KR100702754B1 - 전송 시스템 및 그에 이용되는 복조 장치 - Google Patents

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가부시키가이샤 히다치 고쿠사이 덴키
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Abstract

보다 근소한 수신 전계에서도 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 가능하게 함과 동시에 테스트를 위한 설정 중에 있음을 복조 장치로 파악할 수 있도록 한다. 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 송신 장치(12)로 송신하고, 수신 안테나(21)로 OFDM 신호를 수신하고, 복조 장치(22)로 OFDM 신호의 가드 인터벌 기간에 있어서의 상관 연산을 하여, 상관 연산의 결과로 얻어지는 상관 신호에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하여 수신 안테나의 방향 조정을 하는 전송 시스템으로서, 송신 장치(12)에 가드 인터벌 기간의 신호를 유효 심볼 기간의 신호보다 진폭을 크게 하는 진폭 변환 수단(61, 62)을 구비하고, 복조 장치(22)에 수신한 OFDM 신호의 가드 인터벌 기간의 신호의 진폭을 검출하는 검출 수단(70)과, 검출한 결과를 통지하는 통지 수단(80)을 구비한 것을 특징으로 한다.
전송시스템, 복조장치, 직교 주파수분할 다중변조

Description

전송 시스템 및 그에 이용되는 복조 장치{TRANSMISSION SYSTEM AND DEMODULATION DEVICE USED THEREFOR}
도 1은 본 발명에 의한 전송 시스템에 있어서의 실시의 형태의 구성을 도시하는 도면이다.
도 2는 도 1의 주요부인 OFDM 변조기와 진폭 변환부의 구성을 도시하는 도면이다.
도 3은 도 2에 있어서의 진폭 변조부의 내부 회로를 도시하는 도면이다.
도 4는 본 발명에 의한 OFDM 신호의 일례를 설명하는 도면이다.
도 5는 본 발명에 의한 OFDM 신호의 다른 예를 설명하는 도면이다.
도 6은 도 4의 OFDM 신호의 경우의 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면이다.
도 7은 도 1에 있어서의 복조 장치의 검출기의 구성을 도시하는 도 이다.
도 8은 도 4의 (d-1)와 같은 파형의 수신 신호의 경우에 있어서의, 도 7의 각부에서의 동작 상태를 도시하는 도면이다.
도 9는 도 5의 (d-2)와 같은 파형의 수신 신호의 경우에 있어서의, 도 7의 각부에서의 동작 상태를 도시하는 도면이다.
도 10은 가드 인터벌 기간의 신호와 유효 심볼 기간의 신호의 진폭이 같은 수신 신호의 경우에 있어서의, 도 7의 각부에서의 동작 상태를 도시하는 도면이다.
도 11은 도 1에 있어서의 통지부의 구체적인 예를 도시하는 도면이다.
도 12는 도 1에 있어서의 복조 장치의 응용예를 도시하는 도면이다.
도 13은 종래의 전송 시스템의 구성을 도시하는 도면이다.
도 14는 송신되는 OFDM 신호의 구성의 설명을 도시하는 도면이다.
도 15는 도 13의 가드 상관 산출 회로의 회로구성의 예를 도시하는 도면이다.
도 16은 도 13의 가드 상관 산출 회로로 실시하는 연산을 설명하는 도면이다.
도 17은 도 13의 수신 레벨 산출 회로의 내부 회로의 예를 도시하는 도면이다.
도 18은 OFDM 신호의 주파수분포를 설명하는 도면이다.
도 19는 OFDM 신호를 수신하고 있는 때의 주파수분포를 설명하는 도면이다.
도 20은 수신 안테나의 방향 조정 테스트시의 주파수분포를 설명하는 도면이다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 변조 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하, OFDM 방식이라고 한다)을 이용한 전송 시스템에 관하여, 특히 수신 안테나의 방향 조정 테스트에 적합한 전송 시스템 및 그것에 이용하는 복조 장치에 관한 것이다.
종래, 아날로그 FPU(Field Pickup Unit)의 수신 안테나의 방향을 수신 레벨이 최대가 되는 최선의 방향으로 조정하는 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 할 때는 수신 안테나로부터 출력되는 수신 신호를 스팩트럼 애널라이저에 입력하고, 수신 안테나의 방향을, 상하좌우로 미묘하게 움직이면서, 스팩트럼 애널라이저에 날카로운 피크로서 표시되는 반송파의 레벨을 측정하여, 피크 레벨이 최대가 되는 방향을 탐색하여 조정하는 방법이 사용되어 왔다.
그런데 최근, 무선 장치의 분야에서는 멀티패스 페이징에 강한 변조 방식으로서 OFDM 방식이 각광을 받아, 유럽이나 일본을 시작으로 각국의 차세대 TV방송, FPU, 무선 LAN 등의 분야에서 많은 응용연구가 진행되고 있다. 이 중, UHF대의 지상 디지털 방송의 개발 동향과 방식에 있어서는 영상정보미디어학회지 1998년 Vol. 52, No. 11에 자세히 기술되어 있다.
이 OFDM 방식은 거의, 전송 대역 전체에 일정한 주파수 간격으로 배치된 수백 개의 반송파를, 일정한 심볼 주기로 디지털 변조하여 전송하는 방식이다. 그 때문에 OFDM 신호의 파형은 랜덤 잡음에 유사한 파형이 된다. 그 주파수 분포도, 도 18에 모식적으로 나타낸 것과 같이, 전송 대역폭 전체에 평탄하게 넓어지는 형상이 되어, 전송 대역의 이용 효율이 지극히 높은 방식이다. 그러나, 그 때문에 반대로 수신 안테나의 방향 조정 테스트가 매우 곤란하게 되는 결점이 있다.
OFDM 방식에서는 도 18과 같이, 거의 평균 전력 레벨과 같은 평탄한 분포가 된다. 더구나 OFDM 방식의 전송 시스템에서는 예를 들어 각 반송파를 변조하는 변조 방식으로서 BPSK를 채용하여, 부호화율 1/2의 컨벌루션 부호를 이용하여 전송하면, C/N이 약 0dB에서도 수신이 가능하다. 이 상태에서는 수신 신호의 레벨과 잡음의 레벨이 거의 같게 되지만, 수신 신호의 전력과 잡음의 전력의 합으로 이루어지는 전송 대역 내의 신호의 전력 밀도는 도 19와 같이, 그 외측의 잡음만인 전력 레벨에 대하여 3dB 정도 높아 진다. 따라서, 스펙트럼 애널라이저를 이용하는 방법으로도, 최적의 방향으로 수신 안테나를 향하게 하면, 어떻게든 전송 신호의 존재를 확인할 수 있다.
