0 para las bandas de frecuencia restantes. En la expresión anterior, como se analiza con respecto a la Ecuación 12, el término ^{A f} es el espaciado de subportadora, el término ^{N rx} es un número entero positivo más cerca de ^{f r x / A f} (por ejemplo, suelo{f^rx/A /} o techo{f^rx/A/}), y el término A^{compensación} es un número real cuya magnitud es menor que ^{A f} (en lo sucesivo, las descripciones que se aplican a ^{f r x} también son aplicables a ^{fR x )}

Además, los números de muestras, que incluyen el número de muestras para un prefijo cíclico (CP), que se usan para cada símbolo en el sistema de comunicación de LTE/NR actual son múltiplos enteros de 16 para cada espaciado de subportadora con respecto a un tiempo de muestra determinado basándose en A /. Es decir, la longitud de CP es 144=16*9 o 160=16*10, y la longitud de la parte de señal del símbolo de OFDM distinta de la parte de CP es 2048=16*128. Por ejemplo, para un ancho de banda de 20 MHz, que es el espaciado de subportadora de Af=15 kHz en la norma de LTE o NR, la frecuencia de muestreo es 30,72 MHz, una subtrama (o una ranura) está compuesta de 30720 muestras, y cada símbolo de OFDM está compuesto de 2048+144 tiempos de muestra o 2048+160 tiempos de muestra. Por referencia, en la descripción de la presente divulgación, cada tiempo de muestra T^s es 1/(30,72 MHz), es decir, T^s=1/(2048*15*10³ kHz).

En algunos escenarios, los sistemas de NR y LTE pueden usar valores que son proporcionales a la numerología que corresponde al ancho de banda de 20 MHz, que es un espaciado de subportadora de A/=15 kHz, como las numerologías y, por lo tanto, debería observarse que todas las frecuencias descritas en la presente divulgación están basadas en la numerología que corresponde al ancho de banda de 20 MHz, que es un espaciado de subportadora de 15 kHz. En este punto, 2048 es la longitud de señal (es decir, la longitud de símbolo efectiva del símbolo de OFDM) definida por el tamaño de FFT cuando se usa la numerología anterior (por ejemplo, el espaciado de subportadora de 15 kHz y el ancho de banda de 20 MHz), 144 y 160 corresponden a longitudes de prefijo cíclico (CP) cuando se usa la numerología anterior (por ejemplo, el espaciado de subportadora de A/=15 kHz y el ancho de banda de 20 MHz).

El reseteo de fase para la señal transmitida y la señal recibida puede implementarse, por ejemplo, para tratar escenarios donde la periodicidad de señal de acuerdo con la frecuencia de conversión ascendente no es un múltiplo entero de la longitud de símbolo de OFDM, donde la longitud de símbolo de OFDM es igual a la longitud de parte del prefijo cíclico (CP) más la longitud de la parte de señal. Por lo tanto, en algunos escenarios, si se usa una frecuencia portadora de acuerdo con la que un múltiplo entero de la periodicidad de señal tiene una periodicidad que corresponde a la longitud de símbolo de OFDM, entonces no puede implementarse un reseteo de fase.

Por ejemplo, considérese un sistema de comunicación en el que la parte de prefijo cíclico (CP) de un símbolo de OFDM consiste en 144=16*9 muestras o 160=16*10 muestras, y la parte de señal del símbolo de OFDM consiste en 2048=16*128 muestras, y el tamaño de IFFT/FFT es 2048. En un sistema de este tipo, no se requeriría reseteo de fase si la frecuencia de conversión ascendente se establece a una frecuencia con una periodicidad de 16 muestras, o la frecuencia 1/(16*T^s), donde 16 es el máximo común divisor de {144, 160, 2048}. Sustituyendo el tiempo de muestreo Ts, entonces esto corresponde a una frecuencia de conversión ascendente igual a 1/(16*Ts) = 1/{16*1/(FFT tamaño*A/)} = 1/{16*1/(2048*A/)} = 128A/. Como tal, si la frecuencia de conversión ascendente se establece al valor 1/(16*Ts) = 128Af, entonces no se requeriría reseteo de fase.

La razón para esto es que una frecuencia que tiene una periodicidad de 16 muestras (siendo 16 el máximo común divisor de 144, 160 y 2048) tiene la misma fase en el comienzo de cada parte de señal de los símbolos de OFDM. En particular, esto es debido a que para que una onda sinusoidal tenga un periodo de 16*Ts, se incluyen nueve de tales ondas seno en una parte de CP que tiene una longitud de 144Ts, 10 de tales ondas seno están incluidas en una parte de CP que tiene una longitud de 160Ts, y 128 de tales ondas seno están incluidas en una parte de CP que tiene una longitud de 2048Ts. Por ejemplo, considerando el espaciado de subportadora mínimo A/=15 kHz soportado por el sistema de NR, si se usa una frecuencia portadora que corresponde a un múltiplo entero de 15 kHz*2048/16 = 15 kHz*128 = 1,92 MHz, entonces la fase se vuelve de manera natural 0 en el comienzo de la parte de señal de cada símbolo de OFDM y, por lo tanto, no ocurren problemas de compensación de fase.

Además, de acuerdo con una numerología que tiene un espaciado de subportadora de A/=15 kHz, las longitudes de prefijo cíclico (CP) de 144 Ts y 160Ts, y una longitud de parte de señal (es decir, símbolo efectivo) 2048Ts de un símbolo de OFDM, la fase sería 0 incluso en el punto de inicio de CP en el caso de una frecuencia que corresponde a un múltiplo entero de 1,92 MHz. En términos más generales, cuando se define una pluralidad de longitudes de CP (por ejemplo, ^{N c p ,} 1, ^{N c p ,} 2, ...) para la generación de señal de símbolo de OFDM y el número de muestras efectivas por símbolo de OFDM, es decir, el número de muestras (es decir, tamaño de IFFT/FFT) en la parte de señal excepto el CP en un símbolo de OFDM, es ^Nmuestra, entonces una frecuencia que no provoca una discontinuidad de fase por símbolo sería una frecuencia de la que un periodo corresponde a muestras cuyo número corresponde al máximo común divisor de ^{{ N c p i , N c p ,}2^{, , Nmuestra}.}

Una frecuencia de este tipo que no provoca discontinuidad de fase por símbolo puede expresarse usando un espaciado de subportadora como sigue: ^{N baseA J = — -t} -----WmMestra----------7 AJ En este punto, gcd{Ncp, 1^{, N c p ,2, ... ,} Nmuestra} es el ^{gcd{Ncp,i,Ncp,}2^{>... muestra]}

máximo común divisor de ^{N c p ,} 1, ^{N c p ,} 2,..., y Nmuestra.

Aplicando esto a la numerología anteriormente mencionada de 2048, 160 y 144 produce ^{N b a s e A /=} 128A/. Si se usa el tamaño de FFT = 4096, entonces las longitudes del prefijo cíclico (CP) se cambian a 144*2 y 160*2 en la norma de NR. Por lo tanto, aplicar las longitudes de CP cambiadas a ^{N baseA J =} ----- ^Nmuestra --------- - AJ produce el mismo _{gcd{Ncp,l fNcp,2, ... muestraí}

resultado de Nbase=128.

Como otro ejemplo, incluso cuando se reduce el tamaño de FFT de 2048 a, por ejemplo, el tamaño de FFT=1024, las longitudes de CP se cambian a 144/2=72 y 160/2=80. Por lo tanto, aplicar las longitudes de CP cambiadas a ^{N base A J =} ----- ^Nmuestra --------- ^{- a j} produce el mismo resultado de Nbase=128.

^{gcd{Ncp,i>Ncp,}2^{>... >Nmuestra]}

En lo sucesivo, la presente divulgación describe implementaciones de sistemas de comunicación (por ejemplo, un sistema de LTE o un sistema de NR) en los que la longitud de la parte de prefijo cíclico (CP) y la longitud de la parte de señal son 144*2M o 160*2M y la longitud de la parte de señal del símbolo de OFDM es 2048*2M (donde p es un número entero), como un ejemplo.

En tales escenarios, una frecuencia que no provoca discontinuidad de fase puede representarse usando 128A/. Sin embargo, las implementaciones no están limitadas a lo mismo, y la presente divulgación es aplicable incluso en escenarios donde se usa una longitud de CP y una longitud de parte de señal diferente de la longitud de CP ilustrada y la longitud de parte de señal.

Por ejemplo, pueden aplicarse las implementaciones de la presente divulgación en escenarios donde se usa una frecuencia que tiene un periodo que corresponde a muestras cuyo número corresponde al máximo común divisor de ^{{ N c p ,} 1, ^{N c p ,} 2, ..., ^{N muestra}} como una frecuencia portadora de base /base, es decir, donde se usa un múltiplo entero de ______ Nmuestra______ ^{A J} gcd{WCp1,WCp2, ... _,Nmuestra} como ^/ b ase.

Como tal, en la siguiente descripción, la frecuencia portadora de base /base, que, se describió anteriormente como un múltiplo entero de 128A/, puede generalizarse a un múltiplo entero de una frecuencia que tiene un periodo que corresponde a un número de muestras que corresponde al máximo común divisor de ^{{ N c p ,} 1, ^{N c p ,}2^, ..., ^Nmuestra}, o un múltiplo entero de — 7----- WmMestra--------- 7 AJ.

^{gcd[Ncp,i>Ncp,}2^{>... muestra ]}

Para el escenario de uso de una frecuencia portadora de base de 128A/, la ^{/ tx} puede expresarse como sigue:

Ecuación 17

^{/ t x = N tx ' A f+Acom pensación} = ^{N ¡n t '128 A f+ N fra c '} A /+ A ^{compensación} f ^base + f ^frac+ A ^{compensación}

En este punto, el término Nint = ^{[N Tx/} 128J, el término ^{Nfrac =} módulo(N^{r x} , 128), el término ^fbase es la versión cuantificada (cuantificada de manera descendente, por ejemplo, con una función suelo) obtenida con una resolución de 128A/ (por ejemplo, resolución de 1,92 MHz cuando A/=15 kHz) entre las frecuencias portadoras, y el término ^{ffra c} es una versión cuantificada con ^{A f} para las diferencias entre ^fbase y ^{f r x .}

El término Acompensación representa la compensación de la frecuencia en unidades de A/=15 kHz. En el sistema de NR, Acompensación puede establecerse para que sea /-5, 0 kHz, por ejemplo. En particular, Acompensación puede definirse para que sea uno de -5 kHz, 5 kHz y 0 kHz basándose en el espaciado de subportadora de A/=15 kHz. En algunas implementaciones, Nint puede sustituirse por la función de redondeo en lugar de la función suelo. En este caso, ^Nfrac puede definirse como ^Nfrac = ^{N rx} - 128*redondeo(N^rx/128). Cuando se sustituye Nint por la función de redondeo en lugar de la función suelo, otras operaciones excepto ^Nfrac = ^{N rx -} 128*redondeo(NTx/128) son iguales que cuando se define Nint como la función suelo.

En la Ecuación 17, la frecuencia portadora de base ^fbase es una frecuencia para resetear siempre la fase a un cierto valor en una unidad de símbolo de OFDM. Por lo tanto, la expresión ^{'V Tx,i = - 2 n $ T x ( t ln ic io l N¡^p l Tc )} que corresponde a la compensación de fase tiene el mismo valor que ^{'¥ T x l = ~ 2 n ( N f r a c A í A com pensaclón) - ( t ln lc l0 jl N ^ T C) .}

Considerando únicamente el prefijo cíclico normal (CP), el valor del término de compensación de fase ^{xVTXji = - 2 n ( N f ra c A$ A com pensaclón) - ( t ln lc l0 jl} +N£p ^¡Tc) que va a aplicarse a un símbolo para la diferencia de frecuencia portadora entre el transmisor y el receptor es uno de 128*3 valores complejos de acuerdo con combinaciones de N^frac=0,...,127 y Acompensación uno de 128 valores complejos (por ejemplo, N^frac=0,...,127) para el rango de frecuencia FR1 (> 3GHz) con Acompensación=0 o el rango de frecuencia FR2. Los valores de compensación de fase que van a aplicarse a una pluralidad de símbolos que constituyen una unidad de tiempo predeterminado (por ejemplo, ranura, subtrama, 1 ms, etc.) con respecto a una diferencia de frecuencia portadora entre el transmisor y el receptor difieren entre los símbolos.

