CN109921810B

CN109921810B - 适用于射频域的自干扰抑制方法和装置

Info

Publication number: CN109921810B
Application number: CN201811533266.7A
Authority: CN
Inventors: 王纪东; 游行远; 丁昊成; 徐彬彬; 刘晓玲
Original assignee: 722th Research Institute of CSIC
Current assignee: 722th Research Institute of CSIC
Priority date: 2018-12-14
Filing date: 2018-12-14
Publication date: 2021-08-17
Anticipated expiration: 2038-12-14
Also published as: CN109921810A

Abstract

本发明公开了一种适用于射频域的自干扰抑制方法和装置，属于通信领域。该方法包括：对发射天线产生的射频域信号进行采集和预处理，得到A通道信号；对接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，得到B通道信号；将所述B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号；计算所述A通道信号与所述复估计信号之间的误差值，得到输出信号，所述输出信号为对所述接收天线接收到的射频域信号进行自干扰抑制后的信号。

Description

适用于射频域的自干扰抑制方法和装置

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及一种适用于射频域的自干扰抑制方法和装置。

背景技术

通信系统工作时，由于发射端与接收端之间的相互影响，在射频域可能会产生强度较大的自干扰。自干扰主要体现为发射端信号在发送到信道中的同时耦合进入接收端混入接收信号中，严重影响通信质量。因此，通信系统的收信模块与发信模块在工作中需要较高的独立性，以尽量减少发射端干扰在接收信号中的占比，即减少发射信号与接收信号的耦合，从而保证系统内的自干扰强度尽可能低，有利于后续各项处理。

影响通信系统发射信号与接收信号耦合量强度的主要因素通常有二：一是发射天线发射的信号在发射时经直射路径直接被接收天线接收；二是发射信号在传输过程中的反射与散射经各散射路径被接收天线接收。

从自干扰的生成原理可以推知，自干扰的频域特性与接收信号较为相似，所在频段范围与接收信号也较为接近。此外由于信道中的衰落及其他因素影响，接收信号中自干扰分量可能比接收信号中的有效信号强50-110dB，可能造成接收机堵塞，严重影响接收端信号处理的效果。

发明内容

本发明实施例提供了一种适用于射频域的自干扰抑制方法和装置，用以解决信号传输中的自干扰问题。所述技术方案如下：

一方面，本发明实施例提供了一种适用于射频域的自干扰抑制方法，所述方法包括：

对发射天线产生的射频域信号进行采集和预处理，得到A通道信号；

对接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，得到B通道信号，所述A通道信号和所述B通道信号为相位相差90°的基带信号，所述接收天线接收到的射频域信号包括实际需要接收的信号经过信道传播抵达的信号与自干扰信号的叠加，所述自干扰信号源于所述发射天线的自干扰，所述实际需要接收的信号与所述自干扰信号相关性不同；

以所述A通道信号作为参考信号，将所述B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号d(n)：

式中，x_M ^T(n)为x_M(n)的转置矩阵；x_M(n)为所述n时刻信号序列，表示n时刻存储在所述自适应滤波器中的输入信号的M个矢量元素；x_m(n)表示x_M(n)的第m个矢量元素；h_M(n-1)为(n-1)时刻的滤波器系数；h_m(n-1)为h_M(n-1)的第m个分量；

计算所述复估计信号与所述A通道信号之间的差值，得到输出信号，所述输出信号为对所述接收天线接收到的射频域信号进行自干扰抑制后的信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述对接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，包括：

对所述接收天线接收到的射频域信号进行采样处理，获得离散时间实信号；

根据约定的正交调制频率对所述离散时间实信号进行解调处理，获得基带信号；

对所述基带信号进行希尔伯特变换，并根据变换后的信号和所述基带信号得到所述B通道信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述根据约定的正交调制频率对所述离散时间实信号进行解调处理，获得基带信号，包括：

采用如下公式计算所述基带信号：

其中，f_c为所述正交调制频率，r_B(n)为所述离散时间实信号，I_B为所述基带信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述对所述基带信号进行希尔伯特变换，并根据变换后的信号和所述基带信号得到所述B通道信号，包括：