그러나, 수신 안테나의 방향이 크게 벗어나면, OFDM 신호의 레벨은 도 20과 같이 잡음의 밑으로 완전히 파묻혀, 눈으로 보더라도 그 존재조차 확인할 수 없게 된다. 송신 장소가 보이는 근거리의 전송이면, 감에 의지하여 방향 조정 테스트를 실시하는 것도 가능하다. 그러나 전송 거리가 수 킬로미터를 넘으면, GPS 등을 이용하여 송신 장소와 수신 장소의 정확한 위치 관계를 측정하지 않으면, 수신 안테나의 방향 조정 테스트는 사실상 불가능하게 된다.
이들 결점을 제거하여, OFDM 방식의 수신 장치에 있어서, C/N이 약 0dB 이하가 되는 수신 안테나의 방향 조정 테스트의 초기 단계에서도 수신 신호의 레벨을 검출할 수 있고, 수신 안테나의 방향 조정을 가능하게 하기 위해서, 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 전송하는 전송 시스템에 있어서, 수신 안테나로 수신한 OFDM 신호를 복조 장치에 의해 OFDM 신호의 가드 인터벌 기간에 있어서의 상관 연 산을 하여, 상관 연산의 결과 얻어지는 상관 신호에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하여, 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 하도록 한 전송 시스템의 기술이, 일본 특허공개 2003-115787호 공보에 제안되어 있다.
도 13은 종래의 전송 시스템의 구성을 도시하는 도면이다. 송신 장치(12)의 송신 전처리 회로(13a)에 입력된 정보 부호는 에러 정정 부호로의 변환, 64QAM으로의 변조 등의 전처리에 의해, 각 반송파의 신호를 나타내는 주파수 분포 이미지의 신호열로 변환되고, OFDM 변조기의 IFFT(역 푸리에 변환) 회로(13b)에서 시간 파형을 나타내는 신호열로 변환된다.
OFDM 방식은 일정한 주파수 간격으로 배치된 수백 개의 반송파(캐리어)를, 각각 일정한 심볼 기간에서 디지털 변조하여 전송하는 방식이다. OFDM 신호로의 변조에는 통상적으로, 포인트수 M(예를들면, M=2048)의 IFFT(역 푸리에 변환)가 이용된다.
그리고 OFDM 변조기의 가드 인터벌 삽입 회로(13c)에서, 전송로에서의 지연파에 기인하는 수신측에서의 부호 간의 간섭의 영향을 적게 하기 위해서, 송신되는 OFDM 신호에 가드 인터벌이 부가된다. 이 가드 인터벌을 삽입한 신호는 송신 후처리 회로(13d)에서 한번 더 직교 변조, D/A 변환, 업컨버트(up-convert) 등의 후처리를 실시한 뒤, 송신 안테나(11)로부터 송신된다.
송신측으로부터 송출되는 OFDM 신호의 1심볼은 도 14에 모식적으로 도시한 것과 같이 IFFT 회로(13b)에서 변조된, M 포인트의 OFDM 신호로 이루어지는 유효 심볼 기간 Ts의 신호(B+b)와, 가드 인터벌 삽입 회로(13c)에서 삽입된, 1심볼의 최 후의 Mg(예를 들어, Mg=128) 포인트의 기간 Tg'의 신호 b를 유효 심볼 기간 Ts 전의 가드 인터벌 기간 Tg에 복사한 Mg 포인트의 가드 인터벌 신호 b'로 구성된다. 또한, a와 a'의 부분, c과 c'의 부분에 관해서도 마찬가지이다.
송신된 OFDM 전송 신호는 수신 안테나(21)에 의해 수신되어, 케이블을 통해서 복조 장치(22)에 보내진다. 복조 장치(22)에 입력된 수신 신호는 다운 컨버터(23a), A/D 변환 회로(23b)에서 디지털 복소 벡터 신호로 변환된 뒤, 전송된 정보 부호를 복조하는 신호 처리를 실시하는 FFT(푸리에 변환) 회로(23c), 전송로 응답 등화 회로(23d), 복조 및 복호화 회로(23e) 등으로 이루어지는 본선계의 경로에 입력됨과 동시에, 다른 경로에 있는 가드 상관 산출 회로(24)에 입력된다.
도 15는 도 13의 가드 상관 산출 회로(24)의 회로구성의 예를 나타내는 도면이다. 가드 상관 산출 회로(24)에 입력된 복소 벡터신호 Zin(m)는 2개로 분기되어, 그 한쪽은 지연 회로(31)에 입력되고, 도 16(a)의 하단의 신호와 같이, 유효 심볼 기간 Ts에 상당하는 샘플링수 M(예를 들어, M=2048)만큼 지연된다. 여기서, m은 샘플 포인트의 번호이다. 도 13의 A/D 변환 회로(23b)에서는 송신 장치(12)의 IFFT(13b)에서 이용되는 클럭 주파수와 같은 주파수의 클럭을 이용하여 샘플링하기 때문에, 유효 심볼 기간 Ts의 샘플 포인트수는 IFFT(13b)의 포인트수 M과 같게 된다.
이 유효 심볼 기간 Ts만큼 지연된 신호 Zin(m-M)와, 지연전의 신호 Zin(m)은 복소 승산 회로(32)에 의해 샘플 포인트마다 복소 승산되어,
Zmul(m)= Zin(m)× Zin(m-M)*
가 산출된다.
이 복소 승산 신호의 파형을 도 16(b)에 모식적으로 나타낸다. 여기서, 같은 신호인 b와 b'을 승산한 범위의 값은 |b(m)|2 + j·0가 되어, 도 16의 기간(41)과 같이, 정(正)의 실수치가 된다. 또, OFDM 신호는 랜덤 잡음에 가까운 파형이며, 그 진폭값인 |b(m)|2의 값도 랜덤으로 진동한다. 이 때문에, 정확하게는 도 16의 기간(41)의 I 성분(실수 성분)의 레벨도 랜덤으로 진동한다. 그러나 잡음의 영향과의 혼동을 피하기 위해서, 여기서는 직선을 이용하여 모식적으로 나타내었다.
한편, 도 16의 기간(42)과 같이, C×B등, 서로 다른 복소 벡터 신호를 승산하는 기간의 복소 승산 신호는 랜덤한 파형(단지 진폭이 자승된 파형)이 된다. 도 15의 복소 승산 회로(32)로부터 출력된 복소 벡터신호 Zmul(m)는 상관 연산 회로(33) 내의 시프트 레지스터에 순차적으로 입력되고, 수식 2에 도시하는 바와 같이 각 샘플 포인트마다, 시프트 레지스터 내의 Mg 샘플의 신호의 가산 연산이 실시되어, 가드 상관 신호 Cg로서 출력된다.
