DK167418B1 - Fremgangsmaade ved etablering af forbindelser i et kortboelgeradionet, samt modtager til brug ved udoevelse af fremgangsmaaden - Google Patents

Description

i DK 167418 B1

Opfindelsen angår en fremgangsmåde af den i krav 1' s indledning angivne art.

Kortbølgeradioforbindelser er i hovedsagen baseret på 5 udbredelsen af rumbølger, som reflekteres fra ionosfæren for at muliggøre informationsoverføring over store afstande. Til trods for de mangler, som en rumbølgefor-bindelsestransmissionskanal er behæftet med, såsom støjlignende kanalforstyrrelse, med tiden variende 10 spredningsfænomener i kanalen og tilstedeværelsen af selektive forstyrrelseskilder, har i den nyeste tid denne overføringsart vokset i betydning, takket være nye mikrodatamatteknikker og i sammenligning med satelitter ringe omkostninger.

15 Specielle problemer opstår ved etablering af forbindelser, eftersom der mellem sender- og modtagerfrekvens altid foreligger en mere eller mindre stor frekvensforskel (frekvens-offset), og eftersom der inden etableringen af forbindelsen ikke foreligger nogen tidssynkronisering 20 mellem sender og modtager.

Med henblik på en økonomisk udnyttelse af det foreliggende frekvensområde er de for tiden sædvanlige overføringsmetoder baseret på et enkelt sidebånd, idet der på sendersiden foretages en frekvenstransiation af signalet 25 fra lavfrekvensbåndet (300 Hz til 3,4 kHz) til et udvalgt højfrekvensbånd, og idet højfrekvensmodtageren udfører den omvendte operation. Det modtagne signal føres i lavfrekvensområdet videre til demodulator- og dekoderkredsløb. Højfrekvensmodtageren har automatiske 30 forstærkningsreguleringer, hvorved den samlede ydelse eller spænding inden for den valgte modtagekanalbredde danner reguleringsstørrelsen. Derved vil der i udgangen, alt efter den spektrale belægning med nytte- og forstyrre- DK 167418 B1 2 signal, indstille sig forskellige støj- og nytteniveauer med store variationer. Navnlig optræder der hyppigt selektive forstyrrelseskilder, der har en større 5 signalenergi end nyttesignalet, og kanalen gælder i så fald for det meste som optaget.

Ved et selektivopkaldsnet skal de forskellige stationer kunne aktiveres enkeltvis eller ved hjælp af et samleord.

De enkelte stationers selektivopkaldssender og -modtager 10 er anbragt i stationernes modulator- henholdsvis demodulatorblok. Kaldesignalerne er sammensat af en gruppe egnede amplitude/tids-funktioner, som af de enkelte modtagere kan erkendes og skelnes fra hinanden i kanalstøjen. Også ved dårlig transmissionskvalitet skal 15 der på den ene side ikke ske nogen aktivering af fejlagtige stationer, medens på den anden side skal de ønskede stationer altid kunne aktiveres.

De for tiden sædvanlige overføringsmetoder baseret på pilottoner kan ikke opfylde disse krav, eftersom sand-20 synligheden for fejlsynkronisering stiger med tilstedeværelsen af bestemte forstyrrelseskilder. Det er kendt ud over stationers sende- og modtagedele at anvende et relativt kostbart udstyr, hvormed det kan konstateres, hvilken kanal, der er fri og uforstyrret af nabo-sendere, 25 og hvordan bølgeforplantningsbetingelserne via ionosfæren er i øjeblikket (Frequency Management System, Defence Electronics, maj 1980, side 21, 22). En fuldautomatisk etablering af en kortbølgeradioforbindelse er imidlerid ikke mulig med dette system. Når der foreligger 30 forstyrrelseskilder, hvis formål det er at forstyrre, er en forudgående kanalanalyse ikke til megen nytte, da den benyttede kanal i hvert tilfælde straks vil blive forstyrret.

Endelig er det fra WO 82/02633 kendt at benytte en radio-35 transmissionsfremgangsmåde, hvor signalerne i rækkefølge DK 167418 B1 3 kodes med fem dobbelttonekanaler. Et forekommende synkroniseringssignal sørger for en nøjagtig tidsstyring i modtagerne. Dette synkroniseringssignal består ligeledes af 5 fem dobbelttone markerings- og mellemrumssignaler, der serielt omskiftes med en frekvens på 10 Hz, idet frekvensen af disse signaler ligger i området 400 Hz til 2,7 kHz.

Det er opfindelsens formål at anvise en fremgangsmåde af den indledningsvis nævnte art, hvormed det er muligt på 10 fuldautomatisk måde at gennemføre en etablering af kortbølgeforbindelser mellem et radionets stationer, idet det selv ved dårlig transmissionskvalitet kun er de ønskede stationer, der aktiveres.

Det angivne formål opnås ved en fremgangsmåde, som ifølge 15 opfindelsen udviser de i krav l's kendetegnende del angivne træk.

Anvendelsen af et sådant synkroniseringssignal medfører den fordel, at det samtidigt med bestemmelsen af fre-kvens-offset-værdien (jf. side 1, linie 18) muliggør en 20 bit-synkronisering mellem stationerne, idet fasen i et modulationssignal, hvormed bærebølgesignalet er moduleret, bestemmes på modtagestedet. Modulationssignalet frembringes matematisk eksakt, eftersom det forventede signal er kendt. Derved er det i vid udstrækning muligt at undgå den 25 stigning i sandsynligheden for fejlsynkronisering, der skyldes tilstedeværelsen af bestemte forstyrrelseskilder, Opbygningen af synkroniseringssignalet af smalbåndede markerings- og mellemrums-signaler, der udgør et multipelt pars delsignaler, åbner en mulighed for separat 30 detektering af disse delsignaler, hvad der medfører en betragtelig forøgelse af pålideligheden ved etableringen af forbindelsen. Dette skyldes, at sandsynligheden for, at der i begge bearbejdnings- og vurderingssignalveje foreligger en forstyrrelseskilde, som samtidigt nøjagtigt 35 rammer markeringssignalet, er lig med nul. Allerede en DK 167418 Bl 4 frekvensafvigelse på nogle få Hz mellem forstyrrelseskilden og markeringssignalet er ukritisk, eftersom der ved hjælp af en speciel operation i signalforarbejdningen 5 udføres en undersøgelse af 500 underkanaler på hver 1 Hz i området mellem 250 og 750 Hz.

