CN107834998B

CN107834998B - 一种宽频带正交信号产生装置

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Publication number: CN107834998B
Application number: CN201711058821.0A
Authority: CN
Inventors: 王静
Original assignee: Xian University of Science and Technology
Current assignee: Xian University of Science and Technology
Priority date: 2017-11-01
Filing date: 2017-11-01
Publication date: 2018-09-18
Anticipated expiration: 2037-11-01
Also published as: CN107834998A

Abstract

本发明公开了一种宽频带正交信号产生装置，包括可变相位RC单元、功率分配单元、相位差检测单元及调理电路单元，可变相位RC单元包括四个RC子单元；该装置采用单节RC多相滤波器即可覆盖0.2GHz‑6GHz的频段，对正交输出信号采用鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，将相位差信号经过调理后再加载到变容二极管上面，实时进行调整，保证了正交信号的准确性。且本发明仅需要一节RC相位调整单元，引入的损耗较小，而不需要额外的放大单元进行补偿；所采用的实时调整环路使相位误差显著降低，可广泛应用到各类收发信机里面。

Description

一种宽频带正交信号产生装置

【技术领域】

本发明属于射频天线技术领域，尤其涉及一种宽频带正交信号产生装置。

【背景技术】

无线通信系统发展非常迅速，得到了广泛的应用。第五代移动通信系统正在进入商用，相关的技术已经得到了广泛而深入的研究。其中，在收发信机结构设计上基本没有显著的变化。其收发信机结构主要方法有：超外差收发信机、零中频收发信机、数字中频收发信机等几类。对于用户终端接收机而言，由于其数量庞大，价格敏感，目前普遍的设计方法是尽量简化用户终端接收机设计，同时可以适当的增加基站的复杂度。从而，对于用户终端而言，往往采用结构简化的零中频接收机。零中频接收机需要两路本机振荡器，一路为同相分量I，一路为正交分量Q，其相位差为90度。其同相分量I与正交分量Q的相位差的准确性将严重影响通信质量及接收机的性能指标。

现有的正交信号发生器，分为如下几类。

基于DDS的正交信号发生器，DDS产生的正交信号其相位差异非常小，通常小于0.1度，频率低的时候甚至小于0.02度，性能非常优异。但是，采用DDS产生正交信号有着几大缺点：i)目前主流的DDS商用产品其最高可用频率在1.4GHz左右，如Analog公司的AD9914芯片；ii)DDS芯片的功耗普遍较高且与工作频率及精度成正比，如AD9914芯片其功耗平均约2.2W，大大超出了移动终端的承受能力；iii)DDS芯片的成本居高不下，如AD9914芯片的价格的参考价格为135美元/片。基于如上几点，DDS芯片目前不太可能应用到价格敏感的消费类移动终端设备中。

基于数字分频的正交信号发生器，本机振荡器产生的信号分成两路，一路经过一个D触发器，另外一路先经过反相器后，再进入到另外一个D触发器。则两个D触发器输出的信号其相位差为90度。此种工作模式可以在很宽的频段内工作，目前得到了广泛的应用。但是，其最大的缺点是振荡器频率高了两倍。从而，大大提高了对工艺及器件的要求。

基于无源多相滤波器的设计，其基本原理如图2所示，可见，其有多级相同的节组成，要想提高该类型的正交信号发生器的带宽，需要不断增加节数(图2中为3节)。但是，随着节数的增加，对信号的衰减越大，需要额外增加放大器进行补偿。同时，衰减过大会导致信号相位噪声等指标变差而不实用。

【发明内容】

本发明的目的是提供一种宽频带正交信号产生装置，以解决现有正交信号发生器准确性差、频带范围小、结构复杂的问题。

本发明采用以下技术方案：一种宽频带正交信号产生装置，包括可变相位RC单元、功率分配单元、相位差检测单元及调理电路单元，可变相位RC单元包括四个RC子单元；

其中，正向输入信号分别与第一RC子单元的电阻R1的一端、电容C12的一端、第二RC子单元的电阻R2的一端、电容C21的一端相连接；

负向输入信号分别与第三RC子单元的电阻R3的一端、电容C31的一端、第四RC子单元的电阻R4的一端、电容C41的一端相连接；

电阻R1的另一端分别与同相I支路功率分配单元的电阻R5的一端、R6的一端、第四RC子单元的电容C42的一端相连接；电阻R5的另一端为同相I支路的对外输出端；电阻R6的另一端连接至相位差检测单元的第一输入端；

