JP2003134078A - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 パイロットキャリアが挿入されているピッチ
ｎ本の半分である±ｎ／２本の範囲を越えたＬｏ周波数
のずれが発生しても、Ｌｏ周波数が誤った周波数に引き
込まれた場合にそれを検出し、正しいＬｏ周波数に引き
込み直すことを可能にする回路を提供することにある。 【解決手段】 互いに直交する複数本のキャリアで情報
符号を伝送するＯＦＤＭ方式の伝送装置であって、該伝
送装置の受信装置が有するＦＦＴ回路から出力されるキ
ャリア信号列に伝送路応答の等化処理を施したキャリア
信号列を入力し、Ｌｏ周波数がキャリアの本数単位の周
波数だけずれていることを検出しキャリアずれ信号を出
力するキャリアずれ検出回路を有するＯＦＤＭ受信装置
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、伝送方式として、
互いに直交する複数本の搬送波(キャリア)で情報符号を
伝送する直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Fre
quency DivisionMultiplexing：以下ＯＦＤＭ方式と記
す）を用いた伝送装置であって、ＯＦＤＭ方式の複数本
のキャリアを、同期検波を用いる変調方式(同期変調方
式)で変調する伝送装置における、局部発振周波数(Ｌｏ
周波数)の同期再生方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、無線装置の分野では、マルチパス
フェージングに強い変調方式として、ＯＦＤＭ方式が脚
光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレ
ビ放送、ＦＰＵ(Field Pickup Unit)、無線ＬＡＮ等の
分野で、多くの応用研究が進められている。この内、Ｕ
ＨＦ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式について
は、映像情報メディア学会誌 １９９８年 Ｖｏｌ．５
２，Ｎｏ．１１ に詳しく記されている。このＯＦＤＭ
方式の伝送装置における局部発振周波数(Ｌｏ周波数)の
同期再生方法の一例としては、本出願人が、特願２００
０−２００６９２によって、提案している。この同期再
生方法を、以下に簡単に説明する。ＯＦＤＭ方式は、図
１２に示すように、互いに一定の周波数ｆｓの間隔を有
する数百本からなる多数の搬送波(キャリア)を、それぞ
れ、シンボル周波数ｆｓ’(＝１／Ｔｓ’)でディジタル
変調して伝送する方式である。ここで、Ｔｓ’は、ディ
ジタル信号のシンボル周期である。

【０００３】図１２の各キャリアを同期変調方式で変調
する場合のキャリア構造の１例を、図１３に示す。図１
３において、横方向に並ぶ「□」の四角形はそれぞれ１
つのキャリアを表す。また、縦方向は時間の経過を表
し、横一列の「□」の四角形はＯＦＤＭ信号を構成する
１つのシンボルを表す。ＣＰと書かれた「□」は、復調
の際に伝送路の応答特性を等化する際に用いる基準信号
を再生するのに用いる、パイロット信号を伝送するパイ
ロットキャリア位置を示し、キャリア方向にｎ本ピッ
チ、図１３では５本ピッチで挿入される。また、何も書
かれていない「□」の四角形は情報符号を伝送するキャ
リアで、６４ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulatio
n)、１６ＱＡＭ等の方式でディジタル変調された情報伝
送キャリア位置を表している。Ｔと書かれた「□」は、
この情報伝送キャリアの変調方式等の制御信号を伝送す
るキャリアである、ＴＭＣＣの位置を表す。ＴＭＣＣ
は、前もってランダムに選んだ１０数本以上のキャリア
に配置される。パイロット信号の配置方法には、図１３
の様に、時間方向に連続的に配置する方法(Continual P
ilot)の他に、周波数方向と時間方向にばらまいて配置
する方法(Scattered Pilot)があるが、図１３の構造を
例に用いて説明する。

【０００４】次に、ＯＦＤＭ方式の伝送装置における局
部発振周波数(Ｌｏ周波数)の同期系の回路構成の１例を
図１４に示す。受信アンテナ１で受信された受信信号は
増幅された後、ミキサ２に入力する。そして、Ｌｏ発振
器３で発生した受信側局発信号Ｌｏを乗算して周波数変
換し、多重化されたベースバンドのＯＦＤＭ信号を再生
する。このＯＦＤＭ信号は更にＦＦＴ回路４で離散フー
リエ変換(ＦＦＴ)され、伝送路応答等化回路５を通した
後、６４ＱＡＭ復調回路６で情報符号に復調され出力さ
れる。一方、Ｌｏ周波数のずれは、ＦＦＴ回路４の出力
信号を入力された同期検出回路７で検出され、該検出さ
れたずれ量のデータを基に、Ｌｏ制御回路８を通してＬ
ｏ発振器３の発信周波数を制御して実施する。Ｌｏ周波
数の同期再生方法に関する詳細な説明は省略するが、こ
の従来の方法は、ｎ本ピッチで挿入されているパイロッ
ト信号に相関演算を実施することによって得られる図１
５の相関波形の中から、±ｎ／２本の範囲内にある三角
頭の太い矢印で示す相関ピーク位置を検出することによ
り、キャリア本数単位の周波数ずれを検出して制御する
ものである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、Ｌｏ周波数
のずれ量が、パイロットキャリアピッチｎ本に対して、
±ｎ／２本の幅に対応する周波数範囲であれば、正しい
パイロットキャリア位置を表す太い矢印の相関ピーク
は、この±ｎ／２本幅の検出範囲に有る。そのため、正
しいパイロット位置、従って正しい周波数ずれ量を検出
でき、図１５の下段の図の様に、正しい同期周波数に引
き込むことができる。しかし、Ｌｏ周波数のずれ量が、
この±ｎ／２本幅の範囲を越えてずれると、図１６の様
な状態になり、太い矢印の相関ピークは検出範囲外に移
動し、代わりに、正しい相関ピークよりｎ本離れて発生
する偽の相関ピークが検出範囲内に入るようになる。そ
のため、図１６の下段の図の様に、誤った同期周波数に
引き込まれてしまう問題が生じる。しかも、従来の方法
では、誤った周波数に引き込んでいることを検出するこ
ともできず、Ｌｏ周波数を正しく引き込むことが全くで
きない問題が生じる。本発明の目的は、パイロットキャ
リアが挿入されているピッチｎ本の半分である±ｎ／２
本の範囲を越えたＬｏ周波数のずれが発生しても、Ｌｏ
周波数が誤った周波数に引き込まれた場合にそれを検出
し、正しいＬｏ周波数に引き込み直すことを可能にする
回路を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、互いに直交する複数本のキャリアで情報符
号を伝送するＯＦＤＭ方式の伝送装置であって、該伝送
装置の受信装置が有するＦＦＴ回路から出力されるキャ
リア信号列に伝送路応答の等化処理を施したキャリア信
号列を入力し、Ｌｏ周波数)がキャリアの本数単位の周
波数だけずれていることを検出しキャリアずれ信号を出
力するキャリアずれ検出回路を有するＯＦＤＭ受信装置
である。また、キャリアずれ検出回路から出力されるキ
ャリアずれ信号を入力し、入力された該キャリアずれ信
号が、キャリア位置がずれていることを表す信号である
時は、予め定めるｎ本を単位としてそのｍ倍(整数)のキ
ャリア本数であるｎ×ｍ本分だけ、上記ＦＦＴ回路から
出力されるキャリア信号列の開始位置を移動するキャリ
ア位置移動回路を有するＯＦＤＭ受信装置である。ま
た、キャリア位置移動回路は、入力されたキャリアずれ
信号が、キャリア位置が正しいことを表す信号である時
は、ＦＦＴ回路から出力されるキャリア信号列の開始位
置の移動本数ｎ×ｍあるいは移動本数に対応する周波数
ずれ量を表すずれ本数信号を出力するキャリア位置移動
回路であり、ずれ本数信号を入力し、ずれ本数信号が表
す周波数ｄωのα＝１．５倍〜０．５倍の範囲の周波数
だけ、Ｌｏ周波数を一挙に変更するように制御するＬｏ
制御回路を有するＯＦＤＭ受信装置である。

