JPH0969733A - 歪補償を有する増幅器 - Google Patents
歪補償を有する増幅器Info
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- JPH0969733A JPH0969733A JP7224169A JP22416995A JPH0969733A JP H0969733 A JPH0969733 A JP H0969733A JP 7224169 A JP7224169 A JP 7224169A JP 22416995 A JP22416995 A JP 22416995A JP H0969733 A JPH0969733 A JP H0969733A
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Abstract
機能を有する増幅器を提供し、極座標/直交座標、直交
座標/極座標の変換演算の必要を解消する歪み補償機能
を有する増幅器を提供する。 【解決手段】増幅器と、増幅器の入力信号と、該増幅器
の出力との誤差信号を求める手段と、誤差信号から該増
幅器の歪み特性成分を補償する補償係数を適応型アルゴ
リズムにより生成する手段と、生成された補償係数を該
入力信号に対応して出力する手段と、入力信号に対応し
て出力される補償係数を該入力信号に乗積して、該増幅
器に入力する手段とを有する。
Description
増幅器に関する。特に、線形変調信号を増幅する電力増
幅器、あるいは線形変調信号の受信機に用いる低雑音増
幅器等として使用される歪み補償を有する増幅器に関す
る。
るいは線形変調信号の受信機に用いる低雑音増幅器とし
て、スペクトラム特性や信号の歪みに起因する伝送特性
の劣化を抑えるために線形性の高い増幅器が要求され
る。
は常に高い電力効率が求められる。しかし、増幅器の線
形性と効率は一般に相反する特性であり、これを両立さ
せるためにこれまで様々な歪補償方式が提案されてい
る。
トータが知られている。プリディストータの原理は、増
幅器の入力信号に対して増幅器の歪み特性と逆の特性を
あらかじめ付加しておくことにより、増幅器の出力にお
いて歪みのない所望信号を得る方式である。
す。図において、1は直交変調器の出力を増幅する電力
増幅器である。入力ベースバンド信号I、Qはそれぞれ
歪み補償テーブル8からの補償値ΔI0 、ΔQ0 が加算
器6で加算され、直交変調器2に入力される。直交変調
信号は電力増幅器1で増幅され歪みが付加される。この
歪みは、補償値により打ち消される。
で復調されI’、Q’のベースバンド信号を得る。この
際、ローカル発振器4からのローカル復調信号の位相
を、I’、Q’の位相が入力信号I、Qの位相と一致す
るように移相器5により調整する。
号I、Qと比較器7で比較し、その誤差から歪補償テー
ブル8の値を更新するように、ΔI1 、ΔQ1 を得て歪
み補償テーブル器8に記憶する。
歪みを直交座標系での各成分の誤差として求め、その逆
特性を各軸の成分に加算することによりプリディストー
ション(予備補正)が行われる。
ある。即ち、 (a)増幅器1の歪みは、増幅歪みと位相歪みをもつた
め、歪補償テーブル8は入力信号I、Qで表される二次
元平面の各点に対応した数の補償値をもつことが必要で
ある。このため入力信号I、Qの量子化ビット数をnビ
ットとした場合の容量として、22n×nビットが必要と
なる。
では、補償テーブル8は一次元で構成できる。しかし直
交変調器2及び、直交復調器3とのインターフェイスに
際して、極座標/直交座標、直交座標/極座標の変換演
算が必要となる。
信号I’、Q’は同位相でなければならない。このため
直交変調器3である直交検波器のローカル位相を調整す
る移相器5が必要となる。又、増幅器1の位相回転量は
動作温度、経年変化などで変動するため、ローカル位
相を適応的に動作に対応させて、最適状態に保持する機
能が必要である。
延が生じるため、入力信号I、Qと復調信号I’、Q’
には時間的なずれがある。このため歪補償テーブル8か