Opfindelsen angår endvidere en indretning til udøvelse af fremgangsmåden ifølge opfindelsen, hvilken indretning er af den i krav 7's indledning angivne art, og indretningen 10 er ifølge opfindelsen ejendommelig ved den i krav 7's kendetegnende del angivne udformning.

Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere ’··· henvisning til det på tegningen viste udførelse eo på en indretning ifølge opfindelsen og visse deri 15 indbyggede funktioner, idet fig. 1 er et blokdiagram over en sædvanlig kortbølgeforbindelse med sender og modtager, fig. 2 skematisk viser et kaldesignal, fig. 3 skematisk viser et synkroniseringssignal ifølge 20 opfindelsen, fig. 4 er et diagram til belysning af funktionen, fig. 5 er et blokdiagram over indgangsdelen i en synkroniseringssignalmodtager ifølge opfindelsen, 25 fig. 6 er et diagram, der viser frekvensbelægningen af de enkelte filtre i den i fig. 5 viste indgangsdel, fig. 7a,7b er et blokdiagram over den numeriske signalforarbejdning i en synkroniseringssignalmod-30 tager ifølge opfindelsen, og fig. 8 er et diagram til belysning af funktionen.

Som vist i fig. 1 består en for tiden sædvanligt anvendt kortbølgeforbindelse af en sender 1 og en modtager 2, mellem hvilke signalerne overføres gennem et transmis-35 sionsmedium 3. På sendersiden indføres data i en modula- DK 167418 B1 5 tor/koder 4, der er tilknyttet en tidsbasis 5. Udgangssignalet fra modulator/koder en 4 er et lavfrekvenssignal i frekvensbåndet mellem 300 Hz og 3,4 kHz. I senderen 1, 5 der er en HF-SSB-sender, underkastes dette lavfrekvenssignal en frekvenstranslation til et udvalgt højfrekvensbånd. Til senderen 1 er der knyttet en frekvensbasis 6 i højfrevensbåndets område. Højfrekvensudgangssignalet fra senderen 1, der udsendes i det med tiden varierende 10 transmissionsmedium 3, ligger f.eks. i området mellem 3 og 30 MHz. Sammen med dette højfrekvenssignal optræder i transmissionsmediet 3 en additiv forstyrrelsesstøj ST.

I HF-SSB-modtageren 2, der er tilknyttet en højfrekvens-frekvensbasis 6', omdannes det modtagne højfrekvenssignal 15 til et lavfrekvenssignal i samme frekvensbånd som på sendersiden og tilføres en demodulator/dekoder 7, hvortil er knyttet en tidsbasis 5'. Dataafgivelsen sker ved udgangen af demodulator/dekoderen 7.

Når et kortbølgeradionet danner et såkaldt selektivop-20 kaldsnet, foreligger der et antal forskellige stationer, der kan aktiveres enkeltvis eller med et samleopkald. Til dette formål disponerer hver af de deltagende stationer over en selektivopkaldssender og -modtager, der er anbragt i modulatoren 4 henholdsvis demodulatoren 7 i den i fig. 1 25 viste opstilling, jf. f.eks. DE-patentskrift nr. 3.211.325. Kaldesignalerne er sammensat af en gruppe egnede amplitude/tids-funktioner, som af de enkelte modtagere kan erkendes og skelnes fra hinanden i kanalstøjen.

Fig. 2 viser skematisk et kaldesignal, der anvendes ved 30 fremgangsmåden ifølge opfindelsen. Dette kaldesignal består som vist af et synkroniseringssignal SS og et adressesignal AS. Modtageren betragter hele tiden tidsintervaller med varigheden T og afgør, hvorvidt der inden for det pågældende interval foreligger et synkroniserings-35 signal SS. lagttagelsesintervallerne vægtes med en vin- DK 167418 B1 6 duesfunktion, jf. fig. 4. Fortrinsvis reserveres en tidsvarighed på 2s for transmission af synkroniseringssignalet SS. For at i den begyndende, desynkrone tilstand i 5 det mindste ét iagttagelsesinterval skal kunne overlappe sendersignalet fuldstændigt, må T højst andrage 4/3 s. Herved er iagttagelsesintervallets længde T kun formålstjenligt valgt, dersom den er kortere end det modtagne signals kohærenstid Tc, dvs. den tid, i hvilken det syn-10 kroniseringssignal, der udsendes af senderen, og signalerne i de søgende modtagere er i stand til at samvirke.

Med det valgte tidsvindue skal Tc være større end T/2. Yderligere kriterier, såsom udbredningen af de spektrale komponenter i synkroniseringssignalet SS på grund af fase-15 variationer i transmissionskanalen og frekvensafdriJ.1 mellem sende- og modtagestation, som begge begrænser iagttagelsestiden, har ført til en længde på iagttagelseintervallet på T = ls.

Ved fremgangsmåden ifølge opfindelsen kender modtageren 20 ikke senderens nøjagtige bærefrekvens, men der findes et "forventningsområde", hvori et kaldesignal med største sandsynlighed vil optræde. Dette forventningsområde kan, afhængigt af senderens og modtagerens tekniske udformning, omfatte op til 500 Hz, og andrager ved det beskrevne 25 udførelseseksempel ± 234 Hz. Inden for dette område skal et kaldesignal kunne detekteres upåklageligt, og signalets frekvens-offset skal - afhængigt af signal/støj-forholdet - bestemmes nøjagtigt til mindst ± 1 Hz. En entydig detektering skal være mulig for et signal/støj-forhold indtil 30 mindst -24 dB, regnet ved 2 kHz båndbredde.

