JP2007525867A - 送信システム用の適応プレディストーション - Google Patents

Abstract

プレディストーションサブシステムによって使用されるために信号に対する利得、位相及び遅延の調整の供給に関するシステム及び方法。入力信号の一部は、プレディストーションサブシステムによって受信されるより前に遅延素子によって遅延させられる。遅延した入力信号の一部は、遅延した入力信号の一部に基づいてフィードバック信号の利得及び位相を調整するフィードバック信号処理サブシステムによっても受信される。調整されたフィードバック信号は、入力信号に対して加えられる適切なプレディストーション修正を決定するために、遅延した入力信号の一部とともに使用される。

Description

本発明は、一般的に電力増幅システムに関するものであり、特に、チライクス（Chireix）アーキテクチャを用いる電力増幅システムに応用可能であるが、これに限定されない。

通信における最近の革新により、無線技術を土台とする製品に新たに焦点が当てられることになった。移動電話、ハンドヘルド・コンピュータ及びその他の装置は、もはや無線技術を用いてシームレスに通信する。この種の技術の核を形成する一つの構成要素が増幅器である。無線装置は、単にその受信可能範囲を広げるためだけでなくそのような装置が持つ限られた電池電力を節約するためにも高性能の増幅器を必要とする。

この種の電力増幅器に使用できる一つの可能なアーキテクチャがチライクスアーキテクチャと呼ばれる。１９３０年代にそのようなアーキテクチャを初めて提案したヘンリー・チライクスにちなんで名づけられたチライクスアーキテクチャは、一見したところ固有の限界を持つために人気を失った。しかし、このアーキテクチャは他のアーキテクチャにはないいくつかの利点をもたらすので、最近再び取り上げられている。

チライクスアーキテクチャにはいくつかの利点があるが、入力信号が経るプロセスはいくつかの不利点も生じる。特に、チライクスアーキテクチャに基づいた増幅器/変調器システムのコンポーネントによって信号に歪みが引き起こされる。このような歪みは、時間が経つにつれて変化することもあり、従って時間依存「ドリフト」を引き起こしたり、信号に変化を引き起こしたりする場合がある。このような歪みは、時間依存か否かに関係なく、不都合であるばかりでなくコスト高であるという問題を引き起こしてきた。

従って、上記のことに基づいて、チライクスアーキテクチャに基づく増幅器の利点を備えつつ、チライクスアーキテクチャに基づく増幅器が引き起こす歪みを補償または防止する増幅器システムが必要とされる。このような増幅器システムは、できればほとんどあるいは全くユーザーが介入することなく様々な条件に適応しなければならない。従って、先行技術の不利点を克服しないまでもこれを緩和する代替技術を提供するのが本発明の目的である。

本発明は、プレディストーションサブシステムによって使用される信号に対する遅延調整、位相及びゲインの供給に関するシステム及び方法を提供する。入力信号の一部は、プレディストーションサブシステムによって受信される前に遅延素子によって遅延される。遅延入力信号部分は、遅延入力信号部分に基づきフィードバック信号のゲイン及び位相を調整するフィードバック信号処理サブシステムによっても受信される。調整されたフィードバック信号は、入力信号に加えられる適切なプレディストーション修正を決定するために、入力信号の遅延部分と一緒に使用される。

第一の態様において、本発明は、入力信号を処理するためのシステムを提供する。このシステムは、
入力信号を受信し、かつ上記入力信号に意図的なプレディストーションを加えることによってプレディストーションされた信号を生成するプレディストーションサブシステムと、
上記プレディストーションされた信号を受信し処理してシステム出力信号を生成する信号処理サブシステムを含み、
上記信号処理サブシステムは、上記プレディストーションされた信号を分離した成分に分解し、上記分離した成分の各々が別個に処理され、且つ
上記処理サブシステムは、上記システム出力信号を生成するために、処理後の上記成分を結合する。

第二の態様において、本発明は、システム出力信号を生成するために入力信号を処理する方法を提供する。この方法は、
ａ）上記入力信号を受信するステップ、
ｂ）プレディストーションされた信号を得るために上記入力信号に意図的なプレディストーションを加えるステップ、
ｃ）上記プレディストーションされた信号を少なくとも二つの成分信号に分解するステップ、
ｄ）上記システム出力信号を生成するために上記少なくとも二つの成分信号を結合するステップ、
を含む。

第三の態様において、本発明は、システム出力信号を生成する信号処理システムに使用するための適応プレディストーションサブシステムを提供する。このプレディストーションサブシステムは、
入力信号に加えられる意図的なプレディストーションを決定するための決定手段、
上記入力信号に上記意図的なプレディストーションを加えるための調整手段、
上記システム出力信号の特性に基づいて上記決定手段を周期的に更新するための更新手段と、を含む。

第四の態様において、本発明は、信号処理システムのために意図的なプレディストーションを決定する際に使用されるフィードバック信号に加えられるべき位相補正を初期化する方法を提供する。この方法は、
ａ）遅延の粗検索（coarse delay search）を開始するステップ、
ｂ）サンプル間の予め決められたサンプル遅延増分をδとして上記フィードバック信号及び入力信号のW個のサンプルのタイムウィンドウを選択するステップ、
ｃ）タイムウィンドウにおいてW個のサンプルについて複素乗加算プロセスを行うことによって内積Ｐ_δを計算するステップ、
ｄ）求められた|Ｐ_δ|の最大値を記憶するステップ、
ｅ）次のタイムウィンドウについてステップｃ）−ｄ）を反復し、各タイムウィンドウについて予め決められた量だけδを増加するステップ、
ｆ）前記遅延の粗検索中求められた最大遅延増分δ_maxを中心とする予め決められた遅延範囲をカバーするために、端数サンプル増分を用いて遅延の詳細な検索のためにステップｂ）−ｅ）を反復するステップと、を含む。

本発明は、添付図面を参照しながら発明を実施するための最良の形態を検討することによってより良く理解できるだろう。

明確さを期すために、以下の用語は以下の定義で使用されるものとする。
ＡＭ（振幅変調）とはＲＦ（無線周波数）信号のＡＭを指し、ＲＦ信号の複素ベースバンド相当の大きさに等しい。
ＰＭ（位相変調）とはＲＦ信号のＰＭを指し、ＲＦ信号の複素ベースベンド相当の位相に等しい。

図１を参照すると、チライクスアーキテクチャ増幅サブシステムのブロック図が示されている。信号デコンポーザ２０は入力複素ベースバンド信号３０を受信する。デコンポーザ２０の分解された出力が位相変調回路８５Ａ、８５Ｂによって位相変調された後、位相変調信号８０Ａ、８０Ｂが生成される。この位相変調信号８０Ａ、８０Ｂは、電力増幅器９０Ａ、９０Ｂによって受信される。そして、位相変調信号は電力増幅器９０Ａ、９０Ｂによって増幅され、信号コンバイナ１００によって受信される。システム出力信号１１０（入力ベースベンド信号３０に対応するＲＦ信号）は、コンバイナから出力され、それは入力信号３０が増幅され、変調されたものである。位相変調信号８０Ａ、８０Ｂの位相変調は信号デコンポーザ２０によって行われる。入力信号３０は、少なくとも二つの成分に分離され、これらの少なくとも二つの成分は、位相変調の後、信号８０Ａ，８０Ｂとなる。

