KR19980075616A

KR19980075616A - Ofdm 수신 시스템의 동기 검출 회로

Info

Publication number: KR19980075616A
Application number: KR1019970011858A
Authority: KR
Inventors: 김종한
Original assignee: 배순훈; 대우전자 주식회사
Priority date: 1997-03-31
Filing date: 1997-03-31
Publication date: 1998-11-16
Also published as: KR100226700B1

Abstract

본 발명은 OFDM 시스템에 관한 것으로 특히, 블록 단위의 동기 신호를 삽입하지 않고 변조된 OFDM 수신 신호를 FFT 처리한 후 위상 추출 장치로부터 얻은 비선형 위상값을 위상신호 변환장치를 통해 선형 위상값으로 변환하여 틀어진 동기를 검출하는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로에 관한 것으로서, 상기 위상신호 변환장치로부터 출력된 선형 위상값을 절대치 연산하여 출력하는 절대치 계산기(80)와; 상기 절대치 계산기(80)의 출력을 읽기 주소로 입력 받아 틀어진 위치에 해당하는 심볼수를 출력하는 메모리(81); 상기 선형 위상값과 기준 위상값을 입력 받아 틀어진 방향을 판단하여 제어 신호를 출력하는 제어부(82); 상기 메모리(81)로부터 제공받은 심볼수와 상기 제어부(82)로부터 제공받은 제어 신호에 따라 틀어진 위치와 방향을 선택하여 보상해야할 심볼수를 출력하는 검출 신호 선택부(83)를 포함하여 구성되어 있으며, 본 발명은 현재 블록 위상값과 그 블록으로부터 N/2 심볼 떨어진 블록의 기준 위상값을 이용하여 틀어진 위치와 방향을 정확하게 검출해내므로써, 틀어진 심볼 수 만큼 보상할 수 있는 효과가 있다.

Description

OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 시스템(Orthogonal frequency division multiplexing : 이하 OFDM이라 함)에 관한 것으로, 특히 동기 신호를 따로 삽입하지 않고, 정보 신호만을 고속 퓨리에 역변환(Inverse fast fourier transform : 이하 IFFT 라함)시켜 OFDM송신 신호를 전송하고, 이것을 수신한 수신 시스템에서는 고속 퓨리에 변환(Fast fourier transform : 이하 FFT 라함)처리한 후 얻은 비선형 위상값을 위상 신호 변환장치를 통해 선형 위상값으로 변환하여 틀어진 동기를 검출하는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로에 관한 것이다.

일반적으로 지상 동시 방송 방식의 고화질 텔레비젼(HDTV:high definition television)의 전송 신호는 직진성이 강한 VHF/UHF 대의 전파를 사용한다. 따라서, 수신측에는 송신측으로부터의 직접파만이 도달하는 것이 아니라 주변 건축물 등에 의한 지연 반사파도 도달하는 다경로 전송이 일어난다. 특히 반사파의 지연 시간이 심볼의 전송 주기보다 클수록 인접한 심볼 간의 간섭 현상이 심하게 발생되는데, 이와 같은 심볼간의 간섭은 복호시 검출 에러율을 크게 증가시키는 것으로 알려져 있다. 이에, 현재까지 심볼간의 간섭을 방지하기 위한 여러 연구가 이루어져 왔는데, 그 내용은 다음과 같은 두가지로 나뉜다. 첫번째 방법은 시간영역에서 심볼주기를 증가시켜 간섭으로 부터 벗어나게 하는 것이고, 두번째 방법은 송신부나 수신부에서 적절한 채널 보상을 해주는 방법이다. 전자의 경우는 하드웨어 구성이 간단한 장점이 있으나, 심볼 전송율이 감소되는 단점이 있으며, 높은 전송률을 필요로 하는 디지탈 HDTV방송인 경우 이와 같은 방법은 적용되기 어렵다. 반면 후자의 경우는 전송율의 감소없이 시스템 구성이 가능한 반면, 복잡한 채널 등화기를 수신측에서 사용하여야 하는 단점이 있다.

