JP5780647B2 - 受信装置及びそのアンテナ方向調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、伝送装置における受信アンテナの方向調整に関するものである。

中継現場の映像をテレビ局まで無線伝送するＦＰＵ(Field Pickup Unit)では、映像信号だけではなく、映像信号を圧縮符号化した伝送データ列（Transport Stream：以下映像ＴＳ）も伝送する。
また、中継現場では電波の到来する方向にアンテナを正確に向けるアンテナ方向調整が必要になる。アンテナ方向調整のためにデジタル変調信号の電界強度の測定方法としては、直交周波数多重方式（ＯＦＤＭ）では、相関の最大値を検出している（特許文献１参照）。しかし、固定無線中継の伝送方式の一つとして、シングルキャリア直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）伝送方式が採用され、ＡＲＩＢ
ＳＴＤ−Ｂ１１として規格化された。

以下、従来のアンテナ方向調整方式について図３を用いて説明する。送信ベースバンド部３１、及び送信高周波部３２にて生成された伝送信号は送信アンテナ３３により電波として送出される。送出された電波は伝送路３４を経由して受信アンテナ１に到達するが、伝送路３４では建物等による遮断や大気、降雨によるレベル減衰が生じる。受信アンテナ１で受信した電波は、受信高周波部２により最適なレベルになるように増幅される。この際、受信電界レベルを検出して最適レベルになるように自動利得制御する。こうして得られた受信信号は最終的に受信ベースバンド部３７により復調される。

アンテナの方向調整の段階では、高周波部３６で得られた受信信号レベルを受信信号レベル表示器３８でメータや音などに変換し、受信信号レベル表示器３８にて表示される受信信号レベルに基づいて、送信アンテナ３３、及び受信アンテナ３５の方向を上下左右に微妙に動かしながら、受信信号レベルが最大になる方向を探索して調整する方法が取られてきた。

アンテナの方向調整方法においては、受信高周波部２のアナログ検波器により受信信号レベルを検出していた。しかし、受信信号レベルが低くなると、受信信号は受信高周波部２の初段増幅器の雑音に埋もれてしまい、精度の良い検出が困難であった。そのため、検波器の精度にも依存するが、精度の良い検出を行うためには、例えば７ｄＢ以上のＣ／Ｎが必要であった。従って、受信信号レベルが−９０ｄＢｍ程度でＣ／Ｎが約７ｄＢとなる場合には、受信信号が−９０ｄＢｍを下回るようなレベルを検出することは困難であった。

ＦＰＵでは高いアンテナ利得を得るため、狭い指向角のアンテナを使用することが多い。そのため、送受間のアンテナの方向調整が正しくない、アンテナ方向調整の初期段階では、受信信号レベルは非常に低く−９０ｄＢｍを下回ることも多い。上記にそのため、送信信号が受信部に僅かながら到達していたとしても、受信信号を捕らえることができなかった。

ところで、携帯電話の直交変調方式はＱＡＭやＯＦＤＭに限らず、単一周波数を用いる符号分割多元接続（Code Division Multiple Access：ＣＤＭＡ）や時分割多元接続
（Time Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）も用いられる。ＱＡＭやＯＦＤＭやＣＤＭＡやＴＤＭＡも周期を有する信号方式である。
そして、携帯電話の各直交変調の復調用のデュアルＡＤＣ（Analog to Digital Converter）は、直交誤差補正や直流補正やクロック・デューティ・サイクルの大きな変動を補償するようになった（非特許文献１参照）。Ｎ分周位相同期と電圧制御発信器を含み、高周波受信信号をＩ軸Ｑ軸に直交周波数変換するＩＣも製品化された（非特許文献２参照）。また、インターリ−ビーングして3GbpsまでＩ軸Ｑ軸でデジタル信号に変換するデュアルＡＤＣも、製品化された（非特許文献３参照）。