【０００７】また、キャリアずれ検出回路から出力され
るキャリアずれ信号を入力し、伝送路応答の等化処理で
用いるために、ＦＦＴ回路から出力されるキャリア信号
列の間にｎ本ピッチで挿入されているパイロット信号を
復調する際、入力されたキャリアずれ信号が、キャリア
位置がずれていることを表す信号である時は、パイロッ
ト信号を復調するためのランダムな符号の開始位置をキ
ャリアｍ本(整数)分だけ移動し、入力されたキャリアず
れ信号が、キャリア位置が正しいことを表す信号である
時は、パイロット信号を復調するためのランダムな符号
の開始位置の移動本数値ｍあるいは移動本数値ｍとパイ
ロット信号を挿入するピッチｎ本の乗算本数ｎ×ｍ本あ
るいは乗算本数ｎ×ｍ本に対応する周波数ずれ量を表す
ずれ本数信号を出力するＣｐ復調回路と、ずれ本数信号
を入力し、ずれ本数信号が表す周波数ｄωのα＝１．５
倍〜０．５倍の範囲の周波数だけ、Ｌｏ周波数を一挙に
変更するように制御するＬｏ制御回路を有するＯＦＤＭ
受信装置である。また、キャリアずれ検出回路から出力
されるキャリアずれ信号を入力し、入力された該キャリ
アずれ信号が、キャリア位置がずれていることを表す信
号である時は、あらかじめ定めるｎ本を単位としてその
ｍ倍(整数)のキャリア本数ｎ×ｍ幅の周波数ｄωのα＝
１．５倍〜０．５倍の範囲の周波数だけ、Ｌｏ周波数を
一挙に変更するように制御するＬｏ制御回路を有するＯ
ＦＤＭ受信装置である。また、キャリア位置移動回路あ
るいはＣｐ復調回路が移動するキャリア方向は、現在の
移動キャリア位置が０の時は任意の方向であり、現在の
移動キャリア位置が０以外の位置である時は、反対極性
の位置とするＯＦＤＭ受信装置である。またＬｏ制御回
路が一挙に変更する周波数ｄωの方向は、現在の周波数
ωnowに対し、予め定める周波数ωｃ側とするＯＦＤＭ
受信装置である。また、キャリアずれ検出回路は、伝送
路応答の等化後のキャリア信号列の中から、ランダムに
配置された特殊なキャリアを選択し、選択したキャリア
の信号が正しく特殊なキャリアの信号かどうかを判別す
る回路とするＯＦＤＭ受信装置である。

【０００８】また、キャリアずれ検出回路は、伝送路応
答の等化後のキャリア信号列の中から、同一の情報符号
でＢＰＳＫあるいはＤＢＰＳＫ変調され、ランダムに配
置された特殊なキャリアを選択する特殊キャリア選択回
路と、信号空間上で特殊なキャリアが変調されている方
向の成分信号であるＱ成分の値を加算し、加算結果の絶
対値｜ΣＱ｜を第１の加算値として出力する第１の加算
回路と、第１の加算値｜ΣＱ｜を前もって定めた閾値Ｔ
ｈｑと比較し、｜ΣＱ｜＜Ｔｈｑの時はＬｏ周波数がず
れていることを表すキャリアずれ信号を出力し、｜ΣＱ
｜≧Ｔｈｑの時はＬｏ周波数がずれていないことを表す
キャリアずれ信号を出力するキャリアずれ判別回路を有
する回路とするＯＦＤＭ受信装置である。また、キャリ
アずれ検出回路は、伝送路応答の等化後のキャリア信号
列の中から、同一の情報符号でＢＰＳＫあるいはＤＢＰ
ＳＫ変調され、ランダムに配置された特殊なキャリアを
選択する特殊キャリア選択回路と、信号空間上で特殊な
キャリアが変調されている方向と直角な方向の成分の信
号であるＩ成分の値の絶対値を加算し、加算結果Σ｜Ｉ
｜を第２の加算値として出力する第２の加算回路と、第
２の加算値Σ｜Ｉ｜を予め定めた閾値Ｔｈｉと比較し、
Σ｜Ｉ｜≧Ｔｈｉの時はＬｏ周波数がずれていることを
表すキャリアずれ信号を出力し、Σ｜Ｉ｜＜Ｔｈｉの時
はＬｏ周波数がずれていないことを表すキャリアずれ信
号を出力するキャリアずれ判別回路を有する回路とする
ＯＦＤＭ受信装置である。