이와 같은 방법의 장점을 취하여 전송율을 감소시키지 않으며 다경로 전송에 의한 영향을 적게 받게 하는 변조 기법으로 제안된 것이 바로 '직교 주파수 분할 다중화 변조(OFDM)'이다. OFDM 방식은 직렬로 입력되는 심볼열을 N블록 단위의 병렬 형태로 변환한 후, 각 원소 심볼을 상호 직교성을 갖는 반송파로 변조시킨 후, 이들을 각각 더하여 전송한다. 따라서, 동시에 여러개의 심볼이 전달되고, 그만큼 심볼 주기가 증가하는 효과가 있다. OFDM의 신호 주기는 심볼이 전송되는 부채널 만큼 증가되어, 지연신호가 있는 다경로 전송에서 심볼간의 간섭을 감소시킬 수 있다. 그런데, OFDM 방식은 심볼 주기를 증가시키기 위해 다수의 부반송파를 사용하므로 OFDM 신호의 복조는 각 부채널별로 이루어지게 된다. 그러므로 수신기의 구조는 부채널 수가 증가함에 따라 기존의 단일 반송파 방식에 비해 복잡하게 되어 OFDM 수신기 구조를 단순화 시키는 기법이 매우 중요하다.

한편, 이러한 OFDM 방식의 장점을 살펴보면, 다중 반송파를 사용하므로써 심볼 전송 시간을 늘릴 수 있고 이것은 다중 경로에 의한 간섭 신호에 상대적으로 둔감하게 되어 긴 시간의 에코 신호(echo signal)에 대해서 성능 저하가 적다. 또한 기존에 존재하는 신호에 대해서도 강한 성질을 가지므로 동일 채널 간섭에 대한 영향이 적으며, 이러한 특성으로 인해 단일 주파수 망(Single Frequency Network:SFN)을 구성할 수 있다. 여기서, SFN이란 하나의 방송이 전국을 하나의 주파수로 방송하는 것을 의미하며, 이때는 동일 채널 간섭이 심해지게 된다. 따라서, OFDM은 동일 채널에 환경에 강하기 때문에 SFN 망을 구성하게 되면 한정된 주파수 자원을 효율적으로 이용할 수 있다. 또한, OFDM은 기존의 디지털 변조 기법과 비교하여 신호의 스펙트럼을 사각형에 근접하게 만들 수 있어 대역효율을 더욱 증가시킬 수 있다는 것이다. 이것은 변조되는 데이터의 전송율이 상대적으로 낮으므로 각각의 반송파로 변조되는 신호의 스펙트럼이 매우 좁은 천이 대역폭을 가지게 되며, 이들을 더한 OFDM신호 역시 좁은 천이 대역폭을 유지할 수 있기 때문이다.

상기에 설명한 바와 같이, OFDM 방식은 각 병렬 채널에서 변조시킨 후, 이를 합산한 신호를 송신하므로 병렬 채널수만큼의 독립된 부반송파(subcarrier)가 필요하게 되고, 부반송파들은 주파수 영역에서 상호 직교성을 유지하고, 상호 동기가 이루어져야만 한다. 따라서, OFDM 송수신기의 구현에 있어, 병렬 부채널수의 증가는 OFDM송수신기의 하드웨어 복잡도의 증가를 야기 시킨다.

그러나, 시스템을 디지털 화하면, 이와 같은 복호 과정은 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform:FFT)구조 하나로 구현할 수 있기 때문에 하드웨어를 간단히 구현할 수 있으며, 최근 디지털 변조 방식의 OFDM 방식이 유럽 디지털 오디오 방송 및 지상방송 고화질 텔레비젼의 전송방식으로 채택되었다.

여기서, OFDM 방식에 대해 살펴보면 다음과 같다. 도 1은 OFDM 변조 원리를 설명하기 위한 개념도로서, 송신단은 직병렬 변환부(1)와, 고속 퓨리에 역변환칩 (IFFT:2) 및, 병직렬 변환부(3)로 구성되어 있다. N 은 반송파의 수를 나타낸다. 송신 데이터가 직렬로 입력되면 직병렬 변환부(1)에서는 병렬 데이터로 변환되며, 상기 병렬 데이터는 IFFT(2)로 입력 되어 역 퓨리에 변환이 수행되고, 상기 IFFT 신호는 병직렬 변환부를 통해 직렬로 변환되어 전송된다. 여기서, 연속되는 심볼들 사이에 보호 구간이 삽입되어 다중 경로에 의한 심볼간 간섭을 제거하도록 한다.