ら入力信号に付加する誤差信号は、入力信号に対して最
適とならず、リニアライザとしての特性が劣化する。
目的は、上記従来の問題点を解決する増幅器を提供する
ことにある。
容量を小さくできる歪み補償機能を有する増幅器を提供
することにある。
標、直交座標/極座標の変換演算の必要を解消する歪み
補償機能を有する増幅器を提供することにある。
い歪み補償増幅器を提供することにある。
成する歪み補償機能を有する増幅器は、 基本的構成とし
て増幅器の入力信号と、該増幅器の出力との誤差信号を
求める手段と、誤差信号から増幅器の歪み特性成分を補
償する補償係数を適応型アルゴリズムにより生成する手
段と、生成された補償係数を該入力信号に対応して出力
する手段と、入力信号に対応して出力される補償係数を
入力信号に乗積して、増幅器に入力する手段とを有す
る。
する手段は、入力信号の振幅に対応した歪補償係数を出
力し、入力信号の電力に対応した歪補償係数を出力し、
入力信号の振幅の関数に対応した歪補償係数を出力し、
あるいは入力信号の電力の関数に対応した歪補償係数を
出力する。
アルゴリズムとし、或いはRLS適応アルゴリズムとす
る。
と、増幅器の出力側に増幅器から分岐される信号を復調
する直交信号復調器を有する構成において、前記適応型
アルゴリズムを直交信号復調器からの復調複素信号の象
限情報を用いる適応アルゴリズムとする。
量の小型化、あるいはより細かな補償係数の生成を目的
として、誤差信号から増幅器の歪み特性成分を補償する
補償係数を適応型アルゴリズムにより生成する手段に機
能的に接続され、生成された補償係数に基づき、所定関
数により補償係数を演算し、演算により求められた補償
係数により、生成された補償係数を補間する。
を一次関数とする。
を有し、この手段は、生成された補償係数を入力信号に
対応して出力するのに先立って、当該初期値を入力信号
に乗積する。これにより、引き込み速度を速くすること
が出来る。
する補償係数を適応型アルゴリズムにより生成する手段
により生成される補償係数の更新と、入力信号に対応し
て出力される補償係数を該入力信号に乗積して、増幅器
に入力する手段における補償係数の該入力信号への乗積
とを時間的に独立して行う。このために一例として補償
係数の該入力信号への乗積とを時間的に独立して行うよ
うに制御する手段として、デュアルポートRAMを有
し、デュアルポートRAMへの補償係数の更新書き込み
と、該デュアルポートRAMからの該補償係数の読出し
が時間的に独立される。これにより系の遅延の影響が回
避される。
信号を発生するトレーニング信号発振器を有し、トレー
ニング期間に該波形の信号を繰り返し入力し、振幅をス
イープして該所定振幅値の範囲で歪み補償係数を推定す
る。この場合も所定振幅範囲に於いて歪み補償係数の引
き込みが速く行える。
の入力側に直交信号変調器と、増幅器の出力側に分岐さ
れる信号を復調する直交信号復調器と更に、直交信号復
調器からの復調信号について、その最大値、最少値に基
づき、該直交信号復調器を含む系のDCオフセット及
び、IチャネルとQチャネルのゲイン偏差を求め、これ
を補正するする回路を有する。
チャネルのゲイン偏差を、直交信号復調器から単位円を
出力し、該単位円に基づき該IチャネルとQチャネルの
最大値、最少値を検知し、該最大値、最少値に基づき補
正する。
応アルゴリズムを用いて検知することを特徴とす歪補償
を有する増幅器。
ーニング信号発振器を有し、トレーニング期間に該単位
円の信号を繰り返し入力し、振幅をスイープして所定振
幅値の範囲で歪み補償係数を推定する。
したがい説明する。 尚、 図において同一又は類似のもの
には、同一の参照番号及び記号を付して説明する。 ここ
で、 本発明のより好ましい理解のために、 先に原理図で
ある図1を参照して説明する。
は、図14に於けると同様にそれぞれ電力増幅器、 直交
変調器、直交復調器及びローカル発振器である。更に、
図1において、ベースバンド信号は全て複素信号として
考える。ベースバンド入力信号X(t) は、乗算器6に於