特許第４１０７８２４号

アナログデバイセズ製直交誤差補正デュアルＡＤＣ AD9269 PR08220-0-10/09(PrC) アナログデバイセズ製ＩＱ復調器ADRF6801 D09576-0-1/11(0) ナショナルセミコンダクタ製12bit3.2GbpsADC ADC12D1600 300916

所定周期を有する受信信号レベルが低く、Ｃ／Ｎが約−１０ｄＢ程度になる受信アンテナの方向調整の初期段階であっても、受信信号のレベルを検出する。

映像（信号またはＴＳ）を伝送する第一の所定周期を有する受信信号を、（Ｉ／Ｑで）直交周波数変換する手段および該直交周波数変換した信号を（Ｉ／Ｑで）直交補正しながら直交ＡＤ変換する手段と直接（Ｉ／Ｑで）直交ＡＤ変換し直交補正する手段の一方との（Ｉ／Ｑで）直交ＡＤ変換し直交補正する手段と、該直交周波数変換した信号を（Ｉ／Ｑで）直交補正しながら直交ＡＤ変換する手段と、該直交ＡＤ変換した信号を（独立に）復調する手段と、該（独立に）復調した信号を映像（信号またはＴＳ）に復号する手段と、該直交補正しながら直交ＡＤ変換した信号における第二の所定周期で自己相関値または差動相関値を算出する相関計算手段と、該相関計算手段による相関値から所定周期毎の相関最大値を検出する最大値検出手段または該相関計算手段による相関値から所定周期毎の積分値を検出する積分値検出手段と、との少なくとも一方と、該最大値検出手段または積分値検出手段との少なくとも一方により前記受信信号の電界強度を概算する電力概算手段と、を備え、概算した前記受信信号の電界強度に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成する手段と、概算した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を表示する表示手段と、概算した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を映像信号に重畳する映像重畳手段の少なくとも一方と、を備え、 該電力概算手段による概算値に基づいて、該受信機に入力される前記受信信号の電界強度を推定し、推定した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を表示手段に表示するまたは映像重畳手段で映像信号に重畳することを特徴とする受信機。

請求項１に記載の受信機において、前記第一の所定周期を有する受信信号が単一周波数の変調信号であることを特徴とする受信機。（Single-QAM、位相変調、CDMA、TDMA等）

映像（信号またはＴＳ）を伝送する第一の所定周期を有する受信信号を、
（Ｉ／Ｑで）直交周波数変換し（Ｉ／Ｑで）直交補正しながら直交ＡＤ変換するかまたは直接（Ｉ／Ｑで）直交ＡＤ変換し直交補正し、復調し、映像に復号し、該直交補正しながら直交Ａ／Ｄ変換した信号における所定周期で入力された同一データの自己相関値または差動相関値を算出し、該相関値から第二の所定周期毎の相関最大値を検出または相関値から第二の所定周期毎の積分値を検出との少なくとも一方を行い、該最大値検出手段または積分値検出手段との少なくとも一方により前記受信信号の電界強度を推定し、推定した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を表示手段に表示するまたは映像重畳手段で映像信号に重畳することの少なくとも一方と、を行うことを特徴とする受信電界強度表示方法。

所定周期を有する受信信号レベルが低く、Ｃ／Ｎが約−１０ｄＢ程度になる受信アンテナの方向調整の初期段階であっても、受信信号のレベルを検出することができる。

本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図。（（ａ）本発明の一実施例の差動相関、（ｂ）本発明の一実施例の自己相関） 送信フレームフォーマット 従来のアンテナ方向調整システム 複素乗算部５の構成 キャリア周波数ずれによる複素乗算信号Ｍ（ｍ）の回転を説明する図 差分処理部６及び積分器７の構成 積分信号Ｉ（ｍ）とフレームタイミングの関係 入力Ｃ／Ｎ対積分器出力Ｓ／Ｎ マルチパスが混入したときの加算平均部８と矩形フィルタ部９の出力信号 受信電力変換部１０の変換特性の一例