도 2는 OFDM 변조기의 블록도로서, OFDM 변조의 기본 이론은 서로 직교하는 협대역의 신호를 합해서 보내는 것으로 시간영역에서 살펴보면 하나의 신호와 같이 보여진다. 각 단일 반송파에 복소 QAM 신호를 주기 위해 Ts 길이의 직렬 데이터를 N 개의 신호로 시간 영역에서 나눈다. 각각의 신호는 하나의 복소 신호를 형성하여 각 반송파에 의해 변조된다. 즉, QAM변조시 직렬로 입력된 각 복소 심볼 ai가 N단으로 병렬화 되어 서로 수직인 신호에 곱해져서 다음 수학식 1과 같이 나타난다.

[수학식 1]

여기서, T_A는 복소 반송파의 샘플링 주기이다. 만일 반송파 신호가 서로 직교성을 갖는다면 다음 수학식 2 가 만족된다.

[수학식 2]

따라서, 이를 고려하면 합산 신호는 다음 수학식 3 과 같다.

[수학식 3]

합산된 심볼 길이 T_S와 샘플링 주기 T_A가 다음 수학식 4 의 조건을 만족하도록 선택한다.

[수학식 4]

따라서, 최종적으로 다음 수학식 5 의 합산 신호를 얻는다.

[수학식 5]

상기 수학식 5 를 살펴보면, N 포인트 IFFT 와 같은 수식임을 알 수 있다. 따라서, OFDM 변조는 IFFT 에 의해 간단히 구현될 수 있는 것이다.

도 3 은 OFDM 이 적용된 신호의 시간 영역 변화를 나타낸 도면으로서, OFDM 신호를 시간 영역에서 살펴보면 단일 반송파로 보내는 N 개 심볼 신호를 N 개의 반송파에 실어서 한꺼번에 보내기 때문에 각 심볼의 전송 시간은 부반송파(Subcarrier)의 총 수(N)만큼 늘어나게 된다. 이처럼 심볼 시간의 증가는 다중 경로에 강하게 되는 성질을 가지나, N 개의 반송파를 사용해야 하므로 수신측 하드웨어 구현이 어렵다. 그러나, 앞에서도 살펴 보았듯이 IFFT 에의해 변조된 신호는 FFT 를 사용하여 간단히 복조할 수 있다.

한편, OFDM 시스템에서도 N개의 심볼을 한 블록 단위로하여 IFFT변환되고, 블록 단위로 전송되어 수신측에서 동일한 블록을 FFT변환시키므로써 원래 정보가 복원되어지기 때문에, 블록의 동기를 정확히 검출해야만 한다. 따라서, 종래의 동기 검출 방식은 블록마다 동기 신호를 삽입하여 정보신호와 함께 전송하였기 때문에 동기 신호가 차지하는 상당한 부채널로 인해 채널과 시스템 구현에 소요되는 자원의 낭비를 초래하는 문제점이 있었다. 이러한 문제점을 해결하고자, 동기 신호를 삽입하지 않고, 유효한 데이터만을 변조시켜 OFDM 신호의 특성을 이용하여 동기를 검출해 낼 수 있는 위상 추출 장치 및 위상 신호 변환 장치를 이미 제안한 바 있다. 본 발명자에 의해 제안된 위상 추출 장치는 동기가 정확히 맞을 경우 FFT 변환된 신호값은 ±1±j 만 존재한다는 특성을 이용하였다. 즉, FFT 변환된 N 개 복소 심볼을 매 클럭마다 병렬로 입력 받아 각 심볼의 절대치를 구하여 이전 블럭과 현재 블럭의 심볼들의 차를 각각 구하고, 상기 차값을 모두 합산한 값을 출력하도록 하였다. 상기 합산 값이 '0'이 된다면, 동기가 정확히 맞은 것이고, 그렇지 않다면 동기가 틀어져 있음을 알수 있다. 그리고, 위상신호 변환장치는 상기 위상 추출 장치의 출력 신호가 비선형 분포를 갖기 때문에 이를 선형 분포를 갖도록 바꿔줌과 동시에 매 클럭마다 위상값을 반전 시켜 주도록 하였다.