Cg(m)=ΣZmul(m-k) (단, k= 0~Mg-1)
도 16(c)는 이 가드 상관 신호 Cg의 파형을 모식적으로 나타낸 것이다. 샘플 포인트(43)에서는 가산하는 신호가 랜덤으로 변화하는 Mg 샘플의 신호이기 때문에, 서로 상쇄하는 레벨이 비교적 작고 랜덤한 신호가 된다. 이것에 대하여, 샘플 포인트(44)에서는 가산하는 신호가 모두 같은 신호 b와 b'끼리의 승산값 |b(m)|2 + j·0이 된다. 이 때문에 I 성분에서는 Mg 개의 정(正)의 실수치가, 서로 상쇄하는 일없이 모두 가산되도록 되어, 도 16(c)의 굵은 화살표로 나타낸 것처럼, 큰 정의 실수치의 신호가 된다. 또한, Q 성분에서는 가산해야 할 값이 모두 0이 되기 때문에, 가산 결과도 0이 된다.
샘플 포인트(45)와 같이 샘플 포인트(44)로부터 조금 어긋나면, 가산하는 정의 실수치의 수가 감소하고, 대신에 서로 상쇄하는 랜덤한 신호의 수가 증가한다. 그 때문에, I 성분의 레벨은 서서히 작아진다. 또한, Q 성분의 값은 반대로 서서히 증대하여, 랜덤으로 진동하는 신호가 된다.
그 때문에, 도 13, 도 15의 가드 상관 산출 회로(24)로부터 출력되는 가드 상관 신호 Cg는 도 16(c)과 같이, I 성분은 심볼 기간의 경계점에서 피크를 가지는 대략 3각형의 파형이 되고, Q 성분은 반대로 경계점에서 대략 0이 되는 파형이 된다. 또한, 이상의 설명은 수신 장치의 Lo 주파수(국부 발진 주파수)의 동기가 인입(引入)되었을 경우에만 성립한다. 수신 안테나의 방향 조정 테스트의 초기 단계와 같이 동기가 확립되어 있지 않은 때는 도 16(c)의 I 성분과 Q 성분으로 구성되는 복소 벡터 신호는 임의의 방향으로 회전된 신호가 된다.
도 13의 가드 상관 산출 회로(24)로부터 출력된 가드 상관 신호 Cg는 수신 신호의 레벨을 산출하기 위해서, 수신 레벨 산출 회로(25)에 입력된다.
도 17은 도 13의 수신 레벨 산출 회로(25)의 내부 회로의 예를 나타낸 도면이다. 수신 레벨 산출 회로(25)에 입력된 가드 상관 신호 Cg는 피크점 검출 회로(51)에 입력되고, 여기서 1심볼 기간 Ts'마다, 가드 상관 신호 Cg의 복소 벡터 신호로서의 절대치의, 그 심볼 기간 내에서의 피크점이 검출된다. 검출된 피크 위치를 나타내는 피크 위치 신호와 가드 상관 신호 Cg는 I성분 절대치의 피크점값 산출 회로(52)와 Q 성분 절대치의 피크점값 산출 회로(53)에 입력된다.
각각의 피크점값 산출 회로(52, 53)에서, 검출한 피크점에 있어서의, 가드 상관 신호 Cg의 I 성분의 절대치 |maxIc|와 Q 성분의 절대치 |maxQc|를 산출한 뒤, 피크점값 가산 회로(54)로 그들의 가산값 |maxIc|+|maxQc|을 산출한다. 이것은 가드 상관 신호 Cg의 복소 벡터신호로서의 절대치의 근사값을 산출하는 연산으로, 정확한 절대치 max|Cg| = √(maxCg×maxCg*)를 산출하는 것이 바람직하다. 여기서, maxCg는 가드 상관 신호 Cg의 피크점에서의 값(복소 벡터신호)이다.
그런데, 수신 안테나의 방향이 최적의 방향으로 향하고 있을 때는 수신 신호의 레벨이 크고, 잡음을 무시할 수 있기 때문에, OFDM 신호만으로 이루어지는 신호를 얻을 수 있으면 근사할 수 있다. 그로인해, 피크값 max|Cg|는
max|Cg| = Σ|b(k)|2 = Mg×1/Mg×Σ|b(k)|2
(단, k= 1~Mg)
로 근사할 수 있지만, Mg가 충분히 큰 값이 되면, 괄호내의 식은 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 OFDM 신호의 평균 전력의 산출식에 가까워진다. 통상적으로, Mg의 값은 약 128 샘플 또는 그 이상의 큰 정수이기 때문에, 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 OFDM 신호의 평균 전력을 σ2이라고 하면, 피크값 max|Cg|는 값 Mg×σ2에 가까운 값, 즉 평균 전력 σ2에 거의 비례한 값이 된다.
한편, 수신안테나의 방향이 잘못된 방향으로 향하고 있을 때는 OFDM 신호를 거의 수신하지 못하고, 극단적인 경우, 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 신호는 거의 잡음만으로 된다. 이 경우, 복소 승산하는 Zin(m)와 Zin(m-M)의 사이에는 상관이 없어지기 때문에, Zmul(m)은 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 잡음의 전력 σn 2와 거의 같은 실효치를 가지는 랜덤한 신호가 된다. 그 때문에, Mg 샘플분의 Zmul(m)를 가산하면, 극성이 반대인 값끼리가 서로 상쇄하여, 가드 상관 신호 Cg(m)은 거의 σn 2×√Mg 정도의 실효치를 가지는 랜덤한 신호가 된다.
또한, 수신 안테나의 방향 조정 테스트의 도중에는 무시할 수 없는 레벨의 잡음이 혼입한 OFDM 신호가 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되지만, 이 경우에 산출되는 피크값 max|Cg|는 입력되는 OFDM 신호 성분의 전력 σ2에 비례하는 값 Mg×σ2을 갖는 신호에 혼입하고 있는 잡음 성분의 전력 σn 2에 비례한 실효치 σn 2×√Mg를 갖는 랜덤한 신호가 가산된 신호가 된다. 따라서, 수신 신호의 CN 비가 σ/σn인 경우,
SN 비: (Mg×σ2)/(σn 2×√Mg)= (σ/σn)2×√Mg
의 OFDM 신호의 피크값을 얻을 수 있다.
예를 들어 가드 인터벌의 길이 Mg가 128샘플의 경우, 수신 신호의 CN 비가 0dB = 20·log(σ/σn)이더라도,
20·log[(σ/σn)2×√Mg]= 2×20·log(σ/σn)+ 20·log(√Mg)= 21dB
의 양호한 SN 비를 갖는 OFDM 신호의 피크값을 얻을 수 있다.