以下、本発明による実施例について、図示の実施形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図であり、（ａ）は本発明の一実施例の差動相関であり、（ｂ）本発明の一実施例の自己相関である。
図１において、１は受信アンテナ、２は受信高周波部、５は複素乗算部、６は差分処理部、７は積分器、８は加算平均部、９は矩形フィルタ部、１０は最大値検出部、１１は最大値平均部である。また、２０は非特許文献２等の受信信号をＩ軸信号とＱ軸信号とに直交周波数変換する直交ミキサ部、２１はＡＳＫ（Amplitude Phase Shift Keying）等の独立に復調する復調部、２２は復号部、２３は多重部、２４は自己相関部、２５は受信電力変換受信状態信号作成部、２６は受信状態信号表示器、２７は非特許文献１等のＩ軸信号とＱ軸信号の直交誤差を補正しながらデジタル信号に変換する２ｃｈＡＤＣである。さらに、３１は送信ベースバンド部、３２は送信高周波部、３３は送信アンテナ、３４は伝送路、３７は受信ベースバンド部、３８は受信信号レベル表示器、４１はシフトレジスタ、４２は複素乗算器、６１は複素乗算器、７１は複素加算器、７２は絶対値二乗演算器である。

また、受信信号をＩ軸信号とＱ軸信号とに直交周波数変換する直交ミキサ部の２０とＩ軸信号とＱ軸信号の直交誤差を補正する２ｃｈＡＤＣの２７とを統合して直交補正ＡＤＣ部の１９として、非特許文献３等のインターリ−ビーングして高周波受信信号を直接Ｉ軸Ｑ軸でデジタル信号に変換するデュアルＡＤＣを複数用いて、直接にＩ軸Ｑ軸のデジタル信号に変換し直交誤差を補正しても良い。さらに直交補正ＡＤＣ部の１９として、高速化され内部インターリ−ビーング化されたＩ軸信号とＱ軸信号の直交誤差を補正する２ｃｈＡＤＣを用いても良い。

本発明は、ＱＡＭやＯＦＤＭやＣＤＭＡやＴＤＭＡも周期を有する信号方式の第一の所定周期を有する映像信号または映像ＴＳを伝送する第一の所定周期を有する受信信号をＩ軸信号とＱ軸信号とに周波数変換する手段の直交ミキサ部２１と、該周波数変換した受信Ｉ軸信号と受信Ｑ軸信号を、非特許文献１の直交誤差補正や直流補正やクロック・デューティ・サイクルの大きな変動を補償する直交変調の復調用のデュアルＡＤＣのＡＤＣ３を直交補正しながら直交Ａ／Ｄ変換する手段に用いる。該ＡＤ変換した信号を復調する手段の復調部２１と、該復調した信号を映像信号または映像ＴＳに復号する手段の復号部を備える。

該直交補正しながら直交Ａ／Ｄ変換した信号における第二の所定周期で自己相関値を算出する相関計算手段（図１（ｂ））または、差動相関値を算出する相関計算手段（図１（ａ））を備える。

該相関計算手段による相関値から所定周期毎の相関最大値を検出する最大値検出手段または該相関計算手段による相関値から所定周期毎の積分値を検出する積分値検出手段の最大値検出部１０、最大値平均部１１を備える。

該最大値検出手段または積分値検出手段との少なくとも一方により前記受信信号の電界強度を概算し受信状態信号を作成する、電力概算手段または概算した前記受信信号の電界強度に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成する手段の受信電力変換受信状態信号作成部２５を備える。

概算した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を表示する表示手段の受信状態信号表示器２６と、概算した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を映像信号に重畳する映像重畳手段の多重部２３の少なくとも一方と、を備える。