Por lo tanto, si se expresa un conjunto de valores de compensación de fase para la pluralidad de símbolos como una secuencia, considerando únicamente el prefijo cíclico normal (CP), el término de compensación de fase ¥ TXj¡ = ^{- 2 n ( N f ra c A$ A com pensaclón) - { t ln lc l0 jl} +N£p ^¡Tc) necesita 128*3 secuencias de acuerdo con las combinaciones de N^frac=0,...,127 y Acompensación=-5 kHz, 0 kHz, 5 kHz. Si se cambia el número de posibles valores de ^{Acompensación} a b distinto de 3, entonces pueden ser necesarias 128*b secuencias para la compensación de fase. Para el intervalo de frecuencia FR1 (> 3GHz) con Acompensación=0 o FR2, únicamente pueden ser necesarias 128 secuencias (por ejemplo, ^{N fra c = 0 ,...,} 127). En este punto, el término de compensación de fase tiene un periodo de hasta 1 ms. Es decir, asumiendo que un periodo de la parte de señal de cada símbolo de OFDM es 2048 tiempos de muestra, si el valor de fase para una frecuencia portadora específica en un límite de símbolo de OFDM arbitrario es a, aparece el mismo valor de fase a después de 2048 tiempos de muestra, es decir, 1 ms, puesto que el tiempo de muestra Ts = 1/15000*2048 segundos. ^{f r x} = Nint*128A/ ^{N fra c *A f} + ^{Acompensación,} y la compensación de fase no es necesaria para Nint*128A/. Por lo tanto, en el sistema de NR, el término de compensación de fase = ^{- 2 n $ T x ( t ln lc l0 jl} + N£P ^¡Tc) puede calcularse como sigue.

Ecuación 18

Usando la definición original de la frecuencia portadora ^{f rx} = ^{N r x * A f} + ^{A compensación,} la señal final en el lado de transmisión puede proporcionarse como sigue.

Ecuación 19

* Implementación 1

En la implementación 1, se usa la frecuencia portadora ^{f r x} para conversión ascendente de frecuencia usando un OSC astable y se usa la frecuencia portadora ^{fR x} para la conversión descendente de frecuencia usando el OSC astable.

Las Figuras 5A a 5C son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 1 de la presente divulgación. Particularmente, la Figura 5A muestra un ejemplo de una parte de la estructura del lado de transmisión de acuerdo con la implementación 1, y las Figuras 5B y 5C muestran ejemplos de una parte de la estructura de lado de recepción de acuerdo con la implementación 1.

Haciendo referencia a la Figura 5A, antes de convertir de manera ascendente la señal de banda base de OFDM a la frecuencia portadora, el lado de transmisión realiza la multiplicación en la señal en cada símbolo usando una secuencia con valor complejo (es decir, realizando reseteo de fase) calculada con respecto a la frecuencia portadora ^{f j x} entre las 128 secuencias con valor complejo o entre las 128*3 secuencias con valor complejo. A continuación, el lado de transmisión realiza la conversión ascendente usando ^{f j x} Se usa una de las 128 secuencias con valor complejo (o una de las 128*3 secuencias con valor complejo) para la frecuencia portadora ^{f j x} para la compensación de fase, y se aplica una pluralidad de elementos que constituyen la correspondiente secuencia con valor complejo a una pluralidad de símbolos de OFDM en una correspondencia uno a uno.

Se realiza la implementación 1 de una manera análoga en el lado de recepción. Se describe en detalle a continuación un ejemplo de una operación de la implementación 1 en el lado de recepción.

En escenarios donde se expresa la frecuencia portadora como ^{fR x} = ^{N R x * A f} + ^{Acompensación,} entonces ^{Acompensación} puede ser -5 kHz, 0 kHz o 5 kHz en el rango de frecuencia FR1 (<3 GHz) en el receptor y es 0 kHz en las otras bandas de frecuencia, como se ha descrito anteriormente para la estructura de transmisor. Además, los números de muestras, que incluyen el número de muestras para un prefijo cíclico (CP), que se usan para cada símbolo en el sistema de comunicación de LTE/NR actual son múltiplos enteros de 16 para cada espaciado de subportadora con respecto a un tiempo de muestra determinado basándose en A /. Por lo tanto, en este caso, cuando ^{A f} =15kHz, si se usa una frecuencia portadora que corresponde a un múltiplo entero de 15 kHz*2048/16 = 15 kHz*128 = 1,92 MHz para conversión descendente, entonces la fase de la parte de señal (es decir, el símbolo válido) iniciará naturalmente con 0 en cada símbolo de OFDM y, por lo tanto, es posible que no se plantee el problema anteriormente mencionado. Además, dado un espaciado de subportadora de A/=15 kHz, las longitudes de CP de 160Ts y 144Ts, y una longitud de símbolo efectiva de 2048Ts, que corresponde a la numerología actualmente disponible en los sistemas de LTE y NR, la fase es 0 incluso en el punto de inicio de CP en el caso de una frecuencia que corresponde a un múltiplo entero de 1,92 MHz.

Más en general, cuando se define una pluralidad de longitudes de prefijo cíclico (CP) (por ejemplo, ^{N c p , i , N c p ,2,} ...) para la generación de señal de símbolo de OFDM y el número de muestras efectivas por OFDm , es decir, el número de muestras (es decir, tamaño de IFFT/FFT) en la parte de señal excepto el CP en un símbolo de OFDM, es ^{N muestra,} entonces una frecuencia cuyo periodo corresponde a muestras cuyo número corresponde al máximo común divisor de {N^cp, 1, ^{N c p ,2 ,} ..., ^{N muestra}} es una frecuencia que no provoca discontinuidad de fase por símbolo. Una frecuencia de este tipo que no provoca discontinuidad de fase por símbolo puede expresarse usando un espaciado de subportadora, como sigue: ^{N baseA J = — :} gcd [N-- c-p-- ,iW,Nm cMpe ,2s ,tr..a.- >-N-m-u--e-s- t-r-aT \ AJ. En este punto, gcd ( N^cp, 1, ^{N c p ,}2^{, ... ,} Nmuestra} es el máximo común divisor de ^{n cp,1, N c p ,2, ... ,} y Nmuestra.

Aplicando esto a la numerología anteriormente mencionada (es decir, 2048, 160, 144) produce ^{N b a s e A f} = 128A/. Si se usa el tamaño de FFT = 4096 en el ejemplo del ancho de banda de 20 MHz, que es el espaciado de subportadora A / =15 kHz, se cambian las longitudes del prefijo cíclico (CP) a 144*2 y 160*2 en la norma de NR. Por lo tanto, aplicar las longitudes de CP cambiadas a ^{N baseA J = —} gcd( ^-t W--C--p-,1 W,WmCPM,2e,s .t.r.a _, - _N - _m -- _u - _e - _s -- _tr - _a r _\ AJ produce el mismo resultado de Nbase=128. Como otro ejemplo, incluso cuando se reduce el tamaño de FFT de 2048 a, por ejemplo, el tamaño de FFT=1024, las longitudes de CP se cambian a 144/2=72 y 160/2=80. Por lo tanto, aplicar las longitudes de CP cambiadas a ^{N base A J =} —-7----- ^{^muestra} ----------Af produce el mismo resultado de ^{N ba se = 128.} Como se ha mencionado anteriormente, la ^{gcd{Ncp,i>Ncp,}2^{>... >Nmuestra} j

frecuencia que no provoca discontinuidad de fase se representará usando 128A/ a continuación.

Al usar 128A/, puede expresarse ^{fR x} como:

Ecuación 20

^{f Rx} = ^{N r x ' A / A compensación} = ^{N in t ' 1 2 8 A / N frac '} A /+ A ^{compensación} = ^{/ base} + / ^frac+ A ^{compensación}

En este punto, Nnt = ^{[N Rx/ 1 2 8 \ Nfrac} = módulo(NRx,128), ^fbase es la versión cuantificada (cuantificada de manera inversa, es decir, con una función suelo aplicada) obtenida con una resolución de 128A/ (por ejemplo, resolución de 1,92 MHz cuando A/=15 kHz) entre las frecuencias portadoras, y ^{ffra c} es una versión cuantificada con A / para las diferencias entre ^fbase y ^{fR x .} Acompensación representa la cantidad fuera de la frecuencia en unidades de A/=15 kHz. En el sistema de NR, Acompensación puede establecerse para que sea /-5, 0 kHz, por ejemplo. En particular, Acompensación puede definirse para que sea uno de -5 kHz, 5 kHz y 0 kHz basándose en el espaciado de subportadora de A/=15 kHz. En algunas implementaciones, ^N int puede sustituirse por la función de redondeo en lugar de la función suelo. En este caso, ^Nfrac puede definirse como ^Nfrac = ^{N jx} - 128*redondeo(Njx/128). Cuando se implementa Nint por la función de redondeo en lugar de la función de suelo, entonces otras operaciones excepto ^Nfrac = ^{N jx} - 128*redondeo(Njx/128) son iguales que cuando se define Nint como la función suelo.

En la Ecuación 20, ^fbase es una frecuencia para resetear siempre la fase a un cierto valor en una unidad de símbolo de OFDM y, por lo tanto, HV,¡ = ^{- 2 u f R x( t in ic io l N ¿ p l Tc)} que corresponde a la compensación de fase que tiene el mismo valor que HV,¡ ^{= 2 n ( N f r a c A f A com pensación ) ' { } in ic io , i n c p i t c) .} Por lo tanto, considerando únicamente el prefijo cíclico normal (CP), el término de compensación de fase ¥ fix,¡ ^{= 2 n ( N f r a c A f A com pensación ) - ( t in lc io l N ¡:p i T} c) necesita únicamente 128*3 secuencias de acuerdo con combinaciones de ^{N fm c = 0 ,... ,127} y Acompensación— kHz. Si se cambia el número de posibles valores de ^{Acompensación} a un valor ^b distinto de 3, entonces pueden implementarse 128*b secuencias para la compensación de fase. Para el rango de frecuencia FR1 (> 3 GHz) con Acompensación—0 o el rango de frecuencia FR2, únicamente pueden implementarse 128 secuencias (por ejemplo, ^{Nfrac—0 ,... ,} 127). En este punto, el término de compensación de fase tiene un periodo de hasta 1 ms. ^{f j x} — Nint*128A/ ^{N fra c *A f} + ^{Acompensación,} y la compensación de fase no se implementa para Nint*128A/. Por lo tanto, en el sistema de NR, el término de compensación de fase HV,¡ = ^{- 2 n [ R x( t in ic lo l N ¡ : p ¡Tc)} puede calcularse como sigue.

Ecuación 21

Cuando se define la operación del lado de recepción usando la definición original de la frecuencia portadora ^{fR x} — ^{N R x * A f} + ^{Acompensacón,} entonces la operación del lado de recepción de acuerdo con la implementación 1 puede expresarse como la Ecuación 22 a continuación.

Ecuación 22

En la Ecuación 22, la integral representa una función que corresponde a la FFT, y la operación de la Ecuación 22 puede expresarse como se muestra en la Figura 5B. Cuando se realiza conversión de analógico a digital después de que se convierte de manera descendente realmente la señal recibida, la FFT expresada por la ecuación integral se implementa en forma de una ecuación discreta como la Ecuación 23. La operación de la Ecuación 23 puede expresarse como se muestra en la Figura 5C.

Ecuación 23

La diferencia entre los ejemplos de la Figura 5B y la Figura 5C es la posición de la función de reseteo de fase, siendo otras funciones equivalentes.

Después de realizar la conversión descendente en la señal recibida usando ^{fR x} o realizando conversión descendente y FFT en la señal recibida usando ^{fR x ,} el lado de recepción realiza el reseteo de fase de la realización de la multiplicación en la señal en cada símbolo usando una secuencia con valor complejo calculada por la frecuencia portadora ^{fR x} entre las 128 secuencias con valor complejo o entre las 128*3 secuencias con valor complejo.

El dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción de acuerdo con la implementación 1 pueden almacenar ^{N u e s tra} o ^{^} , ...,Wmuestraj ^{e s t r a} *(número de ^{Acompensacón)} secuencias, o ^"muestra --------- o gcd{WCp,1,WCp,2 gcdjNcp, ^{i,N Cp,} 2, ... « ^,Nmues ■ ^tra ! ^\ ' ' ’ gcdjW . ^Cp . ^,i,N .Cp .,2, .... ^, . ^Nmuestra\ Nmuestra

gcd{WCp,ijWCp,2j ... ,^ ■*(número de ^{A compensación)} secuencias (que corresponden al valor de ^{2 n ( N fracA f} + ^{A compensación)} a ^muestra]

partir de ^'V Rx.l ^{= 2 n { N f r a c A$ i n ) - ( t in ic io , i n cf ,i t c)} excluyendo ^{( t in lc l0 j l+ N ^ P/ T C) ,} y usar las mismas después de realizar el reseteo de fase para cada símbolo (t, ^{+ N ¡ : p i Tc)} tiene ciertos valores para un espaciado de subportadora. Por lo tanto, si los valores de ^{2 n ( N fracA f} + A, ^{compensación} están fijados a ^Nmuestra o gcd{wcp,1jWcp,2j ... _jNmUestra} ^{muestra n)} gcd(Wcp,1,Wcp,2j ...^ *(número de ^{Acompensació} secuencias de acuerdo con la im _{m uestra)} plementación 1 de la presente divulgación, la compensación de fase para el correspondiente símbolo en una base símbolo a símbolo puede realizarse simplemente seleccionando una de la secuencias y, por lo tanto, puede implementarse fácilmente el reseteo de fase en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción.