그러나, 이렇게 검출된 위상값이 갖는 분포는 2/N 심볼 틀어진 위치를 중심으로 하여 서로 대칭이기 때문에 틀어진 위치와 방향을 결정하기 어려운 문제점이 있었다.

이에, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명은 동기 신호가 삽입되지 않고 유효 데이터만으로 OFDM 변조된 신호의 위상 분포를 조사하여 틀어진 위치와 방향을 찾아내어 그에 따라 정확한 블록 동기를 잡아내는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로를 제공하는 데 그 목적이 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 블록 단위의 동기 신호를 삽입하지 않고 변조된 OFDM 수신 신호를 FFT 처리한 후 위상 추출 장치로부터 얻은 선형 위상값을 위상신호 변환장치를 통해 선형 위상값으로 변환하여 틀어진 동기를 검출하는데 있어서, 상기 위상신호 변환장치로부터 출력된 선형 위상값을 절대치 연산하여 출력하는 절대치 계산기와, 상기 절대치 계산기의 출력을 읽기 주소로 입력 받아 틀어진 위치에 해당하는 심볼수를 출력하는 메모리, 상기 선형 위상값과 기준 위상값을 입력 받아 틀어진 방향을 판단하여 제어 신호를 출력하는 제어부; 상기 메모리로부터 제공받은 심볼수와 상기 제어부로부터 제공받은 제어 신호에 따라 틀어진 위치와 방향을 선택하여 보상해야할 심볼수를 출력하는 검출 신호 선택부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

도 1 은 직교 주파수 분할 다중화 전송 시스템(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : OFDM)의 변조 원리를 설명하기 위한 개념도,

도 2는 OFDM 변조기의 블럭도,

도 3은 OFDM 이 적용된 신호의 시간 영역 변화를 나타낸 도면,

도 4는 OFDM 수신기의 블록도,

도 5는 본 발명에 따른 동기 검출 회로를 포함한 OFDM 수신기에 대한 블록도,

도 6은 도 5의 위상 검출부와 위상 신호 변환부의 출력 신호를 각각 도시한 도면,

도 7은 본 발명의 동기 검출 신호를 발생시키기 위한 위상 분포에 따른 틀어진 위치와 방향을 검출하는 방법을 설명하기 위한 도면,

도 8은 본 발명에 따른 동기 신호 발생 회로에 대한 회로도이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *

80 : 절대치 계산기 81 : 메모리

82 : 제어부 82-1 : 곱셈기

82-2 : 비교기 83 : 검출 신호 선택부

83-1 : 롬 83-2 : 가산기

83-3 : 멀티플렉서

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본발명의 실시예를 자세히 설명하고자 한다.

우선, 본 발명의 이해를 돕고자 OFDM 신호를 복호하는 방식을 설명하면, 다음과 같다. 복소 심볼 a_i,j가 i번째 블록에서 j번째 부채널로 전송되는 심볼이라고 하면 i번째 블록의 OFDM 송신 신호 Si(t)는 하기 수학식 6과 같이 표현할 수 있다.

[수학식 6]

여기서, N은 OFDM 의 부채널 수이고, Tsym 은 한 블록의 주기를 나타낸다. 이러한 송신 신호가 복조될 경우 심볼 a_i,j은 각 부반송파의 직교성을 이용하여 수학식 1 로부터 하기 수학식 6과 같이 검출된다.

[수학식 7]

상기 수학식 7에서 보는 바와 같이, OFDM 수신기에서 각 부채널별로 부반송파를 발생시킨 후, 곱셈과 적분연산을 수행하여 복호되기 때문에 복잡하다. 그러나, OFDM수신 신호를 표본화하여 디지탈 기법으로 상기 수학식 7의 복호 과정을 수행하게 되면, 적분 연산을 제거할 수 있고, 곱셈 연산 수도 줄일 수 있다. 여기서, 표본화 주기를 Tsym／N 으로하여 심볼 a_i,j를 검출하는 것을 하기 수학식 8에 나타내었다.