つまり、本発明は、マイクロ波特に１２００ＭＨｚ等のＵＨＦで周期を有する信号方式で伝送し、周波数変換を送信と受信で各一回以下として直交誤差を低減する。そして、直交誤差補正や直流補正やクロック・デューティ・サイクルの大きな変動を補償するデュアルＡＤＣを用い、直交復調せずに、差動相関または自己相関により低電界時の受信信号の電界強度を推定する。
また、ＡＳＫ（Amplitude Phase Shift Keying）等で直交信号を独立に復調し、復号し、映像信号または映像ＴＳを出力する。

そして、本発明は、前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を表示するか、概算した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を映像信号に重畳する。

本発明は、ＱＡＭに限らず、ＯＦＤＭ等周期を有する信号方式に適用できる。本発明は特に、ＱＡＭやＣＤＭＡやＴＤＭＡ等の単一周波数で周期を有する信号方式に最適である。また、直交誤差が少なくし易いＵＨＦ以下の周波数に最適であるが、半導体の微細加工化やＧａＮ等化合物の半導体の改良が進めば、ＳＨＦ以上の周波数にも適用できる。

以下、本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図の（ａ）本発明の一実施例の差動相関の実施例について、図示の実施形態により詳細に説明する。
具体的な実施例について説明する前に、伝送する信号の信号フォーマットについて説明する。

図２に示すように送信信号は受信部での等化処理を容易にするためのプリアンブル期間とデータを伝送するためのデータ期間でフレームが構成される。プリアンブル期間の信号Ｐ（ｍ）（ｍはサンプル番号）はN_Pサンプル期間の間、振幅、位相が既知の信号で生成される。既知信号の生成方法としては、既知の擬似ランダム信号（ＰＮ）などを用いてＢＰＳＫやＱＰＳＫなどの変調方式を用いた信号とすることが多い。データ期間の信号Ｄ（ｍ）はＢＰＳＫから６４ＱＡＭなど、伝送レートに応じた変調方式を用いてデータを伝送する。データ期間長はN_Dサンプルとする。このようにフレーミングされた信号を繰り返し伝送する。

本発明は、プリアンブル期間の信号Ｐ（ｍ）を用いて、受信信号レベルを推定し、推定結果に基づいたアンテナ方向調整方法及びその装置を提供するものである。以下、本発明の実施例について図1を用いて詳細に説明する。前述したように、受信部に到達した信号は受信アンテナ１で受信され、受信高周波部２で周波数変換してベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号はＡ／Ｄ３に入力され受信サンプリング系列Ｒｉｎ(ｍ)（ｍはサンプル番号）を得る。得られた受信サンプリング系列Ｒｉｎ(ｍ)は直交検波器４に入力される。直交検波器４では実数信号からＩＱ複素信号への変換処理を行い、受信複素サンプリング系列Ｚ（ｍ）を出力する。直交検波処理はデジタル信号処理で行ってもよいが、アナログの直交ミキサを用いて行い、ＩＱそれぞれにＡ／Ｄ変換器を用いてサンプリングすることで実現してもよい。受信複素サンプリング系列Ｚ（ｍ）は複素乗算部５に入力される。複素乗算部５では図４に示すように、プリアンブルサンプル期間Ｎ_Ｐと同程度の長さを有するシフトレジスタなどの記憶素子４１に受信複素サンプリング系列Ｚ（ｍ）を入力し、式（１）に示すようにシフトレジスタ４１の各段の値Ｚ（ｍ+ｔ）と、送信側であらかじめ規定されたプリアンブル信号Ｐ（ｔ）に対する複素共役信号Ｐ^＊（ｔ）との複素乗算を演算し、複素乗算信号Ｍ（ｍ+ｔ）を得る。
（１）
特に、プリアンブル信号がＢＰＳＫ変調されている場合には、複素乗算処理はＺ（ｍ+ｔ）の符号を反転／非反転する処理で簡易に実現できる。