도 17의 평균화 회로(55)는 얻어지는 피크값의 SN 비를 한층 더 올리기 위해서, 피크점값 가산 회로(54)로부터 심볼마다 출력되는 피크값 max|Cg|의 평균치를 산출하는 회로이다. 구체적으로는 일정수의 피크값 max|Cg|의 가산 평균을 산출하는 회로 또는 심볼마다 입력되는 피크값 max|Cg|의 대역을 제한하는 LPF(로우패스 필터)를 이용하면 좋다. 예를 들어, 64심볼의 피크값 max|Cg|의 가산 평균을 산출하는 것만으로, SN 비를 10·log64 = 18dB만큼 개선할 수 있다. 이 평균화의 연산에는 이 밖에, 상기한 값 |b(m)|2의 랜덤한 진동의 영향으로 발생하는 피크값의 임의적인 변동을 저감하는 효과도 얻어진다.
그런데, 이상의 연산으로 산출되는 피크값 max|Cg|는 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 신호 Zin에 포함되는 OFDM 신호 성분의 전력 σ2에 비례하는 값이며, 반드시 수신한 신호의 전력 레벨 Ps에 비례하지는 않는다. 통상적으로, 수신 장치로는 수신 조건에 의해 크게 변화하는 수신 신호의 레벨을 AGC 회로에 의해 거의 일정 레벨의 신호로 변환하고 나서, 각종 신호 처리를 실시한다. 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 신호 Zin의 전력도, 항상 거의 일정하게 유지된다.
따라서, 수신되는 OFDM 신호의 레벨이 클 때는 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 OFDM 신호의 전력 레벨 σ2이 거의 일정하게 되도록 제어되어 버려, 수신 레벨 산출 회로(25)로 산출되는 피크값 max|Cg|의 크기도, 거의 일정하게 된다. 그 때문에 통상적으로는 산출한 피크값 max|Cg|으로부터, 수신된 OFDM 신호의 정확한 전력 레벨 Ps를 검출 할 수 없다. 그러나, 실제로 AGC 회로로 제어되는 신호는 수신된 전력 레벨 Ps의 OFDM 신호와 혼입된 전력 레벨 Pn의 잡음으로 이루어지는 신호 전체의 전력 레벨 Ptot = Ps + Pn 이다. 그 때문에, 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 신호 Zin에 포함되는 OFDM 신호의 전력 σ2은 정확하게
σ2 = Ps/Ptot = (Ps/Pn) ×1/(Ps/Pn+1)
이 된다.
한편, 수신 안테나의 방향 조정 테스트에 있어서, 수신 신호의 레벨의 검출이 가장 중요하게 되는 것은 수신 안테나의 방향이 어긋나, 수신되는 OFDM 신호의 전력 레벨 Ps가 감소하고, 수신 장치의 헤드 AMP에서 발생하는 잡음의 전력 레벨 Pn이 더 커졌을 때이다. 이와 같이, OFDM 신호의 전력 레벨 Ps보다 잡음의 전력 레벨 Pn 쪽이 충분히 커지면, Ps/Pn+1 ≒ 1의 근사가 성립하게 되어, 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 OFDM 신호의 전력 레벨은 σ2 ≒ Ps/Pn과 근사할 수 있게 된다. 여기서, 헤드 AMP에서 발생하는 잡음의 전력 레벨 Pn은 수신 장치의 회로의 성능으로 결정되는 일정 값이기 때문에, 결국, 가드 상관 산출 회로(24)에 입력되는 OFDM 신호의 전력 σ2은 수신된 OFDM 신호의 전력 레벨 Ps에 거의 비례한 값이 된다.
따라서, 수신 레벨 산출 회로(25)로 산출한 피크값 max|Cg|도, 수신된 OFDM 신호의 전력 레벨 Ps에 거의 비례한 값이 되어, 그 레벨을 검출할 수 있다. 더구나, 상기한 바와 같이, 피크값 max|Cg|는 약 21dB+18dB= 39dB로서 아주 높은 SN 비의 값이다. 이 때문에, 수신 안테나의 방향이 잘못된 방향으로 향하게 되어, 수신되는 OFDM 신호의 전력 레벨이, 도 20과 같이 잡음 레벨보다 한층 저하하더라도, 그 신호의 존재뿐만 아니라, 그 레벨 변화도 검출할 수 있다.
그래서, 수신 레벨 산출 회로(25)부터 이렇게 하여 산출되어 평균화된 피크값 max|Cg|을 수신 레벨 신호로서 출력한다. 수신 레벨 산출 회로(25)로부터 출력된 수신 레벨 신호는 방향 조정 신호 발생 회로(26)에 입력되어, 수신 안테나(21)의 조정에 적합한 신호로 변환되며, 수신 레벨을 표시하는 미터를 이용하여 수신 레벨을 측정하면서 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 하는 경우 수신 레벨에 따른 밝기, 색 또는 표시 바의 길이 등의 미터 표시값을 제어하는 신호를, 방향 조정 신호로서 출력하도록 한다.
이와 같이, 도 13의 OFDM 방식의 복조 장치를 이용하면, 수신되는 OFDM 신호의 CN 비가 0dB 이하가 되어, 스펙트럼 애널라이저를 이용하는 방법에 의하면, OFDM 신호의 존재조차 검출할 수 없을 것 같은 수신 안테나의 방향 조정 테스트의 초기 단계에서도, OFDM 신호의 존재를 검출할 수 있게 될 뿐만 아니라, 수신된 OFDM 신호의 전력 레벨과 그 변화량을 높은 SN비로 측정할 수 있게 된다. 이 때문에, 수신 안테나의 방향을 바꾸면서, 수신되는 OFDM 신호 레벨이 최대가 되는 방향을 찾을 수 있게 되어, 산출한 수신 레벨 신호를 이용하여, 용이하게 수신 안테나 의 방향 조정 테스트를 실행할 수 있다.
수신 안테나의 방향 조정 테스트의 초기 단계에서는 수신 안테나의 방향이 최적의 방향에서 어긋나 있기 때문에, 수신 신호의 레벨이 낮아져, 수신 안테나의 방향이 최적의 방향에서 크게 벗어나 있으면, 수신 신호의 레벨이 매우 낮게 된다. 그 때문에, 수신 안테나는 보다 근소한 수신 전계에서도 반응이 있는 것이 요구된다. 또한 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위해 설정중임을 복조 장치로 파악할 수 있도록 함으로써 송신 장치에서의 테스트 종료후의 테스트 리턴 조작을 잊는 것을 복조 장치로 체크할 수 있도록 되는 것이 요구된다.