【０００９】またキャリアずれ検出回路は、伝送路応答
の等化後のキャリア信号列の中から、同一の情報符号で
ＢＰＳＫあるいはＤＢＰＳＫ変調され、ランダムに配置
された特殊なキャリアを選択する特殊キャリア選択回路
と、信号空間上で特殊なキャリアが変調されている方向
の信号成分であるＱ成分値を加算し、加算結果の絶対値
｜ΣＱ｜を第１の加算値として出力する第１の加算回路
と、信号空間上で特殊なキャリアが変調されている方向
と直角な方向の信号成分であるＩ成分の値の絶対値を加
算し、加算結果Σ｜Ｉ｜を第２の加算値として出力する
第２の加算回路と、第１の加算値｜ΣＱ｜と第２の加算
値Σ｜Ｉ｜の差Ｄ＝｜ΣＱ｜−Σ｜Ｉ｜を算出して前も
って定めた閾値Ｔｈと比較し、Ｄ＜Ｔｈの時はＬｏ周波
数がずれていることを表すキャリアずれ信号を出力し、
Ｄ≧Ｔｈの時はＬｏ周波数がずれていないことを表すキ
ャリアずれ信号を出力するキャリアずれ判別回路を有す
る回路であることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。ま
た、伝送装置の送信装置は、情報符号を伝送するキャリ
アをＢＰＳＫあるいはＤＢＰＳＫで変調する時、該情報
符号で変調するキャリアの変調方向を、該特殊なキャリ
アをＢＰＳＫあるいはＤＢＰＳＫで変調する方向に対し
て直角な方向に変調する送信装置である。

【００１０】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例によるＬｏ
同期系部分の回路構成を図１に示す。この回路構成は、
新たにキャリアずれ検出回路９とキャリア位置移動回路
１０を設けた点と、Ｌｏ制御回路８’で処理する内容を
変更した点が、図１４の従来の回路と異なる。なお、以
下の説明では、受信信号の搬送波周波数の変動幅が、パ
イロットキャリアピッチの１．５倍である±１．５ｎ本
分の周波数範囲で変動するものとして説明する。図１に
おいて、Ｌｏ周波数の同期引き込み処理の初期段階で
は、図１４の従来の回路と同様に、ＦＦＴ回路４の出力
信号をＬｏ同期検出回路７に入力し、検出されるＬｏ周
波数のずれデータを基に、Ｌｏ制御回路８’を通してＬ
ｏ発振器３の発信周波数を制御する同期引き込み処理を
実施する。この時、Ｌｏ周波数が±ｎ／２本分の周波数
を越えてずれていると、図１６の様に、偽の相関ピーク
位置にＬｏ周波数を引き込んでしまうことになる。この
偽の同期位置に引き込まれている時の、ＦＦＴ回路４か
ら出力される各キャリア信号の位置と、正しいキャリア
信号位置の関係を比較すると、図２の様になる。図２
（ａ）は正しいキャリア信号位置である。矢印はパイロ
ットキャリアＣＰであり、頭に○印のついたキャリア
は、ランダムに配置されたＴＭＣＣである。これらの間
に、情報符号を伝送する情報伝送キャリアが配置され
る。偽の同期位置に引き込まれている時は、パイロット
キャリアＣＰのピッチであるｎ本分だけずれたＬｏ周波
数に引き込まれているため、図２（ｂ）のように、全体
的にｎ本ずれたキャリア信号列がＦＦＴ回路４から出力
される。

【００１１】本発明による方法は、図２（ｂ）の様に、
偽の同期位置に誤って引き込まれていても、そのまま通
常の復調処理を進めるのが特徴である。この同期引き込
み処理の初期段階では、図１のキャリア位置移動回路１
０では何も処理せず、そのまま伝送路応答等化回路５
で、伝送路応答特性の等化処理を実施する。正しく同期
を引き込んでいる時、この等化処理を実施して得られる
各キャリアの複素ベクトル信号Ｚｅの信号点を信号空間
上に重ねて表示すると、図３に模式的に示す様なコンス
テレーションが得られる。 ここで、□印はパイロット
信号ＣＰの信号点である。◇印はＴＭＣＣの信号点で、
同じシンボル内のＴＭＣＣは全て同じ信号点になる。し
かし、伝送する制御符号が変わると、次のシンボルでは
下の破線の信号点に移る。○印は情報伝送キャリアの信
号点を表し、キャリア毎に何れか１つの○印の信号点が
得られる。例えば、同じシンボル内でも、第ｎキャリア
では斜線の○印の信号点が得られ、第ｍキャリアでは点
模様の○印の信号点が得られる。

【００１２】このようにして等化して得られた複素ベク
トル信号Ｚｅは、新たに設けたキャリアずれ検出回路９
に入力される。このキャリアずれ検出回路９の内部回路
構成の例を図４に示す。キャリアずれ検出回路９に入力
された複素ベクトル信号ＺｅはＴＭＣＣ選択回路９１に
入力され、Ｌｏ周波数が正しく引き込まれている時にＴ
ＭＣＣがあると想定される位置、すなわち図２（ａ）の
頭に○印のあるキャリア位置にある信号を選択する。
同期が正しく引き込まれているときは、図２（ｃ）の様
に正しいＴＭＣＣが選択される。この時、同じシンボル
内のＴＭＣＣはＱ軸上の同じ方向にあるので、選択した
ＴＭＣＣ位置の複素ベクトル信号Ｚｅ０のＱ成分(虚数
部)Ｑｅ０の和を取ると、この値Ｑｅ０のＴＭＣＣ本数
Ｎｔ倍の値ΣＱ＝Ｑｅ０×Ｎｔが得られる。一方、選択
した複素ベクトル信号Ｚｅ０のＩ成分(実数部)Ｉｅ０は
０に近い値になるため、その絶対値｜Ｉｅ０｜を取った
後加算しても、依然として０に近い小さな値Σ｜Ｉ｜
（＜＜｜ΣＱ｜）である。従って、この２つの値の差Ｄ
＝｜ΣＱ｜−Σ｜Ｉ｜は、値｜ΣＱ｜に近い大きな正数
になる。

