JP5706194B2 - シングルキャリア受信装置および受信方法 - Google Patents
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Description
そこで、以下図3により、このアンテナ方向の調整のために従来から用いられている方法について説明する。
そして、中継現場では、送信ベースバンド部31と送信高周波部32において生成された伝送信号が送信アンテナ33により電波として送出される。
ところが、このとき伝送路34では、建物等による伝播経路の遮断や大気、降雨により電波レベルの減衰が生じる。
そして、この受信信号レベル表示器38により受信信号のレベルをメータ指針の振れや、スピーカから発せられる音の大きさや音色などに変換し、受信信号のレベルがオペレータに認識できるようにしておく。
ここで、従来のアンテナ方向調整方法においては、受信信号レベルを受信高周波部のアナログ検波器により検出していた。
上記伝送信号を受信する伝送装置の受信装置においては、複素受信サンプリング系列と送信部で挿入したプリアンブル信号の複素共役信号との複素乗算演算を行い、複素乗算結果に対して、1サンプル遅延した信号の複素共役信号と遅延しない信号の複素乗算を演算することでキャリア周波数ずれによる回転成分を除去する。
更に、上記積分結果のS/Nを改善するため、フレーム方向に平均化を行い、平均化結果に対して所定の時間幅W(Wは自然数)を有する窓関数との畳み込み演算を行う。畳み込み演算結果から最大値を検出して、検出した最大値に基づいて、受信信号レベルを推定する手段を具備することを特徴とする受信装置も提供する。
従って、本発明によれば、アンテナの方向を変えながら受信信号レベルが最大になる方向を探すことができ、この結果、容易にアンテナ方向を調整することができる。
まず、具体的な実施形態について説明する前に、シングルキャリア方式における送信信号の信号フォーマットについて説明すると、図2に示すように、この場合の送信信号は、受信部での等化処理を容易にするためのプリアンブル信号P(m)からなるサンプル期間NPと、データ信号D(m)を伝送するためのデータ期間ND とでフレームが構成されている。ここで、mはサンプル番号である。
このときの既知の信号の生成方法としては、既知の擬似ランダム信号(PN)などを用い、BPSKやQPSKなどの変調方式を用いた信号とすることが多い。
そして、このようにフレーミングされた信号を繰り返し伝送する。
既に説明したように、中継現場の送信アンテナから電波として送出された信号は受信アンテナ1で受信され、受信高周波部2により周波数変換されてベースバンド信号に変換される。
そして、得られた受信サンプリング系列Rin(m)は直交検波器4に入力され、ここで実数信号からIQ複素信号への変換処理が施され、受信複素サンプリング系列Z(m)として出力される。ここで、上記したように、mはサンプル番号である。
得られた受信複素サンプリング系列Z(m)は複素乗算部5に入力される。
このとき受信装置において、送信側のクロック周波数とキャリア周波数が正確に再生できている場合であって、シフトレジスタ41に入力されるタイミングが受信サンプル系列Z(m)のプリアンブル期間と一致している場合、複素乗算信号M(m+t)は全て同位相の信号となる。
このときの回転量は、キャリア周波数ずれ量をΔfとすると、プリアンブル期間の複素受信サンプリング系列Z(m)は、次の式(2)で表される。
従って、回転が生じた場合の式(1)で示した複素乗算信号M(m+t)は、次の式(3)で表される。
ここで、この差分処理部6では、図6及び式(5)に示すように、複素乗算信号M(m+t)と、その1サンプル後の信号M(m+t+1)の複素共役信号との複素乗算を行う。
そこで、これら第二〜四項を「N'(m+t)」で置換えると、次の式(7)となる。
そうすると、差分結果D(m)はサンプル数mによらず一定値となり、回転成分を除去することができる。
次に、積分器7では、次の式(8)に示すように、差分信号D(m+t)をtについて積分し、積分結果を絶対値二乗演算して、積分信号I(m)を出力する。
そこで、次に、この積分器7の出力信号I(m)のS/Nについて説明する。
また、雑音成分Nは、上記の式(6)により、σ2+σとなる。ここで、σ2 は入力段でのC/Nで定義した雑音電力を示している。
以上の結果、積分器出力のS/Nは、次の式(9)に示すようになる。
そこで、この実施形態においては、積分器7の出力結果I(m)を加算平均部8に入力する。そして、この加算平均部7ではフレーム方向に加算平均を行い、S/Nの改善が得られるようにしている。
従って、この平均処理は次の式(10)に示すようになる。