[수학식 8]

상기 수학식 8에서 알수 있는 바와 같이 OFDM수신 신호를 표본화한 후 이를 DFT변환하면 전송 심볼을 복호화할 수 있다. 따라서, FFT 칩을 이용하여 수신기를 구현하면 수신 과정에서의 곱셈연산을 줄일수 있으며, 각 부반송파의 직교성도 유지시킬 수 있는 것이다.

도 4는 일반적인 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 블록도로서, OFDM 수신 시스템은 직병렬 변환부(5)와, FFT 칩(6), 및 병직렬 변환부(7)로 구성되어있다.

상기 직병렬 변환부(5)에서는 비트 스트림으로 입력된 OFDM수신 신호를 입력받아 2N개의 비트를 병렬로 출력하고, 상기 FFT 칩(6)에서는 첫번째 입력된 비트를 실수 성분으로, 두번째 입력된 비트를 허수 성분으로 삼아서 하나의 복소 심볼을 구성하여서 구성된 N개의 복소 심볼을 퓨리에 변환하여 출력하고, 상기 병직렬 변환부(7)는 역퓨리에 변환된 N개의 복소 심볼을 병렬로 입력받아 직렬로 변환하여 출력한다.

이어서, 동기 신호를 삽입하지 않고 OFDM 변조하여 수신측에서 정확한 블럭을 검출해내는 본 발명을 자세히 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명에 따른 동기 검출 회로를 포함한 OFDM 수신기에 대한 블록도로서, 직병렬 변환부(50)와, FFT 칩(51), 위상 추출부(52), 위상 신호 변환부(53) 및, 동기 신호 발생부(54)로 구성되어 있다. 상기 도 4와 비교하여 위상 추출부 (52)와, 위상 신호 변환부(53) 및 동기 신호 발생부(54)가 추가되어 있다.

여기서, 상기 위상 추출부(52)의 위상 검출의 원리를 살펴보기로 한다. 송신측에서 신호의 크기가 +1 혹은 -1 인 정보 신호가 N개의 복소 심볼을 이루어 IFFT하여 송신된 블록은, 수신측에서 블록의 첫 번째 심볼부터 FFT하게 되면 +1 혹은 -1 크기를 갖는 원래 정보 신호를 얻게 된다. 그러나, 수신측에서 타임 슬롯의 첫 번째 심볼이 아닌 다른 심볼부터 한 블록으로 간주하여 FFT 처리하게 되면, 원래 정보 신호크기 +1 혹은 -1값이 아닌 다른 크기의 신호를 얻는다. 이와 같이, 정확히 복원된 정보 신호의 크기는 +1 혹은 -1을 갖게 되므로써 블록간격마다 두 심볼의 절대값을 구하고 그 차가 0 이 된다면 현재 복원된 신호는 정확한 것이라 볼 수 있고, 이를 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 9]

상기 수학식 9에서 Re_i,j은 i번째 블록의 j번째 심볼의 실수 성분이고, Im_i,j은 i번째 블록의 j번째 심볼의 허수 성분이고, Re_i-1,j은 i-1번째 블록의 j번째 심볼의 실수 성분이고, Im_i-1,j은 i-1번째 블록의 j번째 심볼의 허수 성분이다.

수신된 심볼에 섞인 잡음 성분이 가우션 분포를 갖고 있다고 한다면, 가우션 분포의 평균은 0이 되므로, 상기 수학식 9와 같이 이산 합으로 나타낼 수 있는 것이다. 만약, 정확한 동기에서 복원되어 그 값이 +1 혹은 -1을 갖게 되었다면, i 블록의 j번째 심볼과 i-1 블록의 j번째 심볼을 추출하여 각 심볼의 절대값을 구하여 그 차를 합산한 PS 값은 0이 될 것이고, 동기가 벗어난 경우라면 PS 값은 0이 아님이 분명하다. 따라서, 상기 수학식 9를 적용한 위상 검출부(52)를 FFT 뒷단에 삽입하여 그 합산 값 PS를 추적하므로써, 동기가 틀어진 정도를 알수 있으며 이를 보정할 수 있다.