【００１３】これに対し、同期が誤って引き込まれてい
るときは、図２（ｂ）の様にキャリア位置がずれている
ため、図２（ｄ）の様に誤ったキャリアの信号、通常は
情報伝送キャリアの信号が選択される。このキャリアの
信号点は、図３の○印で示す信号点であり、その位置は
キャリア毎に上下左右にランダムに変化する。 そのた
め、Ｑ成分の和を取ると正負の値が互いに打ち消し合
い、｜ΣＱ｜の値は比較的０に近い小さな値になる。一
方、Ｉ成分ではその絶対値の和Σ｜Ｉ｜を取っているた
め、｜Ｉ｜の平均値のＴＭＣＣ本数Ｎｔ倍の値Σ｜Ｉ｜
になる。この値は｜ΣＱ｜の値に比べて大きな値であ
り、この２つの値の差Ｄ＝(｜ΣＱ｜−Σ｜Ｉ｜)は、−
Σ｜Ｉ｜に近い大きな負数になる。以上のことから、Ｄ
＝（｜ΣＱ｜−Σ｜Ｉ｜）が正数の時は同期が正しく引
き込まれていると判別することができ、負数の時は同期
が誤って引き込まれていると判別することができる。
更に一般には、Ｄ＝（｜ΣＱ｜−Σ｜Ｉ｜）の値が前も
って定める一定値Ｔｈより大きいときは同期が正しく引
き込まれていると判別し、Ｔｈより小さいときは同期が
誤って引き込まれていると判別することができる。

【００１４】図４は、以上の演算をブロック回路で示し
たものである。第１の加算回路９２は、ＴＭＣＣ選択回
路９１で選択されたＴＭＣＣ位置のＱ成分の値Ｑを加算
し、｜ΣＱ｜を算出する回路である。また第２の加算回
路９３は、選択されたＴＭＣＣ位置のＩ成分の値の絶対
値｜Ｉ｜を加算し、Σ｜Ｉ｜を算出する回路である。第
１の加算回路９２内のクリップ回路９４は、入力される
値Ｑが−ＭＡＸｑから＋ＭＡＸｑの間の値になるように
飽和処理を実施する回路である。この回路の役割につい
ては、第２の実施例の中で説明する。ここで、第１の加
算回路９２から出力される値｜ΣＱ｜と第２の加算回路
９３から出力される値Σ｜Ｉ｜は、キャリアずれ判別回
路９５に入力され、その差Ｄ＝（｜ΣＱ｜−Σ｜Ｉ｜）
が、前もって定められた閾値Ｔｈ、例えば値０と比較さ
れる。そして、Ｄ＞Ｔｈの時は、Ｌｏ周波数がずれてい
ないことを表す信号、例えば、値０の信号を、キャリア
ずれ判別回路９５からキャリアずれ信号として出力す
る。 また、Ｄ≦Ｔｈの時は、Ｌｏ周波数がずれている
ことを表す信号、例えば、値１の信号を、キャリアずれ
判別回路９５からキャリアずれ信号として出力する。キ
ャリアずれ判別回路９５内のシンボル方向平均回路９６
は、シンボル毎に算出された値Ｄを更に加算平均等のフ
ィルタに通して雑音を低減する回路で、雑音が増加した
ときの判別の確度を上げるための回路である。｜ΣＱ｜
とΣ｜Ｉ｜を個別に加算平均してから差を求めるように
しても良いが、回路規模が増大するので、図３では差を
求めてから加算平均する構成にした。

【００１５】図１のキャリアずれ検出回路９から出力さ
れたキャリアずれ信号は、キャリア位置移動回路１０に
入力される。このキャリア位置移動回路１０の内部回路
例を図５に示す。図１のＦＦＴ回路４からは、ＦＦＴ処
理によって復調された各キャリアの信号が、信号列Ｚｆ
として１サンプル毎に順番に出力される。図５の回路
は、この信号列Ｚｆを入力し、ｎサンプル遅延回路１０
１でパイロットキャリアのピッチ数ｎと同じサンプル数
だけ遅延された信号列を基準タイミングの信号列とし
て、この基準タイミングの信号列と、その前後ｎサンプ
ルだけタイミングをずらした信号列の中から、スイッチ
１０３で必要な信号列を選択して出力する構成になって
いる。スイッチ１０３はｍｏｄカウンタ１０４を通して
制御する。同期引き込み処理の初期段階では、基準タイ
ミングの信号列を選択して得た信号列Ｚｄを出力する。
この時、同期が誤って引き込まれており、図１のキャリ
アずれ検出回路９に入力される信号列が図６（ｂ）の様
に＋ｎキャリア（ｎサンプル）ずれていると、キャリア
ずれ検出回路９からは同期を誤って引き込んでいること
を表すキャリアずれ信号、例えば値１のキャリアずれ信
号が出力される。

【００１６】キャリアずれ検出回路９から出力されたキ
ャリアずれ信号は図５のｍｏｄカウンタ１０４と判別回
路１０５に入力される。ｍｏｄカウンタ１０４は、入力
されたキャリアずれ信号が同期を誤って引き込んでいる
ことを表す信号、例えば値１の信号の時にカウントアッ
プするｍｏｄ３のカウンタである。値１のキャリアずれ
信号が入力されるとｍｏｄカウンタ１０４の出力値は１
となり、スイッチ１０３が切り替わって基準タイミング
の信号列よりｎサンプル先行した信号列、すなわち遅延
前の信号列Ｚｆが信号列Ｚｄとして出力されるようにな
る。この様に信号列Ｚｆのタイミングを移動すると、図
１のキャリアずれ検出回路９に入力される信号列のタイ
ミングは、図６(ｃ)の様にｎキャリア(ｎサンプル)左に
移動し、ＴＭＣＣの位置が正しいＴＭＣＣの位置と一致
するようになる。その結果、キャリアずれ検出回路９か
ら出力されるキャリアずれ信号は、同期が正しく引き込
まれていることを表す値０になる。このキャリアずれ信
号は再び図５のｍｏｄカウンタ１０４と判別回路１０５
に入力される。しかし、今度は値が０であるためカウン
トアップはされず、ｍｏｄカウンタ１０４の出力値は保
持される。