采用如下公式进行希尔伯特变换：

采用如下公式计算所述B通道信号：

{B(n)}＝(I_B+jQ_B)；

其中，Q_B为所述变换后的信号，{B(n)}为所述B通道信号，j为复数。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述将所述B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号，包括：

在n-1时刻信号序列的基础上对n时刻信号序列进行更新，n时刻信号序列为n时刻存储在所述自适应滤波器的延时部件中的输入信号的M个矢量元素，n、M均为大于1的整数；

根据所述n时刻信号序列确定n时刻所述自适应滤波器的复估计信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述方法还包括：

在每次循环运算的过程中按照如下方式对所述自适应滤波器的滤波器系数进行更新：

根据n-1时刻M阶矩阵确定n时刻所述自适应滤波器的滤波增益，n-1时刻M阶矩阵为n-1时刻输入信号自相关矩阵的逆矩阵；

在所述n-1时刻M阶矩阵的基础上对n时刻M阶矩阵进行更新；

根据n-1时刻所述自适应滤波器的滤波器系数、n时刻所述自适应滤波器的滤波增益和n时刻的输出信号，对n时刻所述自适应滤波器的滤波器系数进行更新

另一方面，本发明实施例还提供了一种适用于射频域的自干扰抑制装置，所述装置包括：

第一预处理模块，用于对发射天线产生的射频域信号进行采集和预处理，得到A通道信号；

第二预处理模块，用于对接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，得到B通道信号，所述A通道信号和所述B通道信号为相位相差90°的基带信号，所述接收天线接收到的射频域信号包括实际需要接收的信号经过信道传播抵达的信号与自干扰信号的叠加，所述自干扰信号源于所述发射天线的自干扰，所述实际需要接收的信号与所述自干扰信号相关性不同；

滤波模块，用于以所述A通道信号作为参考信号，将所述B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号d(n)：

计算模块，用于计算所述复估计信号与所述A通道信号之间的差值，得到输出信号，所述输出信号为对所述接收天线接收到的射频域信号进行自干扰抑制后的信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述第二预处理模块，用于对所述接收天线接收到的射频域信号进行采样处理，获得离散时间实信号；根据约定的正交调制频率对所述离散时间实信号进行解调处理，获得基带信号；对所述基带信号进行希尔伯特变换，并根据变换后的信号和所述基带信号得到所述B通道信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，所述第二预处理模块，用于采用如下公式计算所述基带信号：

本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：

在本发明实施例中，将发射天线产生的射频域信号以及接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，得到A通道信号和B通道信号，将所述B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，最后采用自适应滤波器输出和A通道信号之间的差值作为输出信号，完成射频域信号的自干扰抑制；由于所需要的信号和干扰信号的相关性不同，相干时间也不一样，通过自适应滤波器的循环迭代运算并基于B通道信号中的干扰分量进行A通道信号的预测，从而得到具有A通道信号和实际需要接收的信号的复估计信号，再将从发射天线采集到的信号与预测得到的复估计信号相减得到的输出信号就近似于减去了干扰的信号，因此该方案实现了对自干扰的抑制，进而提升解调时信干比，为后续处理步骤提供质量较高的信号。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明实施例提供的应用场景示意图；

图2是本发明实施例提供的一种适用于射频域的自干扰抑制方法的流程图；

图3是本发明实施例提供的另一种适用于射频域的自干扰抑制方法的流程图；

图4是本发明实施例提供的适用于射频域的自干扰抑制方法的实现框图；

图5是本发明实施例提供的自干扰抑制方法对信干比为-40dB情况进行仿真获得的MSE收敛曲线；

图6是本发明实施例提供的自干扰抑制方法对信干比为-70dB情况进行仿真获得的MSE收敛曲线；

图7是本发明实施例提供的一种适用于射频域的自干扰抑制装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

为了便于理解本方案所提供的适用于射频域的自干扰抑制方法，下面先对本发明的应用场景进行说明：

图1是本发明实施例提供的应用场景示意图。参见图1，发射端设备10通过发射天线发射信号时，接收端设备20会受到自干扰的影响，本发明实施例通过在发射端设备10和接收端设备20之间设置自干扰抑制装置30，通过自干扰抑制装置的输出信号，来抑制自干扰。