여기서, 상기 위상 추출 회로의 합산 값 분포를 도 6의 (a)에 나타내었다. (a) 블록이 N 개의 심볼로 구성되어 있을 때 동기가 일치하여 수신 측에서 송신측의 블록과 동일한 블록으로 설정할 경우에는 합산 값은 '0'이다. 그러나, 동기가 일치하지 않아 수신측에서 N/4 심볼만큼 벗어날 때는 A 값을 갖고, N/2심볼 벗어날때 최고값인 B 값을 갖고, 3N/4 심볼 벗어날 때는 C 값을 갖는다. 즉, 블록의 N/2 심볼 벗어나기 전까지 계속 증가하다가 N/2 심볼 벗어 날때 최고값을 갖고, 그 이상 벗어나면 다시 감소하는 반타원 궤적으로 나타나는 비선형 값을 갖으면서, 항상 양의 값만 갖는다.

상기 PS 비선형 분포는 하드웨어 구성상 동기를 검출하기에 불편하므로 상기 위상 신호 변환 회로를 통하여 선형분포를 갖으면서도 양의 값과 음의 값을 번갈아 갖도록 위상 신호를 변환 시켜 주었다. 즉, 위상 신호 변환부에서는 입력 받은 비선형 위상값을 선형 위상값으로 변환시켜 도 6의 (b)와 같은 분포를 얻고, 상기 (b)신호를 다시 매 클럭 마다 위상을 180°이동 시켜 신호를 반전 시켜 도 6의 (c)분포를 갖는 신호를 출력하므로써, 동기를 획득하는 데 편리하게 전환해주는 역할을 하도록 한 것이다. 그러나 상기 (c)와 같은 분포를 갖더라도, N 블록길이를 주기로 하여 N/2 심볼 틀어진 지점에서 대칭인 분포를 갖기 때문에 얼마만큼의 심볼만큼 벗어낫는지를 판정해 주어야 하며, 이를 해결한 것이 바로 본 발명의 동기 신호 발생 회로이다.

이어서, 도 7은 본 발명의 동기 검출 신호를 발생시키기 위한 위상 분포에 따른 틀어진 위치와 방향을 검출하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. 도 7은 상기 위상 신호 변환부로부터 최종 출력된 신호 분포로서, 블록길이가 64개 심볼로 이루어진 OFDM 신호로 가정하여 그 때 틀어진 심볼수에 따라 출력된 위상값을 나타내었다. 수신시 정확한 블록을 복조하였을 경우에는 위상값은 '0'이며 그 때의 값을 Ref1, Ref2, Ref3으로 표시하였으며, 틀어진 위치가 32 심볼 벗어난 지점을 중심으로 대칭인 분포를 갖는다. 이로 인해 틀어진 위치가 12 심볼벗어난 경우 위상값( A )과 틀어진 위치가 52 심볼 벗어난 경우 위상값( A')은 동일한 값( A=A' )을 갖게 되므로, 위상이 틀어진 방향을 결정해주어야만 한다.

여기서, 상기 12 심볼 벗어난 위치로부터 32심볼 벗어난 위치의 위상값을 C 라하고, 상기 52심볼 벗어난 위치로부터 32 심볼 벗어난 위치의 위상값을 C'라 하자. 그러면, 상기 A0 , C0 인 반면, 상기 A'0, C'0 이므로, 12 심볼 벗어난 경우에 관련된 두 위상값 A와 C 를 곱하면 양의 값(A·C0)을 갖고, 52 심볼 벗어난 경우에 관련된 두 위상값 A'와 C' 를 곱하면 음의 값(A'·C' 0)을 갖음을 알 수 있다.