【００１７】一方、判別回路１０５では、入力されたキ
ャリアずれ信号が同期を正しく引き込んでいることを表
す値０であるにも拘わらず、同時に入力されるｍｏｄカ
ウンタ１０４の出力値が０以外の値の時は、Ｌｏ周波数
を一挙に変更すべきであることを表すジャンプ信号と、
一挙に変更すべき周波数の変更量を表すずれ本数信号、
例えばｍｏｄカウンタ１０４の出力値を出力する。ま
た、ジャンプ信号の出力と同時にｍｏｄカウンタ１０４
をリセットし、基準タイミングの信号列が信号列Ｚｄと
して出力されるように、スイッチ１０３を切り替える。
図１のキャリア位置移動回路１０から出力されたジャン
プ信号とずれ本数信号は、Ｌｏ制御回路８’に入力され
る。 Ｌｏ制御回路８’では、ジャンプ信号とずれ本数
信号で指定された周波数だけ、Ｌｏ周波数を一挙に変更
する制御信号を算出して出力する。算出された制御信号
はＬｏ発振器３に入力される。そして、その発信周波数
は、正しいＬｏ周波数に対して±ｎ／２キャリア分のず
れ範囲内の周波数に、一挙に移動される。このようにＬ
ｏ周波数を制御すると、ＦＦＴ回路４からは図６（ａ）
の正しいキャリア位置の信号列が得られるようになる。

【００１８】以上の説明で用いた図６（ｂ）の例では、
右にｎキャリアずれた位置に同期を引き込んでいたた
め、１回のキャリア位置の移動で正しいキャリア位置を
検出できた。これに対し、図６（ｄ）の様に、左にずれ
た位置に同期を引き込んでいる場合、１回目のキャリア
位置の移動では誤った方向にキャリア位置を移動してし
まうため、１回では同期を正しく引き込むことはできな
い。しかし、スイッチ１０３は、ｍｏｄカウンタ１０４
によって全てのタイミングの信号列を順番に選択して判
別するので、何れは正しいキャリア位置の移動量を検出
でき、同期を正しく引き込むことができる。この様に、
本実施例による回路を用いると、パイロットキャリアの
ピッチｎ本の半分である±ｎ／２本の範囲を越えてＬｏ
周波数がずれていても、それを検出して正しいＬｏ周波
数に引き込み直すことができる。

【００１９】本発明の第２の実施例によるＬｏ同期系の
回路構成を図７に示す。 この回路構成は、図１の回路
のキャリア位置移動回路１０をＣｐ復調回路１１に置き
換えると共に、伝送路応答等化回路５’とキャリアずれ
検出回路９’に変更を加えた点が第１の実施例と異な
る。この回路の説明に入る前に、ＦＦＴ回路４から出力
される信号列に関して説明を補足しておく。図１におい
て、伝送路応答等化回路５から出力される信号列のパイ
ロット信号とＴＭＣＣは、図２（ａ）の様に、極性の方
向が揃った信号列になっているが、ＦＦＴ回路４から出
力される信号列のパイロット信号とＴＭＣＣは、前もっ
て定まったランダムな符号で変調されており、図８
（ａ）の様に、キャリア毎にランダムにその極性が反転
している。図１の伝送路応答等化回路５では、前もって
定まった図８（ｂ）のランダム符号を用いてパイロット
信号とＴＭＣＣの極性を反転し、図８（ｃ）の様に、復
調した信号列Ｚｆ’を算出した後、図８（ｄ）の様に、
パイロット信号のみを抜き出す。そして、図８（ｄ）の
信号をキャリア方向に内挿して得た破線上のレベルを持
つ基準信号Ｚｒｅｆを算出し、複素除算Ｚｆ’／Ｚｒｅ
ｆを実施することにより、伝送路の応答特性を等化す
る。そして、この複素除算で得た図３のコンステレーシ
ョンを持つ信号列Ｚｅを出力する。

【００２０】ところで、図２（ｂ）の様に同期を誤って
引き込んでいる場合、ＦＦＴ回路４から出力される信号
列のキャリアの位置は、図９（ａ）の様に図９（ｂ）の
復調用のランダム符号の位置からずれるため、パイロッ
ト信号とＴＭＣＣを復調した後の信号列Ｚｆ’のパイロ
ット信号の極性は、図９（ｃ）のように、依然としてラ
ンダムに変動する。その結果、パイロット信号を内挿し
て得られる基準信号Ｚref は、図９（ｄ）の破線のよう
に大きく変動する信号になる。そのため、複素除算Ｚ
ｆ’／Ｚrefによって得られる信号列Ｚｅの信号点は、
信号空間上にランダムに散らばり、図３の様に整った配
置にはならなくなる。特に図９（ｄ）のａ点のように基
準信号Ｚref のレベルが極端に減少する点では、複素除
算Ｚｆ’／Ｚref 後の複素ベクトル信号の絶対値は極端
に大きな値になる。

【００２１】図４に示す第１の実施例の回路におけるク
リップ回路９４は、ＴＭＣＣ選択回路９１で選択したキ
ャリアの複素ベクトル信号のＱ成分の大きさが、この極
端に大きくなった信号であった場合の影響を低減するた
めに挿入したものである。同期が誤って引き込まれてい
る場合、Ｑ成分の加算値ΣＱは互いに打ち消しあい、０
に近い値になるため同期が誤って引き込まれていること
を判別できるが、この様に大きな値のＱ成分値が１つで
もあると、ΣＱの値はその大きなＱ成分値で決まり、同
期が誤って引き込まれていることを判別できなくなる。
これに対して、クリップ回路９４でＱ成分の大きさを制
限しておくと、極端に大きなＱ成分値の影響が小さくな
り、正しく同期の引き込み状態を判別することができる
ようになる。Ｉ成分に対してクリップ回路を設けなかっ
たのは、｜Ｉ｜の値が大きくなればなるほど、同期が誤
って引き込まれていることを正しく判別できるようにな
るためである。何れにしても、信号列Ｚｅの信号点が信
号空間上にランダムに散らばったコンスタレーションを
有する信号列になるため、図１のキャリアずれ検出回路
９からは、同期が誤って引き込まれていることを表すキ
ャリアずれ信号が出力される。