いて適応型アルゴリズムによる推定補償係数生成回路5
0の歪み補償係数出力と乗積される。
リズムによる推定補償係数生成回路50は、ベースバン
ド入力信号の振幅に対応した似た歪み補償係数を出力す
る。かかる歪み補償係数は、増幅器1の振幅歪みと位相
歪みの関数であることを利用する。したがって適応型ア
ルゴリズムによる推定補償係数生成回路50は入力信号
の振幅、電力あるいはそれらの関数に対応した歪み補償
係数を持つ。
相歪みは、一つの複素の値として表現できる。よって各
振幅に対応した複素係数を歪み補償係数としてベースバ
ンド入力信号に乗算器6で乗積することでプリディスト
ーションを行う。
では、適応アルゴリズムを用いる。適応アルゴリズムの
例については後に説明する。また必要により、適応型ア
ルゴリズムによる推定補償係数生成回路50の内容の更
新と入力信号に対する歪み補償係数の乗積を時間的に独
立して行うことも可能である。
信号に対する何れかのパラメータ、即ち入力電力、振幅
あるいはそれらの関数に対応したかにより、それに対応
した適応型アルゴリズムによる推定補償係数生成回路5
0に対するアクセス信号を生成する回路である。
線形歪みを適応アルゴリズムを用いて推定し、ディジタ
ル処理によりプリディストーションを行う歪補償方式を
特徴とする。歪みは、入力振幅の非線形関数なので、量
子化された入力の各値に対して、それぞれ独立に歪みを
推定する。この時、適応アルゴリズムを用いて増幅器1
の出力信号とリファレンス信号即ち、入力信号との誤差
を最小にする補正値を求める。より具体的には、本発明
では、適応型アルゴリズムによる推定補償係数生成回路
50に蓄積される値を入力振幅あるいは入力電力に対応
して持つことにより、一次元の歪補償テーブルとなる。
このため、推定補償係数生成回路50の容量が2n ×n
ビットに削減される。
歪補償テーブルの容量は、増幅器1の非線形歪特性をど
の程度の折れ線グラフで近似するかを意味している。こ
の歪推定の分解能が変調信号の量子化ビット数よりも少
なくても良い場合は、推定補償係数生成回路50の容量
は更に削減が可能となる。
14と比較すると極座標/直交座標、直交座標/極座標
の変換が不要となる。
なる。本発明では複素歪補償係数を乗積することにより
増幅器1の歪みの逆特性を付加しているため、0〜2π
の位相回転に対して補正する能力をもつ。
推定しているため、復調位相の時間的な変化に対して、
復調位相を調整することなく常に最適なプリディストー
ションが可能となる。
入力信号への乗積を時間的に分離する場合、系の遅延の
影響を受けずに常に最適なプリディストーションが可能
となる。
られた様々な方法があるが、例えば現代工学社(87/
9/10発行)の書籍「適応フィルタ入門」S.ヘイキ
ン著等に解説されている。
付き逐次最小二乗法(RLS)を用いた場合について本
発明の実施の形態を説明する。
2,..tnの時の入力信号を、u(1),u(2)...u(n)とし、x(t
i)=u(i) i=1,2,...nで定義される平滑曲線でこの入力信
号の集合を近似することを考える。この近似の際に、入
力信号u(i)とx(ti)の差の二乗和を最小にすることが最
小二乗法の概念である。
態 図2に本発明の一実施の形態のブロック図を示す。尚、
図2及び以下の図において説明する実施の形態では変調
器および復調器は、図示省略されている。図において、
適応アルゴリズムにより推定される歪み補償係数を生成
する回路即ち、推定補償係数生成回路50は、歪み補償
係数を記憶するテーブル500、加算器501、乗算器
502、503、504および複素数変換回路8を含ん
で構成される。
推定は、以下の数1の演算により行われる。
号、f(p)は、増幅器1の歪関数、h(p)は、更新
される推定歪補償係数およびμは、ステップサイズ・パ
ラメータである。更に、数1において、x、y、f、
h、u、eは複素数、*は共役複素数を表す。又、u
(t)は、増幅器1の振幅歪みがあまり大きくない(h
n- 1 (p)h* n-1 (p)〜1)と仮定して近似する。