Como tal, de acuerdo con algunas implementaciones de la presente divulgación, cuando se cambia la frecuencia portadora, puede cambiarse también la secuencia para la compensación de fase, pero la secuencia cambiada es una de únicamente 128 o 128*3 posibles secuencias. Por lo tanto, en algunas implementaciones de la presente divulgación, cada uno del lado de transmisión y el lado de recepción puede almacenar una secuencia compuesta de valores de compensación de fase que van a aplicarse a símbolos de OFDM que corresponden a un múltiplo entero positivo de un periodo en el que cambia la fase, para cada frecuencia portadora disponible, y realizar la compensación de fase aplicando una secuencia que corresponde a una frecuencia de portadora específica en cada periodo durante el procesamiento de las señales de símbolo de OFDM usando la frecuencia portadora específica.

Por ejemplo, si cambia la fase de los símbolos de OFDM con una periodicidad de 1 ms y están incluidos 14 símbolos de OFDM en el periodo de 1 ms, entonces la compensación de la secuencia de valor de fase para una frecuencia portadora específica está compuesta de 14 valores de compensación de fase para cada uno de los 14 símbolos de OFDM. El lado de transmisión y el lado de recepción pueden almacenar una secuencia de valor de compensación de fase para que se aplique en intervalos de 1 ms para cada frecuencia portadora, y pueden usar una secuencia de valores de compensación de fase almacenados para realizar la compensación de fase en la correspondiente frecuencia portadora.

* Implementación 2.

Similar a la implementación 1, la implementación 2 también usa una frecuencia portadora de base de / base= Nint*128A/ para facilitar la realización del reseteo de fase o para facilitar el tratamiento del desajuste de fase entre símbolos de OFDM. En este punto, el término / base es una frecuencia que está más cerca de ^{/ x x} (donde el subíndice XX es ^{T x} para el lado de transmisión y ^{R x} para el lado de recepción) entre las frecuencias que son múltiplos enteros de 128A/ (por ejemplo, entre frecuencias menores o iguales a ^{/ x x} o entre frecuencias mayores o iguales que ^{/ x x} o entre frecuencias en ambos lados de ^{/ tx) .} En lo sucesivo, / base se representa por Nint* 128 A / (donde Nint es un número entero).

Por medio de la comparación, en la implementación 1 anteriormente descrita, se usó la frecuencia portadora ^{/ tx} para conversión ascendente de frecuencia usando un OSC astable (es decir, un OSC analógico) y se usa la frecuencia portadora ^{/ r x} para la conversión descendente de frecuencia usando el OSC astable.

En contraste, en la implementación 2, se usa la frecuencia portadora de base / base= Nint* 128A/ de ^{/ x x} para realizar el desplazamiento de frecuencia (por ejemplo, el desplazamiento de frecuencia con un OSC astable) en la etapa analógica, y se usa la diferencia de frecuencia ^{’/ x x} - Nint* 128A/ ^{d e / x x} para realizar el desplazamiento de frecuencia en la etapa digital. Cuando se usa Nint* 128 A / como la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente en el OSC astable, se proporciona el mismo valor de desplazamiento de fase para los símbolos de OFDM (es decir, las fases en el comienzo de las partes de señal de los símbolos de OFDM son las mismas). Por lo tanto, cuando se usa Nint* 128A/ como la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente en el OSC astable, puede no ser necesario calcular y aplicar un valor de desplazamiento de fase por símbolo de OFDM por compensación de fase.

En lo sucesivo, se describirán dos ejemplos de la implementación 2 como la implementación 2-1 y la implementación 2-2 de acuerdo con un módulo que va a usarse para el desplazamiento de frecuencia ^{’/ x x -} Nint*128A/ en la etapa digital.

** Implementación 2-1

Las Figuras 6A y 6B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 2-1 de la presente divulgación. Particularmente, la Figura 6A muestra un ejemplo de una parte de la estructura del lado de transmisión de acuerdo con la implementación 2-1, y la Figura 6B muestra un ejemplo de una parte de la estructura del lado de recepción de acuerdo con la implementación 2-1. En las Figuras 6A y 6B, ^ti indica la posición de inicio de la parte de señal de un símbolo de OFDM l en el dominio del tiempo, y puede expresarse como ^{tF t¡n¡c¡o,l+N¡)p i Tc .}

Cuando se resume la señal de transmisor final usando la Ecuación 17, la señal transmitida del transmisor puede expresarse por la siguiente ecuación.

Ecuación 24

Haciendo referencia a la última línea de la Ecuación 24, ^Nfrac = módulo(NTx,128) es un término para cambiar una posición de mapeo de un recurso (es decir, una posición de mapeo de una subportadora) en un término de IFFT. Es decir, en el término eJ2K fe+feo+w/ rac_wcuadric;TiawsRcB/2)Aj(£-£inicio,¡-N£p,¡7'c) qUe corresponde al término de IFFT, el término ^{k ko} + ^Nfrac - Nc£“^™cilaWscS/2 indica la posición de mapeo de un recurso para IFFT. Por lo tanto, se determina la frecuencia a la que ha de modularse el símbolo de señal ^{a k} de cada subportadora dependiendo del valor de ^k + ^ko + N N ta m a ñ o ,i N R B / 2

Nfrac - n cuad rícu ia ^ s c I 2-.

Como tal, en la implementación 2-1, la señal de banda base se desplaza en frecuencia por ^{’f r x} - N^int*128Af (o una parte de ^{' f r x} - N^int*128Af si ^{Acompensación} no es 0) de ^frx cambiando la posición de mapeo del recurso con respecto a la IFFT por N^frac. Puesto que la misma IFFT tiene una función para restear la fase, el desplazamiento de frecuencia realizando cambiando la posición de mapeo de recurso con respecto a la IFFT no provoca el desajuste de fase entre los símbolos de OFDM. El término ^{e J'2nAc°mvensaci6n( t ~ tin ic i°,l ~ N™,lTc'¡} en la última línea de la Ecuación 24 resetea la fase de la señal a un cierto valor (por ejemplo, 0) en el inicio o final del prefijo cíclico (CP) en una base símbolo a símbolo y desplaza en frecuencia la señal por ^{Acompensación,} que es similar al desplazamiento de frecuencia 7,5 kHz (véase 1/2*A/ en la Ecuación 1) realizada en SC-FDMA de enlace ascendente de LTE.

En algunos escenarios, en general es difícil implementar digitalmente un desplazamiento de frecuencia muy grande. En contraste, el desplazamiento de frecuencia por ^{Acompensacón} puede implementarse fácilmente por un o Sc digital puesto que el valor de ^{Acompensación} es pequeño. El desplazamiento de frecuencia por ^{Acompensación}

de IFFT. En la última línea de la Ecuación 24, la frecuencia ^fbase en la expresión ^{e j2níbabbt} es una frecuencia que está más cerca de ^{f r x} entre las frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128A/ (por ejemplo, entre frecuencias menores o iguales que ^{fR X} o entre frecuencias mayores o iguales que ^{f r x} o entre frecuencias en ambos lados de ^{f r x ) .} Como ejemplos, la frecuencia ^fbase puede ser múltiplos enteros de 1,92 MHz cuando A/=15 kHz y puede ser múltiplos enteros de 3,84 MHz cuando A/=30 kHz. La expresión ^{e ¡2 n ^bas<!t} representa la operación de conversión ascendente a ^fbase. En la implementación 2-1, el desplazamiento de frecuencia por ^fbase puede realizarse usando un OSC analógico.

La implementación 1, anteriormente descrita, configura la función de compensación de fase para realizar la compensación de fase usando uno de un número específico de secuencias con valor complejo (por ejemplo, 128 o 128*3 secuencias con valor complejo). En particular, en la implementación 1, anteriormente descrita, se realizó la conversión ascendente de frecuencia en la frecuencia portadora f ^rx por un OSC analógico. En contraste, en la implementación 2-1, se realiza en realidad el desplazamiento ascendente a la frecuencia portadora ^{f r x} a través del desplazamiento de frecuencia de ^{( f r x} - N^mt*128A/) usando IFFT, que es un módulo digital, y el desplazamiento de frecuencia de ^{M nt}*128A/ usando un OSC analógico.

Haciendo referencia a la Figura 6A, considerando ^{Acompensación,} puede realizarse una operación de desplazamiento de frecuencia que corresponde a ^{Acompensación} además de las funciones de IFFT y conversión ascendente. En algunas implementaciones, ^{Acompensacón} puede tener una varianza de /-5 kHz, aunque las implementaciones no están limitadas a lo mismo. Además, en el caso de los rangos de frecuencia FR2 y FR1 (> 3 GHz) o en el caso de ^{Acompensacón=0} en el rango de frecuencia FR1 (<3 GHz), si ^{Acompensación=0,} puede realizarse la operación de desplazamiento de frecuencia sin ninguna operación adicional (por ejemplo, el desplazamiento de frecuencia por ^{Acompensacón).} En este caso, puede omitirse el módulo de desplazamiento de frecuencia indicado por ^{e f2nAcompensación(t' t1)} en la Figura 6A.

Pueden configurarse las operaciones correspondientes en el lado de recepción. La operación de lado de recepción de acuerdo con la implementación 2 se describirá a continuación.

La señal de receptor final resumida usando la Ecuación 20 puede proporcionarse como sigue.

Ecuación 25

Haciendo referencia a la última línea de la Ecuación 25, ^{N frac} = módulo (N^{r x} ,128) es un término para cambiar la posición de desmapeo de un recurso en el término de FFT. Es decir, en la expresión de FFT e-;2K(fc+fc0,Rx+w/rac-w';¡“(¡ar';°ul‘lawsRcB/2)Aj(£-£inicio,¡-w1íp¡rc), el término ^k + ^{k o.Rx} + ^{N frac} - ^{K Z l i r í c u i a N sRcB / 2} es un término relacionado con la posición de desmapeo de un recurso, es decir, la posición de desmapeo de una subportadora a una señal de banda base de OFDM. En otras palabras, ^k + ^{k o,Rx} + ^{N frac} - ^{/ 2} es un término relacionado con las posiciones de salida de las subportadoras de la FFT. En la implementación 2-1, se realiza el desplazamiento de frecuencia por ^{' f i t x} - N^int*128Af (o ^{’f rx} - N^mt*128A/’ si ^{A compensación} no es 0) de ^{f Rx} cambiando la posición de desmapeo del recurso con respecto a la FFT a través de N^frac. Puesto que la misma FFT tiene una función para restear la fase, el desplazamiento de frecuencia realizando cambiando la posición de desmapeo de recurso con respecto a la FFT no provoca el desajuste de fase entre los símbolos de OFDM. La expresión ^{e ~ i2nA c°mpensací°n( l 'Tc~ tínící°’l ~ N^ . i TJ} en la última línea de la Ecuación 25 resetea la fase de la señal a un cierto valor (por ejemplo, 0) en el inicio o final del prefijo cíclico (CP) en una base símbolo a símbolo y desplaza en frecuencia la señal por ^{A compensación,} que es similar al desplazamiento de frecuencia 7,5 kHz (véase 1/2*A/ en la Ecuación 1) realizada en SC-FDMA de enlace ascendente de LTE.

En algunos escenarios, puede ser difícil implementar digitalmente un desplazamiento de frecuencia muy grande. En contraste, el desplazamiento de frecuencia por ^{A compensación} puede implementarse fácilmente por un OSC digital puesto que el valor de ^{A compensación} es pequeño. El desplazamiento de frecuencia por ^{A compensación} se realiza antes de FFT. En la última línea de la Ecuación 25, la frecuencia ^fbase en la expresión ^{é 2nfbaset} es una frecuencia que está más cerca de ^{ír x} entre las frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128A/ (por ejemplo, entre frecuencias menores o iguales que ^{fR x} o entre frecuencias mayores o iguales que ^{fR x} o entre frecuencias en ambos lados de ^{fRx) .} Como ejemplos, la frecuencia f^base puede ser múltiplos enteros de 1,92 MHz cuando A/=15 kHz y puede ser múltiplos enteros de 3,84 MHz cuando A/=30 kHz. La expresión ^{e j2 n fbaset} representa la operación de conversión descendente de ^{f base.} En la implementación 2-1, el desplazamiento de frecuencia por f ^base puede realizarse usando un OSC analógico.

La implementación 1, anteriormente descrita, configura la función de compensación de fase para realizar la compensación de fase usando uno de un número específico de secuencias con valor complejo (por ejemplo, 128 o 128*3 secuencias con valor complejo). En particular, en la implementación 1, anteriormente descrita, se realizó la conversión descendente de la frecuencia portadora f ^Rx por un OSC analógico.