【００２２】以上の知識を基に、図７の回路動作につい
て説明する。Ｃｐ復調回路１１は、図１の伝送路応答等
化回路５の内部に設けていたＣｐ復調回路部分を外に取
り出したものである。これに伴い、伝送路応答等化回路
５の番号を５’に変更した。図７の動作は、基本的には
図１の回路と同様である。同期引き込み処理の初期段階
では、Ｃｐ復調回路１１で通常通りＣｐを復調し、伝送
路応答等化回路５’で伝送路応答の等化を実施した後、
等化して得られた複素ベクトル信号Ｚｅを、キャリアず
れ検出回路９’に入力する。キャリアずれ検出回路９’
では、第１の実施例と同様に、同期の状態を判別し、判
別結果をキャリアずれ信号として出力する。キャリアず
れ検出回路９’から出力されたキャリアずれ信号は、Ｃ
ｐ復調回路１１に入力される。このＣｐ復調回路１１の
内部回路を図１０に示す。Ｃｐ復調回路１１に入力され
たキャリアずれ信号は、ｍｏｄカウンタ１１４と判別回
路１１５に入力される。ｍｏｄカウンタ１１４では、入
力されたキャリアずれ信号が同期を誤って引き込んでい
ることを表す信号、例えば値１の信号の時にカウントア
ップされ、カウントアップ値がランダム符号発生回路１
１１に入力される。ランダム符号発生回路１１１では、
入力されるカウントアップ値に従って、ランダム符号の
開始点を図１１（ｂ）の様に＋ｎサンプルずらして発生
させ、このランダム符号を用いて復調回路１１２でパイ
ロット信号とＴＭＣＣの復調を実施して出力する。この
復調後の信号列Ｚｆ’は、図１１（ｃ）の様になり、キ
ャリア位置が全体的にｎサンプルずれているものの、パ
イロット信号とＴＭＣＣが正しく復調された信号が得ら
れる。

【００２３】図７のＣｐ復調回路１１から出力された信
号列Ｚｆ’は、伝送路応答等化回路５’で等化された
後、キャリアずれ検出回路９’に入力される。この時同
時に、Ｃｐ復調回路１１からキャリアずれ検出回路９’
に、ランダム符号を移動した量を表す移動信号が直接入
力される。このキャリアずれ検出回路９’の内部回路
は、移動信号がＴＭＣＣ選択回路９１に入力されること
を除けば図４の回路と同一なので、以下、この図４を用
いて説明する。この移動信号を入力されたＴＭＣＣ選択
回路９１では、移動信号が表すキャリア数だけ位置をず
らしてＴＭＣＣを選択する。その結果、ＴＭＣＣ選択回
路９１に入力される信号列Ｚｅは、図１１（ｃ）と同様
に正しい位置よりｎキャリアずれるものの、ＴＭＣＣ選
択回路９１で選択するキャリアの位置も同じキャリア数
ｎだけずれるため、図１１（ｅ）の様に正しいＴＭＣＣ
が選択される。そのため、キャリアずれ検出回路９’で
は同期が正しく引き込まれていると判別され、その状態
を表すキャリアずれ信号が出力される。キャリアずれ検
出回路９’から出力されたキャリアずれ信号は図１０の
判別回路１１５に入力され、図５と同様の判別処理を実
施すると共に、ジャンプ信号と周波数の変更量を表すず
れ本数信号を出力する。

【００２４】この後、第１の実施例と同様に、このジャ
ンプ信号とずれ本数信号を用いて、Ｌｏ周波数を制御す
ることにより、Ｌｏ発信器３の発信周波数は、正しいＬ
ｏ周波数に対し±ｎ／２キャリア分のずれ範囲内の周波
数に、強制的に移動される。このようにＬｏ周波数を制
御すると、ＦＦＴ回路４からは、図６（ａ）の正しいキ
ャリア位置の信号列が得られるようになる。この様に、
本実施例による回路を用いると、パイロットキャリアの
ピッチｎ本の半分である±ｎ／２本の範囲を越えてＬｏ
周波数がずれていても、それを検出して正しいＬｏ周波
数に引き込み直すことができる。なお、第１の実施例と
第２の実施例では、前もって周波数のずれ量を算出して
から実際のＬｏ発信器３の周波数を変更しているが、得
られたキャリアずれ信号を直接Ｌｏ制御回路８’に入力
し、±ｎ本分の周波数だけずれたＬｏ周波数に、順次一
挙に変更して試すことに因り、正しいＬｏ周波数に引き
込むようにしても良い。但し、この方法では回路規模が
小さくなる反面、Ｌｏ同期系の時定数が長い場合、正し
いＬｏ周波数に行き着くまでに時間が掛かる欠点があ
る。これに対し、第１の実施例と第２の実施例では、Ｌ
ｏ周波数を実際に変更することなく、数シンボルで正確
な周波数のずれ量を算出でき、１度で正しいＬｏ周波数
に引き込むことができる利点がある。

【００２５】また、図４のキャリアずれ検出回路では、
｜ΣＱ｜とΣ｜Ｉ｜の差を算出して判別したが、その一
方のみで判別するようにしても良い。すなわち、｜ΣＱ
｜が前もって定める一定値Ｔｈｑより大きいときは同期
が正しく引き込まれていると判別し、逆の時は同期が誤
って引き込まれていると判別するようにしても良い。あ
るいは、Σ｜Ｉ｜の値が前もって定める一定値Ｔｈｉよ
り小さいときは、同期が正しく引き込まれていると判別
し、逆の時は同期が誤って引き込まれていると判別する
ようにしても良い。また、以上の説明では、Ｌｏ周波数
がずれる範囲は±ｎ本以内としたが、パイロットキャリ
アの２本分以上ずれるような大きな周波数ずれが発生す
る場合においても、キャリア位置移動回路１０で遅延す
る幅、あるいはＣｐ復調回路１１で移動するランダム符
号の開始点の移動幅を、パイロットキャリアのピッチｎ
本のｍ倍(整数)であるキャリア本数ｎ×ｍ幅に相当する
周波数ｄω分に広げておくことにより、同様に正しく同
期を引き込めることは明らかである。この時、ｍｏｄカ
ウンタ１０３あるいは１１３で３以上の移動量を順に選
択してキャリアずれの検出を繰り返すことになるが、通
常、Ｌｏの周波数がずれる可能性は、ずれ範囲の中心近
傍ほど高い。 そのため、同期引き込み時間を少しでも
短縮するため、ｍｏｄカウンタ１０３あるいは１１３で
選択する移動量は、ずれ範囲の中央から初め、中央の周
波数を挟んでその前後に近い移動量から順に交互に選択
するようにするのが望ましい。この操作は、前もって定
める中央近傍の周波数ωｃから初め、その上下に±ｎ×
ｍ本分相当の周波数ずれた周波数の内の、中央近傍の周
波数ωｃに近い周波数から順番に選択することを意味す
る。