其中，发射端设备10可以为发射电台，接收端设备20可以为接收电台。

图2是本发明实施例提供的一种适用于射频域的自干扰抑制方法的流程图。该适用于射频域的自干扰抑制方法可以由自干扰抑制装置执行。参见图2，该适用于射频域的自干扰抑制方法包括：

步骤101：对发射天线产生的射频域信号进行采集和预处理，得到A通道信号。

设通信系统中使用两路天线，分别为发射天线A与接收天线B。以r_A(t)表示自发射天线A采集的射频发射信号，r_B(t)表示自接收天线B采集的射频接收信号；s(t)表示接收端设备实际需要接收的信号。

发射天线A发射出的射频信号经过信道传输，会对接收天线B造成干扰。此时，接收天线B接收到的信号r_B(t)为s(t)经过信道传播抵达的信号与自干扰信号的叠加，其信号形式为：r_B(t)＝a₀s(t)*h(t)+n_B(t)。

其中，h(t)为信道传输过程的参数，a₀为接收所需信号的衰减系数。n_B(t)为天线B接收到的源于天线A的自干扰，n_B(t)＝r_A(t)*h_N(t)，其中h_N(t)为r_A(t)经过的信道，即r_B(t)既含有衰减的实际信号成分又有干扰成分。n_B(t)与r_A(t)不完全相同，但具有一定相关性。在此场景下天线B接收到自干扰的能量远大于接收到的信号能量。

步骤102：对接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，得到B通道信号。

对两路天线分别产生或接收到的射频域信号进行采集作为自干扰抑制装置的输入并做预处理，其中预处理包括相应的解调、希尔伯特变换等过程，从而将信号转换为相位相差90°的基带信号，后称A通道信号、B通道信号。

步骤103：将B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号。

以A通道信号{A(n)}作为参考信号，即期望响应；B通道信号{B(n)}作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，每次循环中对滤波器系数进行更新。经滤波处理后获得复估计信号{B'(n)}，即自适应滤波器的复估计信号。

这里，复估计信号是一个估计信号，其值为复数。

步骤104：计算复估计信号与A通道信号之间的差值，得到输出信号，输出信号为对接收天线接收到的射频域信号进行自干扰抑制后的信号。

该差值即为自干扰抑制装置的输出信号，作为已完成自干扰抑制的信号进入后续解调流程。

在本发明实施例中，将发射天线产生的射频域信号以及接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，得到A通道信号和B通道信号，将B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，最后采用自适应滤波器输出和A通道信号之间的差值作为输出信号，完成射频域信号的自干扰抑制；由于所需要的信号和干扰信号的相关性不同，相干时间也不一样，通过自适应滤波器的循环迭代运算并基于B通道信号中的干扰分量进行A通道信号的预测，从而得到具有A通道信号和实际需要接收的信号的复估计信号，再将从发射天线采集到的信号与预测得到的复估计信号相减得到的输出信号就近似于减去了干扰的信号，因此该方案实现了对自干扰的抑制，进而提升解调时信干比，为后续处理步骤提供质量较高的信号。

图3是本发明实施例提供的另一种适用于射频域的自干扰抑制方法的流程图。参见图3，该适用于射频域的自干扰抑制方法可以由自干扰抑制装置执行，该适用于射频域的自干扰抑制方法包括：

步骤201：对发射天线产生的射频域信号进行采样处理，获得离散时间实信号。

将发射天线产生的射频域信号r_A(t)进行采样处理以获得相应离散时间实信号r_A(n)。

步骤202：根据约定的正交调制频率对离散时间实信号进行解调处理，获得基带信号。

在本发明实施例中，该步骤可以包括：采用如下公式计算基带信号：

其中，f_c为正交调制频率，r_A(n)为离散时间实信号，I_A为基带信号。

其中，约定的正交调制频率是指收发双方约定的正交调制频率。

步骤203：对基带信号进行希尔伯特变换，并根据变换后的信号和基带信号得到A通道信号。

在本发明实施例中，该步骤可以包括：采用如下公式进行希尔伯特变换：

采用如下公式计算A通道信号：

{A(n)}＝(I_A+jQ_A)；

其中，Q_A为变换后的信号，{A(n)}为A通道信号，j为复数。

具体地，为了方便信号的处理，需要对射频域信号进行离散化，将连续的射频域信号变换为一系列离散的数据点。由于本场景中输入信号为射频域信号，需要先去除高频载波转化为中频信号，之后对中频信号进行采样为离散时间实信号。然后将所获得的离散时间实信号通过希尔伯特带通滤波器转换，并根据需要进行相应的成型滤波处理。