受信装置で送信側のクロック周波数とキャリア周波数が正確に再生できている場合であって、シフトレジスタ４１に入力されるタイミングが受信サンプル系列Ｚ（ｍ）のプリアンブル期間と一致している場合、複素乗算信号Ｍ（ｍ+ｔ）は全て同位相の信号となる。

しかし、本発明では低Ｃ／Ｎでの受信信号電力推定を目的としているため、Ｃ／Ｎが低い領域での正しいキャリア再生処理は非常に困難であり、キャリア周波数がずれる可能性が高い。このような場合、複素乗算信号Ｍ（ｍ）はＮ_Ｐサンプル期間内で一定の位相ずれが生じ、図５に示すように回転する。この回転量はキャリア周波数ずれ量をΔｆとすると、プリアンブル期間の複素受信サンプリング系列Ｚ（ｍ）は

（２）
で表される。ここで、ｆ_ＣＬＫは受信クロック周波数、θは固定位相、Ｎ（ｍ）は雑音信号を示している。従って、回転が生じた時の式（１）で示した複素乗算信号Ｍ（ｍ+ｔ）は

（３）
である。ただし、
（４）
とした。

一般的な相関処理では、Ｍ（ｍ+ｔ）を積分範囲Ｎ_Ｐで積分処理するが、このような回転が生じた信号をそのまま積分処理すると、逆極性の信号同士で相殺してしまい、その結果は０に近い値となってしまう。
そのため、本発明では複素乗算信号Ｍ（ｍ+ｔ）を差分処理部６に入力し、この回転成分を除去する。差分処理部６では図６及び式（５）に示すように複素乗算信号Ｍ（ｍ+ｔ）とその１サンプル後の信号Ｍ（ｍ＋ｔ+１）の複素共役信号との複素乗算を行う。

（５）
式（３）で示すキャリア周波数ずれによる回転が生じた複素乗算信号Ｍ（ｍ）を式（５）に代入すると

（６）
となる。
式（６）において、第一項は信号成分を示し、第二〜四項は雑音成分であり、Ｎ’（ｍ+ｔ）で置換える。

（７）
式（７）において、受信キャリア再生周波数に急激な変動がないと仮定すると、即ちΔｆが一定であるとすると、差分結果Ｄ（ｍ）はサンプル時間ｍによらず一定値となり、回転成分を除去することが可能となる。積分器７では差分信号Ｄ（ｍ+ｔ）をｔについて積分を行い、積分結果を絶対値二乗演算することで、積分信号Ｉ（ｍ）を出力する。
（８）
差分処理により、差分信号Ｄ（ｍ+ｔ）は全ての位相はほぼ一致しているため、図７に示すように、積分結果は受信信号のプリアンブル期間と、積分期間が一致した時に大きな値を有する。

次に、積分器７の出力信号Ｉ（ｍ）のＳ／Ｎについて説明する。信号成分Ｓは積分器７の出力Ｉ（ｍ）の最大値であり、信号電力の約Ｎ_Ｐ倍となる。また、雑音成分は式（６）よりと
なる。ここで、
は入力段でのＣ／Ｎで定義した雑音電力を示している。以上のことより、積分器出力のＳ／Ｎは式（９）となる。

（９）

式（９）の一例として、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ１１で規定されるＦＰＵ規格について言及する。プリアンブル期間はＮ_Ｐ＝２４０サンプルであり、この時の積分器７の出力Ｉ（ｍ）のＳ／Ｎの結果を図８に示す。Ｃ／Ｎが−１０ｄＢの時のＳ／Ｎは約３ｄＢ程度である。Ｓ／Ｎが３ｄＢ程度では信号と雑音の分別が困難であるため、積分器７の出力結果Ｉ（ｍ）を加算平均部８に入力し、加算平均部７ではフレーム方向に加算平均を行い、Ｓ／Ｎを改善する。図２で示したようにフレーム長は（Ｎ_Ｐ＋Ｎ_Ｄ）であり、移動平均型の加算平均処理では過去Ｋフレームの積分結果Ｉ（ｍ）を加算平均処理する。この平均処理を式（１０）を用いて表す。