上述の通り、チライクスアーキテクチャ増幅サブシステム１０は、システム出力信号１１０に歪みをもたらすことが知られている。この歪みを補償するために、プレディストーションサブシステム１２０が提供される。図２を参照すると、プレディストーションサブシステム１２０は入力信号を受信し、プレディストーションされた信号１３０を生成する。プレディストーションされた信号１３０は、増幅サブシステム１０によって受信される。増幅サブシステムは、その後システム出力信号１１０を生成する。

プレディストーションサブシステムが補償する歪みは、位相歪み、振幅歪み、あるいはその組み合わせとして現れる。プレディストーションが与えられないと、システム出力信号１１０は想定され且つ所望の振幅変調（ＡＭ）と等しくないＡＭを持つことが明らかになっている。さらに、システム出力信号の位相変調（ＰＭ）は、プレディストーションがなければ、想定され且つ所望のＰＭから逸脱する。実験の結果、ＡＭ歪み又は誤差（振幅歪み）は入力信号のＡＭに依存することが分かった。また、ＰＭ歪み（又は位相歪み）も入力信号のＡＭに依存することが分かった。

上述の通り、上記の問題点に対する一つの解決法は、図２に詳細に示されるように入力信号にプレディストーションを加えることである。この方法のさらなる詳細は、米国特許商標庁に提出され、出願の全体が参照により本出願に組み込まれる「チライクス電力増幅器送信システムのプレディストーション回路」と題する同時係属中の出願に見ることができる。プレディストーション法は機能はするが、ロバスト性がなく、フォールトトレランスも期待されるほどではない。図３に示される適応プレディストーションサブシステム２００は、変動する条件及びシステム出力信号が持つ可能性のあるその他の歪みを補償する。

図３を参照すると、このような適応プレディストーションサブシステムのブロック図が示されている。図３の適応プレディストーションサブシステム２００は、図２のプレディストーションサブシステム１２０の代わりに使用することができる。

サブシステム２００のアナログ的な実装は可能であるが、デジタル的な実装の方が単純に得やすいことが明らかになっている。従って、以下の説明は、入力信号３０が所望のＲＦ出力信号の所望のＡＭ及びＰＭのデジタル表現を有するデジタル信号であることを想定している。デジタルＡＭ/ＡＭプレディストーションは、歪みにもかかわらずＲＦ出力信号が所望のＡＭを持つように複素デジタル入力信号の大きさを修正する。デジタルＡＭ/ＰＭプレディストーションは、歪みにもかかわらずＲＦ出力が所望のＰＭを持つように複素デジタル入力信号の位相を修正する。

図３から分かる通り、適応プレディストーションサブシステム２００は、複数のコンポーネントを含み、それらコンポーネントは、デカルト座標-極座標変換ユニット２１０、振幅値ルックアップテーブル（ＬＵＴ）ブロック２２０、振幅更新ブロック２３０、振幅遅延ブロック２４０、位相値ルックアップテーブル（ＬＵＴ）ブロック２５０、位相値更新ブロック２６０、位相遅延ブロック２７０及び加算器２８０である。デジタル入力信号３０は変換ユニット２１０によってデカルト座標から極座標に変換される。ルックアップテーブル・ブロック２２０、２５０は、加えるべきプレディストーションの適切な量を決定するために変換された信号の振幅を受信し、使用する。位相ルックアップテーブル２５０は、加算器２８０によって変換された信号に位相歪みを加える。その後、プレディストーションされた信号は増幅サブシステム１０に送られる。

入力信号の位相または振幅の少なくとも一方を変えるために入力信号にもたらされる意図的な歪みとして定義されるプレディストーション修正は、多くの形を取ることができることに留意すべきである。図３は単に例として、プレディストーションの二つのタイプ、すなわち位相プレディストーション及び振幅プレディストーションを示している。これらの二つのタイプは、別個にまたは一緒に、プレディストーション修正を構成することができる。用途によっては、振幅タイプのプレディストーション修正しか必要とされないのに対して、他の用途においては位相タイプのプレディストーション修正しか必要とされない場合もある。本明細書において説明する実施態様においては、二つのタイプのプレディストーションが共にプレディストーション修正を構成する。

条件の変化を明らかにし適切なＬＵＴエントリを得るために、ルックアップテーブル・ブロック２２０、２５０においてルックアップテーブル・エントリを調整するまたは適応させるフィードバック・メカニズムが採用される。遅延ブロック２４０、２７０は、ルックアップテーブル・ブロック２２０、２５０においてルックアップテーブル・エントリを処理し更新する際フィードバック・サンプルが入力信号波形の正確な値と一緒になるようにする。

変換ユニット２１０が示されているが、必ずしも必要とされるものではなく、単に便利であり、プレディストーションを得やすくするものである。周知の通り、デカルト座標を用いる信号表現は、ｚ＝ｘ+ｊｙの形を取る。ここで、ｘ及びｙは実数成分及び虚数成分である。極座標はｚ＝Ａｅ^jφの形をとる。ここで、信号の振幅はＡであり、その位相はφである。信号の振幅も位相もプレディストーションサブシステムによって修正されるので、信号が極座標である方が明らかにこれを行うために都合がよい。また周知の通り、Ａ＝（ｘ²+ｙ²）^1/2であり、φ＝ｔａｎ^-1（ｙ/ｘ）である。信号が極座標に変換されると、振幅の調整は、Ａのデジタル表現を別の数に置き換える程度の単純さである。同様に、位相は、信号の位相に位相補正を加えることによって調整することができる。

デジタル入力信号が変換ユニット２１０によって受信され変換された後、信号は、二つの値すなわち振幅値２９０及び位相値３００によって表される。図３は、これらの値が辿る異なる信号経路、すなわち振幅値２９０のための一つの経路及び位相値３００のための第二の経路を示している。

上述の通り、振幅値２９０は、プレディストーションされた振幅値に簡単に置き換えることができる。これは、振幅ルックアップテーブル・ブロック２２０を用いて行われる。振幅ルックアップテーブル・ブロック２２０内のルックアップテーブルは、歪みのない振幅である入力とプレディストーションされた信号振幅である出力との入力/出力関係を表す。従って、振幅ＬＵＴブロック２２０が入力値０．５、出力値０．４のテーブル・エントリを持ち、振幅ＬＵＴブロック２２０が受信した歪みのない振幅値が０．５である場合、この値は振幅ＬＵＴブロック２２０の出力として０．４で置き換えられる。従って、ＬＵＴ（ルックアップテーブル）エントリに基づいて、歪みのない信号の振幅は所望のプレディストーションを与えられた振幅と置き換えられる。