电容C12的另一端分别连接分别与可变电容D1的一端、偏置电感L11的一端相连接；可变电容D1的另一端分别与电容C13的一端、偏置电感L12的一端连接；偏置电感L12的另一端接地；电容C13的另一端与电阻R2的另一端连接，且均与正交Q支路功率分配单元的电阻R7的一端、电阻R8的一端相连接，电阻R8的另一端连接至相位差检测单元的第二输入端；

电容C21的另一端分别连接分别与可变电容D2的一端、偏置电感L21的一端相连接；可变电容D2的另一端分别与电容C22的一端、偏置电感L22的一端连接；偏置电感L22的另一端接地；电容C22的另一端连接至电阻R3的另一端；

电容C31的另一端分别连接分别与可变电容D3的一端、偏置电感L31的一端相连接；可变电容D3的另一端分别与电容C32的一端、偏置电感L32的一端连接；偏置电感L32的另一端接地；电容C32的另一端连接至电阻R4的另一端；

电容C41的另一端分别连接分别与可变电容D4的一端、偏置电感L41的一端相连接；可变电容D4的另一端分别与电容C42的另一端、偏置电感L42的一端连接；偏置电感L32的另一端接地；

偏置电感L11的另一端、偏置电感L21的另一端、偏置电感L31的另一端、偏置电感L41的另一端均连接至调理电路单元的控制端；

相位差检测单元的输出端与调理电路单元的输入端连接。

进一步地，电容C12、电容C13、电容C21、电容C22、电容C31、电容C32、电容C41、电容C42均为隔直电容，且电容值均相等；

可变电容D1、可变电容D2、可变电容D3、可变电容D4的电容值均相等；

电容C21的电容值≥可变电容D1的电容值*10。

进一步地，偏置电感L11、偏置电感L12、偏置电感L21、偏置电感L22、偏置电感L31、偏置电感L32、偏置电感L11、偏置电感L41、偏置电感L42的电抗均相等，且均大于500欧。

进一步地，电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8的阻抗均为50欧。

进一步地，调理电路单元用于将误差电压放大至0-30V，且其输出控制电压Vctrl＝(Vphase+-Vphase-)-Vm)*6，其中，Vphase+、Vphase-分别为电位差检测单元的输出电压，Vm为预设的对应于90度相位差的电压值。

本发明的有益效果是：该装置采用单节RC多相滤波器即可覆盖0.2GHz-6GHz的频段，对正交输出信号采用鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，将相位差信号经过调理后再加载到变容二极管上面，实时进行调整，保证了正交信号的准确性。且本发明仅需要一节RC相位调整单元，引入的损耗较小，而不需要额外的放大单元进行补偿；所采用的实时调整环路使相位误差显著降低，可广泛应用到各类收发信机里面。

【附图说明】

图1为本发明宽频带正交信号发生装置框图；

图2为现有的基于无源多相滤波器的原理图；

图3为现有的无源多相滤波器示意图(PPN-A为第一级3节RC多相滤波器，PPN-B为第二级3节RC多相滤波器)；

图4为本发明中相位差检测单元的电路原理图；

图5为本发明中调理电路原理图；

图6为现有的3节RC多相滤波器(频率、相位、幅度特性)；

图7为本发明的单节RC滤波器(频率、相位、幅度特性)。

【具体实施方式】

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明公开了一种宽频带正交信号产生装置，如图1所示，包括可变相位RC单元(即为RC滤波器)、功率分配单元、相位差检测单元及调理电路单元，可变相位RC单元包括四个RC子单元。

第一RC子单元包括电阻R1、电容C12、电容C13、可变电容D1、偏置电感L11、偏置电感L12。第二RC子单元包括电阻R2、电容C21、电容C22、可变电容D2、偏置电感L21、偏置电感L22。第三RC子单元包括电阻R3、电容C31、电容C32、可变电容D3、偏置电感L31、偏置电感L32。第四RC子单元包括电阻R4、电容C41、电容C42、可变电容D4、偏置电感L41、偏置电感L42。功率分配单元包括同相I支路功率分配单元和正交Q支路功率分配单元，同相I支路功率分配单元包括电阻R5、电阻R6，正交Q支路功率分配单元包括电阻R7、电阻R8。