En contraste, en la implementación 2-1 descrita en el presente documento, se realiza en realidad el desplazamiento descendente de frecuencia de la frecuencia portadora ^{f Rx} por un desplazamiento de frecuencia de ^{' f Rx} - M^nt*128A/' usando FFT, que es un módulo digital, y el desplazamiento de frecuencia de f ^base=M^nt*128A/ usando un OSC analógico.

Haciendo referencia a la Figura 6B, puede realizarse una operación de desplazamiento de frecuencia que corresponde a ^{A compensación} además de las funciones de FFT y conversión descendente. Además, en el caso de los rangos de frecuencia FR2 y FR1 (> 3 GHz) o en el caso de ^{A compensación= 0} en el rango de frecuencia FR1 (<3 GHz), si ^{A compensación= 0 ,} puede realizarse la operación de desplazamiento de frecuencia sin ninguna operación adicional (por ejemplo, el desplazamiento de frecuencia por ^{A compensacón) .} En este caso, puede omitirse el módulo de desplazamiento de frecuencia indicado por ^{e j2 n baset} en la Figura 6B.

** Implementación 2-2

En la implementación 2-2, como en la implementación 2-1 anteriormente descrita, se realiza el desplazamiento de frecuencia de ^fbase de la frecuencia portadora ^{fx x} usando un OSC analógico. Sin embargo, en la implementación 2-2, se realiza el desplazamiento de ^{'fx x - fbase} de ^{fx x} (que se realizó usando IFFT/FFT en la implementación 2-1) por el OSC digital.

Por ejemplo, el desplazamiento de frecuencia por el OSC digital puede realizarse por el OSC digital multiplicando una señal por un valor coseno o un valor seno. En este caso, el oscilador digital puede obtener el valor coseno/seno por una técnica apropiada, por ejemplo, leyendo el valor coseno/seno de una memoria informática, o calculando el valor coseno/seno. Para hacer que la fase de la señal tenga un cierto valor en un punto en el tiempo específico, un OSC digital únicamente necesita estar configurado de manera que una dirección de una memoria leída por el OSC digital para una muestra específica sea la dirección de la memoria que almacena un valor coseno/seno que hace que la fase sea el cierto valor. Como alternativa, si se implementa el OSC digital para calcular un valor coseno/seno en lugar de leerlo de la memoria, entonces el oscilador digital únicamente necesita ajustar la fase a un valor deseado en un punto en el tiempo específico. Es decir, el OSC digital puede implementarse para leer una dirección de memoria que almacena un valor de desplazamiento de frecuencia que tiene el cierto valor de fase para un punto específico en el tiempo/muestra para ajustar la fase al cierto valor de fase para el punto en el tiempo/muestra específico. Por lo tanto, para el desplazamiento de frecuencia por el OSC digital, tales implementaciones pueden simplificar la función de reseteo de fase basándose en el símbolo del límite de OFDM. En tales escenarios, algunas implementaciones pueden no necesitar realizar la compensación previa de fase en el extremo de transmisión.

Para referencia, el desajuste de fase entre símbolos de OFDM puede resultar de la diferencia entre el intervalo de tiempo durante el que se aplica la IFFT/FFT y el intervalo de tiempo durante el que se está ejecutando el OSC astable. Implementar la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente con un OSC digital en lugar de un OSC astable, que es un OSC analógico, puede posibilitar un reseteo más fácil y más sencillo de la fase en el límite de los símbolos de OFDM. Sin embargo, la conversión ascendente/conversión descendente hasta el punto de la frecuencia portadora por el OSC digital puede provocar una complejidad muy alta puesto que el transmisor y el receptor pueden necesitar realizar la multiplicación en unidades de varios GHz. Por ejemplo, para realizar la conversión ascendente/conversión descendente a/desde 2 GHz usando un OSC digital, debe realizarse el muestreo en unidades de al menos 4 GHz de acuerdo con el teorema de muestreo de Nyquist. Por consiguiente, el OSC digital debe implementarse para multiplicar la señal de entrada por el valor coseno/seno de la conversión ascendente/conversión descendente basándose en la unidad de muestreo de 4 GHz. Implementar un gran número de operaciones de multiplicación con un módulo digital puede ser muy complejo en algunos escenarios, y puede conducir a un aumento en el coste de fabricación del transmisor y el receptor. Por lo tanto, en algunos escenarios, la magnitud global de la frecuencia portadora no se convierte de manera ascendente/convierte de manera descendente por el OSC digital.

Por medio de una comparación, en la implementación 2-1, anteriormente descrita, el lado de transmisión está configurado para realizar un proceso de conversión ascendente a una frecuencia que corresponde a /^base por el OSC de la etapa de RF (es decir, el OSC astable) y un proceso de determinación de la posición de mapeo de recursos en la IFFT usando ^ffrac (o ^{’f j x} - ^fbase'). En escenarios donde ^{Acompensación} no es 0, el lado de transmisión de acuerdo con la implementación 2-1, anteriormente descrita, puede realizar adicionalmente la etapa de reseteo de la fase en una base símbolo a símbolo de OFDM (por ejemplo, para tener la fase cero en el tiempo final del prefijo cíclico CP) usando un OSC digital para ^{Acompensación.} En algunos escenarios de la implementación 2-1, anteriormente descrita, la señal emitida en la banda base puede volverse asimétrica con respecto a Cc dependiendo del valor de ^ffrac (o ^{f jx} - ^fbase). Esto puede limitar la eficacia del espectro filtrando después de la IFFT emitida en el transmisor (o antes de la entrada de la FFT en el receptor). Por ejemplo, una porción de la salida de la IFFT (o una entrada de FFT) puede estar fuera de la región de filtración del transmisor (o receptor), dando como resultado distorsión de señal en los bordes de banda debido a la filtración.

Por lo tanto, para tratar tales problemas, en algunos escenarios puede ser deseable modificar las operaciones del lado de transmisión de la implementación 2-1 para implementar la función de conversión ascendente de frecuencia (es decir, desplazamiento ascendente de frecuencia) y el reseteo de fase que corresponde a ^ffrac (o ^{’f j x} - ^fbase') a través de la posición de mapeo de recursos de la IFFT.

Por consiguiente, para este fin, en la implementación 2-2 descrita en el presente documento, en el lado de transmisión, la función del desplazamiento de frecuencia y reseteo de fase para una frecuencia que corresponde a ^ffrac (o ^{f j x - fbase)} están configurados con un OSC digital como en el caso del desplazamiento de frecuencia en la Figura 6A, es decir, el desplazamiento de frecuencia en ^{Acompensación} usando un OSC digital.

Se proporcionan ejemplos adicionales de los escenarios anteriormente descritos proporcionados con referencia a las Figuras 7A y 7B, a continuación.

Las Figuras 7A y 7B son diagramas que ilustran ejemplos de mapeo de recursos de acuerdo con la implementación 2-1 y la implementación 2-2 de la presente divulgación, respectivamente. Específicamente, la Figura 7A ilustra un ejemplo de mapeo de recursos y conversión ascendente de acuerdo con la implementación 2-1, y la Figura 7B ilustra un ejemplo de mapeo de recursos y conversión ascendente de acuerdo con la implementación 2-2.

Haciendo referencia a la parte izquierda de la Figura 7A, en algunos sistemas de comunicación inalámbrica, los símbolos de información ^ak de las subportadoras en un símbolo de OFDM (donde ^k es un índice de subportadora) se mapean a un módulo de IFFT, y los símbolos de información mapeados al módulo de IFFT están distribuidos simétricamente (de manera aproximada) con respecto al centro del módulo de IFFT o la CC.

En contraste, haciendo referencia a la parte derecha de la Figura 7A, en la implementación 2-1 de la presente divulgación, la posición de mapeo a la IFFT de ^ak se desplaza, por ejemplo, por una cantidad M ^rac. En tales escenarios donde se cambia la posición de mapeo de recurso de la IFFT como se muestra en la parte derecha de la Figura 7A, entonces una porción de la salida de la IFFT puede estar fuera de la región de filtración del transmisor. Puesto que la porción de la salida de la IFFT que está fuera de la región de filtración no sería sometida a la filtración, la señal puede distorsionarse en el borde de banda.

Para tratar este problema, como se muestra en la Figura 7B, la implementación 2-2 desplaza la posición de frecuencia de la salida de la IFFT por ^{frac+ A compensacón} (es decir, ^{' f j x - fbase')} mediante una oscilación digital a una posición deseada (después de realizar la filtración adecuada, si la hubiera) con la posición de mapeo de recursos de IFFT sin cambiar.

Las Figuras 8A y 8B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 2-2 de la presente divulgación. Específicamente, la Figura 8A muestra un ejemplo de una parte de la estructura del lado de transmisión de acuerdo con la implementación 2-2, y la Figura 8B muestra un ejemplo de una parte de la estructura del lado de recepción de acuerdo con la implementación 2-2. En las Figuras 8A y 8B, el término ^ti indica la posición de inicio de la parte de señal de un símbolo de OFDM ^I en el dominio del tiempo, y puede expresarse como ^{t= tinicio, l}+ ^ p / c .

Haciendo referencia en primer lugar a la Figura 8A, para realizar conversión ascendente de frecuencia ^{f j x} el transmisor, de acuerdo con la implementación 2-2, realiza la conversión ascendente para una frecuencia que corresponde a ^fbase de ^{f j x} por un oscilador (es decir, un OSC analógico) en la etapa de RF, y realiza la conversión ascendente de frecuencia y el reseteo de fase para una frecuencia que corresponde a ^{ffrac+Acompensación} (es decir, ^{' f j x -fbase')} (por ejemplo para tener la fase cero en el tiempo final del prefijo cíclico CP) por un OSC digital en una base símbolo a símbolo de OFDM. Las operaciones del lado de recepción de acuerdo con la implementación 2-2 pueden realizarse de una manera análoga como el lado de transmisión, descrito a continuación.

Haciendo referencia a la Figura 8B, para realizar conversión descendente de frecuencia por ^fRx, el receptor de acuerdo con la implementación 2-2, realiza la conversión descendente para una frecuencia que corresponde a ^fbase de ^{í r x} por un oscilador (es decir, un OSC analógico) en la etapa de RF, y realiza conversión descendente de frecuencia y reseteo de fase para una frecuencia que corresponde a ^{f frac+ Á compensación} (es decir, ^{’fRx- fbase ')} (por ejemplo, para tener la fase cero en el tiempo final del prefijo cíclico CP) por un OSC digital en una base símbolo a símbolo de OFDM.

Por comparación, en la implementación 2-1 anteriormente descrita, el lado de recepción está configurado para realizar un proceso de conversión descendente con una frecuencia que corresponde a ^fbase por el OSC de la etapa de RF (es decir, el OSC astable) y un proceso de determinación la posición de desmapeo de recursos en la FFT usando (o ^{'fRx -fbase ’) .} Si el valor de ^{Á compensación} no es 0, entonces el lado de recepción de acuerdo con la implementación 2-1, anteriormente descrita, puede realizar el proceso de reseteo de fase en una base de símbolo a símbolo de OFDM (por ejemplo, para tener la fase cero en el tiempo final del prefijo cíclico CP) usando un OSC digital para ^{Á compensación.} En algunos escenarios de la implementación 2-1 anteriormente descrita, el grado de asimetría de la señal emitida en la etapa de conversión descendente de RF puede ser grande con respecto a CC dependiendo del valor de ^{f frac} (o ^’fRx - ^{fbase ').} Esto puede limitar la eficacia del espectro por la filtración en la etapa de salida de conversión descendente del receptor.

Por lo tanto, para tratar tales problemas, en algunos escenarios, puede ser deseable modificar las operaciones de lado de recepción de la implementación 2-1 para implementar conversión descendente de frecuencia (es decir, desplazamiento descendente de frecuencia) y reseteo de fase que corresponde a ^{f frac} (o ^{’fRx- fbase ')} a través de la posición del mapeo de recursos de la FFT.

Por consiguiente, para este fin, en la implementación 2-2, en el lado de recepción, la función de desplazamiento de frecuencia y reseteo de fase para una frecuencia que corresponde a ^{f frac} (o ^’fRx - ^{fbase ')} está configurada con un OSC digital como en el caso de desplazamiento de frecuencia en la Figura 6B, es decir, el desplazamiento de frecuencia por ^{Á compensación} usando un OSC digital. En este punto, el número de frecuencias ^{f frac} (o ^’fRx - ^{fbase ')} usadas para la frecuencia conversión descendente y el reseteo de fase puede ser 128 (o 128*3 si ^{Á compensación} no es 0 de acuerdo con la banda de frecuencia).