（１０）
式（１０）において、例えば加算回数Ｋを１００とすると、約２０ｄＢのＳ／Ｎ改善効果がある。従って、先のＦＰＵの例において、入力Ｃ／Ｎが−１０ｄＢの環境では加算平均部８の出力結果Ｉ（ｍ）のＳ／Ｎは約２３ｄＢとなり、信号成分と雑音成分の分別が容易になる。

以上では、伝搬路のモデルが単純な加法性白色雑音モデル（ＡＷＧＮ）について説明を行ってきたが、実際の伝搬路では複数の反射波が存在するマルチパス環境が想定される。そこで、加算平均結果Ｆ（ｍ）を矩形フィルタ部９に入力し、矩形フィルタ部９では複数存在するマルチパスのエネルギーの総和を演算する。具体的な構成について、図９を用いて説明する。図９の上部に示すようなマルチパスが混入した加算平均結果Ｆ（ｍ）に対して、所定の時間幅Ｗを有する矩形窓を畳み込み演算し、図９の下部に示すような出力信号Ｃ（ｍ）を得る。設ける窓幅Ｗは、予め想定されるマルチパスの最長遅延時間をＬとすると、窓幅ＷはＬ以上であることが望ましい。しかし、窓幅Ｗを必要以上に長く設定すると、窓幅Ｗ内の雑音成分が多くなり、Ｓ／Ｎが劣化してしまうため、適切な幅に設計する必要がある。また、受信機側でマルチパス遅延時間を逐次算出できる場合には、窓幅Ｗを受信環境に応じて適応的に制御しても良い。矩形フィルタ部９の出力信号Ｃ（ｍ）は最大値検出部１０に入力され、フレーム毎にＣ（ｍ）の最大値ＭＡＸを算出する。最大値ＭＡＸは最大値平均部１１にて更に平均化され、擾乱成分を除去する。

最大値平均部１１からの出力信号は受信電力変換部１２に入力され、入力値に対応する受信電力レベルを変換して出力する。この変換について図１０を用いて説明する。通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルを自動利得制御（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎ
Ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）回路にて一定のレベルになるような制御を行った後に、各種の信号処理を実施する方式が用いられている。そのため、Ａ/Ｄ３に入力される信号Ｒｉｎ（ｍ）の電力も一定に保たれる。このような制御が行われている場合には、最大値平均部１１の出力信号は図１０の点線で示した理想特性にならず、鎖線で示すようにＣ／Ｎが高くなると、即ち受信信号レベルが大きくなると最大値平均部１１の出力レベルは、ある一定値に漸近してしまう。そのため、図１１の実線で示したように、最大値平均部１１の出力レベルにその逆特性を乗じることで、理想特性になるように変換し、その結果を方向調整信号Ａとして出力する。図１０の例では、受信レベル信号の値をｄＢ単位に変換しているが、アンテナの方向調整が容易になる単位系の値に変換しても良い。

以上説明した処理により、低Ｃ／Ｎでも受信信号レベルに応じた信号レベルを出力することが可能となり、受信アンテナの方向調整の初期段階においても微弱な受信信号を捉えることができる。
この方向調整信号Ａは、受信信号レベル表示器１３に入力され、受信信号レベル表示器１３では、アンテナ方向調整者が実施しやすいように方向調整信号Ａをメータ表示や波形、色など視覚的情報に変換する。また、音階、音量等の聴覚的な情報に変換しても良い。

このように、本実施例による受信装置を用いると、受信信号のＣ／Ｎが−１０ｄＢ程度になり、従来方法即ち受信検波レベルを用いる方法では、受信信号の存在すら検出できないような受信アンテナの方向調整の初期段階においても、受信信号のレベルを正確に検出できるようになる。これにより、受信アンテナの方向を変えながら、受信信号レベルが最大になる方向を探すことができるようになり、算出した方向調整信号Ａを用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築することができるようになる。