På grund af det store forventningsområde er det ikke muligt at anvende meget smalle filtre til støjfiltrering af nyttesignalet. Især stærke selektive forstyrrelseskilder umuliggør eksakt bestemmelse af frekvens-offset-værdien 35 ved hjælp af sædvanlig analogteknik. Derfor vælges for synkroniseringssignalet SS et markant signal, der er til- DK 167418 B1 7 passet til transmissionskanalen og let kan detekteres i et støj fyldt miljø.

Fig. 3 viser det ved fremgangsmåden ifølge opfindelsen 5 anvendte synkroniseringssignal SS, idet amplituden V er indtegnet på diagrammets ordinat, medens tiden t er indtegnet på abeissen. Dette synkroniseringssignal SS, der udsendes under tidsrummet Tq, er et lavfrekvent bæresignal, der er frekvensmoduleret med en firkantfunktion og 10 også kendes under betegnelsen "FSK-signal". Som vist består signalet af signaldele af typen "Mark" og "Space".

Synkroniseringssignalet SS gør det muligt samtidigt med bestemmelsen af frekvens-offset-værdien at foretage en bit-synkronisering mellem stationerne, idet modulations-15 signalernes fase bestemmes på modtagestedet. På sendesiden er modulationsfrekvensen givet med krystal-nøjagtig-hed og kendes af modtageren. Fasen skal kunne bestemmes med en nøjagtighed på mindst 0,5 rad.

"Mark"- og "Space"-signalerne, der hver for sig udgør et 20 AM-signal, er smalbåndede med henblik på at sikre en ensartet variation af de mest intense spektralkomponenter ved selektiv fading. Frekvensafstanden mellem signalerne er valgt så stor som muligt til opnåelse af to med hensyn til selektiv fading de-korrelerede signaler, som imid-25 lertid begge ligger inden for den samme kanal. Skiftefrekvensen er tydeligt større end fadingfrekvensen (fading ændrer sig med tiden og kan således opfattes som en amplitudemodulation med varierende frekvens), og forskellig transmissionstid skal spille en ringe rolle.

30 På grundlag af disse betingelser og overvejelser vælges en modulationsfrekvens på 16 Hz, for "Mark"-signalet en ba-sisbåndbærebølge på 2 kHz og for "Space"-signalet en ba-sisbåndbærebølge på 500 Hz. Begge bærebølger er imidlertid varierbare for at muliggøre adaptive forskydninger af DK 167418 B1 8 AM-signalerne.

"Mark"- og "Space"-signaler betragtes af modtageren som et AM-multipelsignalpar og detekteres separat- Dette medfører 5 den yderligere fordel, at detekteringspålideligheden stiger kraftigt ved uensartet støjsignalfordeling over kanalen. Det samlede signal har en konstant ydelse (ingen ASK, AM-andel), der muliggør brug af ikke-lineære forstærkere og en optimal udnyttelse af sendertrinnet, og kan 10 desuden tydeligt skelnes fra selektive støjsignaler.

Når højfrekvensmodtageren holdes i automatisk afsøgningsdrift, f.eks. "Selscan"®, undersøger modtageren periodisk et bestemt antal programmerede kanaler med henblik på et eventuelt synkroniseringssignal. Dette udsendes af sende-15 ren så længe som afsøgningscyklussen varer. Når et synkroniseringssignal er blevet detekteret, afbryder modtageren afsøgningen og afventer adressesignalet AS, jf. fig. 2.

Som allerede nævnt betragter modtageren tidsintervaller med længden T og afgør, om der inden for hvert interval 20 findes et synkroniseringssignal. Herved vægtes iagttagelsesintervallerne med en vinduesfunktion. Således viser fig. 4 i linie a et synkroniseringssignal SS med længden Tg, og i linierne b og c (ikke målestoksrigtigt) iagttagelsesintervallernes vinduer, nemlig i linie b de lige 25 nummererede vinduer Fn_2, Fn, Fn+2 osv., og i linie c de ulige nummererede vinduer Fn_^, Fn+^ osv.

Som det kan ses ved sammenligning af linierne b og c i fig. 4, overlapper de enkelte intervaller hinanden med den halve tid med henblik på at muliggøre en i størst mulig 30 grad afbrydelsesfri iagttagelse over tidsaksen t. Et iagttagelsesintervals længde T andrager ls, og bestemmes af længden Tq af synkroniseringssingalet SS og af kanalens kohærenstid Tc.

DK 167418 B1 9 På grund af vinduesfunktionen er detekteringsværdierne af to indbyrdes overlappende iagttagelsesintervaller praktisk taget indbyrdes statistisk uafhængige, hvorfor under va-5 righeden T af udsendelsen af synkroniseringssignalet SS der kan uddrages ca. 2Tg/T detekteringsværdier. I tillæg hertil muliggør det egnede valg af vinduesfunktion en høj dynamik i spektralområdet efter gennemførelsen af den hurtige Fourier-transformation FFT, jf. fig. 7a.

10 En mere langvarig udsendelse af synkroniseringssignalet SS ville selvsagt medføre en forøgelse af detekteringssandsynligheden.

En væsentligt større tillægsgevinst opnås imidlertid, dersom der dannes gennemsnit af detekteringsværdierne over 15 flere iagttagelsesintervaller. Modtageren akkumulerer derfor løbende detekteringsværdier i en "tabsbelastet integrator" eller i et digitalt lavpasfilter. I denne integrator udkrystalliserer de ønskede komponenter sig fra de stochastiske komponenter stykke for stykke på lignende 20 måde som ved et puslespil, så at der op til en bestemt anvendelig integrationstid opstår et billede med markant stigende skarphed af synkroniseringssignalet, hvorfra både bærebølgefrekvensen og fasevinkelen kan bestemmes.