説明する。式(1)のhn (p)は、更新される推定歪
補償係数であり、歪み補償係数を記憶するテーブル50
0への入力である。増幅器1の出力y(t)から、共役
複素数生成回路である複素数変換回路8に於いて、y*
(t)を得る。したがって、乗算器504の出力は、一
時点前の推定歪補償係数をhn-1 (p)とすると、y*
(t)hn-1 (p)となる。
で比較器7の出力e(t)と乗算され、y* (t)h
n-1 (p)e(t)となる。更に、これに、乗算器50
3でステップサイズ・パラメータμが乗算される。
n (p)は、hn (p)=μy* (t)hn-1 (p)e
(t)+hn-1 (p)となる。
* (t)とすると、数1の式(1)のように表される。
うに減算器7の出力であり、入力と出力の誤差である。
更に、式(3)のu(t)は、増幅器1の振幅歪みが余
り大きくなく、式(4)のように仮定して近似される。
したがって、U* (t)の共役複素数U(t)は、式
(3)のように表される。
の電力の大きさを求める回路であることを意味する。こ
れを入力の振幅を求める回路とする場合は、式(6)は
|x(t)|で表わされる。あるいは電力または振幅の
関数とする場合は、それぞれg(|x(t)|2 )、g
(|x(t)|)で表わされる。
は、歪み補償係数を記憶するテーブル500に対する書
き込み、読みだし時のアドレスとなる。
み補償係数の乗積とは別個に行う場合は、系への遅延の
影響なしに常にプリディストーションが可能である。
る実施の形態 上記図2においては、式(1)の演算ではhn (p)を
更新するために複素乗算が2回(乗算器503、504
による乗算)、実数乗算が1回(乗算器502でのμと
の乗算)が必要である。この乗算回数を削減する実施の
形態が図3に示される。
の拡張であり、復調複素信号の象限情報を用いた適応ア
ルゴリスムにより歪み補償係数を推定するようにした実
施の形態である。構成は、図2の実施の形態の構成に加
え、更に象限判定器505、506を有し、且つ乗算器
503、504を位相回転器としている。
を、数2の式(7)置き換える。
いて、μの乗算は、μ=1/2n としてビットシフトで
行う。これにより式(7)の右辺第二項は、e(t)に
対する0、±π/2、πの回転演算となる。これを行う
位相回転器503、504はハードウェアで構成される
場合、正負の符号変換とセレクタで実現できる。
(X)は、複素信号の実部と虚部のそれぞれを0を中心
として比較する比較器により構成される象限判定器50
5、506において、求められる。入力複素信号が0よ
り大きい場合は1、小さい場合は−1を出力する。これ
により復調複素信号が4つの象限のいずれにあるかが4
ビットで表現出来る。
法)による実施の形態 図4は、適応アルゴリズムとして指数重み付きRLSを
用いた例に対応する構成例ブロック図でる。
ズムによる推定歪み補償係数を求める演算は数3に示す
ように与えられる。
更新される推定歪み補償係数h(i)は、誤差検出器7
より得られる誤差信号e(i)に共役複素数変換回路8
0からのKの共役値K* を乗算したものと、一時点前の
歪み補償係数h(i−1)を加算器501で加算したも
のであり、式(8)に示される。
数3の式(9)により求められる。式(9)の分母にお
いて、vは推定誤差e(i)の分散であり、正の小さな
整数たとえば、1である。u* (i)は共役複素数変換
回路82の出力であり、u(i)は共役複素数変換回路
81及び乗算器507により得られ、数1の式(3)と
同様に表される近似値である。したがって、乗算器50
8でu* (i)とT(i)との積が得られる。これに加
算器509でvが加算され、式(9)の分母となる。
式(11)の関係になり、式(11)に現れるP(i−
1)は、式(10)の関係を持つ。ここで、式(10)
のP(i)は、本アルゴリズムにおいて相関行列と呼ば
れる。
u(i)と乗算器511の出力であるλ-1P(i−1)
の積で表される。更にP(i)は、乗算器512の出力