これと同様に、変換された入力信号の位相値も調整される。図３から分かる通り、位相ルックアップテーブル・ブロック２５０も振幅値２９０を受信する。位相ルックアップテーブル・ブロック２５０は、振幅値に基づいて、位相調整の適切な値を決定し、この位相調整値を加算器２８０によって位相値３００に加算する。位相ルックアップテーブル・ブロック２５０は、所定の振幅値について適切な位相調整値を詳述する、位相ＬＵＴブロック２５０内に常駐するルックアップテーブルを有する。

上述の振幅ＬＵＴは受信した振幅値を所望の値に置き換えるが、他の実装も可能である。直接的な置換値の代わりに、振幅ＬＵＴは、受信した振幅に対する補正値を提供してもよい。この補正値は、実装形態に応じて、加算補正値または乗算補正値とすることができる。

図３に示される適応プレディストーションサブシステム２００は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）ブロック２２０、２５０におけるルックアップテーブル・エントリの値が条件の変化を考慮するため、又は適切なＬＵＴエントリ取得するために時間と共に変化する点で適応性がある。この適応性は、システム出力信号１１０から取り出されるフィードバック信号によって実現される。図３及び４を参照すると、二つのフィードバック信号、すなわち振幅フィードバック信号３１０及び位相フィードバック信号３２０が、それぞれ振幅値更新ブロック２３０及び位相値更新ブロック２６０によって受信される。これら二つのフィードバック信号は、アナログ/デジタル（Ａ/Ｄ）変換器３３０、デカルト座標-極座標変換ユニット３４０、復調モジュール３３５、及びフィルタリング・モジュール３３７によるシステム出力信号１１０の処理の結果得られる。図４から分かる通り、システム出力信号（アナログ信号）は取り出され、この取り出された信号３４５は、アナログ信号からデジタル信号への変換のためにＡ/Ｄ変換器によって受信される。

デジタル信号への変換後、フィードバック信号は変換ユニット３４０によってデカルト座標から極座標に変換される。このように、取り出された信号３４５は、二つのフィードバック信号すなわち振幅フィードバック信号３１０及び位相フィードバック信号３２によって表される。上述の通り、両方のフィードバック信号は、それぞれの更新ブロック２３０、２６０によって受信される。

二つのデジタル・フィードバック信号が受信されると、次にそれらは遅延ブロック２４０、２７０から来た遅延入力信号と比較される。次に、ＬＵＴエントリの更新値が計算され、それぞれのルックアップテーブルに入力される。比較は、フィードバック信号を遅延入力信号から差し引くことによって行えることに留意すべきである。

さらに上記のプロセスについて詳しく述べると、更新プロセスは、取り出されたシステム出力信号３４５と入力信号３０との間の差に依存する。この差は、当然、両方の信号が極座標になった後に求められる。振幅及び位相誤差は以下のものとして定義される。
ｅ_m(k)＝|ｚ(k)|-|ｘ(k)|
ｅ_φ(k)＝(∠ｚ(k)-∠ｘ(k))
ここで、
ｅ_m(k)＝振幅誤差
ｅ_φ(k)＝位相誤差
ｚ(k)＝フィードバック信号の振幅（信号３１０）
ｘ(k)＝入力信号の振幅（信号２９０）
∠ｚ(k)＝フィードバック信号の位相角度（信号３２０）
∠ｘ(k)=入力信号の位相角度（信号３００）

振幅ＬＵＴブロック２２０における振幅ＬＵＴエントリについては、プロセスにおいて下記の二つの変数が定義され、使用される。
δ_F＝-μ_F・ｅ_m(k)
ここで、
δ_F＝入力信号の振幅とフィードバック信号の振幅間の差に依存する更新量
μ_F＝更新速度パラメータμ（ユーザー選択可能）、一般的にはμ_F＞0

振幅ＬＵＴはＬＵＴエントリを有し、各エントリはn（0≦n≦N-1）のエントリ・アドレスが与えられる。Nは、振幅ＬＵＴブロック２２０における内部振幅ＬＵＴエントリの最大数である。

補間距離sはs＝αM-nとして定義され、ここで、n＝[αM]（すなわちαＭ以下の最大整数）、Ｍ＝|ｘ(k)|であり、αは振幅範囲（例えば0≦M＜1）がテーブルインデクス範囲0≦n≦(N-1)にマッピングされるように適用されるスケーリング値である。従って、テーブル・エントリは下記の式を用いて更新される（nはあるテーブル・アドレスでありn+1は別のテーブル・アドレスである）。
Ｆ_n(k+1)＝Ｆ_n(k)+(1-s)・δ_F ただし0≦n≦(N-1)の時且つその時に限る
Ｆ_n+1(k+1)＝Ｆ_n+1(k)+(s)・δ_F ただし0≦n+1≦(N-1)の時且つその時に限る
ここで、
Ｆ_n(k)＝時間サンプルkのテーブル・エントリn
Ｆ_n(k+1)＝時間サンプルk+1のテーブル・エントリn
Ｆ_n+1(k)＝時間サンプルkのテーブル・エントリn+1
Ｆ_n+1(k+1)＝時間サンプルk+1のテーブル・エントリn+1

上記の式から、αMの値に応じて、内部振幅ＬＵＴの一つまたは二つのエントリが更新されるか、またはどのエントリも更新されないことが明らかであろう。従って、この実装において、αMの値に応じて、Ｆ_ｎ及びＦ_ｎ+１のうち一方または両方が更新されるか、どれも更新されない。他の実装の場合、状況及び特定の用途のニーズに応じて他のエントリ数を更新することができる。

位相ＬＵＴエントリの場合、位相更新ブロック２６０において類似するプロセスが使用される。更新量は下記の通りに定義される。
δ_G＝-μ_G・ｅ_φ(k)
ここで、
δ_G＝入力信号の位相角度とシステム出力信号の位相角度間の差に依存する更新量
μ_G＝更新速度パラメータ（ユーザー選択可能）、ここで0≦μ_G＜1

振幅ＬＵＴについて上に定義されるようなパラメータを用いて、位相ＬＵＴエントリを下記の式を用いて更新することができる。
Ｇ_n(k+1)＝Ｇ_n(k)+(1-s)・δ_G ただし1≦n≦(N-1)の時且つその時に限る
Ｇ_n+1(k+1)＝Ｇ_n+1(k+1)+(s)・δ_G ただし1≦n≦Nの時且つその時に限る

この場合にも振幅ＬＵＴエントリ更新プロセスと非常に似ており、位相エントリの更新プロセスは、αMの値に応じて、位相ＬＵＴエントリのうち一つまたは二つを更新するか、またはどのエントリも更新しない。

ＬＵＴの適応は、一定の加重を適用して二つを超えるエントリを更新してもよいことに留意されたい。例として、加重は更新点からのＬＵＴエントリの距離に依存してもよい。本出願における論証は、二つのエントリの使用及び解釈距離（interpretation distance）の使用に基づいている。

上記のプロセスの例として、位相エントリ更新を例として挙げる。この例の場合、下記の値を仮定する。
N＝6
M≦1
α＝5
ｘ(k)＝0.35exp(j・2.7)
ｚ(k)＝0.2exp(j・3.1)
μ_G＝0.1