Det mindste signal/støj-forhold, der kræves til opnåelse 25 af en vellykket detektering og synkronisering, kan således inden for visse grænser, afhængigt af varigheden af synkroniseringssignalets udsendelse, nedsættes til ca. -24 dB ved en støjbåndbredde på 2 kHz.

Efter udsendelsen af synkroniseringssignalet SS og dettes 30 detektering er samtlige selektivopkaldsmodtagere, der står på den samme kaldekanal, synkroniseret. Umiddelbart efter synkroniseringssignalet SS følger nu et adressesignal AS, DK 167418 B1 10 der foretager det egentlige selektive opkald. Efter fuldført detektering af adressesignalet er da også ordsynkroniseringen, dvs. den fuldstændige tidssynkronisering 5 mellem sender og modtager, etableret.

Modtageren udfører to indbyrdes uafhængige detekteringer og bedømmelser af multipelsignalparrets to delsignaler, og sammenligner derpå resultaterne. De to additivt forstyrrede modtagesignaler omdannes under hver iagttagelses-10 varighed T af en analog/digital-omsætter efter forudgående analog forarbejdning (filtrering og blanding) til sekvenser på hver N numeriske værdier. I denne sammenhæng skal det bemærkes, at der her med modtager menes en demo-dulator/dekoder i lavfrekvensområdet, jf. demodulator/Oe-15 koderen 7 i fig. 1.

Fig. 5 viser synkroniseringssignalmodtagerens indgangsdel E, der udfører analogforarbejdningen. Det modtagne signal r(t) føres først gennem et fælles kanalfilter 8 med et passageområde fra 300 Hz til 3,4 kHz, til hvis udgang der 20 er forbundet to signalveje 9¾ og 9β for multipelsignalparrets to delsignaler. Med en første blander 10¾ henholdsvis IO3 sammenblandes signalerne i hver signalvej med en variabel oscillator i det samme modtagebånd A henholdsvis B, jf. fig. 6, og filtreres derpå med et mellemfrekvens-25 filter 11¾ henholdsvis 11β, hvis passagekurve ligger ved ca. 4,5 kHz. Derved undgås spektrale overskæringer ved dette signal forvalg, og dermed på den bedst mulige måde en overstyring af modtageren såvel som den ved digital signalforarbejdning udkoblende ”Aliasing"-effekt (dvs., at 30 punktmålefrekvensen (’’sampling"-frekvensen) er mindre end to gange den højeste signalfrekvens).

Til hvert mellemfrekvensfilter 11^ 11β er der sluttet en AGC-forstærker 12. For at holde punktmåletakten så lav DK 167418 B1 11 som muligt blandes i hver signalvej 9A,9B de to frekvensområder "Mark" og "Space" med 500 Hz båndbredde med en anden blander 13 i basisbåndet på 250 Hz til 750 Hz, der 5 anvendes som fast forarbejdningsbånd. Med henblik på dæmpning sker der i tilslutning hertil en filtrering med et spejlfrekvensfilter 14A,14B. Udgangssignalet rA(t) og rB(t) fra spej lfrekvensf iltrene 14A henholdsvis 14B føres gennem hver sin punktmåler ("sampler") 15 med efterføl-10 gende analog/digital-omsætter 16, på hvis udgang der ligger en signalvektor rA henholdsvis rB.

Signalvektorerne rA og rB indeholder hver N værdier, som først føres til et bufferlager 17, hvorfra de kan 15 kaldes af en signalbehandlingsenhed. Bufferlagere^ 17 består af tre dellagre af størrelsen N/2; en del står til rådighed for analog/digital-omsætteren 16 og to dele til rådighed for signalbehandlingsenheden.

Fig 6 viser frekvensbelægningen af de forskellige filtre i 20 den i fig. 5 viste indgangsdel E, idet frekvensen f er afsat på abeissen. Den i afbrudt streg indtegnede karakteristiklinie Hg(f) svarer til passagekarakteristikken for det fælles kanalfilter 8, medens den stregpunkterede karakteristiklinie H^4(f) svarer til 25 passagekarakteristikkerne for spejlfrekvensfiltrene 14A,14B, og pilen P svarer til punktmålesignalet ("sampling"-signalet). Punktmålefrekvensen er vist som 2,048 kHz. Karakteristiklinien Hc(f) repræsenterer det fastliggende forarbejdningsbånd (basisbåndet fra 250 til 30 750 Hz), karakteristiklinien HA(f) det variable modtagebånd for det ene delsignal (signalvejen 9A i fig.

5), og karakteristiklinien HB(f) det variable modtagebånd for det andet delsignal (signalvejen 9B i fig. 5) i multipelsignalparret. Endelig udgør kurven H^if) 35 passagekurven for mellemfrekvensfiltrene 11A,11B, jf. fig.

5.

DK 167418 B1 12 I tilslutning til den under henvisning til fig. 5 beskrevne analoge signalbehandling sker nu den numeriske signal forarbejdning i synkroniseringssignalmodtageren, 5 således som denne er vist i det blokdiagram, der udgør fig. 7. Dette blokdiagram viser signalforarbejdningens enkelte funktionstrin, således som de gennemføres af den tilsvarende del af synkroniseringsmodtageren, som er dannet af en signalbehandlingsenhed. Under henvisning til 10 fig. 7 skal kun den ene halvdel af multipelsignalmod- tageren betragtes (signalvektor rA), eftersom denne er fuldstændigt symmetrisk opbygget. Med den anden signalvektor (rg) sker der i signalbehandlingsenheden den samme signal forarbejdning som med den første signalvektor (rA), kun med andre talværdier. For overskuelighedens skyld er fig. 7 delt i to delfigurer 7a og 7b, idet fig. 7 a viser signal forarbejdningen op til den såkaldte hypoteseafgørelse, og fig. 7b viser de resterende 15 funktionstrin.