其中，正向输入信号分别与第一RC子单元的电阻R1的一端、电容C12的一端、第二RC子单元的电阻R2的一端、电容C21的一端相连接。

负向输入信号分别与第三RC子单元的电阻R3的一端、电容C31的一端、第四RC子单元的电阻R4的一端、电容C41的一端相连接。

电阻R1的另一端分别与同相I支路功率分配单元的电阻R5的一端、R6的一端、第四RC子单元的电容C42的一端相连接；电阻R5的另一端为同相I支路的对外输出端；电阻R6的另一端连接至相位差检测单元的第一输入端。

电容C12的另一端分别连接分别与可变电容D1的一端、偏置电感L11的一端相连接；可变电容D1的另一端分别与电容C13的一端、偏置电感L12的一端连接；偏置电感L12的另一端接地；电容C13的另一端与电阻R2的另一端连接，且均与正交Q支路功率分配单元的电阻R7的一端、电阻R8的一端相连接，电阻R8的另一端连接至相位差检测单元的第二输入端。

电容C21的另一端分别连接分别与可变电容D2的一端、偏置电感L21的一端相连接；可变电容D2的另一端分别与电容C22的一端、偏置电感L22的一端连接；偏置电感L22的另一端接地；电容C22的另一端连接至电阻R3的另一端。

电容C31的另一端分别连接分别与可变电容D3的一端、偏置电感L31的一端相连接；可变电容D3的另一端分别与电容C32的一端、偏置电感L32的一端连接；偏置电感L32的另一端接地；电容C32的另一端连接至电阻R4的另一端。

电容C41的另一端分别连接分别与可变电容D4的一端、偏置电感L41的一端相连接；可变电容D4的另一端分别与电容C42的另一端、偏置电感L42的一端连接；偏置电感L32的另一端接地。

偏置电感L11的另一端、偏置电感L21的另一端、偏置电感L31的另一端、偏置电感L41的另一端均连接至调理电路的控制端。相位差检测单元的输出端与调理电路的输入端连接。

本实施例中，电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4均选为100欧，可变电容D1、可变电容D2、可变电容D3、可变电容D4型号均选为SMV1265。

如图4所示，为相位差检测单元的实施图，其中，P1，P2分别为同相I支路及正交Q支路信号输入端，图中Vcc为+5V供电。相位差检测单元用于对正交输出信号采用鉴相器进行鉴相，得到相位差信号，并将相位差信号发送至变容二极管上面。

如图5所示，是调理电路的具体实施图，完成相位差信号到变容二极管的控制电压的转换，将相位差信号经过调理后再加载到变容二极管上面，实时进行调整，保证了正交信号的准确性。其中，VCC为+5V供电，VEE为-5V供电。调理电路的放大误差电压至0-30V，且其输出控制电压Vctrl＝(Vphase+-Vphase-)-Vm)*6，其中，Vphase+、Vphase-分别为电位差检测单元的输出电压，Vm为预设的对应于90度相位差的电压值。

其中，电容C12、电容C13、电容C21、电容C22、电容C31、电容C32、电容C41、电容C42均为隔直电容，且电容值均相等；可变电容D1、可变电容D2、可变电容D3、可变电容D4的电容值均相等；电容C21的电容值≥可变电容D1的电容值*10。

偏置电感L11、偏置电感L12、偏置电感L21、偏置电感L22、偏置电感L31、偏置电感L32、偏置电感L11、偏置电感L41、偏置电感L42的电抗均相等，且均大于500欧。电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8的阻抗均为50欧。

如图7所示，是本发明中由一节RC多相滤波器组成的正交信号发生装置的测试性能示意图，由图可知，同相I及正交Q的输出图中其频率范围约为6GHz，其相位差约为0.4度。幅度误差非常小，可忽略不计。

如图3所示，为现有技术(文献1)中设计的二级3节RC多相滤波器组成的正交信号发生器的测试性能示意图，根据其进行测试可得出如图6所示的测试性能示意图，由图可见，其最大频率范围约为6GHz，相位误差约为1.3度，幅度误差非常小，可忽略不计。其中，文献1：Yatao Peng,Lijun Zhang,Jun Fu,and Yudong Wang.Analysis and design of abroadband SiGe HBT image-reject mixer integrating quadrature signalgenerator.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques.Vol.(64),No.(3),Mar,2016.。