そのため、Ｍ＝0.35でαＭ＝1.75である。そこで、n＝1（1.75より小さいか、これに等しい最大整数＝1なので）であり、n+1＝2である。これらの値から、s＝1.75-1＝0.75である。ｚ(k)＝0.2exp(j・2.3)であれば、ｅ_φ(k)＝-0.4である。従って、δ_G＝-(0.1)(-0.4)＝+0.04である。Ｇ₁に必要な補正は、従って、
(1-s)δ_G＝(1-0.75)(+0.04)＝0.25・(+0.04)＝0.01である。Ｇ₂の場合、補正はs・δ_G＝(0.75)(0.04)＝0.03である。従って、新しい値は、
Ｇ₁(k+1)＝Ｇ₁(k)+0.01
Ｇ₂(k+1)＝Ｇ₂(k)+0.03となる。
この更新は下の表の値で例示される。

上記のプロセスは内部ルックアップテーブルにはない値のルックアップも考慮に入れることに留意されたい。ルックアップテーブル・エントリにおいて見つからない振幅値についてはs＝αM-nを用いる線形補間が使用される。例として、振幅が0.35として与えられるが、テーブル・エントリに0.3及び0.4しかない場合、線形補間が使用される。
以下の式はルックアップテーブルにおいて見つからない値を求めるために使用される。
Ｆ(M)＝(1-s)・Ｆ_n + s-Ｆ_n+1
ここで、
Ｆ_n＝テーブル値Ａ
Ｆ_n+1＝所望の値がテーブル値ＡとＢとの間となるテーブル値Ｂ
N＝|αM|（αM以下の最大整数）
S＝αM-n
α＝上記で定義されたスケーリング値

上記の議論から、計算のたいていの基礎となる値の二つがｅ_m(k)及びｅ_φ(k)、すなわち振幅誤差及び位相誤差の値であることが極めて明らかなはずである。これらの二つの値に関する上の式は容認できる答えを与えるが、フィードバック信号（すなわち取り出されたシステム出力信号３４５）の位相、振幅及び遅延効果を考慮に入れることによってさらに良い結果を得ることができる。ただし、このためには、入力信号は、遅延入力信号サンプルから得られる補間入力波形からのサンプルが関連するシステム出力信号サンプルと一緒になるように、適切に遅延されなければならない。従って、このような適切な遅延は、生成プロセスに含まれる全部ではないとしてもほとんどの遅延時間及びシステム出力信号のフィードバック（往復遅延）を考慮に入れなければならない。この往復遅延はτ（秒）で示され、ＬＵＴ更新が開始される前に、遅延ブロック２４０、２７０は、遅延を入手して、これに応じて、入力フィードバック信号と入力信号サンプルが時間整合するように入力信号を遅延させる。

この遅延を実現するために、深さKの遅延線が使用される。Kは入力信号のK個のサンプルを遅延線に記憶できることを意味する。明確にするために、K個のサンプルの各々が、時間的に異なる時点でサンプリングされる。Kの値は予め決められ、入力信号とフィードバック信号との間の最大予想経路遅延に対して十分に許容可能な値でなければならない。この遅延は、デジタル・パイプライン処理、アナログ及びデジタル・フィルタ・グループ遅延、アナログ伝搬遅延、及びシステム及び実装依存の遅延のどれかの組合せによるものである。

この遅延ゆえに、入力信号の時間遅延されたものｘ_δ(k)は下記の通りに定義され、これは理想的に
ｘ_δ(k)＝ｘ(k-δ)
である。ここで、
δ＝τ・Ｆ_s
Ｆ_s＝信号サンプリングレート
τ＝遅延（入力信号とシステム出力信号フィードバックとの間の通常の行程遅延）

ｘ_δ(k)についてより良い結果を得るために、δの端数値を許容するために線形補間が使用される。従って、遅延は二つの部分、すなわちサンプルの整数部分κ（サンプリングレートＦ_sのときの離散的サンプル遅延を表す）及び遅延のサンプルの端数νに分割される。

この表記法を用いて、入力信号の遅延部分は下記の通りに表すことができる。
ｘ_δ(k)＝(1-ν)・ｘ(k-κ)+ν・ｘ(k-κ+1)
ここで、
δ＝τ・Ｆ_s
κ＝[δ]
ν＝δ-κである。
これから分かる通り、δが整数の場合、ｘ_δ(k)＝ｘ(k-δ)である。

上記のデカルト方程式は、数列|ｘ(k)|及び∠ｘ(k)を用いて振幅（|ｘ_δ(k)|）及び位相（∠ｘ_δ(k)）のための別個の遅延線を持つことによって極座標表示に適用することができる。これは下記の式によって与えられる。
∠ｘ_δ(k)＝(1-ν)・∠ｘ(k-κ) + ν∠(k-κ+1)
|ｘ_δ(k)|＝(1-ν)・|ｘ(k-κ)| + ν・|ｘ(k-κ+1)|

ｘ_δ(k)が、時間k,k-1,k-2,..,k-κに取得された入力信号のサンプルｘ(k),ｘ(k-1),ｘ(k-2),..,ｘ(k-κ)から計算されることは、極めて明らかであろう。

∠ｘ_δ(k)に関する上記の式は、角度値の作用によって特異性を有する。∠ｘ(k-κ)及び∠ｘ(k-κ+1)は、２πラジアン（360度）を法とすることによって表されかつ-π≦∠ｘ(k)≦πなので、エラーが簡単に生じる可能性がある。

従って、-π≦∠ｘ(k)≦πであり、かつ|∠ｘ(k-κ+1)-∠ｘ(k-κ)|≧ πの場合、
∠ｘ(k-κ+1)≦∠ｘ(k-κ)であれば、
∠ｘ_δ(k)＝(1-ν)・∠ｘ(k-κ)+ν・(∠ｘ(k-κ+1)+2π)
∠ｘ(k-κ+1)＞∠ｘ(k-κ)であれば、
∠ｘ_δ(k)＝(1-ν)・∠ｘ(k-κ)+ν・(∠ｘ(k-κ+1)-2π)である。

上述の遅延は、カスケード接続された遅延素子及び関連するサンプルの記憶によって実現することができる。図５は、遅延ブロック２４０、２７０として使用することができるこの種の遅延サブシステムを示している。図から分かる通り、遅延素子２４２Ａ、２４２Ｂ、２４２Ｃ、２４２Ｄ、２４２Ｅは、カスケード接続され、入力信号サンプル２４４Ａ、２４４Ｂ、２４４Ｃ、２４４Ｄ、２４４Ｅの遅延及び記憶を提供する。スイッチ２４５Ａ、２４５Ｂ、２４５Ｃ、２４５Ｄ、２４５Ｅは、信号サンプル２４４Ａ−２４４Ｅのうちの何れか一つを切り換えて使用できるようにする。これらのサンプル２４４Ａ−２４４Ｅを、プログラム可能な加重ブロック２４６Ａ、２４６Ｂ、２４６Ｃ、２４６Ｄ、２４６Ｅによって適宜加重することができる。その後、システムが使用する遅延信号２４９を生成するために、加重されたサンプルは加算器２４８によって合計される。スイッチ２４５Ａ−２４５Ｅ及び加重ブロック２４６Ａ−２４６Ｅにおける値は、加重サンプルのどのような組合せを生成することもできるようにユーザー/システム制御可能にしてもよい。