본 발명의 목적은 보다 근소한 수신 전계에 있어서도 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 가능하게 함과 동시에 테스트를 위한 설정중임을 복조 장치로 파악할 수 있도록 한 전송 시스템 및 그것에 이용하는 복조 장치를 제공하는 것에 있다.
본 발명은 상기 목적을 달성하기 위해, 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 송신 장치로 송신하고, 수신 안테나로 상기 OFDM 신호를 수신하여, 복조 장치로 상기 OFDM 신호의 가드 인터벌 기간에 있어서의 상관 연산을 하여, 해당 상관 연산의 결과 얻어지는 상관 신호에 근거하여 상기 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하여 상기 수신 안테나의 방향 조정을 하는 전송 시스템으로서, 상기 송신 장치에, 상기 OFDM 신호의 적어도 가드 인터벌 기간의 신호를 유효 심볼 기간의 신호보다 진폭을 크게 하는 진폭 변환 수단을 장비하여, 상기 복조 장치에 수신한 상 기 OFDM 신호의 적어도 가드 인터벌 기간의 신호의 진폭을 검출하는 검출 수단과, 해당 검출 수단으로 검출한 결과를 통지하는 통지 수단을 장비한 것을 특징으로 하는 전송 시스템이다.
또한 본 발명은 상기 기재의 전송 시스템에 있어서, 상기 통지 수단은 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정중임을 나타내는 문자를 적어도 표시하는 수단임을 특징으로 하는 전송 시스템이다.
또한 본 발명은 상기 기재의 전송 시스템에 있어서, 상기 통지 수단은 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정 중일 때와 설정중이 아닌 때를 다른 색으로 표시하는 수단임을 특징으로 하는 전송 시스템이다.
또한 본 발명은 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 송신 장치로 송신하고, 수신 안테나로 상기 OFDM 신호를 수신하여, 복조 장치로 상기 OFDM 신호의 가드 인터벌 기간에 있어서의 상관 연산을 하여, 해당 상관 연산의 결과, 얻어지는 상관 신호에 근거하여 상기 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하여 상기 수신 안테나의 방향 조정을 하는 전송 시스템에 있어서의 상기 복조 장치에 의해, 수신한 상기 OFDM 신호의 적어도 가드 인터벌 기간의 신호의 진폭을 검출하는 검출 수단과, 해당 검출 수단에 의해 검출한 결과를 통지하는 통지 수단을 장비한 것을 특징으로 하는 복조 장치이다.
또한 본 발명은 상기 기재의 복조 장치에 있어서, 상기 통지 수단은 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위해 설정중임을 나타내는 문자를 적어도 표시하는 수단임을 특징으로 하는 복조 장치이다.
본 발명에 관계하는 실시의 형태에 대하여, 이하, 도면를 이용하여 설명한다.
도 1은 본 발명에 의한 전송 시스템에 있어서의 실시의 형태의 구성을 도시하는 도면이다.
도 2는 도 1에 있어서의 송신 장치의 주요부인 OFDM 변조기와 진폭 변환부의 구성을 도시하는 도면이다.
도 3은 도 2에 있어서 진폭 변조부의 내부 회로를 도시하는 도면이다. 도 4는 본 발명에 의한 OFDM 신호의 일례를 설명하는 도면이다. 도 5는 본 발명에 의한 OFDM 신호의 다른 예를 설명하는 도면이다.
도 1에 있어서, 도 13의 종래의 구성과 동일 개소에 동일 부호를 붙였다. 송신 장치(12)의 송신 전처리 회로(13a)에 입력된 정보 부호는 에러 정정 부호(ECC)로의 변환, 64QAM로의 변조 등의 전처리에 의해, 각 반송파의 신호를 나타내는 주파수 분포 이미지의 신호열로 변환되어, OFDM 변조기(61)에 입력된다.
OFDM 변조기(61)에 입력된 주파수 분포 이미지의 신호열은 내장하는 IFFT 회로에 의해 시간 파형을 나타내는 신호열로 변환되고, 또한 내장하는 가드 인터벌 삽입 회로에 의해, 1심볼이 도 4의 (a), 도 5의 (a)에 나타내는 것과 같은 OFDM 신호로 이루어지는 유효 심볼 기간 Ts의 신호(B+b)와, 유효 심볼 기간 Ts 중, 마지막기간 Tg'의 신호 b를 유효 심볼 기간 Ts 전의 가드 인터벌 기간 Tg에 복사한 가드 인터벌 신호 b'로 이루어지는 진폭이 일정한 신호열로서 출력된다. 또한 OFDM 변 조기(61)로부터, 도 4(b), 도 5(b)에 도시하는 바와 같이 심볼 주기의 타이밍을 나타내는 시각 tn0 (n= 0, 1, …)마다 레벨 H로 되는 심볼 타이밍 신호가 출력된다.
OFDM 변조기(61)로부터 출력된 진폭이 일정한 OFDM 신호는 도 1, 도 2에 나타내는 진폭 변환부(62)에 입력됨과 동시에, OFDM 변조기(61)로부터 출력된 심볼 타이밍 신호도 도 1, 도 2에 나타내는 진폭 변환부(62)에 입력된다.
도 1, 도 2에 나타내는 진폭 변환부(62)는 도 3에 도시하는 바와 같이, 승산기(62-1)와 제어부(62-2)로 이루어지고, OFDM 변조기(61)로부터 출력된 진폭이 일정한 OFDM 신호는 승산기(62-1)에 입력되고, OFDM 변조기(61)로부터 출력된 심볼 타이밍 신호는 제어부(62-2)에 입력된다.
제어부(62-2)는 도 4의 (c-1)에 도시된 진폭 제어 신호, 또는 도 5(c-2)에 도시된 진폭 제어 신호를 생성하여 출력한다. 도 4의 (c-1)로 나타내는 진폭 제어 신호는 가드 인터벌 기간 Tg인 tn0~tn1 (n= 0, 1, …)의 기간을 레벨 H, 유효 심볼 기간 Ts인 tn1~t(n+1)0의 기간을 레벨 L로 하는 신호이다. 도 5의 (c-2)에 도시된 진폭 제어 신호는 가드 인터벌 기간 Tg인 tn0~tn1의 기간을 레벨 H, 유효 심볼 기간 Ts 중에서 가드 인터벌 기간 Tg과 관계없는 기간 Ts'을 레벨 L, 유효 심볼 기간 Ts 중에서 가드 인터벌 기간 Tg의 신호의 작성에 이용한 기간 Tg'을 레벨 H로 하는 신호이다.