其采用了两个3节多相滤波器级联，其中，第一级覆盖频率低端，第二级覆盖频率高端。为了弥补功率损耗，在每一级后面增加了放大器。采用这种设计，其频率覆盖了大约6GHz频段，相位误差约为1度，是目前采用此类方法性能最优的实现方案。然而，此方案一共采用了6节RC多相滤波器，且相位误差明显偏大，需要改进。

因此，对比图6与图7可见，本发明仅需要一节RC多相滤波器，通过变容二极管调整RC相移网络，其频率范围达到了现有技术中二级3节RC多相滤波器组成的正交信号发生器。同时，期相位误差也显著小于现有技术中的正交信号发生器。可见，本发明装置的有效性，可广泛应用到各类收发信机中。

Claims

1.一种宽频带正交信号产生装置，其特征在于，包括可变相位RC单元、功率分配单元、相位差检测单元及调理电路单元，所述可变相位RC单元包括四个RC子单元；

功率分配单元包括同相I支路功率分配单元和正交Q支路功率分配单元，同相I支路功率分配单元包括电阻R5、电阻R6，正交Q支路功率分配单元包括电阻R7、电阻R8；

所述电阻R1的另一端分别与同相I支路功率分配单元的电阻R5的一端、电阻R6的一端、第四RC子单元的电容C42的一端相连接；所述电阻R5的另一端为同相I支路的对外输出端；所述电阻R6的另一端连接至所述相位差检测单元的第一输入端；

所述电容C12的另一端分别连接分别与可变电容D1的一端、偏置电感L11的一端相连接；所述可变电容D1的另一端分别与电容C13的一端、偏置电感L12的一端连接；所述偏置电感L12的另一端接地；所述电容C13的另一端与电阻R2的另一端连接，且均与正交Q支路功率分配单元的电阻R7的一端、电阻R8的一端相连接，所述电阻R8的另一端连接至所述相位差检测单元的第二输入端；

所述电容C21的另一端分别连接分别与可变电容D2的一端、偏置电感L21的一端相连接；所述可变电容D2的另一端分别与电容C22的一端、偏置电感L22的一端连接；所述偏置电感L22的另一端接地；所述电容C22的另一端连接至电阻R3的另一端；

所述电容C31的另一端分别连接分别与可变电容D3的一端、偏置电感L31的一端相连接；所述可变电容D3的另一端分别与电容C32的一端、偏置电感L32的一端连接；所述偏置电感L32的另一端接地；所述电容C32的另一端连接至电阻R4的另一端；

所述电容C41的另一端分别连接分别与可变电容D4的一端、偏置电感L41的一端相连接；所述可变电容D4的另一端分别与电容C42的另一端、偏置电感L42的一端连接；所述偏置电感L32的另一端接地；

所述偏置电感L11的另一端、偏置电感L21的另一端、偏置电感L31的另一端、偏置电感L41的另一端均连接至调理电路单元的控制端；

所述相位差检测单元的输出端与调理电路单元的输入端连接。

2.如权利要求1所述的宽频带正交信号产生装置，其特征在于，所述电容C12、电容C13、电容C21、电容C22、电容C31、电容C32、电容C41、电容C42均为隔直电容，且电容值均相等；

所述可变电容D1、可变电容D2、可变电容D3、可变电容D4的电容值均相等；

所述电容C21的电容值≥可变电容D1的电容值*10。

3.如权利要求1或2所述的宽频带正交信号产生装置，其特征在于，所述偏置电感L11、偏置电感L12、偏置电感L21、偏置电感L22、偏置电感L31、偏置电感L32、偏置电感L11、偏置电感L41、偏置电感L42的电抗均相等，且均大于500欧。

4.如权利要求3所述的宽频带正交信号产生装置，其特征在于，所述电阻R5、电阻R6、电阻R7、电阻R8的阻抗均为50欧。

5.如权利要求3所述的宽频带正交信号产生装置，其特征在于，所述调理电路单元用于将误差电压放大至0-30V，且其输出控制电压Vctrl＝(Vphase+-Vphase-)-Vm)*6，其中，Vphase+、Vphase-分别为电位差检测单元的输出电压，Vm为预设的对应于90度相位差的电压值。