例として、τ・Ｆ_s＝2.4のサンプルが必要とされる場合、加重ブロック２４６Ｃによって値0.6が使用され、加重ブロック２４６Ｄによって値0.4が使用される。次に、スイッチ２４５Ｃ及び２４５Ｄを閉じることによりサンプルｘ(k-2.4)が得られる。

システム出力信号のフィードバック部分のために必要とされる位相補正も、遅延信号ｘ_δ(k)に依存する。遅延信号ｘ_δ(k)とシステム出力信号ｚ(k)間の複素位相差は、γで表され、一部は往復遅延に起因し、及びその他の要因に起因する。位相補正及び遅延は下記のプロセスを実行することによって求めることができる。
１．稼動-最大値レジスタをリセット：Ｐ_max＝0に設定
２．位相補正をリセット：γ＝0に設定
３．可変補間遅延線（遅延サブシステムとして上に説明したもの）をプリセット：δ=δ₀（すなわち、κ＝κ₀及びν=ν₀）に設定
４．粗検索を実行：δの補間遅延線サンプル-遅延増分の整数部のみを選択（ν=ν₀を維持し、κのみ増加）：粗及び詳細遅延増分をΔκ＝1及びΔν＝0に設定
５．第一の相関ウィンドウn＝0から開始。時刻k＝0は検索開始を意味する。
６．「積分」：内積を計算

これは、Ｗ個の現在のサンプルのタイムウィンドウをカバーする複素乗加算（ＭＡＣ）である。上記の表記は相関ウィンドウn＝0,1,2,...が隣接していることを狭義に示唆しているが、これは動作上の要件ではないことに留意する。ウィンドウ間の間隔は検索の長さと解釈される。
７．「ダンプ」：複素振幅|Ｐ_δ|を値Ｐ_maxと比較し、|Ｐ_δ|＞Ｐ_maxであれば、
（ａ）最大値を更新：Ｐ_max＝|Ｐ_δ|に設定
（ｂ）遅延を更新：対応するδの値を検索し、これをδ_maxとして記憶
（ｃ）角度を更新：詳細検索の場合、角度γ＝∠Ｐ_δを記憶
８．次のウィンドウへ移行：n＝n+1に設定し、δをΔk+Δνだけ増加
９．補間遅延線の整数（粗）遅延範囲k＝k₀....K_vが全て完了するまで、ステップ４から反復（K_vは最大可変遅延値であり、k₀は検索のための開始粗遅延値である）
１０．δ_maxをδ₁として記憶
１１．プログラムされた詳細検索ステップ・サイズΔνの読み込み
１２．詳細検索についてステップ１及びステップ４から８までを反復：0≦δ≦K_vを上回らないようにして、遅延δ₁-1≦δ≦δ₁+1をカバーする端数サンプル増分Δνを採用
１３．δ_maxをδ₂として記憶
１４．補間遅延線遅延をδ₂に設定し、凍結
１５．位相補正γを適用

全粗範囲が終了したら、記憶されたδの値δ_maxが詳細検索の開始点として使用される。Δκ＝0の場合、Δνは、遅延δ₁-1≦δ≦δ₁+1を検索するように端数で増分される。（粗検索に使用されたのと同様のループを用いて）遅延が見つかったら、適切な遅延値と一緒に位相補正γが見つかる。γ＝∠Ｐ_δであることは明らかであろう。

位相ＬＵＴの更新は、フィードバック信号の位相同期化の後にしか行われない。位相ＬＵＴ更新は、μF＝0及びμG＝0に設定することによって凍結することができる。

位相補正が行われた後、フィードバック信号の振幅ｚ(k)も調整しなければならない。この調整は、入力信号に対して相対的なシステム出力信号のゲインを補償するために必要である。振幅の調整は、フィードバック信号ｚ(k)に係数Ａ_sx(k)を直接掛けることによって行われる。これは、下記の式を用いて求められる。
k_A≦k≦k_A+W_A-1に対して、
Ａ_sx(k+1)＝Ａ_sx(k)+μ_A・(|ｘ_δ(k)|-Ａ_sx(k)・|ｚ(k)|)
ここで、
k_A＝振幅の調整開始時間（可能な限り早いことが望ましい）
W_A＝調整が行われるサンプルの数
μ_A＝更新ステップ・サイズ 0≦μ_A≦1
Ａ_sx(k_A)、μ_A及びW_Aはプログラム可能にすることができる。

図６を参照すると、振幅の調整を実現する回路が示されている。図から分かる通り、システム出力信号の一部の振幅４００は、乗算器４１０によって係数Ａ_sx(k)が掛けられる。その結果は所望のプレディストーション修正の計算に使用される。またこの結果は、加算器４２０によって遅延信号の振幅(|ｘ_δ(k)|)から差し引かれる。係数の数列の次の値を作るために、乗算器４３０によって減算の結果に更新ステップ・サイズμ_Aが乗じられ、加算器４４０によって係数Ａ_sx(k)に加算される。遅延素子４５０は、この得られた値の使用準備が整うまで、この値を遅延させる。

遅延、振幅及び位相調整が完了すると、誤差信号についての新しい方程式を使用することができる。
Ｅ_m(k)＝Ａ_sx・|ｚ(k)|-|ｘ_δ(k)|
Ｅ_φ(k)＝(γ+∠ｚ(k)-∠ｘ_δ(k))

従って、この二つの誤差信号は、前の誤差信号の代わりに使用することができ、これらの信号は、システム出力信号と入力信号間の遅延、振幅及び位相の差の効果を考慮に入れている。

上記の実施態様は、入力信号とシステム出力信号との間の差に基づいて調整されるＬＵＴエントリを利用するが、所望の場合には、ＬＵＴエントリの調整にシステム出力信号のみを使用することができる。この代替案は、システム出力信号の変調及び入力信号と同様の信号の再生を必要とする。復調を誤差なく行えるように歪みの量が制限される場合、良好に回復することが可能である。この方法は、入力信号が調整パラメータの決定において容易に利用できる場合、好ましくない。別の代替案は、帯域外エネルギーの量を測定することによる歪みの測定を含む。そして、帯域外エネルギーの量を最小限に抑え、従って歪みを最小限に抑えるように調整を行うことができる。