Resultatet fra signalbehandlingsenheden efter den numeriske signalforarbejdning indeholder den valgte hypotese, om et synkroniseringssignal foreligger (H]_) eller ikke (Hg). Ved et synkroniseringssignals 20 tilstedeværelse (¾) afgives en bedømmelse af frekvens-offset-værdien og fasen af de to signaler rA og rg såvel som for værdierne af deres signal/støj- forhold. Med den numeriske signalforarbejdning, der gennemføres i reel tid, afprøves i alt væsentligt, om 25 r for det N-dimensionale vektorrum R ligger i afgørelsesområdet for hypotesen eller Hg. Afgørelsesområdet har form som en N-dimensional kegle med spidsen i udspringet for rummet R. Bidraget fra r (eller modtagesignalets samlede ydelse) påvirker ikke denne afgørelse, eftersom hypoteseværdien alene baseres på retningen af r.

DK 167418 B1 13

Afgørelsesområdet er således et N-dimensionalt rumvinkel-område. Undersøgelsen af r med hensyn til dets afgørelsesområde udføres ved hjælp af de i det følgende under 5 henvisning til fig. 7 beskrevne regne-algoritmer, der repræsenterer lineære og ikke-lineære koordinat-transformationer.

Den første regneoperation, som de N værdier af signalvek- toren rA (og også rB, men som nævnt ikke vist) underkastes, er vægtningen med vinduesfunktionen F, hvorpå der følger en Fourier-transformation. Sidstnævnte afbilder vektoren r i rummet R som r’ i rummet R'. Den anvendte Fourier-transformation er en såkaldt hurtig Fourier-10 transformation FFT, der repræsenterer den regnemæssigt hurtigere version af den diskrete Fourier-transformation.

Da synkroniseringssignalet har periodisk karakter, sker der med overgangen til frekvensområdet ved r' en adskillelse i egentlige signal- og støjkomposanter. Denne 15 filtreringslignende adskillelse er desto bedre, jo højere Fourier-transformationens spektrale opløsning er. Opløsningen bestemmes på sin side af iagttagelsestiden T eller "størrelsen" af FFT-transformationen.

Med T = ls og en punktmålefrekvens fr på 2,048 kHz eller N 20 = 2048 fremkommer i princippet en spektral opløsning på 1

Hz, men ved indføjelse af en vinduesfunktion F opstår der alligevel ved nyttesignalspektret en udbredning af hovedspidsen til 2 Hz og ved støj spektret en korrelation af nærliggende støtteværdier. Ved den fine opløsning 25 fremkommer mellem bærebølgen og 16 Hz-sidelinierne i det AM-modulerede signal imidlertid tilstrækkeligt med ukorrelerede regneværdier til på enkel måde at kunne bedømme støjen. Adskillelsen i signal og støj muliggør DK 167418 B1 14 opsøgning af et eventuelt foreliggende synkroniserings-signal, dettes lokalisering i frekvensområdet mellem 250 og 750 Hz og bestemmelsen af modulationsfasevinkelen.

5 Den på Four i er-trans format ionen FFT følgende del af signalforarbejdningen tjener til demodulation (identifikation) af multipelsignalparret, støjbedømmelsen, en signalintegration (akkumulation) for vanskeligt detek-terbare nyttesignaler og til hypoteseafgørelse. Alle disse 10 dele af signalforarbejdningen udføres selvsagt som numeriske operationer i signalbehandlingsenheden.

I det på forhånd beregnede spektrum foretages nu en specielt til markeringssignalet tilpasset demodulation, hvorved så mange karakteristiske kendetegn som muligt 15 bestemmes. Ved det viste udførelseseksempel udføres en art synkron AM-demodulation for en modulationsfrekvens X = 16 Hz, nemlig for hvert af signalets mulige opholdssteder m, dvs., når M = antallet af værdierne m, for ca. M = 500 værdier. Demodulationen sker i frekvensområdet. Den 20 anvendte metode betegnes som frekvens-autokorrelations-funktion:

/Co /-OO

X = 16 Hz Γ(λ) = Js(f) S*(f-X)df + JS*(f) S(f+X)df —co —oo

Herved er S(f+λ) det øvre sidebånd, S(f-X) det nedre sidebånd og S(f) er bærebølgen, medens S* i hvert tilfælde 25 er den konjugerede komplekse værdi.

Frekvens-autokorrelationsfunktionens numeriske version er som følger:

. m+fg.T .. m+fg.T

rm(X) = ~ >_S(m) S*(m-X) + _S \m) S(m+X)

m-fg.T m-fg.T

Herved er X = XT * 16 og f g vinduesfunktionens spektrale 30 båndbredde.

DK 167418 B1 15

Støjsignaler, herunder også AM-signaler med en anden modulation end 16 Hz, frembringer herved bl.a. kun små signalenergier, da vektorerne for S(f+X), S(f-X) og S(f) 5 ikke understøtter hinanden. I fig. 7a er der indtegnet to demodulatorer 18 og 19, idet i den første demodulator 18 bestemmes vektoren Σ?χ i den numeriske version af frekvens-autokorrelationsfunktionen rm(X) og i den anden demodulator 19 den tilsvarende fejlvektor Δ^χ. Herved er der taget hensyn til følgende egenskaber ved demodulationen: - Sidebåndlinierne må være ved det rigtige frekvenssted.

10 - Sidebåndliniernes signalenergi må i forhold til bære bølgen falde inden for et bestemt område, der er formålstjenligt for AM.

- Vektoren 2?χ for den numeriske version af frekvens- autokorrelationsfunktionen og den tilsvarende fejlvektor Δ^χ skal ligge inden for visse grænser; det ideelle ville være Ή <», = 0.