* Implementación 3

Las Figuras 9A a 9C son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación 3 de la presente divulgación. Específicamente, la Figura 9A muestra un ejemplo de una parte de la estructura del lado de transmisión de acuerdo con la implementación 3, y las Figuras 9B y 9c muestran ejemplos de una parte de la estructura de lado de recepción de acuerdo con la implementación 3.

La Ecuación 24, anterior, puede modificarse como sigue.

Ecuación 26

Basándose en la última línea de la Ecuación 26, se describirá la implementación 3 de la presente divulgación. La implementación 3 y la implementación 2-1 tienen similitudes en que, por ejemplo, ^Nfrac = módulo(NTx,128) desempeña el mismo papel en la implementación 3 que en la implementación 2-1. Haciendo referencia a la Figura 9A, el término ^Nfrac = módulo(N^{r x} ,128) es un término para cambiar la posición de mapeo de un recurso (es decir, la posición de mapeo de una subportadora) en el término de IFFT. Como se describe en la implementación 2-1, anterior, ^{oj2 n lk k 0+Nfra c - N : tamaño,^}

^{cuadrícula 1} P/2)AJ(£-. ^{t in ic io ,l} WCP,írc) corresponde al término de IFFT. En el término de IFFT, _k + _ko + _Nfrac - ^{N cu™ drí°uiaN scB / 2} indica la posición de mapeo de un recurso para IFFT.

Haciendo referencia a ^{e j2n(fbase+Ácompensación/t} en la última línea de la Ecuación 26, la implementación 3 difiere de la implementación 2-1 como sigue. En la expresión ^{e ^ n(fbase+Acompensación/t,} la frecuencia ^fbase es una frecuencia que está más cerca de ^{f j x} entre las frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128A/ (por ejemplo, entre frecuencias menores o iguales que ^{f r x} o entre frecuencias mayores o iguales que ^{f r x ,} o entre frecuencias en ambos lados de ^{f r x ) .} Como ejemplos, la frecuencia ^fbase puede ser igual a un múltiplo entero de 1,92 MHz cuando A/=15 kHz, y puede ser igual a un múltiplo entero de 3,84 MHz cuando A/=30 kHz, y puede ser igual a un múltiplo entero de 7,68 MHz cuando A/=60 kHz, y puede ser igual a un múltiplo entero de 15,36 MHz cuando A/=120 kHz. La frecuencia ^fbase puede expresarse como ^{N int}*128A/ (donde ^{N int} es un número entero).

La expresión ^{e '2n(fbase*Acompensaaón)t} representa una operación de conversión ascendente a una frecuencia obtenida añadiendo ^{Acompensación} a ^fbase (es decir, ^{fbase*Acompensación),} y se procesa por un OSC analógico. Puesto que el ^{Acompensación} procesado por el OSC analógico puede provocar la discontinuidad de fase por símbolo, en algunas implementaciones, el lado de transmisión de la implementación 3 realiza la compensación de fase para ^{Acompensac ón} usando ^{^ T x _ compensací6n,l ^com pensación ‘ { j* in ic io ,l} ^^CP,í^c)-

Por medio de la comparación, la implementación 2, anteriormente descrita, desplaza a la frecuencia en una base muestra a muestra rotando la fase (es decir, desplazando la fase) en una base muestra a muestra para el desplazamiento de frecuencia por ^{Acompensación.} Es decir, la implementación 2, anteriormente descrita, utiliza un valor complejo derivado en una base muestra a muestra para rotar la fase en una base muestra a muestra. En contraste, la implementación 3 únicamente multiplica la salida de la IFFT por un valor complejo fijo en una base símbolo a símbolo de OFDM, como se muestra en la Figura 9A.

Adicionalmente, por medio de la comparación, la implementación 1, anteriormente descrita, utiliza 128 o 128*3 secuencias con valor complejo para la compensación de fase para todos los candidatos de frecuencia portadora disponible. Es decir, puesto que la implementación 1 utiliza uno de los 128 o 128*3 valores complejos por símbolo para cada frecuencia portadora, la implementación 1 utiliza 128 o 128 * 3 secuencias de valor complejo para la compensación de fase de acuerdo con las frecuencias portadoras. En contraste, la implementación 3 no utiliza 128 o 128*3 secuencias con valor complejo para ^{ffra c} puesto que la implementación 3 realiza el desplazamiento de frecuencia por ^{ffra c} cambiando la posición de mapeo de recurso a IFFT, y únicamente realiza compensación de fase para ^{Acompensacón} que se implementa a través de conversión ascendente de frecuencia analógica. Por lo tanto, puesto que la implementación 3 únicamente realiza la compensación de fase para ^{Acompensación=-5} kHz o ^{Acompensación=5} kHz, utiliza únicamente dos secuencias con valor complejo para la compensación de fase para ^{Acompensación=+/-5} kHz. Puesto que la frecuencia negativa corresponde a la fase opuesta de una frecuencia positiva, la implementación 3 realmente utiliza únicamente una secuencia con valor complejo para la compensación de fase. En algunas implementaciones, en el caso de los rangos de frecuencia FR2 y FR1 (> 3 GHz) o en el caso de ^{Acompensacón=0} en el rango de frecuencia FR1 (<3 GHz), la función de conversión ascendente a la frecuencia portadora puede estar configurada sin ninguna operación adicional (por ejemplo, desplazamiento de frecuencia por ^{Acompensación)} distinto de la IFFT y conversión ascendente, como en el caso de la implementación 2.

La implementación 3 es aplicable al lado de recepción, así como el lado de transmisión. La Ecuación 25 puede modificarse en la siguiente ecuación.

Ecuación 27

Basándose en la última línea de la Ecuación 27, se describirá la implementación 3 de la presente divulgación. La implementación 3 y la implementación 2-1 tienen algunas similitudes en que, por ejemplo, ^Nfrac = módulo(NRx,128) desempeña el mismo papel tanto en la implementación 3 como en la implementación 2-1. Haciendo referencia a las Figuras 9B y 9C, el término ^Nfrac = módulo(NRx, 128) es un término para cambiar la posición de desmapeo de un recurso (es decir, la posición de desmapeo a una subportadora) en el término de FFT. Como se ha descrito anteriormente con respecto a la implementación 2-1, anteriormente, 5-;2K(fc+fc0Rx+W/rac-W*;¡“(j1I!!°ul‘laWsRcB/2)Aj(£ ^{tinicio.l ^ cp ,T c )} corresponde al término de FFT. En el término de FFT, _k + _{k o,Rx} + ^Nfrac - Nc£“^ “ °u¡aWscS/2 indica la posición de desmapeo de un recurso (por ejemplo, una subportadora) por FFT. Como tal, ^k + ^{k o,Rx} + ^{N frac} - Nc£“^ “ ciSaWscS/2 es un término relacionado con las posiciones de salida de subportadoras de la FFT.

Haciendo referencia a ^{e-j2n(fbase+A} en la última línea de la Ecuación 27, la implementación 3 difiere de la implementación 2-1 como sigue. En la expresión ^{e -2n('base+Acompensación} ) ', la frecuencia ^fbase es una frecuencia que está más cerca de ^fpx entre las frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128Af (por ejemplo, entre frecuencias menores o iguales que ^fRx o entre frecuencias mayores o iguales que ^fpx o entre frecuencias en ambos lados de ^fRx). La frecuencia ^fbase puede expresarse como N^int* 128Af (donde N^int es un número entero).

La expresión ^{e 'j2n(fbase+Acompensación) t} representa una operación de conversión descendente por la frecuencia obtenida añadiendo ^{Acompensacón} a ^fbase, y se procesa por un OSC analógico. Puesto que ^{Acompensación} procesado por el OSC analógico provoca la discontinuidad de fase por símbolo, el lado de recepción de la implementación 3 realiza la compensación de fase usando HV_compe„ sac¡ón,¡ ^{= 2 n A com pensaclon - ( t ln lc lo ,l N £ p l Tc) .} Similar a la descripción con resp1ecto a las Figuras 5B y _j 5C, ’ anteriores, i i puede realizarse la comp i ensación de fase usando _{r'--*-_compensacion,1} ^{, =}

^{2 n A com pensaclón • ( t in ic i0 ,l N £ p l Tc)} antes de la FFT como se muestra en la Figura 9B o puede realizarse después de la FFT como se muestra en la Figura 9C. En estos ejemplos, la Figura 9B y la Figura 9C difiere únicamente en la posición en la que se realiza la compensación de fase para ^{Acompensación,} y otras operaciones/funciones del receptor son iguales.

Por medio de la comparación, la implementación 2 desplaza la frecuencia en una base muestra a muestra rotando la fase en una base muestra a muestra para el desplazamiento de frecuencia por ^{Acompensación.} Es decir, la implementación 2 implementa un valor complejo derivado en una base muestra a muestra para rotar la fase en una base muestra a muestra. En contraste, la implementación 3 únicamente multiplica la entrada a la FFT por un valor complejo fijo en una base símbolo a símbolo de OFDM.

Además, por medio de la comparación, la implementación 1 utiliza secuencias con valor complejo de 128 o 128*3 para la compensación de fase para todos los candidatos de frecuencia portadora disponibles. Es decir, puesto que la implementación 1 utiliza uno de los 128 o 128*3 valores complejos por símbolo para cada frecuencia portadora, la implementación 1 utiliza 128 o 128 * 3 secuencias de valor complejo para la compensación de fase de acuerdo con las frecuencias portadoras. En contraste, la implementación 3 no utiliza 128 o 128*3 secuencias con valor complejo para ^{f a} puesto que la implementación 3 realiza el desplazamiento de frecuencia por ^{f a} cambiando la posición de desmapeo de recursos de la FFT, y únicamente realiza compensación de fase para ^{Acompensación} que se implementa a través de conversión descendente de frecuencia analógica. Por lo tanto, la implementación 3 utiliza únicamente dos secuencias con valor complejo que corresponden a /-5 kHz para la compensación de fase para ^{Acompensación=+/-5} kHz.

Además, puesto que la frecuencia negativa corresponde a la fase opuesta de una frecuencia positiva, la implementación 3 realmente utiliza únicamente una secuencia con valor complejo para la compensación de fase. En algunas implementaciones, en el caso de los rangos de frecuencia FR2 y FR1 (> 3GHz) o en el caso de ^{Acompensación=0} en el rango de frecuencia FR1 (<3GHz), la función de conversión descendente a la frecuencia portadora puede estar configurada sin ninguna operación adicional (por ejemplo, desplazamiento de frecuencia por ^{Acompensacón)} distinto de la FFT y conversión descendente, como en el caso de la implementación 2.

Las implementaciones descritas anteriormente (la implementación 1, la implementación 2 y la implementación 3) se han analizado para escenarios donde se realiza la compensación de fase para la discontinuidad de fase en la frecuencia portadora T del lado de transmisión y la frecuencia portadora ^fRx del lado de recepción. Sin embargo, haciendo referencia a la Ecuación 16, anterior, la compensación de fase corresponde finalmente a corregir la discontinuidad de fase (es decir, desajuste de fase) que corresponde a ^fTx-fRx. Puesto que ^fTx y ^fRx corresponden a posiciones de subportadoras (por ejemplo, múltiplos enteros del espaciado de subportadora), puede realizarse también la compensación de fase en escenarios donde ^{Acompensacón} se considera que es cero. Por ejemplo, incluso si ^{Acompensacón} no es realmente igual a 0, siendo una suposición de ^{Acompensacón} igual a 0 puede corresponder al escenario de corrección/compensación de fase para que no se realice ^{Acompensación.} Como tal, las implementaciones de la presente divulgación pueden aplicarse también a un caso donde ^{Acompensación} se considera que es 0. Si se considera ^{Acompensacón} que es igual a 0, entonces puede realizarse la compensación de fase únicamente para las magnitudes de frecuencia excepto ^{Acompensación} en la frecuencia portadora en el lado de transmisión y el lado de recepción. En escenarios donde ^{Acompensacón} se considera que es 0 en el término de compensación de fase, se mantiene la igualdad T = ^{N T x * A f} y, por lo tanto, los términos ^{xVT x l = - 2 n f T x ( t in ic i0 ,l N ^ P/ T C)} y ^{'¥ Rx,l = 2 n f R x( t in ic i0 ,l N ^ P/ T C)} que corresponden a la compensación de fase en la última línea de la Ecuación 16 pueden expresarse como sigue.