増幅サブシステム１０に関して、図７はこのシステムの一つの実施態様を示している。図７において、図１の信号デコンポーザ２０は位相変調ユニット６０Ａ、６０Ｂと共にフェーザー分解エンジン２０Ａを含む。分解エンジン２０Ａは、プレディストーションされた信号を表す振幅（Ｍ）及び位相（φ）を受信する。フェーザー分解エンジン２０Ａは所定の変調波形（プレディストーションされた信号）を等しく一定の振幅の信号成分に分解する。フェーザー分解エンジンに関するさらなる情報は、ここに参照として組み込まれる、出願人の同時係属中の出願である米国特許出願第１０/２０５，７４３号明細書「非固定エンベロープを有する変調信号を処理するための計算回路及び方法」から得ることができる。図７において、これらの信号成分は角度α及びβで示されている。これらの成分は、ＲＦ変調され、フィルタ処理された成分を生成するために、それぞれＲＦ変調及びフィルタリング・ブロック６０Ａ、６０Ｂが受信する。信号成分７０Ａは位相αを持つＲＦ信号であり、信号成分７０Ｂは位相βを持つＲＦ信号である。これらの成分７０Ａ、７０Ｂは、次に増幅器９０Ａ、９０Ｂによって増幅される。増幅された成分は、コンバイナ１００を用いて再結合される。キャリア変調としても知られる位相変調は、望ましくない振幅変調をもたらす可能性があることに留意すべきである。信号デコンポーザ２０は上述のフェーザー分解以外の信号分解法を使用することもできる。

チライクスアーキテクチャ増幅サブシステム１０に関して、もっと高い増幅効率を得るためには、増幅器９０Ａ、９０Ｂはスイッチモード増幅器であることが好ましいことが明らかになっている。そのようなスイッチモード増幅器、特にクラスＤ及びクラスＦ電力増幅器は、より高い増幅効率を可能にする低い出力インピーダンスを備える。２００２年１０月１６日に提出され、同時係属中の米国特許出願第１０/２７２，７２５号明細書「低インピーダンス増幅器を用いるチライクスアーキテクチャ」は、望ましいコンポーネントに関するさらなる情報を提供し、参照として本出願に組み込まれる。この種の増幅器は、本発明が機能するために要求されるものではないが、所望のレベルの性能をもたらすことが明らかになっている。

さらに、図１及び７においては二つの並列増幅器９０Ａ、９０Ｂしかないが、デコンポーザ２０が、各成分が他の成分と並行して別個に増幅されかつ位相変調されるのに充分な成分にプレディストーションされた信号１３０を分解する限り、複数の増幅器を並列に使用することができることに留意されたい。

また、上述のプレディストーションサブシステム１０は、この分野で周知の通り電力増幅器を線形化しないことに留意すべきである。その代わりに、プレディストーションサブシステムは、電力振幅器システム全体を線形化する。つまり、単に単一の増幅器の出力が線形化されるのではなく、増幅器システム全体の出力が線形化される。また、現在知られている電力増幅器用の線形化システムと異なり、本明細書において論じられる増幅器システムは、ほとんどの場合中間信号振幅に生じる歪みを補償する。現在の単一増幅器線形化システムは、大きな信号振幅に生じる歪みを線形化する。

さらに、本発明は、信号を成分に分解しそれを再結合するどのような信号処理システムにも応用できることに留意すべきである。信号コンバイナ（図１のブロック１００）は必ず歪みを生じることが分っている。信号コンバイナは成分を再結合するために加算を使用し、正弦波成分を再結合する場合など不適切な信号の加算は、システム出力信号における歪みの一つの原因であることが明らかになっている。上記の実施態様において、フェーザー分解エンジンは、入力信号をベクトルに分解し、コンバイナ１００によるこれらのベクトルの不適切な加算は、出力信号に歪みを引き起こす。

上記の実施態様は、各成分ごとに別個にであっても、入力信号を増幅する一方、これが、入力信号が分解された後に行われる唯一の信号処理である必要はない。図８を参照すると、この種の一般的なシステム（もっと大きい信号伝送システムの一部としてもよい）が示されている。プレディストーションサブシステム１２０は入力信号３０をプレディストーションし、入力信号成分の不適切なまたは不完全な再結合によってシステム出力信号１１０にもたらされる歪みを補償する。これらの成分は信号デコンポーザ２０によって生成され、信号成分処理ブロック７５Ａ、７５Ｂによって別個に処理される。ブロック７５Ａ、７５Ｂによって行われる処理は、増幅（上述の実施態様と同様）、位相変調、この二つの結合またはその他の所望の信号処理の形を取ることができる。例として、図７に示される信号成分の各々は、増幅器９０Ａ−９０Ｂによって増幅されるだけでなく個別に位相変調される。位相変調は、個別に行われるか、または信号デコンポーザに組み込まれるか、または図７に示される実施形態に関して想定される通り変調及びフィルタリング・ブロック６０Ａ、６０Ｂに組み込まれる。

図８から分かる通り、信号処理サブシステム１０Ａはプレディストーションサブシステム１２０からプレディストーションされた信号を受信する。プレディストーションされた信号は、受信された後、信号デコンポーザ２０によって成分に分解される。これらの成分は次に信号成分処理ブロック７５Ａ、７５Ｂによって別個に処理され、その後コンバイナ１００によって再結合される。

フィードバック信号処理ブロック４００は、システム出力信号１１０の一部を受信し、適応プレディストーションサブシステム１２０がこの部分を使用できるようにこの部分を処理する。例として、フィードバック信号処理ブロック４００は、図４に示されるＡ/Ｄ変換器３３０及び変換ユニット３４０を含んでもよい。上に詳述される振幅調整及び位相調整もこのブロック４００で実施することができる。

上述の発明を用いることの一つの利点は、システム・コンポーネントにあまり厳しくない許容差を用いることができる点である。以前は、信号処理が許容可能な結果を生成するようにコンポーネントを実質的に整合させなければならなかった。上述の発明を使用することにより、実質的な整合に至らないコンポーネントを一緒に使用できる。不整合による誤差は、測定して、プレディストーションサブシステムによって補償することができる。

図９を参照すると、図３、４及び８に示される特徴を組み込むシステムの詳細ブロック図が示されている。図から分かる通り、図８の適応プレディストーションブロック１２０は、振幅プレディストーション計算ブロック２６０Ａと共に個別の振幅遅延２４０及び位相遅延２７０から成る。これらの計算ブロック２３０Ａ、２６０Ａの入力は、遅延ブロック２４０、２７０からの遅延入力信号及び振幅調整ブロック４１０及び位相調整ブロック４２０からの調整されたフィードバック信号である。振幅及び位相のプレディストーション修正が計算された後、振幅ＬＵＴブロック２２０Ａ及び位相ＬＵＴブロック２５０Ａはプレディストーションを加える。振幅ＬＵＴブロック２２０Ａは図３に示される振幅ＬＵＴ２２０及び振幅ＬＵＴ更新ブロック２３０を含むことに留意すべきである。同様に、位相ＬＵＴブロック２５０Ａは、図３に示される位相ＬＵＴ２５０及び位相ＬＵＴ更新ブロック２６０を含む。

図から分かる通り、図８に示されるフィードバック信号処理ブロック４００は、振幅調整ブロック４１０及び位相調整ブロック４２０に信号を送るデカルト座標-極座標変換ブロック３４０から成る。

本発明を理解する者は、上記のものの代替構造及び実施態様または変形を思いつくかもしれない。それらは全て特許請求の範囲において定義される本発明の範囲に属するはずのものである。