승산기(62-1)는 진폭이 일정한 OFDM 신호를, 도 4의 (c-1)에서 도시된 진폭 제어 신호 또는 도 5의 (c-2)에서 도시된 진폭 제어 신호에 의해 진폭을 가변한다.
진폭 제어 신호가 도 4의 (c-1)의 경우, 승산기(62-1)는 진폭이 일정한 OFDM 신호를, 도 4의 (d-1)에 도시하는 바와 같이, 상관 처리의 대상인 가드 인터벌 기간 Tg의 신호 b'의 진폭을 증대, 즉 강조하여, 그 대신에 유효 심볼 기간 Ts의 신호(B+b)의 진폭을 감쇠하는 것으로, 토탈 송신 파워가 같게 되도록 설정한다.
구체적으로는 승산기(62-1)는 진폭 제어 신호가 레벨 H일 때 OFDM 신호의 진폭을 A 배로 하고, 진폭 제어 신호가 레벨 L일 때 OFDM 신호의 진폭을 B 배로 하며, 또한
A(tn0~tn1) + B(tn1~t(n+1)0)= 1
로 한다.
한편, 진폭 제어 신호가 도 5의 (c-2)의 경우, 승산기(62-1)는 진폭이 일정한 OFDM 신호를, 도 5의 (d-2)에 도시하는 바와 같이 상관 처리의 대상인 가드 인터벌 기간 Tg의 신호 b'의 진폭과, 유효 심볼 기간 Ts 중에서 가드 인터벌 기간 Tg의 신호의 작성에 이용한 기간 Tg'의 신호 b의 진폭을 증대, 즉 강조하고, 그 대신에 유효 심볼 기간 Ts 중의 가드 인터벌 기간 Tg과 관계가 없는 기간 Ts'의 신호 B의 진폭을 감쇠함으로써, 토탈 송신 파워가 같게 되도록 설정한다.
구체적으로는 승산기(62-1)는 진폭 제어 신호가 레벨 H일 때 OFDM 신호의 진폭을 A 배로 하고, 진폭 제어 신호가 레벨 L일 때 OFDM 신호의 진폭을 C 배로 하며, 또한
A(tn0~tn1)+ C(tn1~tn2)+ A(tn2~t(n+1)0)= 1
로 한다.
진폭 변환부(62)에서 도 4의 (d-1) 또는 도 5의 (d-2)와 같이 설정된 OFDM 신호는 도 1의 송신 후처리 회로(13d)에서 한번 더 직교변조, D/A 변환, 업컨버트 등의 후처리를 실시된 후, 송신안테나(11)로부터 송신된다.
승산기(62-1)에 있어서의, 전체가 1로 되는 비율 배분은 본 실시의 형태에서는 진폭 변환부(62)에서 실시하고 있지만, 그 후의 송신 후처리 회로(13d)에서 행하여도 좋다.
또한, 진폭 제어가 없는 상태를 1 이하로 해 두어, 상기 진폭 제어를 하고 있을 때의 총합을 정확히 1로 하는 설정이어도 좋다. 또한, 진폭 제어가 없는 상태를 1로 해두어, 상기 진폭 제어를 하고 있을 때의 총합을 1+α(단, α>0)로 하는 설정이어도 좋다.
지금까지의 OFDM 신호는 가드 인터벌의 신호가 하나의 심볼 기간의 일부분(유효 심볼 기간의 시간축상의 한쪽편)에 배치된 예를 나타내었지만, 가드 인터벌의 신호가, 유효 심볼의 시간축상의 양측에 배치된 OFDM 신호이어도 좋다.
도 6은 도 4의 OFDM 신호의 경우의 시뮬레이션 결과를 도시하는 도면이다. 이 시뮬레이션은 도 4에 있어서, OFDM 신호의 유효 심볼 기간 Ts의 신호(B+b)의 진폭을 고정으로 1로 하고, 상관 처리의 대상인 가드 인터벌 기간 Tg의 신호 b'의 진 폭 G을, G= 1에서 G= 6.0까지 G= 0.5씩 증대시켜, 그 각각의 진폭 G에서, C/N(신호/잡음)을 가변한 경우의 전계 강도를 나타내는 특성도면이다. 진폭 G가 커짐에 따라서, C/N(신호/잡음)을 가변한 경우의 전계강도 특성의 변화가 커지고 있다. 따라서 본 실시의 형태에 의하면, 보다 근소한 수신 전계에서도 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 가능하게 한다.
이 OFDM 신호를, 도 4(d-1)이 아닌, 도 5(d-2)에 도시하는 바와 같이 상관 처리의 대상인 가드 인터벌 기간 Tg의 신호 b'의 진폭과, 유효 심볼 기간 Ts 속에서 가드 인터벌 기간 Tg의 신호의 작성에 이용한 기간 Tg'의 신호 b의 진폭을 증대시키면, 진폭 G가 커짐에 따라서 C/N(신호/잡음)을 가변한 경우의 전계 강도 특성의 변화가 더욱 커진다. 따라서 본 실시의 형태에 의하면, 또한, 보다 근소한 수신 전계에서도 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 가능하게 한다.
송신 장치에서, 가드 인터벌 기간에 있어서의 신호의 진폭을 증대, 즉 강조하는 것은 복조 장치에서 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 할 수 있도록 의도적으로 설정을 하는 것이며, 수신 안테나의 방향 조정 테스트의 종료 후에는 송신 장치에서 가드 인터벌 기간에 있어서의 신호의 진폭을 통상시의, 유효 심볼 기간에 있어서의 신호의 진폭과 같아지도록 되돌리는 테스트 리턴 조작을 필요로 한다.
그러나, 만일, 송신 장치에서, 테스트 리턴 조작을 잊은 채로 정식으로 운용에 들어가 버리면, 복조 장치에서는 가드 인터벌 기간에 있어서의 신호 진폭의 증대가 잡음(노이즈)으로 되기 때문에, S/N의 비를 나타내는 마진이 적고, 또한 유효 심볼 기간에 있어서의 신호의 진폭이 감쇠하고 있는 경우에는 정식 실행시의 마진 이 한층 더 적은 운용 상태가 되어, 복조 장치에서 전송되는 영상 신호가 안정적인 화질을 얻기 어려워진다.
그 때문에, 본 실시의 형태에서는 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위해 설정중임을 복조 장치로 파악할 수 있도록 했다.
즉, 도 1의 본 실시의 형태에 있어서는 복조 장치(22)에 검출부(70)와 통지부(F)를 부가하였다. 검출부(70)는 다운 컨버터(23a)의 출력에 접속되어, 수신 신호가 도4(d-1)인지 도5(d-2)인지를 검출한다. 통지부(80)는 검출부(70)의 출력에 접속되어, 수신 신호의 수신 상태를 통지한다.