通过步骤201-203实现对发射天线接产生的射频域信号的采集和预处理，得到A通道信号。

步骤204：对接收天线接收到的射频域信号进行采样处理，获得离散时间实信号。

将接收天线接收到的射频域信号r_B(t)进行采样处理以获得相应离散时间实信号r_B(n)。

步骤205：根据约定的正交调制频率对离散时间实信号进行解调处理，获得基带信号。

其中，f_c为正交调制频率，r_B(n)为离散时间实信号，I_B为基带信号。

步骤206：对基带信号进行希尔伯特变换，并根据变换后的信号和基带信号得到B通道信号。

采用如下公式计算B通道信号：

{B(n)}＝(I_B+jQ_B)；

其中，Q_B为变换后的信号，{B(n)}为B通道信号，j为复数。

通过步骤201-206分别对获得的两个基带信号做希尔伯特变换，获得相位相差90°的同相正交(In-phase Quadrature，IQ)复信号{A(n)}和{B(n)}，也即A通道信号、B通道信号。

其中，步骤204-206与步骤201-203之间没有先后关系。

步骤207：将B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号。

步骤207采用自适应滤波器实现，具体可以为如图4所示的递推最小二乘(RLS)滤波器。将B通道信号{B(n)}作为输入信号送入RLS滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号。

另外，每次循环中对滤波器系数{h_M}进行更新：

h_M(n)＝h_M(n-1)+K_M(n)e_M(n)；

式中，滤波增益K_M(n)和当前时刻的输出信号e_M(n)均可在迭代过程中求得。在设计的迭代次数范围内，每次迭代获得滤波器系数{h_M}和输出信号e_M(n)，并利用输出信号e_M(n)进行反馈对自适应滤波器系数进行调整，然后进入下次迭代过程。

在迭代开始前，对自适应滤波器的滤波器系数{h_M}、输入滤波器的信号序列{x_M}、输入信号自相关矩阵的逆矩阵P_M做初始化，并确定遗忘因子w，w＜1。

h_M(-1)＝{0,0,...,0}

x_M(-1)＝{0,0,...,0}

P_M(-1)＝1/δ*I_M；

式中M为自适应滤波器的阶数，h_M(n)为一M维向量，由自适应滤波器的M个权系数构成，表示n时刻的自适应滤波器的滤波器系数，也称权矢量；x_M(n)为一M维向量，表示n时刻存储在滤波器延时部件中的输入信号的M个矢量元素；P_M(n)为M阶矩阵，表示在n时刻输入信号自相关矩阵的逆矩阵，其中I_M为M阶的单位矩阵，δ为一正数。

具体地，步骤207可以包括：

第一步，在n-1时刻信号序列的基础上对n时刻信号序列进行更新，n时刻信号序列为n时刻存储在自适应滤波器的延时部件中的输入信号的M个矢量元素，n、M均为大于1的整数。

在n时刻，对n时刻信号序列x_m(n)在n-1时刻信号序列x_m-1(n-1)的基础上做更新：

x_m(n)＝x_m-1(n-1),1≤m＜M

式中，x_m(n)表示x_M(n)的第m个矢量元素，x_M(n)为n时刻信号序列，表示n时刻存储在自适应滤波器中的输入信号的M个矢量元素，0≤m＜M；in(n)为n时刻自适应滤波器的输入信号，in(n)＝{B(n)}。