即ち、共役複素数変換回路83からのu* (i)とカル
マン係数Kとの積を、乗算器511の出力即ち、P(i
−1)とλの逆数λ-1との積から引き算回路513で引
き算した結果である。
範囲にあり、λ=1の時、P(i)の値が累積され、0
に近くなると、過去の値を消していく即ち、忘却してい
く。これは、例として増幅器の特性が時間で温度等の要
因で変化する場合、過去の状態を全て累積する場合は、
収束が遅くなる。したがって、通常は、0.9に近い最
適値が選択される。
であり、加算器509の出力を分母とし、T(i)を分
子として演算を行う。これにより、式(9)のカルマン
ベクトルKが得られる。
図であり、特に歪み補償係数を記憶するテーブル500
の容量を小さく出来るものである。前提として図2、図
3に示すLMSアルゴリズムによる構成に適用されてい
るが、これに限定されず、図4のRLSアルゴリズムに
よる実施の形態等にも適用可能である。
即ち、図5の実施の形態は、推定歪み補償係数を実際の
推定値を基に、隣接する時点の推定値を演算により求め
補間するようにしたものである。この演算のために図5
において、内挿値演算回路530を備えている。
0から既に説明したアルゴリズム基づき推定された歪み
補償係数について、pn の時hn 、pn+1 の時hn+1 と
すると、図6に示すようにpn とpn+1 の間は、一次関
数の値h(p)で近似補間する。
回路530で求められる。
n <p<pn+1 にある時、式(12)で求められる値と
なる。
の構成において、スイッチ531で切り換えて、乗算器
6に接続するようにしている。かかる構成により、歪み
補償係数を記憶するテーブル500の容量を小さくで
き、あるいは補償係数テーブル500の容量を同一とす
ると、より細かな補償係数値を入力信号X(t)に与
え、きめ細かな歪み補償を行うことが可能である。
図である。歪み補償係数の初期値を予め用意しておき、
状況に応じて適応アルゴリズムにより更新するものであ
る。図7において、図2の実施の形態を基本として歪み
補償係数の初期値を保持する初期値テーブル520を有
している。
テーブル520に接続し、予め用意した値を歪み補償係
数として入力信号に乗積する。状況に応じて、スイッチ
521を乗算器501に接続して推定される歪み補償係
数値で更新する。かかる構成により、収束速度の向上が
期待出来る。
例に適用しているが、これに限られず、上記図4で説明
したRLSアルゴリズムを用いる場合にも同様に適用可
能である。
500の内容の更新と入力信号に対する歪み補償係数の
乗積を時間的に独立して行う場合の実施の形態ブロック
図である。図8の構成は、図2のLMSアルゴリズムの
構成を前提としているが、これに限定されず、図4のR
LSアルゴリズムの構成を前提とすることも勿論可能で
ある。
補償係数を記憶するテーブル500と同様の付加歪補償
テーブル501を設けている。したがって、歪補償係数
値の入力信号に対する乗積は、歪み補償係数を記憶する
テーブル500の出力により行い。歪補償係数値の更新
は、付加歪補償テーブル501に対して行うようにす
る。これにより、歪補償係数値の更新と入力信号に対す
る歪み補償係数の乗積を時間的に独立して行うことが可
能である。
500及び付加歪補償テーブル501として一対のテー
ブル用メモリを設ける他に、デュアルポートRAMを用
いて構成することが可能である。又、図において、1
0、11は、遅延回路であって、歪補償係数値の更新と
入力信号に対する歪み補償係数の乗積のタイミングを所
定の時間関係に同期させるためのものである。
ある。変調器入力を考慮すると歪み補償係数を更新する
に際し、任意の入力振幅値に対して歪み補償係数h
(t)を与えることが必要である。このために歪み補償
係数h(t)を予め求めておくことが重要である。
信号は、0から一定振幅まで上昇する繰り返しの鋸歯状
波である。このトレーニング信号を用い、事前に0から
一定振幅の範囲で歪み補償係数h(t)を求めておくこ
とが出来る。これにより、適切な歪み補償係数に収束を
早めることが出来る。