검출부(70)에 대하여 설명한다. 우선, 평균 전력 검출기로, 수신 신호의 심볼 파형을 가드 인터벌 기간과 같거나 작은 소정 기간마다, 평균 전력을 검출한다. 이 소정 기간마다 평균 전력 결과의 대소의 변화부터, 적어도 가드 인터벌 기간을 증대, 즉 강조한 수신 신호인지 어떤지를 판정하여 검출한다.
통상적인 파형이라면 가드 인터벌 기간에도 유효 심볼 기간에도, 진폭 레벨은 일정 하며, 검출되는 평균 전력은 매회 거의 같은 동등한 값이 된다. 한편, 가드 인터벌 기간이 강조된 파형의 경우에는 가드 인터벌 기간의 평균 전력은 높고, 유효 심볼 기간의 평균 전력값은 낮아진다.
평균 전력을 검출하는 기간은 수신 신호의 심볼의 틈새 타이밍과 일치하고 있을 가능성이 낮다. 평균 전력 산출 기간이, 유효 심볼 기간과 가드 인터벌 기간에 걸치게 된다. 그 때문에, 평균 전력 레벨의 산출 기간 단위는 가드 인터벌 기간의 절반으로 하는 것이 바람직하다.
또한 잡음을 억압하기 위해, 평균 전력 레벨의 산출 기간 단위로 얻는 진폭 레벨은 시간적으로 소정 단위값 후의 산출 기간단위로 얻어지는 진폭 레벨과의 평균치로 하는 것이 바람직하다.
또한 평균 전력 레벨의 산출 기간단위로 얻는 진폭 레벨은 시간적으로 인접한 산출 기간 단위로 얻어지는 진폭 레벨과 비교함으로서, 가드 인터벌 기간의 진폭 레벨과 유효 심볼 기간의 진폭 레벨을 비교할 수 있다.
도 7은 도 1에 있어서의 복조 장치(22)의 검출기(70)의 구성을 도시하는 도면이다. 도8은 도4(d-1)와 같은 파형의 수신 신호이며, 가드 인터벌 기간 Tg의 신호의 진폭을 증대, 즉 강조하여, 그 대신에 유효 심볼 기간 Ts의 신호의 진폭을 감쇠함으로서, 토탈 송신 파워를 같게 설정한 송신 신호와 같은 파형의 수신 신호의 경우에 있어서의, 도 7의 각부에 있어서의 동작 상태를 도시하는 도면이다.
도 7에 있어서, (71)는 평균 전력 검출기, (72-1), (72-2), (72-3), (72-4)는 메모리, (73)은 콘트롤러, (74)는 가산기, (75)는 감산기, (76)은 비교기, (77)은 타이머이다.
평균 전력 검출기(71)에서는 수신 신호의 평균 전력을, 콘트롤러(73)에 의해 가드 인터벌 기간의 절반으로 한 산출 기간 단위마다 출력한다.
검출된 평균 전력은 콘트롤러(73)에 의해 메모리(72-1)에 입력되어, 콘트롤러(73)에 의해 메모리(72-2, 72-3, 72-4)에 순차적으로 전송된다. 평균 전력 검출기(71)의 출력과 메모리(72-4)의 출력이 가산기(74)에 입력되어, 가산기(74)에서는 1/2의 가산을 출력한다.
다음으로, 감산기(75)로 메모리(72-2)의 출력으로부터 가산기(74)의 출력을 감산하여 출력한다. 다음으로, 비교기(76)로, 감산기(75)의 출력을 Th(문턱값)= 1.8과 비교한다. 그 결과, 비교기(76)는 가드 인터벌 기간 Tg의 신호에 대해서만 하이 레벨을 출력한다.
하이 레벨의 출력은 타이머(77)에 의해 홀드된다. 가드 인터벌 기간은 일정 주기마다 존재하기 때문에, 가드 인터벌 기간일 때마다 하이 레벨이 비교기(76)로부터 출력된다. 따라서 타이머(77)는 하이 레벨을 유지한다. 이 것으로 증대, 즉 강조한 가드 인터벌 기간을 검출할 수 있다.
도 9는 도 5(d-2)와 같은 파형의 수신 신호이며, 가드 인터벌 기간 Tg의 신호의 진폭과, 유효 심볼 기간 Ts 속에서 가드 인터벌 기간 Tg의 신호의 작성에 이용한 기간 Tg'의 신호의 진폭을 증대, 즉 강조하여, 그 대신에 유효 심볼 기간 Ts 중 가드 인터벌 기간 Tg과 관계가 없는 기간 Ts'의 신호의 진폭을 감쇠하는 것으로, 토탈 송신 파워를 같게 설정한 송신 신호와 같은 파형의 수신 신호의 경우에 있어서의, 도 7의 각부에서의 동작 상태를 도시하는 도면이다.
이 수신 신호의 경우도, 도 7은 상기 설명과 같은 동작을 하고, 비교기(76)로, 감산기(75)의 출력을 도 8에 도시하는 Th(문턱값)= 0.9과 비교함으로서, 유효 심볼 기간 Ts 중에서 가드 인터벌 기간 Tg의 신호의 작성에 이용한 기간 Tg'의 신호에 대하여도 하이 레벨을 출력한다. 즉 가드 인터벌 기간의 신호의 작성에 이용한 기간 Tg' + 가드 인터벌 기간 Tg에 걸치는 하이 레벨이 비교기(76)로부터 출력된다. 이 것으로, 증대, 즉 강조되어 있는, 가드 인터벌 기간의 신호의 작성에 이 용한 기간 + 가드 인터벌 기간을 검출할 수 있다.
도 10는 가드 인터벌 기간 Tg의 신호와 유효 심볼 기간 Ts의 신호의 진폭이 같은 수신 신호의 경우, 즉 수신 안테나의 방향 조정 테스트의 종료 후에 테스트 리턴 조작을 하여 본래의 통상 모드 때의 진폭에 리턴 설정을 한 송신 신호와 같은 파형의 수신 신호의 경우에 있어서의, 도 7의 각부에서의 동작 상태를 도시하는 도면이다.
이 수신 신호의 경우도, 도 7은 상기 설명과 같은 동작을 하지만, 진폭이 같기 때문에, 감산기(75)의 출력이 0으로 되어, 따라서, 비교기(76)로부터 하이 레벨이 출력되지 않는다.
이것으로, 증폭되지 않은, 즉 강조되지 않은 가드 인터벌 기간을 검출할 수 있다.