Ecuación 28

^{V txa = ~ 2 n ( N T xA f )} -( t ^{in ic io ,l} ""^^CP,f^c)

Ecuación 29

^ V ,¡ ^{= 2 n ( N R x A f ) - ( t in ic io ,l} ""^ ^CP,f^c)

En la Ecuación 28, se mantienen las siguientes igualdades: ^fTx = ^{N T x * A f} + ^{Acompensación} = ^{N ¡n t*128 A f} + ^{Acompensación} = ^fbase + ^{N fra c *A f} + ^{Acompensación} = ^fbase + ^ffrac + ^{Acompensación.} Adicionalmente, en la Ecuación 29, se mantienen las siguientes igualdades. ^fRx — ^{N Rx* A f} + ^{A compensación} — N^int* 128Af ^{N frac* A t} + ^{A compensación} — ^fb

— ^fbase + ^{f frac} + ^{A compensación.} La generación/recuperación de señal de símbolo de OFDM de acuerdo con la presente divulgación, que se realiza asumiendo que ^{A compensación} es 0, puede aplicarse de manera similar a la implementación 1, a la implementación 2-1 y a la implementación 2-2 anteriormente descritas, excepto que no se realiza la compensación de fase para ^{A compensación} asumiendo que ^{A compensación} es 0.

En tales escenarios, la implementación 1, la implementación 2-1, la implementación 2-2 y la implementación 3 pueden implementarse como sigue, que corresponden a la implementación a1, a la implementación a2-1, a la implementación a2-2 y a la implementación a3, respectivamente.

* Implementación al

La Ecuación 19 relacionada con el lado de transmisión de la implementación 1 se proporciona de nuevo a continuación.

Ecuación 30

El término de compensación de fase de la implementación 1 se proporciona por ^{'V Tx,i = ~ 2 n ( N f r a c A f A com pensaclón) -( t in id o , i} +N<:p¡Tc), pero el término de compensación de fase de la implementación a1, que no considera ^{Acompensación,} se proporciona por ^{'V Tx,l = - 2 n ( N f r a c A f} ) • ^{( t in ic i0 ,, N : p l Tc) .}

Entre las Ecuaciones 22 y 23 relacionadas con el lado de recepción de la implementación 1, la Ecuación 23 se proporciona de nuevo a continuación.

Ecuación 31

El término de compensación de fase de la implementación 1 se proporciona por ¥ fix,¡ ^{= 2 n ( N f r a c A f A com pensación) -} ( ^{'h n ic io , i} + ^c p ¡7c), pero el término de compensación de fase de la implementación a1 se proporciona por ^{^ R x l = 2 n ( N RxA f )} • ( ^{t in ic i0 ,i N £ p l Tc)} en escenarios donde no se considera ^{Acompensación.}

La compensación de fase de la implementación 1 se realiza usando una de las secuencias con valor complejo de 128*3 para una banda de frecuencia donde ^{Acompensación} puede ser -5 kHz, 0 o 5 kHz, por ejemplo. En contraste, la compensación de fase de la implementación a1 se realiza usando una de 128 secuencias con valor complejo, independientemente de ^{Acompensación.} En la implementación a1, incluso si se realiza el desplazamiento de frecuencia para ^{Acompensación} por un OSC astable analógico, no se realiza la compensación de fase para corregir el desajuste de fase que puede tener lugar debido a ^{Acompensación.}

*Implementación a2-1

Las Figuras 10A y 10B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación a2-1 de la presente divulgación. Específicamente, la Figura 10A muestra una parte de la estructura del lado de transmisión de acuerdo con la implementación a2-1, y la Figura 10B muestra una parte de la estructura de lado de recepción de acuerdo con la implementación a2-1.

Considerando que se realiza la compensación de fase únicamente para componentes distintos de ^{Acompensación,} la Ecuación 24 relacionada con el lado de transmisión de la implementación 2-1 puede cambiarse a la siguiente ecuación.

Ecuación 32

La primera línea de la Ecuación 32 puede obtenerse sustituyendo ^{fbase ffrac Acompensación p a r a f j x} en la primera línea de la Ecuación 24. Como se observa a partir de la Ecuación 32, la compensación de fase de la implementación a2-1 puede realizarse cambiando la posición de mapeo de un recurso (que corresponde al término ^k + ^ko + ^Nfrac -ly ta m a ñ o ^ „ RB

iVcuadrícu la /2 ) en el término de IFFT ^{e i} 2n{k+k°+w/™c "cuadrícuia^^A/(t ^{t inici0Á} wjp¡rc) y realizar la conversión ascendente (que corresponde al término ^{e 2w(fbase+Acompensaaón) t)} a una frecuencia (es decir, ^{fbase+ A compensación)} obtenida añadiendo ^{A compensación} a ^fbase, que es una frecuencia cerca de ^{f j x} entre las frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128Af (por ejemplo, entre frecuencias menores o iguales que ^{f j x} o entre frecuencias mayores o iguales que ^{f j x} o entre frecuencias en ambos lados de ^{f j x ) .} En consecuencia, si no se realiza la compensación de fase para ^{A compensación ,} entonces puede realizarse la conversión ascendente a la frecuencia portadora a través del desplazamiento de mapeo de recursos para la IFFT y conversión ascendente (usando un OSC analógico) como se ilustra en la Figura 10A. En la implementación a2-2, incluso si se realiza el desplazamiento de frecuencia para ^{A compensación} por el OSC astable analógico, el ^{A compensacón} se considera que es 0, en concreto, no se realiza la corrección/compensación de fase para ^{A compensación.}

De manera análoga, considerando que se realiza la compensación de fase únicamente para componentes distintos de ^{Acompensación,} la Ecuación 25 relacionada con el lado de recepción en la implementación 2-1 puede modificarse a la siguiente ecuación.

Ecuación 33

La primera línea de la Ecuación 33 puede obtenerse sustituyendo ^fbase + ^ffrac + ^{Acompensación} para ^fRx en la primera línea de la Ecuación 25. Como puede observarse a partir de la Ecuación 33, la compensación de fase de la implementación 2-1a incluye el cambio de la posición de desmapeo de un recurso (que corresponde al término ^k + ^k 0^,Rx + ^Nfrac - ^{K u ™ d ríc u ia N ?cB /} 2) en el término de FFT ^{e -->2n( k k °,Rx+Nfra c -N cusi!í ]sNK?/} 2^{) A f ( t - t ínicio,i-N 'fCP[Tc)} y la conversión descendente (que corresponde al término e ^{e i2w(fbase+Acompensaaón)t)} por una frecuencia (es decir, ^{fb ase} + ^{Acompensación)} obtenido añadiendo ^{Acompensación} a ^fbase, que es una frecuencia más cerca de ^fRx entre las frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128Af (entre frecuencias menores o iguales que ^fRx o entre frecuencias mayores o iguales que ^fRx o entre frecuencias en ambos lados de fRx), en consecuencia, si no se realiza la compensación de fase para ^{Acompensación,} entonces puede realizarse la función de compensación de fase a través del desplazamiento de desmapeo de recursos para la f Ft y la conversión descendente (usando un OSC analógico) como se ilustra en la Figura 10B.

‘ Implementación a2-2

Las Figuras 11A y 11B son diagramas que ilustran ejemplos de la implementación a2-2 de la presente divulgación. Específicamente, la Figura 11A muestra una parte de la estructura del lado de transmisión de acuerdo con la implementación a2-2, y la Figura 11B muestra una parte de la estructura de lado de recepción de acuerdo con la implementación a2-2. En las Figuras 11A y 11B, el término ^ti indica la posición de inicio de la parte de señal de un símbolo de OFDM ⁱ en el dominio del tiempo, y puede expresarse como ^{t i= tinicio,l} + ^ cp,¡ ^{j c .}

Haciendo referencia en primer lugar a la Figura 11A, que muestra una parte de la transmisión en la implementación a2-2, la compensación ^{Acompensación} se considera que es 0, es decir, no se realiza la corrección/compensación de fase para ^{Acompensación.} Es decir, incluso si se realiza desplazamiento de frecuencia por ^{fbase+Acompensación} usando un OSC astable analógico, no se realiza la corrección/compensación de fase para ^{Acompensación.}

Por medio de la comparación, en la implementación a2-1 anteriormente descrita, en el lado de transmisor, se usa la frecuencia que corresponde a ^fbase y ^{A compensación} para el proceso de conversión ascendente por el OSC de la etapa de RF (el OSC astable) en el lado de transmisión, y se usa la porción que corresponde a ^{f frac} en el proceso de determinación de la posición de mapeo de recurso con respecto a la IFFT. Sin embargo, en algunos escenarios de la implementación a2-1, anteriormente descrita, el grado de asimetría de una salida de señal en la banda base puede aumentarse con respecto a CC dependiendo del valor de ^{f frac.} Esto puede limitar la eficacia del espectro filtrando después de la IFFT emitida en el transmisor (o antes de la entrada de la FFT en el receptor).

Por lo tanto, para tratar tales problemas, en algunos escenarios, puede ser deseable modificar las operaciones del lado de transmisión de la implementación a2-1, anteriormente descrita, para implementar la función de conversión ascendente de frecuencia a ^{f frac} (es decir, desplazamiento ascendente de frecuencia por ^{f frac)} y reseteo de fase ajustando la posición del mapeo de recursos de IFFT.

Por consiguiente, para este fin, en la implementación a2-2, en el lado del transmisor, puede realizarse la función del desplazamiento de frecuencia por ^{f frac} y el reseteo de fase por un OSC digital. Como tal, como se ilustra en la Figura IIA , para realizar la conversión ascendente de frecuencia por ^{f j x ,} la implementación a2-2 usa una frecuencia que corresponde a fbase y ^{A compensación} en ^{f j x} para conversión ascendente por el OSC astable en la etapa de RF, y usa ^{f frac} al realizar la conversión ascendente de frecuencia en una base de símbolo a símbolo de OFDM y reseteando la fase (por ejemplo, para tener la fase cero en el tiempo final del prefijo cíclico CP) a través del OSC digital.

Haciendo referencia a continuación a la Figura 11B, que muestra una parte del lado de recepción en la implementación a2-2, se considera la compensación A ^{compensación} que es 0, en concreto, no se realiza la corrección/compensación de fase para ^{A compensación.} Como tal, incluso si se realiza la compensación de frecuencia por ^{fbase+ A compensación} por el OSC astable analógico, no se realiza la corrección/compensación de fase para ^{A compensación.}

Por medio de la comparación, en la implementación a2-1 anteriormente descrita, en el lado de recepción, se usa la frecuencia que corresponde a ^fbase y ^{A compensación} para el proceso de conversión descendente por el OSC de la etapa de RF (el OSC astable) en el lado de recepción, y se usa la porción que corresponde a ^{f frac} en el proceso de determinación de la posición de desmapeo de recurso con respecto a la FFT. Sin embargo, en algunos escenarios de la implementación a2-1, anteriormente descrita, el grado de asimetría de una señal (es decir, la salida de RF) emitida en la conversión descendente puede aumentarse con respecto a CC que depende del el valor de ^{f frac.} Esto puede limitar la eficacia del espectro por la filtración después de la conversión descendente emitida en el receptor (o antes de la entrada del FFT en el receptor).

Por lo tanto, para tratar tales problemas, en algunos escenarios, puede ser deseable modificar las operaciones del lado de recepción de la implementación a2-1, anteriormente descrita, para implementar la función de conversión descendente de frecuencia (es decir, desplazamiento descendente de frecuencia) y resetear la fase que corresponde a ^{f frac} ajustando la posición del desmapeo de recursos de la FFT.

Por consiguiente, para este fin, en la implementación a2-2, en el lado de recepción, puede realizarse la función del desplazamiento de frecuencia por ^{f frac} y el reseteo de fase por un OSC digital. Como tal, como se ilustra en la Figura IIB , para realizar la conversión descendente de frecuencia por ^fRx, la implementación a2-2 usa una frecuencia que corresponde a ^fbase y ^{A compensacón} en ^{f j x} para conversión descendente por el OSC astable (el OSC analógico) en la etapa de RF, y usa ^{f frac} al realizar conversión descendente de frecuencia en una base símbolo a símbolo de OFDM y resetear la fase (por ejemplo, para tener la fase cero en el tiempo final del prefijo cíclico CP) a través del OSC digital.

Para recapitular, la implementación 1, la implementación 2 y la implementación 3 se resumen brevemente a continuación.

La implementación 1 predetermina 128 secuencias con valor de compensación (o 128*3 secuencias con valor de compensación si hay tres valores de ^{A compensación)} para compensación de fase, y realiza la compensación de fase en el correspondiente símbolo de OFDM usando una secuencia con valor de compensación para la correspondiente frecuencia portadora entre 128 o 128*3 secuencias con valor de compensación predeterminadas.

En la implementación 2, se usa un múltiplo entero de 128 A f como la frecuencia portadora de base fbase tanto en la implementación 2-1 como en la implementación 2-2, y se realiza el desplazamiento ascendente/descendente de frecuencia realizado por fbase por el OSC astable en la etapa de RF. En la implementación 2, el lado de transmisión compensa la diferencia de frecuencia entre fTx y fbase por el mapeo de recursos para IFFT (implementación 2-1), o compensa la diferencia por el desplazamiento de frecuencia usando el OSC digital después de iFFT (implementación 2-2). El lado de recepción de la implementación 2 compensa la diferencia de frecuencia entre fTx y fbase por el desmapeo de recursos para FFT (implementación 2-1), o compensa la diferencia desplazando de frecuencia usando el OSC digital antes de FFT (implementación 2-2).