チライクスアーキテクチャ増幅サブシステムのブロック図である。 図１のサブシステム及びプレディストーションサブシステムを用いた増幅器システムのブロック図である。 プレディストーションサブシステムの内部コンポーネントの詳細なブロック図である。 図２の増幅器システムを示しており、図３のプレディストーションサブシステムによって使用されるフィードバック信号の組み込みを示す図である。 図４のシステムにおいて使用できる遅延線回路のブロック図である。 上述される振幅調整を実施するために使用することができる回路である。 チライクス増幅サブシステムの一つの実施態様の詳細なブロック図である。 本発明の別の実施態様による信号処理システムのブロック図である。 図３、４及び８に示される特徴を組み込むシステムの詳細なブロック図である。

Claims (54)

1. 入力信号を処理するシステムであって、
   前記入力信号を受信し、且つ前記入力信号に意図的なプレディストーションを加えることによってプレディストーションされた信号を生成するプレディストーションサブシステムと、
   前記プレディストーションされた信号を受信し処理してシステム出力信号を生成する信号処理サブシステムとを含み、
   前記プレディストーションサブシステムは前記システム出力信号における歪みを補償するために前記入力信号を歪ませ、
   前記信号処理サブシステムは前記プレディストーションされた信号を分離した成分に分解し、前記分離した成分の各々が別個に処理され、且つ前記信号処理サブシステムは前記システム出力信号を生成するために処理後の前記成分を結合することを特徴とするシステム。
2. 前記信号処理サブシステムは、
   前記プレディストーションされた信号を少なくとも二つの成分に分解する信号デコンポーザと、
   各信号成分処理ブロックが前記信号デコンポーザの出力を受信し、且つ前記信号デコンポーザから受信した前記出力を別個に処理する、少なくとも二つの信号成分処理ブロックと、
   前記少なくとも二つの信号成分処理ブロックの各々から処理された出力を受信し、前記少なくとも二つの信号成分処理ブロックの前記処理された出力から前記システム出力信号を生成するコンバイナとを含む、請求項１に記載のシステム。
3. 前記少なくとも二つの信号成分処理ブロックのうち少なくとも一つは増幅器を含む、請求項２に記載のシステム。
4. 前記増幅器は非線形増幅器である、請求項３に記載のシステム。
5. 前記システムは信号伝送システムの一部である、請求項１に記載のシステム。
6. 前記歪みの少なくとも一部は前記コンバイナに起因する、請求項１に記載のシステム。
7. 前記増幅器はスイッチモード増幅器である、請求項３に記載のシステム。
8. 前記増幅器は低出力インピーダンスを有する、請求項３に記載のシステム。
9. 前記意図的なプレディストーションは前記入力信号の振幅を調整する振幅歪みを含む、請求項１に記載のシステム。
10. 前記意図的なプレディストーションは前記入力信号の位相を調整する位相歪みを含む、請求項１に記載のシステム。
11. 前記意図的なプレディストーションはルックアップテーブの少なくとも一つのエントリに基づく、請求項１に記載のシステム。
12. 前記意図的なプレディストーションは前記テーブルのエントリの補間に基づく、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記入力信号に加えられる前記意図的なプレディストーションは前記システム出力信号及び前記入力信号の特性に基づいて調整される、請求項１に記載のシステム。
14. 前記プレディストーションサブシステムは適応プレディストーションサブシステムである、請求項１３に記載のシステム。
15. 前記プレディストーションサブシステムは前記システム出力信号の複製を受信する、請求項１３に記載のシステム。
16. 前記意図的なプレディストーションは前記入力信号と前記システム出力信号の前記複製間の差に依存する、請求項２に記載のシステム。
17. 前記ルックアップテーブルのエントリが前記システム出力信号の複製の特性に基づいて周期的に更新される、請求項１１に記載のシステム。
18. 前記意図的なプレディストーションは前記テーブルのエントリの補間に基づく、請求項１１に記載のシステム。
19. 前記プレディストーションサブシステムは、
    前記意図的なプレディストーションを決定する決定手段と、
    前記入力信号に前記意図的なプレディストーションを加える調整手段と、
    前記システム出力信号の特性に基づいて前記決定手段を周期的に更新する更新手段と、
    を含む請求項１３に記載のシステム。
20. 前記調整手段は前記決定手段から前記意図的なプレディストーションのパラメータを受信する、請求項１９に記載のシステム。
21. 前記システム出力信号から取り出されたフィードバック信号を受信し処理するフィードバック信号処理サブシステムと、
    前記プレディストーションサブシステム及び前記フィードバック処理サブシステムによって使用される遅延信号を生成するために前記入力信号の複製に遅延を提供する遅延サブシステムとをさらに含み、
    前記プレディストーションサブシステムは前記フィードバック処理サブシステムの出力を使用し、且つ前記入力信号に加えられる前記意図的なプレディストーションは前記システム出力信号及び前記入力信号の特性に基づいて調整される、
    請求項１に記載のシステム。
22. 前記遅延サブシステムが、
    複数の遅延素子と、
    前記入力信号をサンプリングする手段と、
    前記入力信号のサンプルを記憶する手段と、
    前記入力信号のサンプルを選択する選択手段と、
    前記入力信号の前記選択されたサンプルを結合する手段と、
    を含む、請求項２１に記載のシステム。
23. 前記遅延サブシステムは前記入力信号の振幅及び位相を別個に遅延させる別個のサブシステムを含む、請求項２１に記載のシステム。
24. 前記フィードバック信号処理サブシステムは前記システム出力信号の複製の位相を調整する手段を含む、請求項２１に記載のシステム。
25. システム出力信号を生成するために入力信号を処理する方法であって、
    ａ）前記入力信号を受信するステップと、
    ｂ）プレディストーションされた信号を得るために前記入力信号に意図的なプレディストーションを加えるステップと、
    ｃ）前記プレディストーションされた信号を少なくとも二つの成分信号に分解するステップと、
    ｄ）前記システム出力信号を生成するために前記少なくとも二つの成分信号を結合するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
26. 前記システム出力信号は前記入力信号をＲＦ変調したものである、請求項２５に記載の方法。
27. さらに、ステップｄ）の前に前記少なくとも二つの成分信号の各々を別個に処理する処理ステップを含む、請求項２５に記載の方法。
28. 前記処理ステップは前記少なくとも二つの成分信号のうち少なくとも一つを増幅するステップを含む、請求項２７に記載の方法。
29. 前記処理ステップは前記少なくとも二つの成分信号のうち少なくとも一つを位相変調するステップを含む、請求項２７に記載の方法。
30. 前記ステップａ）は、さらにルックアップテーブルのエントリにアクセスするステップを含み、前記意図的なプレディストーションは前記エントリに基づく、請求項２５に記載の方法。
31. 前記意図的なプレディストーションは前記テーブルのエントリの補間に基づく、請求項３０に記載の方法。