다음으로, 도 1에 있어서의 통지부(80)에 대하여 설명한다. 통지부(80)는 검출부(70)에 의한 검출에 근거하여, 수신 신호의 적어도 가드 인터벌 기간이 증대, 즉 강조하고 있는 경우에 적어도 통지한다. 통지부(80)는 디스플레이 상에서의 통지 표시이더라도, 미터나 스피커나 램프나 부저라도 좋다.
도 11은 도 1에 있어서의 통지부(80)의 구체적인 예를 나타내는 도면이다. (a)는 통상 모드 때, (b)는 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정시의 표시를 나타낸다. 디스플레이(81)상에 지연 프로파일(반사파의 유무 상태)(82), 반사파 있음(83), 성좌표(contellation)(84), S/N의 비를 나타내는 마진(85), 전계(86), 에러 레이트(87) 이 외에 검출부(70)에서 하이 레벨을 출력한 것에 응답하 여, 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정 중임을 나타내는「TEST」의 테스트문자 표시(88)를 한다.
또한 검출부(70)에서 하이 레벨을 출력한 것에 응답하여, 필요하다면, 디스플레이(81)를 통상 모드 시에 예를 들어 청색으로 표시하여, 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정 시에 예를 들어 적색으로 바꾸어 표시한다.
이것으로, 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정 중임을 복조 장치로 파악할 수 있게 되었다. 따라서, 송신 장치측으로부터 전화로 이제부터 정식 연락이 들어왔을 때, 도 11의 디스플레이(81)를 봄으로써 아직 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정 중인 것처럼 디스플레이되고 있는 경우는 그 취지를 송신 장치에 연락할 수 있다.
그것으로 송신 장치는 테스트 리턴 조작을 잊고 있음을 알아차리고, 테스트 리턴 조작을 함으로서 정식 실행시 S/N의 비를 나타내는 마진이 큰 운용 상태로 할 수 있어, 복조 장치로 전송되는 영상 신호의 안정적인 화질을 얻을 수 있다.
도 12는 도 1에 있어서의 복조 장치(22)의 응용예를 나타내는 도면이다. 도 12에 있어서, 도 1과 동일 개소에 동일 부호를 붙였다. 도 12은 복조 장치(22)에 또한, 스위치(90), 미터(91), 스위치(92), 스피커(93)를 장비하고, 또한 상태 표시 시스템(94)을 장비하고 있다.
스위치(90)에는 전계 레벨과 상관 레벨과 검출부(70)의 출력이 입력된다. 스위치(90)는 통상 모드 시에는 도 1의 수신 레벨 산출 회로(25)에서 얻어지는 전계 레벨과, 가드 상관회로(24)에서 얻어지는 상관 레벨을 미터(91)에 입력하여 미 터를 표시한다. 스위치(90)는 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정시에는 변환하여 검출부(70)의 출력을 미터(91)에 입력하여 미터를 표시한다.
스위치(92)에는 전계 관련음과 상관 관련음과 검출부(70)의 출력이 입력된다. 스위치(92)는 통상 모드시에는 도 1의 수신 레벨 산출 회로(25)에서 얻어지는 전계 레벨을 도시하지 않는 회로로 변환한 전계 관련음과, 가드 상관 회로(24)에서 얻어지는 상관 레벨을 도시하지 않는 회로로 변환한 상관 관련음을, 스피커(93)에 입력하여 소리를 낸다. 스위치(92)는 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정시에는 변환하여 검출부(70)의 출력을 스피커(93)에 입력하고 강음을 낸다.
또한 상태 표시 시스템(94)에는 도 1의 수신 레벨 산출 회로(25)에서 얻어지는 전계 레벨과, 가드 상관 회로(24)에서 얻어지는 상관 레벨과, 검출부(70)의 출력이 입력되어, 내장하는 모니터(95)의 디스플레이상에 예를 들어 도 11과 같은 또는 유사한 표시를 한다.
이것에 의해, 복조 장치에서는 미터(91)나 스피커(93)에 의해서도 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위한 설정 중임을 파악할 수 있다.
본 실시의 형태에 의하면, 보다 근소한 수신 전계에서도 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 가능하게 함과 동시에 테스트를 위한 설정 중임을 복조 장치로 파악할 수 있도록 한 전송 시스템 및 그것에 이용하는 복조 장치를 얻을 수 있다.
본 발명에 의하면, 보다 근소한 수신 전계에서도 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 가능하게 함과 동시에 테스트를 위해 설정중임을 복조 장치로 파악할 수 있도록 한 전송 시스템 및 그것에 이용하는 복조 장치를 얻을 수 있다.

Claims (5)

  1. 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 송신 장치에 의해 송신하고, 수신 안테나에 의해 상기 OFDM 신호를 수신하고, 복조 장치에 의해 상기 OFDM 신호의 가드 인터벌 기간에 대한 상관 연산을 하여, 상기 상관 연산의 결과로서 얻어지는 상관 신호에 근거하여 상기 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성함으로써 상기 수신 안테나의 방향 조정을 하는 전송 시스템으로서,
    상기 송신 장치는 상기 OFDM 신호 중 적어도 가드 인터벌 기간의 신호의 진폭을 유효 심볼 기간의 신호의 진폭보다 크게 하는 진폭 변환 수단을 구비하고, 상기 복조 장치는 수신한 상기 OFDM 신호의 적어도 가드 인터벌 기간의 신호의 진폭을 검출하는 검출 수단과 상기 검출 수단으로 검출한 결과에 따른 통지를 하는 통지 수단을 구비한
    전송 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 통지 수단은 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위해 설정중임을 나타내는 문자를 적어도 표시하는
    전송 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 통지 수단은 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위해 설정중일 때와 설정중이 아닌 때를 다른 색으로 표시하는
    전송 시스템.
  4. 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 송신 장치에 의해 송신하고, 수신 안테나에 의해 상기 OFDM 신호를 수신하고, 복조 장치에 의해 상기 OFDM 신호의 가드 인터벌 기간에 대한 상관 연산을 하여, 상기 상관 연산의 결과로서 얻어지는 상관 신호에 근거하여 상기 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하여 상기 수신 안테나의 방향 조정을 하는 전송 시스템에 있어서의 복조 장치로서,
    수신한 상기 OFDM 신호 중 적어도 가드 인터벌 기간의 신호의 진폭을 검출하는 검출 수단과, 상기 검출 수단으로 검출한 결과에 따른 통지를 하는 통지 수단을 구비한
    복조 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 통지 수단은 수신 안테나의 방향 조정 테스트를 위해 설정중임을 나타내는 문자를 적어도 표시하는
    복조 장치.
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