【００２６】また、Ｌｏ制御回路で一挙に周波数を変更
するときの周波数の変更量は、目標の周波数の±ｎ／２
本分の周波数範囲内に変更されればよいのは明らかであ
る。複数回で徐々に正しい周波数に近づけることが許さ
れる場合は、Ｌｏ制御回路で一挙に変更するために、現
在の周波数に加減算する周波数を、発振を起こさない程
度、例えばキャリア本数ｎ×ｍ幅に相当する周波数ｄω
の１．５倍〜０．５倍程度に設定すえばよい。なお、キ
ャリアずれ信号を直接Ｌｏ制御回路８’に入力して同期
を引き込む方法の場合は、ｎキャリア分離れた周波数を
順番にスキャンして探索することになるため、目標の周
波数の±ｎ／２本分の周波数範囲内の周波数に一挙に変
更することが必須となる。また、図４のキャリアずれの
検出は、情報伝送キャリアの信号点が信号空間上のあら
ゆる方向に同確率で発生するのに対し、ＴＭＣＣの信号
点はＱ軸上にしか現れないことを利用して検出してい
る。そのため、情報伝送キャリアをＱ軸方向にＢＰＳＫ
あるいはＤＢＰＳＫで変調すると、図４の回路ではキャ
リアずれを検出できなくなる。従って、情報伝送キャリ
アをＢＰＳＫあるいはＤＢＰＳＫで変調する方向は、Ｔ
ＭＣＣに対して直角な方向であることが必要になる。ま
た、上記の各実施例では、情報符号を復調するための伝
送路応答等化回路をそのまま利用する構成の回路例を用
いて説明した。しかし、全く別系統の伝送路応答等化回
路を設け、この回路を通してキャリアずれを常時検出す
るようにしても良いのは言うまでもない。

【００２７】

【発明の効果】以上、本発明による回路を用いることに
より、パイロットキャリアが挿入されているピッチｎ本
の半分である±ｎ／２本の範囲を越えてＬｏ周波数がず
れても、それを検出して正しいＬｏ周波数に引き込み直
すことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の回路構成を示すブロッ
ク図

【図２】本発明の第１の実施例の説明図

【図３】コンスタレーションの説明図

【図４】本発明の第１の実施例のキャリアずれ検出回路
の構成を示すブロック図

【図５】本発明の第１の実施例のキャリア位置移動回路
の構成を示すブロック図

【図６】本発明の第１の実施例のキャリア移動の説明図

【図７】本発明の第２の実施例の回路構成を示すブロッ
ク図

【図８】本発明の第２の実施例の説明図

【図９】本発明の第２の実施例のキャリアずれの説明図

【図１０】本発明の第２の実施例のＣｐ復調回路の構成
を示すブロック図

【図１１】本発明の第２の実施例のＣｐ復調タイミング
移動の説明図

【図１２】ＯＦＤＭ方式の説明図

【図１３】ＯＦＤＭ方式の伝送信号のキャリア構造の説
明図

【図１４】従来の回路の回路構成を示すブロック図

【図１５】従来のＬｏ同期引き込み方法の第１の説明図

【図１６】従来のＬｏ同期引き込み方法の第２の説明図

【符号の説明】

１：アンテナ、２：ミキサ、３：Ｌｏ発振器、４：ＦＦ
Ｔ回路、５，５’：伝送路応答等化回路、６：６４ＱＡ
Ｍ復調回路、７：Ｌｏ同期検出回路、８，８’：Ｌｏ制
御回路、９，９’：キャリアずれ検出回路、１０：キャ
リア位置移動回路、１１：Ｃｐ復調回路、９１：ＴＭＣ
Ｃ選択回路、９２：第１の加算回路、９３：第２の加算
回路、９４：クリップ回路、９５：キャリアずれ判別回
路、９６：シンボル方向平均回路、１０１，１０２：ｎ
キャリア遅延回路、１０３：スイッチ、１０４，１１
４： ｍｏｄカウンタ、１０５，１１５：判別回路、１
１１：ランダム符号発生回路、１１２：復調回路。