Denne numeriske demodulation af synkroniseringssignalet er 15 vist i fig. 8. Det kan ses, at der tages udgangspunkt i bærebølgen Em (komposant af vektoren r’ for S(f)), og i det øvre og nedre sidebånd r^+χ henholdsvis (komposanter af vektoren r' for S(f+X) henholdsvis S(f-X)).

Værdierne Γ^.χ, Γ^+χ og r^, befinder sig i et frekvens-støtteværdilager 24. Den konjugerede-komplekse værdi af Γ^_χ og af r^ multipliceres i hvert tilfælde med r^ hen-20 holdsvis med r^+χ, og resultatet af disse multiplikationer adderes eller subtraheres, hvorved værdierne for vektoren 2χ (frekvens-autokorrelationsfunktionens numeriske værdi) og for fejlvektoren Δ^χ dannes. Disse værdier an- DK 167418 B1 16 bringes i tilsvarende lagre 25 og 26 for frekvens-autokorr el at ions funkt ionens numeriske version henholdsvis fej 1vektoren.

5 For et AM-signal er denne operation forholdsvis enkel. I princippet findes der imidlertid for hver modulationsart og for hvert markeringssignal en anden ideel demodulator.

Med valget af fg.T = 0,5 blev den optimale og samtidigt enkle demodulationsalgoritme fundet. For AM-signalets 10 bærebølge m gælder i det valgte udførelseseksempel: 266 < m ^ 734. Resultatet af demodulationen for hver frekvens i signalets forventningsområde oplagres i første omgang.

I fig. 7a er støj bedømmeren betegnet med henvisnings tall,-' 20. Eftersom modtageren på forhånd hverken kender signal-15 energien eller støjydelsen, må afgørelsen over hypoteserne, hvorvidt der foreligger et synkroniseringssignal eller ikke, bedømmes på grundlag af signal/støj-forholdet. Afgørelsestærskelen afledes af sandsynligheden for fejlalarm.

20 Bestemmelsen af støjen, svarende til den skønnede værdi af variansen sker ved hjælp af de i nærheden af Bit' Βίι-λ og r^+x (fig. 8) liggende spektrale støtteværdier, og frembringer på denne måde i synkroniseringssignalets omgivelser en lokal ydelsestæthed. De udvalgte støtteværdier 25 demoduleres på nøjagtigt samme måde som ved den under henvisning til fig. 8 beskrevne demodulation i sidebåndene. Kun er λ ikke mere lig med 16.

Støj-skønnet skal være en kombineret variabel ^ af støjenergi og støjbedømmelse, for at både "hvid" støj og forstyrrelsessignaler kan blive påvirket. De detekterede ^χ normeres for for hver mulig frekvens til den lokale støj-variable (^), og disse normerede værdier (ΐ, ΔΪ) tilføres en afgørelsesenhed 21, idet der for komposanterne af ΐ DK 167418 B1 17 og ΔΫ gælder: ixm ^lixm

Am = xju- Aim = χϋ 266 < m < 734 I de tilfælde, hvor signal/støj-forholdene er meget ringe, anvendes en akkumulation i form af digitalfiltre, der an-5 -) - ^ vender værdierne 1 og Δ1 over flere iagttagelseintervaller, hvad der bevirker en forbedring af signal/støj-forholdet. Et eksempel på et sådant digitalfilter er i fig. 7 betegnet med henvisningstegnet 22. Ved akkumulation over tyve iagttagelsesintervaller kan gevinsten . let 10 andrage 14 dB.

Af afgørende betydning for signaldetekteringen er alene den grundstøj, som detekteringstærskelen er tilknyttet. Enkelte smalle linier med i sammenligning med denne grundstøj store ydelsestætheder må fjernes fra støjsta-15 tistikken. Ved hjælp af støjbedømmelsen opnås en beskyttelse mod farlige falske signaler. Falske signaler er herved signaler, der ligner synkroniseringssignalet, og har f.eks. næsten den samme modulationsfrekvens eller en for kort tilstedeværelsestid.

20 For at forhindre, at sådanne falske signaler fejlagtigt bedømmes som synkroniseringssignaler, dannes ud fra bærebølgen for demodulationen og de i det umiddelbare naboskab af sidebåndene r^ henholdsvis ijn+16, 2Em-16 (modulationsfrekvens lig med 16 Hz) beliggende værdier en 25 anden støjstatistik, og de to støjstatistikker divideres med hinanden, hvorved det ud fra kvotienten afgøres, hvilken støjstatistik der skal benyttes. I almindelighed frembringes imidlertid den allerede nævnte kombinerede variable

De nu normerede prøvestørrelser inu Aim* i'ro og AIjIj, der DK 167418 B1 18 er resultatet af N punktmåleværdier af en tidsfunktion med varigheden T eller flere gange T, prøves i afgørelsesenheden 21. For hvert iagttagelsesinterval T, der overlapper 5 det forudgående og efterfølgende interval, inddrages først for hver frekvens m (266 < m < 734) størrelserne lm og Aim- Intervaloverlapningen anvendes med hensigt ved den hurtige Fourier-transformation FFT, for at genvinde de af vinduesfunktionen F forårsagede energitab.

10 Den første prøve lyder som følger:

Hi ljjj I a 266 < m < 734

«O

Er udgangen positiv, dvs. (= synkroniseringssignal foreligger), så prøves:

Ho

Aim £ b’+b" Iju

Hl I denne betingelse, hvormed den spektrale symmetri prøves, må tærskelen være afhængig af størrelsen iim| * Den første prøves størrelse a er på sin side en bestemt funktion af støjkarakteristikken; for et bestemt antal anvendte støj støtteværdier kan der hver gang angives en 15 optimal tærskelværdi, der er oplagret i en RAM-tabel. Dersom im henholdsvis ΔΙ^ ikke opfylder prøverne, sættes disse vektorkomposanter = 0. For værdierne 1^ og Δ1^ sker afgørelsen efter den samme procedure.