따라서, 위상이 틀어진 방향은 상기 위상 신호 변환부로부터 출력된 블록의 위상값과, 그로부터 32심볼 더 떨어진 블록의 위상값을 서로 곱하여, 그 곱한 값이 양의 값(+)이면 중심으로 부터 왼쪽에 있는 값 즉, N/2 심볼보다 작은 수만큼 벗어난 것이고, 곱한 값이 음의 값(-)이면 중심으로부터 오른쪽에 있는 값 즉, N/2 심볼 보다 큰 수만큼 벗어난 것이다. 이렇게 찾아낸 틀어진 심볼 수를 정확히 검출해 내어 틀어진 심볼 수 만큼 보상해 주므로써 정확한 동기를 검출할 수 있는 것이다.

이어서, 도 8은 본 발명의 동기 신호 발생회로에 대한 회로도로서, 상기 도 7과 같은 방식을 적용한 본 발명은 절대치 계산기(80)와, 메모리(81), 제어부(82) 및, 검출 신호 선택부(83)로 구성되어 있다. 상기 절대치 계산기(80)는 상기 위상신호 변환장치로부터 출력된 선형 위상값(y)을 절대치 연산하여 상기 메모리의 읽기 주소로 제공한다. 상기 메모리(81)는 틀어진 위치에 해당하는 심볼수를 저장하고 있으면서, 상기 절대치 계산기(80)의 출력을 읽기 주소로 입력 받아 심볼수를 출력한다. 상기 제어부(82)는 상기 선형 위상값(y)과 기준 위상값(y')을 입력 받아 틀어진 방향을 판단하여 제어 신호를 출력한다. 여기서, 상기 기준 위상값(y')은 상기 선형 위상값에 해당하는 블록의 첫번째 심볼로부터 32심볼만큼 이전에 수신한 심볼부터 시작하여 블록으로 삼아 그 블록으로 부터 얻은 위상값이다. 상기 검출 신호 선택부(83)는 상기 메모리(81)로부터 제공받은 심볼 수와 상기 제어부(82)로부터 제공받은 제어 신호에 따라 틀어진 위치와 방향을 선택하여 보상해야할 심볼수를 동기 검출 신호로 출력한다.

그리고, 상기 제어부(82)는 상기 선형 위상값과 기준 위상값을 입력 받아 두 값을 곱셈하여 출력하는 곱셈기(82-1)와, 상기 곱셈기의 출력값을 입력 받아 0과 비교하여 그 결과를 제어 신호로 출력하는 비교기(82-2)를 포함하여 구성되어 있다. 그리고, 상기 메모리(81)에는 블록 길이의 반절에 해당하는 심볼수 까지 즉, 0부터 N/2 심볼 수까지만 저장되어 있다. 그리고, 상기 검출 신호 선택부(83)는 블록 길이에 해당하는 심볼 수 N 을 저장하고 있는 롬(83-1)과, 상기 롬 값(N)으로 부터 상기 메모리로부터 제공된 심볼 수를 감산하여 출력하는 가산기(83-2) 및, 상기 제어부로부터 제공된 제어 신호에 따라 상기 가산기의 출력 혹은 상기 메모리의 출력을 선택적으로 출력하는 멀티플렉서(83-3)를 포함하여 구성되어 있다.

이어서, 상기와 같이 구성된 동기 신호 발생부의 작용 및 효과를 자세히 설명하면 다음과 같다.

상기 위상 신호 변환부로부터 출력된 위상값(y)은 절대치 계산기를 통해 절대치로 취해져서 상기 메모리의 읽기 주소로 제공된다. 상기 메모리에서는 읽기 주소에 따라 이미 정해진 제 1 심볼 수(K)가 출력되며, 이 제 1 심볼 수(K)는 상기 멀티플렉서(83-3)의 0입력단으로 제공되는 한편 상기 가산기(83-2)로 제공된다. 상기 가산기(83-2)에서는 전체 블록길이(N)로부터 상기 제 1 심볼 수(K)를 뺄셈하여 제 2 심볼 수(N-K)를 상기 멀티플렉서(83-3)의 1번 입력단으로 제공한다. 한편, 상기 제어부에서는 상기 위상값(y)과 기준 위상값(y')을 곱셈하여 그 곱한값(Z)을 상기 비교기를 통해 0과 비교하여, 곱한 값이 0보다 작으면 제어 신호 1레벨을 출력하고, 곱한 값이 0보다 크거나 같으면 제어 신호 0레벨을 출력하여 상기 검출 신호 선택부(83)의 멀티플렉서(83-3)의 선택 제어 신호로 제공한다.