態ブロック図である。本発明によるプリディストータで
は上記実施の形態で説明したように、入力振幅に対応し
た歪み補償係数を用いている。増幅器出力信号を得るた
めの直交復調器3にDCオフセット、I、Qチャネルの
ゲイン差がある場合、本来同じ補正係数を与えるべき
が、正しい補償係数が推定出来ずリニアライザとしての
特性が劣化する。
る特性劣化に対応し、復調器のオフセット、ゲインの自
動調整を行うものである。特に自動補正は、hn (p)
の推定の前に行うため、復調位相は未知である。このた
め復調位相に依存しない方法でオフセット、ゲイン偏差
を測定する。
がある場合を説明する図である。図11においてIは、
正常な場合の複素平面の単位円であり、IIは、DCオフ
セットがある場合の複素平面の単位円である。
円を出力する。この時のI/Qチャネルのそれぞれの最
大値を測定する。これをIチャネルについて、vimax、
vim in、Qチャネルについて、vqmax、vqminとする
と、オフセットΔvi 、Δvq、ゲインGi 、Gq がそ
れぞれ数6、数7のように表される。
れvimaxとviminの相加平均、vqm axとvqminの相加平
均で表される。また、ゲインの偏差は、Iチャネルのゲ
インGi とQチャネルのゲインGq の比an =Gq /G
i で求められる。a=1の時、ゲイン偏差はなく、単位
円は真円となる。
ルのゲインGq は、それぞれ数6に示すように、最大値
と最少値の差の半分として求められる。ゲイン偏差の補
正は、例えばQチャネルを参照値としてIチャネルのゲ
インを可変して行う。
を行う回路として、図1の原理図に対してDCオフセッ
ト及びゲイン偏差補正を行う補正部70が設けられてい
る。尚、図1における直交変調器2及び復調検波器3
は、他の実施の形態説明図におけると同様に図示省略さ
れ、ベースバンド信号のみの構成が示されている。
号は、それぞれ最大値を検知する回路701、711、
最小値を検知する回路702、712に入力される。更
にIチャネル側の最大値を検知する回路701と最小値
を検知する回路702の出力は、和回路703及び差回
路704に入力される。一方、Qチャネル側の最大値を
検知する回路711と最小値を検知する回路712の出
力は、和回路713及び差回路714に入力される。
1/2乗算回路705、715に入力される。したがっ
て、1/2乗算回路705、715の出力は、数5のオ
フセットΔVi、ΔVqとなる。
れI、Qチャネル信号から減ずるように差回路706、
716に入力される。したがって、差回路706、71
6の出力は、増幅器1の出力からオフセットΔVi 、Δ
Vq が打ち消されたI、Qチャネル信号となる。
り算回路720に入力され、その比即ち、Gq /Gi が
求められる。この比Gq /Gi は、上記したように、Q
チャネルを参照値としてIチャネルのゲインを可変して
ゲイン偏差の調整を行うためにIチャネル側の差回路7
06の出力と乗算器721で乗算される。
がされた増幅器1の出力y(t)は、誤差検出器7にお
いて、入力信号x(t)との比較の対象とされる。
与えられる。
に示した如く実際にゲインの除算を行って求めることが
でき、ゲインの比Gq /Gi を求めるのに割り算回路7
20を用いている。しかし、デジタル回路により割り算
を実行させる場合、一般に複雑な構成となる。
っている割り算回路720による実際の除算に代え、G
i とGq の差が0となるようにGq /Gi の推定値an
をLMSアルゴリズムで推定するものである。推定値a
n は、数9により求められ、図12の推定回路730に
より実行される。
トメモリ回路731への入力であるGq /Gi の推定値
an は、誤差回路734の出力であり、数9の式(1
3)で表されるeにステップパラメータμ、差回路70
4の出力Gi が乗算回路732、733で乗算される。
この乗算結果μeGi とGq /Gi セット回路731の
出力an-1 が加算回路735で加算される。
eが0となるように動作するので、結局、乗算器721