Til bestemmelse af signal/støj-kombinationsstørrelsen SNRA 20 (henholdsvis SNRg for multipelsignalparrets anden del) (fig. 7b) er det tilstrækkeligt at finde maksimum for Jimj °9 |imj- Dette maksimum er da lig med signalstøj-forholdet for denne kanal i synkroniseringssignalets omgivelser.

DK 167418 Bl 19

Ved anvendelse af multipelsignaltransmission af en eller anden art er det til bestemmelse af det valgte synkroniseringssignals frekvens og fase nødvendigt at anvende en 5 såkaldt multipelsignalkombinering 23, jf. fig. 7b- Herved er det vigtigt, at der ved bearbejdningen af synkroniseringssignalet hersker faste forhold af kendt art mellem de enkelte signaler. Ved det valgte multipelsignal, der består af 2 AM-signaler, behøver der takket været detek-10 torsymmetrien kun at tages hensyn til faseforskydningen af modulationssignalerne på 16 Hz gennem vinkelen Π, dvs, der dannes: Ϊα I Ηχ “ Ib I Ηχ = Ϊα-Β I Ηχ og Ϊα|ηχ _ !b|hx = Ϊα-β|ηχ

Der sker således kun en multipelsignalkombinering 23, når 15 der på begge kanaler A og B er truffet afgørelse vedrørende hypotesen Ηχ. I tilfælde af kombinering resulterer dette i en gevinst på 3 dB for fase- og frekvens-skønnet.

På kortbølgekanaler er imidlertid allerede anvendelsen af frekvensmultipeltransmission i sig selv forbundet med en 20 høj gevinst, da det ofte sker, at en kanaldel forstyrres kraftigt eller lider af fading.

Frekvens- og fase-skønnet udføres på summen Ϊα-β|ηχ + Ϊα-β|ηχ a E ? o

Dersom Ηχ opfyldes på flere steder på frekvensaksen, ud-^ vælges den frekvens, der har den største I £ im j * in betegner da den skønnede frekvensposition, og fasen ψ bestemmes i en tabel med arctg-værdier ud fra vektorkomposanten lim- DK 167418 B1 20

Den ifølge den beskrevne fremgangsmåde arbejdende synkroniseringssignalmodtager har den fordel, at det takket være modtagerens virkeliggørelse af fuldstændigt tidstro pro-5 gammel er muligt at optimere og variere mange parametre; således er det f.eks. muligt for en forud given sikkerhed for korrekt synkronisering af modtageren at optimere detekterings følsomheden. Modtagerens vigtigste fordele er den store fleksibilitet med hensyn til specifikationen, 10 den ældningsfrie udførelse af opnåelsen af en detekteringssikkerhed, der ligger tæt op ad den teoretisk maksimalt opnåelige. Dette muliggøres af det i fig. 7 viste operationsforløb og ved den digitale signalforarbejdning, som for første gang muliggør den krævede præcision.

15 Systemet kan uden yderligere omkostninger udvides til flere sendekanaler og afsøgningsdrift, og det er også muligt at anvende den såkaldte mikro-afsøgningsdrift, dvs. opdeling af en kanal med en bredde på 3 kHz i delkanaler på 500 Hz. Desuden er det muligt at foretage en løbende 20 korrigering af afdrifter for frekvens og fase. I stedet for synkroniseringssignalet kan anvendes en langsom datasignalforbindelse, idet de nu kendte frihedsgrader erstattes med nye. Med det beskrevne maskinel er det således muligt at opstille et selektivopkaldssystem, og 25 deraf kan der igen afledes et data-modem for lave baud-frekvenser, hvori datasignaler indgår i stedet for selektivopkaldadressen.

o

Takket være synkroniseringssignalets store forventningsområde er det beskrevne system tillige i stand til på 30 grundlag af egne kanalmålinger (= passiv kanalanalyse) til at begynde med på adaptiv måde foretage en frekvensforskydning bort fra forstyrrelsessignalet, uden at modtageren derfor behøver at være indrettet til afsøgningsdrift.

En etablering af en forbindelse er altid sikret uden 35 kanalskift, dvs. uden synthesizer-indgreb.

DK 167418 B1 21

Den overlegenhed med hensyn til signal/jamming-forhold, der opnås ved opfindelsen, kan også udnyttes ved en anden art radiosignal transmission, idet det navnlig med svage 5 sendere og "dårlige" antenner på samme måde er muligt at etablere sikre forbindelser.

Ved ECCM-drift er det f.eks. muligt at skjule sit eget signal bag kraftige (f.eks. fjendtlige) sendere. Herved umuliggøres en hurtig pejling og forstyrrelse under 10 opbygning af nettet eller under kontrol eller drift af dette.

Claims (11)

1. Fremgangsmåde til synkronisering af modtagere (2) i et kortbølgeradionet med til enhver tid én sender (1) i 5 dette net med henblik på etablering af en forbindelse, hvor den pågældende sender (1) gentagende udsender opkaldssignaler, der til enhver tid er sammensat af et synkroniseringssignal SS med en forud bestemt længde (Tq) og et efterfølgende adressesignal (AS),