La implementación 3 es similar a la implementación 2 excepto que la implementación 3 realiza la compensación de fase para ^{A compensación} en una base de símbolo a símbolo de OFDM, a diferencia de la implementación 2, que resetea la fase en una base muestra a muestra para el desplazamiento de frecuencia por ^{A compensación.}

La Figura 12 es un diagrama que ilustra otro ejemplo de uso de la presente divulgación.

Como se ha descrito anteriormente, para evitar el desajuste de fase entre símbolos de OFDM o para facilitar la compensación de fase, se usa una frecuencia que corresponde a un múltiplo entero de 128 A f por un OSC analógico en el proceso de generación de señal de símbolo de OFDM o recuperación de señal de símbolo de OFDM. Por ejemplo, cuando se cambia una numerología de una banda de frecuencia que soporta una pluralidad de numerologías, por ejemplo, cuando se cambia el espaciado de subportadora (SCS) de la banda de frecuencia de 30 kHz a 15 kHz, o viceversa, pueden desajustarse a las frecuencias que son múltiplos enteros de 128 Af. Por ejemplo, supóngase que una frecuencia que corresponde a un múltiplo entero de 128Af más cerca de f ^rx es f^base,1 cuando ^{A f= 3 0} kHz (donde f^base,1 =M^nt,1*128Af para ^{ú f = 3 0} kHz). Si la SCS cambia de Af=30 kHz a Af=15 kHz en la misma banda de frecuencia como f ^rx, la frecuencia f^base,o que corresponde a un múltiplo entero de 128 A f más cerca de la frecuencia de conversión ascendente f ^rx cuando Af=15 kHz (donde f^base,o=Ni^nt 0*128Af para Af=15kHz) puede diferir de f^base,1 por Af^base. Como alternativa, la frecuencia de conversión ascendente/conversión descendente puede variarse en Af^base de acuerdo con el cambio en SCS. En este caso, el transmisor y el receptor de la presente divulgación pueden compensar Af^base usando un OSC digital o el mapeo/desmapeo de recursos de IFFT/FFT de acuerdo con la implementación 2 de la presente divulgación anteriormente descrita, en lugar de realizar el reajuste de RF.

Las Figuras 13A y 13B ilustran ejemplos de una estructura de transmisor y una estructura de receptor de acuerdo con la presente divulgación. La estructura del lado de transmisión y el lado de recepción de la presente divulgación se describe basándose en la estructura básica de las Figuras 13A y 13B.

Haciendo referencia a la Figura 13A, el transmisor genera símbolos (en lo sucesivo denominados símbolos de información) para secuencias de bits introducidas de acuerdo con, por ejemplo, una técnica de generación de señal definida en la norma. El transmisor realiza, en el lado de entrada de la IFFT, el mapeo de recursos apropiado (es decir, el mapeo de subportadora) de los símbolos de información generados de acuerdo con la banda en la que ha realizarse la transmisión, y realiza la IFFT, que convierte una señal de dominio de la frecuencia en una señal de dominio del tiempo, en los símbolos de información de recursos mapeados. El transmisor inserta un prefijo cíclico (CP), que está configurado para mitigación/evitación de interferencia entre símbolos de OFDM, en la salida de IFFT. Por referencia, aunque las Figuras 5A a 11B ilustran que IFFT/FFT incluyen la función de mapeo/desmapeo de recursos y la función de anexión/desanexión de CP, la función de anexión/desanexión de CP puede implementarse de manera separada de la FFT/IFFT como se muestra en la Figura 13. Para una señal generada a través de IFFT y anexión de CP, el transmisor puede realizar la filtración o generación de ventanas para satisfacer características espectrales antes de realizar la conversión ascendente a una frecuencia portadora. Sin embargo, la filtración o la generación de ventanas puede no ser una función que debe implementarse dependiendo de las características de un dispositivo de RF. Para transmitir una señal generada mediante IFFT y anexión de CP o una señal generada mediante IFFT y anexión de CP (y filtración/generación de ventanas) usando una frecuencia portadora predefinida, el transmisor realiza conversión ascendente de la señal a la frecuencia portadora predefinida. En general, se realiza la conversión ascendente usando un convertidor de digital a analógico (DAC) para convertir una señal digital en una señal analógica, un oscilador y un PLL (Bucle de Enganche de Fase) para generar una frecuencia portadora, un mezclador para desplazar una señal de banda base a una frecuencia portadora deseada y similares. Posteriormente, el transmisor transmite la señal convertida de manera ascendente de frecuencia al exterior a través de un filtro analógico, un amplificador y una antena.

Puesto que las señales introducidas al convertidor de digital a analógico en el transmisor son señales digitales y las señales emitidas desde el convertidor de digital a analógico son señales analógicas, los módulos de transmisor usados para procesamiento de señal antes del convertidor de digital a analógico pueden ser módulos digitales, y los módulos de transmisor usados para el procesamiento de señal después del convertidor de digital a analógico pueden ser módulos analógicos.

El receptor realiza una operación que corresponde al proceso inverso del transmisor. En las operaciones del receptor, se recibe una señal que el transmisor transmite por el receptor a través de la antena, el amplificador y el filtro analógico del receptor. Haciendo referencia a la Figura 13b , el receptor realiza la conversión descendente en la señal recibida. En general, se realiza la conversión descendente usando un convertidor de analógico a digital (ADC) para convertir una señal analógica en una señal digital, un oscilador y PLL para generar una frecuencia portadora, un mezclador para desplazar una señal recibida a través de la frecuencia portadora a una señal de banda y similares. El receptor puede filtrar la señal transmitida a través de la banda base de acuerdo con las características espectrales. La filtración puede no implementarse dependiendo de las características de los dispositivos de RF. El receptor desanexa el prefijo cíclico (CP) de la señal de banda base (filtrada o no filtrada) de acuerdo con la información de temporización previamente medida, y convierte la señal CP desanexada en una señal de dominio de la frecuencia a través de FFT para convertir una señal de dominio del tiempo en una señal de dominio de la frecuencia. La función de FFT incluye una función de desmapeo de recursos para derivar únicamente una señal transmitida al receptor de entre las señales de dominio de frecuencia enteras. El receptor recupera la señal transmitida por el transmisor de una señal desmapeada de recursos a través de un proceso de recuperación de símbolo para compensar una parte distorsionada en el canal, realiza un proceso de decodificación para una técnica de generación de señal específica, por ejemplo, una técnica de generación de señal definida por la norma de comunicación y, a continuación, obtiene la señal final (secuencia de bits). Tanto el proceso de compensación para la parte distorsionada en el canal como el proceso de decodificación corresponden al proceso de recuperación de símbolo.

Puesto que las señales introducidas al convertidor de analógico a digital en el receptor son señales analógicas y las señales emitidas del convertidor de analógico a digital son señales digitales, los módulos de receptor usados para el procesamiento de señal antes del convertidor de analógico a digital pueden ser módulos analógicos, y los módulos de receptor usados para el procesamiento de señal después del convertidor de analógico a digital pueden ser módulos digitales.

Aunque no se muestra en las Figuras 13A y 13B, el transmisor y el receptor pueden incluir un oscilador digital configurado para realizar las operaciones de acuerdo con la presente divulgación.

La Figura 14 es un diagrama de bloques que ilustra ejemplos de elementos de un dispositivo de transmisión 10 y un dispositivo de recepción 20 para implementar la presente divulgación.

El dispositivo de transmisión 10 y el dispositivo de recepción 20 incluye respectivamente unidades de frecuencia de radio (RF) 13 y 23 que pueden transmitir y recibir señales de radio que llevan información, datos, señales y/o mensajes, las memorias 12 y 22 para almacenar información relacionada con la comunicación en un sistema de comunicación inalámbrica, y los procesadores 11 y 21 operativamente conectados a los elementos, tales como las unidades de RF 13 y 23 y las memorias 12 y 22 para controlar los elementos y configurados para controlar las memorias 12 y 22 y/o las unidades de RF 13 y 23 de modo que un correspondiente dispositivo puede realizar al menos una de las implementaciones anteriormente descritas de la presente divulgación.

Las memorias 12 y 22 pueden almacenar programas para procesar y controlar los procesadores 11 y 21 y pueden almacenar temporalmente información de entrada/salida. Las memorias 12 y 22 pueden usarse como memorias intermedias.

Los procesadores 11 y 21 controlan en general la operación global de diversos módulos en el dispositivo de transmisión y el dispositivo de recepción. Especialmente, los procesadores 11 y 21 pueden realizar diversas funciones de control para implementar la presente divulgación. Los procesadores 11 y 21 pueden denominarse como controladores, microcontroladores, microprocesadores o microordenadores. Los procesadores 11 y 21 pueden implementarse por hardware, firmware, software o una combinación de los mismos. En una configuración de hardware, los circuitos integrados específicos de la aplicación (ASIC), los procesadores de señales digitales (DSP), los dispositivos de procesamiento de señales digitales (DSPD), los dispositivos lógicos programables (PLD) o los campos de matrices de puertas programables (FPGA) pueden incluirse en los procesadores 11 y 21. En algunas implementaciones, si se implementa la presente divulgación usando firmware o software, el firmware o software puede configurarse para incluir módulos, procedimientos, funciones, etc., que realizan las funciones u operaciones de la presente divulgación. El firmware o software configurado para realizar la presente divulgación puede incluirse en los procesadores 11 y 21 o almacenarse en las memorias 12 y 22 para que se controle por los procesadores 11 y 21.

En algunos escenarios de la presente divulgación, las funciones, procedimientos y/o métodos desvelados en la presente divulgación pueden implementarse por un chip de procesamiento (también denominado un dispositivo de procesamiento). El chip de procesamiento puede ser un sistema en chip (SoC). El chip de procesamiento puede incluir el procesador 11 y/o 21 y la memoria 12 y/o 22, y puede montarse en, instalarse en, o conectarse en el dispositivo de transmisión 10 o el dispositivo de recepción 20. El chip de procesamiento puede estar configurado para realizar o controlar uno cualquiera de los métodos y/o procesos descritos en el presente documento y/o para hacer que tales métodos y/o procesos se realicen por un dispositivo de comunicación en el que está montado, está instalado o está conectado el chip de procesamiento. Las memorias 12 y 22 en el chip de procesamiento pueden estar configuradas para almacenar códigos de software que incluyen instrucciones que, cuando se ejecutan por el procesador, hacen que los procesadores 11 y 21 realicen alguna o todas las funciones, métodos o procesos analizados en la presente divulgación. Las memorias 12 y 22 en el chip de procesamiento pueden almacenar o almacenar en memoria intermedia información, datos o señales generados por el procesador del chip de procesamiento o la información, datos o señales recuperados u obtenidos por los procesadores 11 y 21 del chip de procesamiento. Uno o más procesos que implican la transmisión o recepción de la información, datos o señales puede realizarse por los procesadores 11 y 21 del chip de procesamiento o bajo el control de los procesadores 11 y 21 del chip de procesamiento. Por ejemplo, las unidades de RF 13 y 23 operativamente conectadas o acopladas al chip de procesamiento pueden transmitir o recibir señales que contienen la información o datos bajo el control del procesador 11 y 21 del chip de procesamiento.