に乗算される補正値anは式(14)の関係からGq /
Giの比と等価の値に出来る。
て、入力信号振幅が一定の場合について説明した。この
場合I、Q復調信号の最大値、最小値のみから補正値を
求めるため、ランダムな入力信号に対してもその観測時
間を長くとることにより適用できる。また上記の測定を
複数回行ってその平均値を補正値とすることにより、補
正精度を向上することができる。
図13は、これに対応する実施の形態であり、単位円を
トレーニング信号として出力する回路10を設ける。単
位円発生回路10の出力をx(t)の代わりトレーニン
グ期間に入力すれば、単位円を一周する信号が出力され
ることにより、補正係数が取得出来る。
してsine、cosineの値をROMテーブルに記
憶し、順次アクセスするようにして構成出来る。
に、本発明により次の効果が得られる。 (a)ディジタル処理によるプリディストータの歪補償
テーブル容量を1/2n(nは入力信号の量子化ビット
数)以下に削減することができる。これよりダイナミッ
クレンジの大きな信号に対する用途では、メモリ容量が
大きく低減され、従来では実現性に問題のあった回路規
模を現実的なものとすることができる。
制限が厳しい用途においては、シングルチップLSI、
あるいはDSP等の内部RAMの容量で実現可能なリニ
アライザを構成することが可能となる。 (b)復調位相を調整する移相器あるいは位相回転演算
が不要となり、温度、時間変化に対する補正が必要な
い。これより常に安定した歪補償特性が得られる。 (c)復調系の不完全性に対する許容範囲が広がるた
め、ハードウェアのコスト、調整工数を低減することが
できる。 (d)増幅器、フィルタ等の遅延の影響を受けない理想
的なプリディストーションが可能となる。
る。
る。
る。
Claims (19)
- 【請求項1】増幅器と、 該増幅器の入力信号と、該増幅器の出力との誤差信号を
求める手段と、 該誤差信号から該増幅器の歪み特性成分を補償する補償
係数を適応型アルゴリズムにより生成する手段と、 該生成された補償係数を該入力信号に対応して出力する
手段と、 該入力信号に対応して出力される補償係数を該入力信号
に乗積して、該増幅器に入力する手段とを有することを
特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項2】請求項1において、 該入力信号に対応して出力する手段は、入力信号の振幅
に対応した歪補償係数を出力することを特徴とする歪補
償を有する増幅器。 - 【請求項3】請求項1において、 該入力信号に対応して出力する手段は、入力信号の電力
に対応した歪補償係数を出力することを特徴とする歪補
償を有する増幅器。 - 【請求項4】請求項1において、 該入力信号に対応して出力する手段は、入力信号の振幅
の関数に対応した歪補償係数を出力することを特徴とす
る歪補償を有する増幅器。 - 【請求項5】請求項1において、 該入力信号に対応して出力する手段は、入力信号の電力
の関数に対応した歪補償係数を出力することを特徴とす
る歪補償を有する増幅器。 - 【請求項6】請求項1、2、3、4または5において、 該入力信号に対応して出力される補償係数を該入力信号
に乗積して、該増幅器に入力する手段は、該入力信号に
対して出力された歪補償係数を複素数で乗積することを
特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項7】請求項1、2、3、4または5において、 該適応型アルゴリズムをLMS適応アルゴリズムとする
ことを特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項8】請求項1、2、3、4または5において、 該適応型アルゴリズムをRLS適応アルゴリズムとする
ことを特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項9】請求項1、2、3、4または5において、 該増幅器の入力側に直交信号変調器と、該増幅器の出力