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 互いに直交する複数本の搬送波(キャリ
   ア)で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式
   (ＯＦＤＭ方式)の伝送装置であって、該伝送装置の受信
   装置が有するＦＦＴ回路から出力されるキャリア信号列
   に伝送路応答の等化処理を施したキャリア信号列を入力
   し、Ｌｏ周波数(局部発振周波数)がキャリアの本数単位
   の周波数だけずれていることを検出してキャリアずれ信
   号を出力するキャリアずれ検出回路を有することを特徴
   とするＯＦＤＭ受信装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
   いて、上記キャリアずれ検出回路から出力されるキャリ
   アずれ信号を入力し、入力された該キャリアずれ信号
   が、キャリア位置がずれていることを表す信号である時
   は、予め定めるｎ本を単位としてそのｍ倍(整数)のキャ
   リア本数であるｎ×ｍ本分だけ、上記ＦＦＴ回路から出
   力されるキャリア信号列の開始位置を移動するキャリア
   位置移動回路を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装
   置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
   いて、上記キャリア位置移動回路は、入力された上記キ
   ャリアずれ信号が、キャリア位置が正しいことを表す信
   号である時は、上記ＦＦＴ回路から出力されるキャリア
   信号列の開始位置の移動本数ｎ×ｍあるいは該移動本数
   に対応する周波数ずれ量を表すずれ本数信号を出力する
   キャリア位置移動回路であり、上記ずれ本数信号を入力
   し、該ずれ本数信号が表す周波数ｄωのα＝１．５〜
   ０．５倍の範囲の周波数だけ、Ｌｏ周波数を一挙に変更
   するように制御するＬｏ制御回路を有することを特徴と
   するＯＦＤＭ受信装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
   いて、上記キャリアずれ検出回路から出力されるキャリ
   アずれ信号を入力し、伝送路応答の等化処理で用いるた
   めに、上記ＦＦＴ回路から出力されるキャリア信号列の
   間にｎ本ピッチで挿入されているパイロット信号を復調
   する際、入力された上記キャリアずれ信号が、キャリア
   位置がずれていることを表す信号である時は、該パイロ
   ット信号を復調するためのランダムな符号の開始位置を
   キャリアｍ本(整数)分だけ移動し、入力された該キャリ
   アずれ信号が、キャリア位置が正しいことを表す信号で
   ある時は、上記パイロット信号を復調するためのランダ
   ムな符号の開始位置の移動本数値ｍあるいは該移動本数
   値ｍとパイロット信号を挿入するピッチｎ本の乗算本数
   ｎ×ｍ本あるいは該乗算本数ｎ×ｍ本に対応する周波数
   ずれ量を表すずれ本数信号を出力するＣｐ復調回路と、
   該ずれ本数信号を入力し、該ずれ本数信号が表す周波数
   ｄωのα＝１．５〜０．５倍の範囲の周波数だけ、Ｌｏ
   周波数を一挙に変更するように制御するＬｏ制御回路を
   有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
5. 【請求項５】 請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
   いて、上記キャリアずれ検出回路から出力されるキャリ
   アずれ信号を入力し、入力された該キャリアずれ信号
   が、キャリア位置がずれていることを表す信号である時
   は、あらかじめ定めるｎ本を単位としてそのｍ倍(整数)
   のキャリア本数ｎ×ｍ幅の周波数ｄωのα＝１．５〜
   ０．５倍の範囲の周波数だけ、Ｌｏ周波数を一挙に変更
   するように制御するＬｏ制御回路を有することを特徴と
   するＯＦＤＭ受信装置。
6. 【請求項６】 請求項２乃至４に記載のＯＦＤＭ受信装
   置において、上記キャリア位置移動回路あるいは上記Ｃ
   ｐ復調回路が移動するキャリアの方向は、現在の移動キ
   ャリア位置が０の時は任意の方向であり、現在の移動キ
   ャリア位置が０以外の位置である時は、反対極性の位置
   であることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
7. 【請求項７】 請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
   いて、上記Ｌｏ制御回路が一挙に変更する周波数ｄωの
   方向は、現在の周波数ωnowに対し、予め定める周波数
   ωｃ側であることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
8. 【請求項８】 請求項１乃至７に記載のＯＦＤＭ受信装
   置において、上記キャリアずれ検出回路は、伝送路応答
   の等化後のキャリア信号列の中から、ランダムに配置さ
   れた特殊なキャリアを選択し、選択したキャリアの信号
   が正しく特殊なキャリアの信号かどうかを判別する回路
   であることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
9. 【請求項９】 請求項８に記載のＯＦＤＭ受信装置にお
   いて、上記キャリアずれ検出回路は、伝送路応答の等化
   後のキャリア信号列の中から、同一の情報符号でＢＰＳ
   ＫあるいはＤＢＰＳＫ変調され、ランダムに配置された
   特殊なキャリアを選択する特殊キャリア選択回路と、信
   号空間上で該特殊なキャリアが変調されている方向の成
   分信号であるＱ成分の値を加算し、加算結果の絶対値｜
   ΣＱ｜を第１の加算値として出力する第１の加算回路
   と、該第１の加算値｜ΣＱ｜を前もって定めた閾値Ｔｈ
   ｑと比較し、｜ΣＱ｜＜Ｔｈｑの時はＬｏ周波数がずれ
   ていることを表すキャリアずれ信号を出力し、｜ΣＱ｜
   ≧Ｔｈｑの時はＬｏ周波数がずれていないことを表すキ
   ャリアずれ信号を出力するキャリアずれ判別回路を有す
   る回路であることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
10. 【請求項１０】 請求項８に記載のＯＦＤＭ受信装置に
    おいて、上記キャリアずれ検出回路は、伝送路応答の等
    化後のキャリア信号列の中から、同一の情報符号でＢＰ
    ＳＫあるいはＤＢＰＳＫ変調され、ランダムに配置され
    た特殊なキャリアを選択する特殊キャリア選択回路と、
    信号空間上で該特殊なキャリアが変調されている方向と
    直角な方向の成分の信号であるＩ成分の値の絶対値を加
    算し、加算結果Σ｜Ｉ｜を第２の加算値として出力する
    第２の加算回路と、該第２の加算値Σ｜Ｉ｜を予め定め
    た閾値Ｔｈｉと比較し、Σ｜Ｉ｜≧Ｔｈｉの時はＬｏ周
    波数がずれていることを表すキャリアずれ信号を出力
    し、Σ｜Ｉ｜＜Ｔｈｉの時はＬｏ周波数がずれていない
    ことを表すキャリアずれ信号を出力するキャリアずれ判
    別回路を有する回路であることを特徴とするＯＦＤＭ受
    信装置。
11. 【請求項１１】 請求項８に記載のＯＦＤＭ受信装置に
    おいて、上記キャリアずれ検出回路は、伝送路応答の等
    化後のキャリア信号列の中から、同一の情報符号でＢＰ
    ＳＫあるいはＤＢＰＳＫ変調され、ランダムに配置され
    た特殊なキャリアを選択する特殊キャリア選択回路と、
    信号空間上で該特殊なキャリアが変調されている方向の
    信号成分であるＱ成分値を加算し、加算結果の絶対値｜
    ΣＱ｜を第１の加算値として出力する第１の加算回路
    と、信号空間上で特殊なキャリアが変調されている方向
    と直角な方向の成分の信号であるＩ成分の値の絶対値を
    加算し、加算結果Σ｜Ｉ｜を第２の加算値として出力す
    る第２の加算回路と、上記第１の加算値｜ΣＱ｜と上記
    第２の加算値Σ｜Ｉ｜の差Ｄ＝｜ΣＱ｜−Σ｜Ｉ｜を算
    出して前もって定めた閾値Ｔｈと比較し、Ｄ＜Ｔｈの時
    はＬｏ周波数がずれていることを表すキャリアずれ信号
    を出力し、Ｄ≧Ｔｈの時はＬｏ周波数がずれていないこ
    とを表すキャリアずれ信号を出力するキャリアずれ判別
    回路を有する回路であることを特徴とするＯＦＤＭ受信
    装置。
12. 【請求項１２】 請求項９乃至１１に記載の伝送装置に
    おいて、該伝送装置の送信装置は、情報符号を伝送する
    キャリアをＢＰＳＫあるいはＤＢＰＳＫで変調する時、
    該情報符号で変調するキャリアの変調方向を、該特殊な
    キャリアをＢＰＳＫあるいはＤＢＰＳＫで変調する方向
    に対して直角な方向に変調する送信装置であることを特
    徴とするＯＦＤＭ受信装置。