32. さらに、
    ｅ）前記システム出力信号の前記特性に基づいて前記意図的なプレディストーションを調整するステップ、
    を含む、請求項２５に記載の方法。
33. さらに、前記システム出力信号の前記特性を決定するために前記入力信号と前記システム出力信号の複製間の差を取得するステップを含む、請求項３２に記載の方法。
34. さらに、前記テーブルの少なくとも一つのエントリを更新するステップを含む、請求項３０に記載の方法。
35. 前記意図的なプレディストーションは少なくとも部分的に前記システム出力信号の特性に基づく、請求項３２に記載の方法。
36. 前記意図的なプレディストーションは前記システム出力信号の伝送中に対話形式で決定される、請求項３５に記載の方法。
37. さらに、
    ｅ）前記システム出力信号の前記特性に基づいて前記意図的なプレディストーションを調整するステップと、
    ｆ）ステップｂ）−ｅ）と並行して、
    ｆ１）前記入力信号の複製を遅延させるステップと、
    ｆ２）前記システム出力信号の戻される複製をフィードバック経路に戻させるステップと、
    ｆ３）前記戻された複製の補正されたものを生成するために前記戻された複製を処理するステップと、
    ｆ４）前記戻された複製の補正されたもの及び前記入力信号の前記複製を用いて前記意図的なプレディストーションを決定するステップと、
    を実行するステップを含む、請求項２５に記載の方法。
38. さらに、前記システム出力信号の前記特性を決定するために前記入力信号の前記複製と前記システム出力信号の前記戻された複製との間の差を取得するステップを含む、請求項３７に記載の方法。
39. ステップｆ３）における前記処理は前記入力信号に基づいて前記戻された複製の位相を調整するステップを含む、請求項３７に記載の方法。
40. ステップｆ３）における前記処理は前記入力信号に基づいて前記戻された複製の振幅を調整するステップを含む、請求項３７に記載の方法。
41. 前記振幅は前記戻された複製にＡ_sx(k)を乗じることによって調整され、
    k_A≦k≦k_A+W_A-1に対して
    Ａ_sx(k+1)＝Ａ_sx(k)+μ_A・(|ｘ_δ(k)|-Ａ_sx(k)・|ｚ(k)|)であり、
    ここで、
    k_Aは振幅の調整の開始時間であり、
    W_Aは調整が行われるサンプルの数であり、
    μ_Aは更新ステップ・サイズであり、且つ0＜μ_A＜1であり、
    ｘ_δ(k)は前記入力信号であり、
    ｚ(k)は前記フィードバック信号である、
    請求項４０に記載の方法。
42. 前記位相は前記戻された複製に位相補正を加えることによって調整され、前記位相補正はフィードバック信号に加えられる位相補正を初期化する方法によって初期化され、前記フィードバック信号は信号処理システムについて意図的なプレディストーションを決定する際に使用され、前記方法は、
    ａ）遅延の粗検索を開始するステップと、
    ｂ）サンプル間の予め決められたサンプル遅延増分をδとして前記フィードバック信号及び入力信号のW個のサンプルのタイムウィンドウを選択するステップと、
    ｃ）前記タイムウィンドウにおいて前記W個のサンプルについて複素乗加算処理を行うことによって内積Ｐ_δを計算するステップと、
    ｄ）求められた|Ｐ_δ|の最大値を記憶するステップと、
    ｅ）次のタイムウィンドウについてステップｃ）及びｄ）を反復し、各タイムウィンドウについて予め決められた量だけδを増加するステップと、
    ｆ）前記遅延の粗検索中求められた最大遅延増分δ_maxを中心とする、所定の遅延範囲をカバーするために端数サンプル増分を用いて、遅延の詳細検索のためにステップｂ）−ｅ）を反復するステップと、
    を含む請求項３９に記載の方法。
43. 前記意図的なプレディストーションは少なくとも部分的に前記システム出力信号の特性に基づく、請求項３７に記載の方法。
44. 前記意図的なプレディストーションは前記システム出力信号の伝送中に対話形式で決定される、請求項４３に記載の方法。
45. システム出力信号を生成する信号処理システムに使用する適応プレディストーションサブシステムであって、
    入力信号に加えられる意図的なプレディストーションを決定する決定手段と、
    前記入力信号に前記意図的なプレディストーションを加える調整手段と、
    前記システム出力信号の特性に基づいて前記決定手段を周期的に更新する更新手段と、
    を含むことを特徴とするサブシステム。
46. 前記調整手段は前記決定手段から前記意図的なプレディストーションのパラメータを受信する、請求項４５に記載のサブシステム。
47. 前記決定手段は前記意図的なプレディストーションを決定するために使用されるエントリを有するルックアップテーブルを含む、請求項４５に記載のサブシステム。
48. 前記決定手段はさらに前記ルックアップテーブルで見つからない値を決定する補間手段を含む、請求項４７に記載のサブシステム。
49. 前記意図的なプレディストーションは前記入力信号と前記システム出力信号の前記複製間の差に依存する、請求項４５に記載のサブシステム。
50. 前記適応プレディストーションサブシステムは、前記意図的なプレディストーションを決定するために、前記入力信号を遅延させる遅延サブシステムの出力及び前記システム出力信号から取り出されたフィードバック信号を処理するフィードバック処理サブシステムの出力を使用する、請求項４５に記載のサブシステム。
51. 前記遅延サブシステムは、
    複数の遅延素子と、
    前記入力信号をサンプリングする手段と、
    前記入力信号のサンプルを記憶する手段と、
    前記入力信号のサンプルを選択する選択手段と、
    前記入力信号の前記選択されたサンプルを結合する手段と、
    を含む請求項５０に記載のサブシステム。
52. 信号処理システムについての意図的なプレディストーションの決定において使用されるフィードバック信号に加えられる位相補正を初期化する方法であって、
    ａ）遅延の粗検索を開始するステップと、
    ｂ）サンプル間の予め決められたサンプル遅延増分をδとして前記フィードバック信号及び前記入力信号のW個のサンプルのタイムウィンドウを選択するステップと、
    ｃ）前記タイムウィンドウにおいてW個のサンプルについて複素乗加算処理を行うことによって内積Ｐ_δを計算するステップと、
    ｄ）求められた|Ｐ_δ|の最大値を記憶するステップと、
    ｅ）次のタイムウィンドウについてステップｃ）及びｄ）を反復し、各タイムウィンドウについて予め決められた量だけδを増加するステップと、
    ｆ）前記遅延の粗検索中求められた最大遅延増分δ_maxを中心とする、所定の遅延範囲をカバーするために端数サンプル増分を用いて、遅延の詳細検索のためにステップｂ）−ｅ）を反復するステップと、
    を含む方法。
53. 前記内積が
    

    

    によって定義され、
    ここで、
    ∠ｘ_δ(k)が前記入力信号の位相であり、
    ∠ｚ(k)が前記フィードバック信号の位相であり、
    Ａ_MACが定数であり、
    nがタイムウィンドウを示す整数である、
    請求項５２に記載の方法。
54. 前記位相補正が前記最大値Ｐ_δの位相である、請求項５２に記載の方法。

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