第二步，根据n时刻信号序列确定n时刻自适应滤波器的复估计信号。

具体地，按照如下方式求n时刻自适应滤波器的复估计信号d(n)：

式中，x_M ^T(n)为x_M(n)的转置矩阵；h_M(n-1)为(n-1)时刻的滤波器系数；h_m(n-1)为h_M(n-1)的第m个分量。

进一步地，该方法还可以包括：在每次循环运算的过程中按照如下方式对自适应滤波器的滤波器系数进行更新：

第一步，根据n-1时刻M阶矩阵确定n时刻自适应滤波器的滤波增益，n-1时刻M阶矩阵为n-1时刻输入信号自相关矩阵的逆矩阵。

具体地，按照如下方式求更新n时刻自适应滤波器的滤波增益K_M(n)：

式中，x_M ^*(n)表示x_M(n)的共轭矩阵。

第二步，在n-1时刻M阶矩阵的基础上对n时刻M阶矩阵进行更新。

具体地，按照如下方式更新n时刻输入信号自相关矩阵的逆矩阵P_M(n)，也即M阶矩阵：

第三步，根据n-1时刻自适应滤波器的滤波器系数、n时刻自适应滤波器的滤波增益和n时刻的输出信号，对n时刻自适应滤波器的滤波器系数进行更新。

具体地，按照如下方式更新n时刻的滤波器系数h_M(n)：

h_M(n)＝h_M(n-1)+K_M(n)e_M(n)；

式中，e_M(n)为n时刻的输出信号(具体通过步骤208求得)，h_M(n-1)为n-1时刻自适应滤波器的滤波器系数。

当循环运行次数在训练次数范围内，第n次迭代完成后，进行第n+1次迭代。

步骤208：计算复估计信号与A通道信号之间的差值，得到输出信号，输出信号为对接收天线接收到的射频域信号进行自干扰抑制后的信号。

在该步骤中，采用n时刻的A通道信号更新n时刻的期望响应，采用n时刻的期望响应与复估计信号相减，即可得到输出信号。如图4所示，根据RLS滤波器输出的复估计信号与A通道信号计算，得到差值(err)。

具体地，n时刻的期望响应d(n)：d(n)＝A(n)；其中，d(n)的时间坐标应注意与自适应滤波器的输出值的时间坐标匹配。

然后，按照如下方式求取输出信号e_M(n)：e_M(n)＝d(n)-d(n)；

图5是本发明实施例提供的自干扰抑制方法对信干比为-40dB情况进行仿真获得的均方差(Mean squared error，MSE)收敛曲线；图6是本发明实施例提供的自干扰抑制方法对信干比为-70dB情况进行仿真获得的MSE收敛曲线。参见图5和图6，其中横坐标为迭代次数，纵坐标为预测的复估计信号和原始的射频域信号对应点的均方差，可以看出，当迭代次数足够时，二者的误差趋近于0，也即采用本发明实施例提供的方法能够有效抑制射频域信号的自干扰。

图7是本发明实施例提供的一种适用于射频域的自干扰抑制装置的结构示意图。参见图7，适用于射频域的自干扰抑制装置包括：第一预处理模块301、第二预处理模块302、滤波模块303和计算模块304。

其中，第一预处理模块301用于对发射天线产生的射频域信号进行采集和预处理，得到A通道信号；

第二预处理模块302用于对接收天线接收到的射频域信号进行采集和预处理，得到B通道信号；

滤波模块303用于将B通道信号作为输入信号送入自适应滤波器进行迭代循环运算，得到复估计信号；

计算模块304用于计算复估计信号与A通道信号之间的差值，得到输出信号，输出信号为对接收天线接收到的射频域信号进行自干扰抑制后的信号；

在本发明实施例的一种实现方式中，第二预处理模块302，用于对接收天线接收到的射频域信号进行采样处理，获得离散时间实信号；根据约定的正交调制频率对离散时间实信号进行解调处理，获得基带信号；对基带信号进行希尔伯特变换，并根据变换后的信号和基带信号得到B通道信号。

在本发明实施例的一种实现方式中，第二预处理模块302，用于采用如下公式计算基带信号：

在本发明实施例的一种实现方式中，第二预处理模块302，用于采用如下公式进行希尔伯特变换：

采用如下公式计算B通道信号：

{B(n)}＝(I_B+jQ_B)；

其中，Q_B为变换后的信号，{B(n)}为B通道信号，j为复数。

需要说明的是：上述实施例提供的适用于射频域的自干扰抑制装置在进行自干扰抑制时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将设备的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的适用于射频域的自干扰抑制装置与适用于射频域的自干扰抑制方法实施例属于同一构思，其具体实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。