側に該増幅器から分岐される信号を復調する直交信号復
調器を有し、且つ該適応型アルゴリズムを該直交信号復
調器からの復調複素信号の象限情報を用いる適応アルゴ
リズムとすることを特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項10】請求項1、2、3、4または5におい
て、 該誤差信号から該増幅器の歪み特性成分を補償する該補
償係数を適応型アルゴリズムにより生成する手段に機能
的に接続され、生成された補償係数に基づき、所定関数
により補償係数を演算し、該演算により求められた補償
係数により、該生成された補償係数を補間することを特
徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項11】請求項10において、 該所定関数を一次関数とすることを特徴とする歪補償を
有する増幅器。 - 【請求項12】請求項1、2、3、4または5におい
て、 更に、歪補償係数の初期値を出力する手段を有し、該手
段は、該生成された補償係数を該入力信号に対応して出
力するのに先立って、該初期値を該入力信号に乗積する
ことを特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項13】請求項1、2、3、4または5におい
て、 該誤差信号から該増幅器の歪み特性成分を補償する補償
係数を適応型アルゴリズムにより生成する手段により生
成される補償係数の更新と、該入力信号に対応して出力
される補償係数を該入力信号に乗積して、該増幅器に入
力する手段における該補償係数の該入力信号への乗積と
を時間的に独立して行うように制御する手段を有するこ
とを特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項14】請求項13において、 該補償係数の該入力信号への乗積とを時間的に独立して
行うように制御する手段は、デュアルポートRAMを有
し、該デュアルポートRAMへの該補償係数の更新書き
込みと、該デュアルポートRAMからの該補償係数の読
出しが時間的に独立されることを特徴とする歪補償を有
する増幅器。 - 【請求項15】請求項1、2、3、4または5におい
て、 更に、所定振幅値まで漸次増加する波形の信号を発生す
るトレーニング信号発振器を有し、トレーニング期間に
該波形の信号を繰り返し入力し、振幅をスイープして該
所定振幅値の範囲で歪み補償係数を推定するようにした
ことを特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項16】請求項1、2、3、4または5におい
て、 該増幅器の入力側に直交信号変調器と、該増幅器の出力
側に該増幅器から分岐される信号を復調する直交信号復
調器と更に、該直交信号復調器からの復調信号につい
て、その最大値、最少値に基づき、該直交信号復調器を
含む系のDCオフセット及び、IチャネルとQチャネル
のゲイン偏差を求め、これを補正するする回路を有する
ことを特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項17】請求項16において、 該DCオフセット及び、IチャネルとQチャネルのゲイ
ン偏差を、該直交信号復調器から単位円を出力し、該単
位円に基づき該IチャネルとQチャネルの最大値、最少
値を検知し、該最大値、最少値に基づき補正することを
特徴とする歪補償を有する増幅器。 - 【請求項18】請求項17において、 該IチャネルとQチャネルのゲイン偏差を適応アルゴリ
ズムを用いて検知することを特徴とす歪補償を有する増
幅器。 - 【請求項19】請求項16において、 更に、複素平面での単位円を発生するトレーニング信号
発振器を有し、トレーニング期間に該単位円の信号を繰
り返し入力し、振幅をスイープして該所定振幅値の範囲
で歪み補償係数を推定するようにしたことを特徴とする
歪補償を有する増幅器。
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