El procesador 11 montado en, instalado en o conectado al dispositivo de transmisión 10 realiza codificación y modulación predeterminada para una señal y/o datos planificados para que se transmitan al exterior por el procesador 11 o un planificador conectado con el procesador 11 y, a continuación, transfiere los datos codificados y modulados a la unidad de RF 13. Por ejemplo, el procesador 11 convierte un flujo de datos para que se transmita en K capas a través de la demultiplexación, codificación de canal, aleatorización y modulación. El flujo de datos codificados también se denomina como una palabra de código y es equivalente a un bloque de transporte que es un bloque de datos proporcionado por una capa de MAC. Se codifica un bloque de transporte (TB) en una palabra de código y cada palabra de código se transmite al dispositivo de recepción en forma de una o más capas. El procesador 11 puede determinar o generar símbolos (en lo sucesivo denominados símbolos de información) para secuencias de bits introducidas de acuerdo con, por ejemplo, una técnica de generación de señal definida en la norma. El procesador 11 puede determinar una frecuencia portadora para la transmisión de señales de radios. El procesador 11 puede determinar la frecuencia /base usada para la conversión ascendente de frecuencia. El procesador 11 puede determinar la frecuencia /b entre frecuencias que son múltiplos enteros de ^{— -r} ----- WmMestra--------- TA/, basándose en la frecuencia ^gcd{WCP1,WCp,2^{, ... ,Nmuestra\}

portadora. Para la conversión ascendente de frecuencia, la unidad de RF 13 puede incluir un oscilador. La unidad de RF 13 puede incluir ^{N t} (donde ^{N t} es un número entero positivo) antenas de transmisión. La unidad de RF 13 puede realizar conversión ascendente de frecuencia por un oscilador de acuerdo con la presente divulgación bajo el control del procesador 11 para generar una señal de símbolo de OFDM. Por ejemplo, en el caso de la implementación 2, el procesador 11 puede controlar el oscilador (es decir, el oscilador analógico) de la unidad de RF 13 para realizar la conversión ascendente usando una frecuencia que es un múltiplo entero de — ----- ^Nmuestra ---------- ^{a / .}

gcd{Ncp,i>Ncp,2>...^ m uestra}

Un proceso de procesamiento de señal del dispositivo de recepción 20 es la inversa del proceso de procesamiento de señal en el dispositivo de transmisión 10. Bajo el control del procesador 21, la unidad de RF 23 del dispositivo de recepción 20 recibe señales de radio transmitidas por el dispositivo de transmisión 10. La unidad de RF 23 puede incluir Nr antenas de recepción, y la unidad de RF 23 puede realizar la conversión descendente de frecuencia de cada señal recibida a través de las antenas de recepción por un oscilador de acuerdo con la presente divulgación bajo el control del procesador 21 para recuperar la señal de banda base. El procesador 21 puede determinar una frecuencia portadora para la recepción de señales de radios. El procesador 21 puede determinar una frecuencia /base usada para la conversión descendente de frecuencia. El procesador 21 puede determinar la frecuencia /base entre frecuencias que son múltiplos enteros de ^{— -r} ---- WmMestra--------- ^{- . A / ,} basándose en la frecuencia portadora. Por ejemplo, en el caso de ^{gcd[Ncp,i>Ncp},2^{>... >Nmuestra} j

la implementación 2, el procesador 21 puede controlar el oscilador (es decir, el oscilador analógico) de la unidad de RF 23 para realizar la conversión descendente usando una frecuencia que es un múltiplo entero de ^{— -r} ---- WmMestra---------- ^{- . A / .} La unidad de RF 23 puede incluir un oscilador para conversión descendente de frecuencia. ^gcd{WCP1,WCp,2^{, ... ,Nmuestra\}

El procesador 21 puede realizar la decodificación y demodulación de la señal de radio recibida a través de la antena de recepción para recuperar datos que el dispositivo de transmisión 10 pretendía transmitir originalmente.

Las unidades de RF 13 y 23 incluyen una o más antenas. Una antena realiza una función para transmitir señales procesadas por las unidades de RF 13 y 23 al exterior o recibir señales de radio del exterior para transferir las señales de radio a las unidades de RF 13 y 23. La antena puede llamarse también un puerto de antena. Cada antena puede corresponder a una antena física o puede estar configurada por una combinación de más de un elemento de antena física. La señal transmitida de cada antena no puede deconstruirse más por el dispositivo de recepción 20. Una RS transmitida a través de una correspondiente antena define una antena desde el punto de vista del dispositivo de recepción 20 y posibilita que el dispositivo de recepción 20 derive la estimación de canal para la antena, independientemente de si el canal representa un único canal de radio de una antena física o un canal compuesto de una pluralidad de elementos de antena física que incluyen la antena. Es decir, se define una antena de manera que puede obtenerse un canal que lleva un símbolo de la antena de un canal que lleva otro símbolo de la misma antena. Una unidad de RF que soporta una función de MIMO de transmisión y recepción de datos usando una pluralidad de antenas puede conectarse a dos o más antenas.

En la presente divulgación, un equipo de usuario (UE), es decir, un terminal opera como el dispositivo de transmisión 10 en el enlace ascendente y como el dispositivo de recepción 20 en el enlace descendente. En la presente divulgación, la estación base opera como el dispositivo de recepción 20 en el enlace ascendente y como el dispositivo de transmisión 10 en el enlace descendente.

El procesador 11 montado en, instalado en o conectado al dispositivo de transmisión 10, puede estar configurado para realizar procesos de acuerdo con la presente divulgación en una señal que va a transmitirse, y puede controlar los módulos (véase la Figura 13A) del transmisor para realizar operaciones de acuerdo con la presente divulgación en la señal que va a transmitirse o la señal procesada. Por ejemplo, para un desplazamiento de frecuencia que corresponde a la diferencia entre ^{/ o} y /base, el procesador 11 puede controlar la IFFT para desplazar de manera ascendente la posición de mapeo de recurso de la señal que va a transmitirse para la IFFT por Nfrac. Como otro ejemplo, el procesador 11 puede controlar el oscilador digital para realizar desplazamiento ascendente de frecuencia por la diferencia entre ^{/ o} y /b ase. Como otro ejemplo, el procesador 11 puede controlar el oscilador digital para resetear la fase a un cierto valor al final de la parte de prefijo cíclico (CP) del símbolo de OFDM, es decir, en el comienzo de la parte de señal de símbolo de OFDM. El procesador 11 puede estar configurado para usar una frecuencia más cerca de ^{/ o} entre frecuencias que son múltiplos enteros de ^{— -r} ----WmMestra----------TA / como fbase.

^{gcd[Ncp,i>Ncp,2>... ^m uestra} j

El procesador 21 en el dispositivo de recepción 10 puede controlar los módulos (véase la Figura 13B) del receptor para realizar las operaciones de acuerdo con la presente divulgación en la señal recibida, y estar configurado para realizar procesos de acuerdo con la presente divulgación en las señales de la unidad de RF 23. Por ejemplo, para un desplazamiento de frecuencia que corresponde a la diferencia entre ^{/ o} y ^{/ base}, el procesador 21 puede controlar la FFT para desplazar de manera descendente la posición de desmapeo de recursos de la FFT para la señal recibida por ^{N frac}. Como otro ejemplo, el procesador 21 puede controlar el oscilador digital para realizar el desplazamiento descendente de frecuencia por la diferencia entre ^{f o} y /base. Como otro ejemplo, el procesador 21 puede controlar el oscilador digital para resetear la fase a un cierto valor al final de la parte de prefijo cíclico (CP) del símbolo de OFDM, es decir, en el comienzo de la parte de señal de símbolo de OFDM. El procesador 21 puede estar configurado para usar una frecuencia más cerca de ^{f o} entre frecuencias que son múltiplos enteros de ^{— - r} ---- WmMestra--------- TAf como ^{gcá{NCp,t,NCp} ,2, ... ^{/^muestra)} f base.

El dispositivo de transmisión 10 puede estar configurado para incluir la Figura 13A. El dispositivo de recepción 20 puede estar configurado para incluir la Figura 13B. En las implementaciones de la presente divulgación anteriormente descrita, puede proporcionarse la conversión ascendente y conversión descendente por el oscilador astable en las unidades de RF 13, 23, y pueden realizarse las otras operaciones de la presente divulgación (por ejemplo, generación de señal de banda base, IFFT/FFT, mapeo/desmapeo de recursos, anexión/desanexión de prefijo cíclico (CP), filtración, recuperación de símbolo) por los procesadores 11, 21 o bajo el control de los procesadores 11, 21.

Aunque el dispositivo de transmisión 10 y el dispositivo de recepción 20 se muestran de manera separada en la Figura 14, el procesador 11, la memoria 12 y la unidad de RF 13 en el dispositivo de transmisión 10 pueden estar configurados también para realizar las operaciones del dispositivo de recepción 20, y el procesador 21, la memoria 22 y la unidad de RF 23 en el dispositivo de recepción 20 pueden estar configurados también para realizar las operaciones del dispositivo de transmisión 10. Una parte del transmisor ilustrado en la Figura 13A y una parte del receptor ilustrado en la Figura 13B puede implementarse como un transceptor. Como alternativa, el término "transceptor" puede usarse para hacer referencia a la unidad de RF 13 del dispositivo de transmisión 10 o a la unidad de RF 23 del dispositivo de recepción 20. Una parte del transmisor ilustrado en la Figura 13A y una parte del receptor ilustrado en la Figura 13B pueden implementarse con los procesadores 11,21.

Claims (12)

REIVINDICACIONES

1. Un método de transmisión, por un dispositivo de transmisión, de una señal de multiplexación por división ortogonal de frecuencia OFDM, en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo el método:

generar, por un módulo digital del dispositivo de transmisión, una señal de banda base de OFDM desplazada en frecuencia realizando el desplazamiento ascendente de frecuencia de una primera señal por una diferencia entre una frecuencia portadora ^{f o} y una primera frecuencia /^base, en donde la primera frecuencia /^base está, entre frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128.6.1, más cerca de la frecuencia portadora f^o, y en donde ^{A f} es un espaciado de subportadora de OFDM;

convertir de manera ascendente, por un oscilador analógico del dispositivo de transmisión, la señal de banda base de OFDM desplazada en frecuencia en la primera frecuencia /^base para generar una señal de símbolo de OFDM en la frecuencia portadora f^o;

y transmitir, por un transmisor del dispositivo de transmisión, la señal de símbolo de OFDM en la frecuencia portadora f^o.

2. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el módulo digital está configurado para implementar una transformada de Fourier rápida inversa, IFFT, en la primera señal.

3. El método de acuerdo con la reivindicación 2, en donde realizar el desplazamiento ascendente de frecuencia de la primera señal por la diferencia entre ^fo y f^base comprende:

desplazar de manera ascendente, por M ^rac, un mapeo de recurso para la primera señal que se introduce a la IFFT, donde ^{N frac} es un número entero que satisface ^{f e} - ^{f b ase} = N^frac Af.

4. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el módulo digital comprende un oscilador digital, y en donde realizar el desplazamiento ascendente de frecuencia de la primera señal por la diferencia entre ^fo y f^base se realiza por el oscilador digital.

5. El método de acuerdo con la reivindicación 4, que comprende adicionalmente:

resetear, por el oscilador digital y antes de transmitir la señal de símbolo de OFDM, una fase de la señal de símbolo de OFDM a un valor predeterminado en un final de un prefijo cíclico de la señal de símbolo de OFDM.

6. Un método de recepción, por un dispositivo de recepción, de una señal de multiplexación por división ortogonal de frecuencia, OFDM, en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo el método:

recibir una señal de símbolo de OFDM en una frecuencia portadora ^fo;

convertir de manera descendente, por un oscilador analógico del dispositivo de recepción, la señal de símbolo de OFDM por una primera frecuencia f^base para generar una señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente; y

generar, por un módulo digital del dispositivo de recepción, una señal de banda base de OFDM realizando el desplazamiento descendente de frecuencia de la señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente por una diferencia entre la frecuencia portadora ^fo y f^base,

en donde la primera frecuencia ^fbase se encuentra, entre frecuencias que corresponden a múltiplos enteros de 128Af, más cerca de la frecuencia portadora f^o, y en donde ^{A f} es un espaciado de subportadora de OFDM.

7. El método de acuerdo con la reivindicación 6, en donde el módulo digital está configurado para implementar un transformador de Fourier rápido, FFT, en la señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente.

8. El método de acuerdo con la reivindicación 7, en donde realizar el desplazamiento descendente de frecuencia de la señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente por la diferencia entre ^{f o} y f^base comprende: desplazar de manera descendente, por N^frac, un desmapeo de recurso de la FFT para la señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente, donde ^{N frac} es un número entero que satisface fa - f^base = N^frac*Af.

9. El método de acuerdo con la reivindicación 6, en donde el módulo digital comprende un oscilador digital, y en donde realizar el desplazamiento descendente de frecuencia de la señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente por la diferencia entre ^{f o} y f^base se realiza por el oscilador digital.

10. El método de acuerdo con la reivindicación 9, que comprende adicionalmente:

resetear, por el oscilador digital, una fase de la señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente a un valor predeterminado en un final de un prefijo cíclico de la señal de símbolo de OFDM convertida de manera descendente.

11. Un dispositivo de transmisión para transmitir una señal de multiplexación por división ortogonal de frecuencia, OFDM, en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo el dispositivo de transmisión:

un módulo digital;

un oscilador analógico;

al menos una antena;

al menos un procesador; y

al menos una memoria informática que es operativamente conectable al al menos un procesador y que tiene almacenada en la misma instrucciones que, cuando se ejecutan, hacen que el al menos un procesador realice operaciones de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5.

12. Un dispositivo de recepción para recibir una señal de multiplexación por división ortogonal de frecuencia, OFDM, en un sistema de comunicación inalámbrica, comprendiendo el dispositivo de recepción:

al menos una antena;

un oscilador analógico;

un módulo digital;

al menos un procesador; y

al menos una memoria informática que es operativamente conectable al al menos un procesador y que tiene almacenada en la misma instrucciones que, cuando se ejecutan, hacen que el al menos un procesador realice operaciones de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 6 a 10.