10. Synkroniseringssignalet (SS) består af smalbåndede markerings- og mellemrumssignaler, som danner et multipelt pars delsignaler og periodisk omskiftes med en modulationsfrekvens i størrelsesordenen 10 Hz, og, basisbåndbærebølgen for markerings- og mellemrums-15 signalerne er frit valgbar inden for et frekvensområ de fra ca. 300 til 3400 Hz, kendetegnet ved, at i hver modtager (2) frembringes iagttagelsesintervaller, hvis længde (T) svarer til halvdelen af syn-20 kroniseringssignalets (SS) længde (Tq)/ at de under iagttagelsesintervallet i modtageren foreliggende indgangssignaler (r(t)) tilføres to bearbejdnings- og vurderingssignalveje (9A, 9g), som er tilknyttet det multiple pars delsignaler, 25. at i hver signalvej (9A,9B) bearbejdes signalerne først analogt og dernæst digitalt, idet iagttagelsesintervallerne vægtes med vinduesfunktioner (F), hvis intervaller overlapper hinanden, og at der til slut foretages en afgørelse af, om der 30 foreligger (H^), eller der ikke foreligger (Hq), et synkroniseringssignal (SS). 1 Fremgangsmåde ifølge krav 1, kendetegnet ved, - at i hver signalvej (9A,9B) omformes hvert af signalerne ved afslutning af den analoge bearbejdning 35 til en sekvens med et antal (N) numeriske værdier. DK 167418 B1 23 som danner vektorer (¾ og 5¾) med et til det pågældende antal (N) af numeriske værdier svarende, antal vektorværdier, og 5 at det med den digitale bearbejdning afprøves, om vektorerne (rA og rg) ligger i afgørelsesomradet for en hypotese "synkroniseringssignal (SS) foreligger (H^) eller foreligger ikke (Hq)".

3. Fremgangsmåde ifølge krav 2, kendetegnet ved, at den første operation i den digitale bearbejdning 10 altid udgøres af en hurtig Fourier-transformation (FFT), hvori der sker en adskillelse af egentlige signal- og støjkomposanter.

4. Fremgangsmåde ifølge krav 3, kendetegnet ved, at der i tilslutning til den hurtige Fourier-trans-15 formation (FFT) sker en demodulering af det multiple par, et støjskøn og eventuelt en signalintegration for vanskeligt detekterbare nyttesignaler, og at resultaterne af disse operationer anvendes som grundlag for afgørelsen "synkroniseringssignal (SS) 20 foreligger (H^) eller foreligger ikke (Hq)".

5. Fremgangsmåde ifølge krav 4, kendetegnet ved, at nyttesignalet normeres med hensyn til støjen, således at kun en af signal/støj-forholdet (SNR) afhængig størrelse underkastes afgørelsen "synkro-25 niseringssignal (SS) foreligger (H^) eller foreligger ikke (Hq)", og forstyrrende bærebølger og falske signaler elimineres på forhånd. 1 Fremgangsmåde ifølge krav 5, kendetegnet ved, at efter afgørelsen "synkroniseringsignal (SS) fore-30 ligger (Ηχ) eller foreligger ikke (Hg)" sker der en multipel kombination, på grundlag af hvilken et detekteret synkroniseringssignals (SS) frekvens (m) og fase (£>) bestemmes. DK 167418 B1 24

7. Modtagerindretning i en modtager (2) i et kortbølgeradionet til modtagelse og detektion af synkroniseringssignaler (SS), der periodisk udsendes fra en 5 sender (1) i dette net med henblik på etablering af en forbindelse, hvor synkroniseringssignalerne (SS) består af smal-båndede markerings- og mellemrumssignaler, som danner et multipelt pars delsignaler, som periodisk 10 omskiftes med en modulationsfrekvens i størrelsesordenen 10 Hz, og som efterfølges af et adressesignal (AS), og basisbåndbærebølgen for markerings- og mellemrumssignalerne er frit valgbar inden for et frekvens-15 område fra ca. 300 til 3400 Hz, kendetegnet ved, organer til bearbejdning og bedømmelse af de på indgangen af modtagerindretningen liggende signaler (r(t)), 20. hvor hvert delsignal i det multiple par er tilknyttet en i opbygning ens bearbejdningssignalvej (9A,9B), og - hvor der i en første del af hver signalvej (9A,9B) er anbragt analogt fungerende enheder (10-16) og i en anden del af hver signalvej er anbragt digitalt funge-25 rende eheder (17-21).

8. Indretning ifølge krav 7, kendetegnet ved, at der forefindes et fælles kanalfilter (8), der er tilsluttet de to signalveje (9A,9g) i fællesskab. 1 Indretning ifølge krav 7, kendetegnet ved, 30. at hver af signalvej een (9A,9B) i sin første del omfatter i det mindste en første og en anden blander (10A,10B,13), et mellem blanderne anbragt mellemfrekvensfilter (11A,11B) samt en sampler (15) og en analog/digital-omsætter (16). DK 167418 B1 25

10. Indretning ifølge krav 9, kendetegnet ved, at hver analog/digital-omsætter (16) er tilsluttet et bufferlager (17) til lagring af et antal (N) af 5 udgangsværdier fra analog/digital-omsætteren, som danner indgangsværdierne for den anden del i hver signalvej (9A,9B).

11. Indretning ifølge krav 7, kendetegnet ved, at hver signalvej (9A,9B) i sin anden del i det 10 mindste omfatter en vinduesdanner (F) til vægtning af tidsintervaller, en hurtig Fourier-transformationsenhed (FFT), en demodulator (18,19) for det multiple par, en støj estimator (20) og en afgørelsesenhed (21) til frembringelse af en afgørelse "synkroniserings-15 signal (SS) foreligger (H^) eller foreligger ikke (H0)"·

12. Indretning ifølge krav 11, kendetegnet ved, at den omfatter en signalbehandlingsenhed, der ved en afgørelse "synkroniseringssignal (SS) foreligger" 20 afgiver signal/støj-kombinationsstørrelser (SNRA,SNRB) for hvert af de detekterede delsignaler for det multiple par.

13. Indretning ifølge krav 12, kendetegnet ved, at signalsbehandlingsenheden er udformet til i 25 tilslutning til afgørelsen "synkroniseringssignal (SS) foreligger" at foretage en multipel kombination, hvorved frekvensen m og fasen φ for det detekterede synkroniseringssignal (SS) kan bestemmes.