そうすると、前述したFPUの例において、入力C/Nが−10dBの環境では加算平均部8の出力結果I(m)のS/Nは約23dBになり、この場合、信号成分と雑音成分の分別は容易にできることが判る。
そこで、この実施形態では、加算平均部7による加算平均結果F(m)を矩形フィルタ部9に入力し、ここで複数存在するマルチパスのエネルギーの総和を演算して出力信号C(m)を得る。
いま、図9の(a)に示すようにマルチパスが混入した加算平均結果F(m)に対して、所定の時間幅Wを有する矩形窓を畳み込み演算すると、図9の(b)に示すような出力信号C(m)が得られる。
このときの窓幅Wとしては、予め想定されるマルチパスの最長遅延時間をLとすると、窓幅WはL以上であることが望ましい。
ここで、受信機側でマルチパス遅延時間を逐次算出できる場合には、窓幅Wを受信環境に応じて適応的に制御しても良い。
このときの平均化の時定数については、加算平均部8と最大値平均部11の合計の時定数が、アンテナの方向調整制御に素早く追従できる程度に短く、例えば数百msec以内に短く設計することが望ましい。
通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルを自動利得制御(Automatic Gain Control:AGC)回路により一定のレベルになるような制御を行った後に、各種の信号処理を実施する方式が用いられている。
そうすると、この場合、A/D3に入力される信号Rin(m)の電力も一定に保たれていることになり、この結果、最大値平均部11の出力信号は、図10に破線で示してある理想特性のようにはならず、鎖線で示すように、C/Nが高くなると、つまり受信信号レベルが大きくなると、最大値平均部11の出力信号レベルは或る一定値に漸近してしまう。
こうして受信電力変換部12から出力された方向調整信号Aは、受信信号レベル表示器13に入力される。
このとき、音階、音量等の聴覚的な情報に変換して表示が得られるようにしても良い。
そして、この結果、この実施形態によれば、受信アンテナの方向調整が簡単なシステムを容易に構築することができる。
2 受信高周波部
3 A/D(アナログ・デジタル変換器)
4 直交検波器
5 複素乗算部
6 差分処理部
7 積分器
8 加算平均部
9 矩形フィルタ部
10 最大値検出部
11 最大値平均部
12 受信電力変換部
13 受信信号レベル表示器
Claims (3)
- 1フレームにプリアンブル信号とデータ信号を備えたシングルキャリア信号を伝送する伝送装置の受信装置において、
前記シングルキャリア信号から変換された受信サンプリング系列と前記プリアンブル信号の複素共役信号との複素乗算を演算する複素乗算手段と、
前記複素乗算手段による複素乗算結果に対して、1サンプル遅延した信号の複素共役信号と遅延しない信号の複素乗算を演算する差分処理手段と、
前記差分処理手段による演算結果を所定のサンプル期間NP(NPは自然数)で積分する積分手段と、
前記積分手段による積分結果をフレーム方向に平均化する加算平均手段と、
前記加算平均手段による平均化結果に対して所定の時間幅W(Wは自然数)を有する窓関数との畳み込み演算を行う矩形フィルタ手段と、を設け、
前記矩形フィルタ手段による畳み込み演算結果から最大値を検出し、検出した最大値に基づいて、受信信号レベルを推定することを特徴とする受信装置。 - 1フレームにプリアンブル信号とデータ信号を備えたシングルキャリア信号を伝送する伝送装置の受信方法において、
前記シングルキャリア信号から変換された受信サンプリング系列と前記プリアンブル信号の複素共役信号との複素乗算を演算する複素乗算ステップと、
前記複素乗算ステップによる複素乗算結果に対して、1サンプル遅延した信号の複素共役信号と遅延しない信号の複素乗算を演算する差分処理ステップと、
前記差分処理ステップによる演算結果を所定のサンプル期間NP(NPは自然数)で積分する積分ステップと、
前記積分ステップによる積分結果をフレーム方向に平均化する加算平均ステップと、
前記加算平均ステップによる平均化結果に対して所定の時間幅W(Wは自然数)を有する窓関数との畳み込み演算を行う矩形フィルタ処理ステップと、を設け、
前記矩形フィルタ処理ステップによる畳み込み演算結果から最大値を検出し、検出した最大値に基づいて、受信信号レベルを推定することを特徴とする受信方法。 - 請求項1に記載の受信装置において、
前記推定した受信信号レベルに基づいて受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とする受信装置。
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