따라서, 상기 도 7에 도시한 블록길이가 64 심볼일 경우 위상값이 0내지 32심볼 틀어진 위치에 존재할 경우에는 상기 위상값(y)과 상기 기준 위상값(y')의 부호가 동일하므로 제어 신호는 0레벨을 갖고, 상기 멀티플렉서(83-3)를 통해 상기 메모리(81)로부터 제공된 심볼 수(K:0∼32)를 그대로 선택하여 동기 검출 신호로 사용한다. 그리고, 위상값이 33 내지 64심볼 틀어진 위치에 존재할 경우에는 상기 위상값과 상기 기준 위상값의 부호가 반대이므로 제어 신호는 1레벨을 갖고, 상기 멀티플렉서(83-3)를 통해 상기 메모리(81)로부터 제공된 심볼수(K)를 본래 블록길이 64로부터 뺀 심볼 수(64-K) 를 선택하여 동기 검출 신호로 사용한다.

본 명세서에서는 본 발명을 특정한 실시예들과 관련하여서만 설명하였으나, 당업자들은 다음의 청구항들에서 정의된 발명의 의도와 범위를 벗어나지 않는 한도내에서 다양하게 수정할 수 있을 것이다.

이상에서 설명한 바와 같이, 현재 블록 위상값과 그 블록으로부터 N/2 심볼 떨어진 블록의 기준 위상값을 이용하여 틀어진 위치와 방향을 정확하게 검출해내므로써, 틀어진 심볼 수 만큼 보상할 수 있는 효과가 있다.

Claims

블록 단위의 동기 신호를 삽입하지 않고 변조된 OFDM 수신 신호를 FFT 처리한 후 위상 추출 장치로부터 얻은 비선형 위상값을 위상신호 변환장치를 통해 선형 위상값으로 변환하여 틀어진 동기를 검출하는데 있어서,

상기 위상신호 변환장치로부터 출력된 선형 위상값을 절대치 연산하여 출력하는 절대치 계산기(80)와;

상기 절대치 계산기(80)의 출력을 읽기 주소로 입력 받아 틀어진 위치에 해당하는 심볼수를 출력하는 메모리(81),

상기 선형 위상값과 기준 위상값을 입력 받아 틀어진 방향을 판단하여 제어 신호를 출력하는 제어부(82);

상기 메모리(81)로부터 제공받은 심볼수와 상기 제어부(82)로부터 제공받은 제어 신호에 따라 틀어진 위치와 방향을 선택하여 보상해야할 심볼수를 출력하는 검출 신호 선택부(83)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로.
제 1 항에 있어서, 상기 기준 위상값(y')은 상기 선형 위상값(y)에 해당하는 블록의 첫번째 심볼로부터 N/2심볼만큼 이전에 수신한 심볼부터 시작하여 하나의 블록으로부터 얻은 위상값인 것을 특징으로 하는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로.
제 1 항에 있어서, 상기 상기 제어부(82)는 상기 선형 위상값(y)과 기준 위상값(y')을 입력 받아 두 값을 곱셈하여 출력하는 곱셈기(82-1)와;

상기 곱셈기(82-1)의 출력값(Z)을 입력 받아 0과 비교하여 그 결과를 제어 신호로 출력하는 비교기(82-2)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로.
제 1 항에 있어서, 상기 메모리(81)에는 0부터 N/2 심볼 수까지 저장되어 있는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로.
제 1 항에 있어서, 상기 검출 신호 선택부(83)는 블록 길이에 해당하는 심볼 수 N 을 저장하고 있는 롬(83-1)과;

상기 롬 값(N)에서 상기 메모리(81)로부터 제공된 심볼 수를 감산하여 출력하는 가산기(83-2) 및;

상기 제어부(82)로부터 제공된 제어 신호에 따라 상기 가산기(83-2)의 출력 혹은 상기 메모리(81)의 출력을 선택적으로 출력하는 멀티플렉서(83-3)를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 OFDM 수신 시스템의 동기 검출 회로.