本発明の実施例１と同様の部分の説明は省略する。

図１の本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図の実施例１の（ａ）本発明の一実施例の差動相関を行う手段の複素乗算部５、差分処理部６、積分器７、加算平均部８、矩形フィルタ部９、最大値検出部１０、最大値平均部１１のかわりに、本発明の実施例２では、図１の本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図の実施例２の（ｂ）本発明の一実施例の自己相関を行う手段の自己相関部２４を備える。
そして、該直交補正しながら直交Ａ／Ｄ変換した信号における第二の所定周期で自己相関値を算出する。

本発明は、実施例１の差動相関や実施例２の自己相関に限らず、各種の所定周期を有する受信信号の受信状態を算出する方法が適用できる。

１：受信アンテナ、２：受信高周波部、５：複素乗算部、６：差分処理部、
７：積分器、８：加算平均部、９：矩形フィルタ部、１０：最大値検出部、
１１：最大値平均部、１９：直交補正ＡＤＣ部、２１：直交ミキサ部、
２１：復調部、２２：復号部、２３：多重部、２４：自己相関部、
２５：受信電力変換受信状態信号作成部、
２６：受信状態信号表示器、２７：直交誤差補正する２ｃｈＡＤＣ、
３１：送信ベースバンド部、３２：送信高周波部、３３：送信アンテナ、
３４：伝送路、３７：受信ベースバンド部、３８：受信信号レベル表示器、
４１：シフトレジスタ、４２：複素乗算器、６１：複素乗算器、
７１：複素加算器、７２：絶対値二乗演算器、

Claims (3)

1. 映像信号またはＴＳを単一の搬送波によって伝送する、第一の所定周期を有する受信信号を、Ｉ／Ｑで直交周波数変換した後Ｉ／Ｑで直交補正しながら直交ＡＤ変換するか、若しくは直接Ｉ／Ｑで直交ＡＤ変換する手段と、
   該直交ＡＤ変換された信号を独立に復調する手段と、
   該独立に復調した信号を映像信号またはＴＳに復号する手段と、
   該直交Ａ／Ｄ変換されした信号と既知のプリアンブルとの間の、所定のサンプル期間に亘る相関値を算出する相関計算手段と、
   該相関計算手段による相関値をフレーム長の間隔で複数加算する移動平均手段と、
   該移動平均された相関値から前記フレーム長の周期毎の相関最大値を検出する最大値検出手段と、
   該検出された相関最大値に基づき前記受信信号の電界強度を概算する電力概算手段と、を備え、
   前記概算した電界強度に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成する手段、前記概算した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を表示する表示手段、前記概算した電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を映像信号に重畳する映像重畳手段、の内の少なくとも一つを備え、
   前記相関計算手段は、該直交Ａ／Ｄ変換された信号の系列と、該プリアンブルの複素共役信号の系列とを複素乗算し、複素乗算信号系列を得た後、該複素乗算信号系列において隣り合う信号同士を複素共役乗算して差分信号を得て、該差分信号を該所定のサンプル期間に亘り積分して前記相関値を算出し、
   該電力概算手段は、前記搬送波の周波数が正確に再生できていない時も、入力される前記受信信号の電界強度を推定することを特徴とする受信機。
2. 請求項１に記載の受信機において、該移動平均された相関値に、所定の時間幅の矩形窓を畳み込み演算する矩形フィルタ手段を更に備え、前記最大値検出手段は前記移動平均され且つ前記畳み込み演算された相関値から、最大値を検知することを特徴とする受信機。
3. 映像信号またはＴＳを単一の搬送波によって伝送する、第一の所定周期を有する受信信号を、Ｉ／Ｑで直交周波数変換した後Ｉ／Ｑで直交補正しながら直交ＡＤ変換するか、若しくは直接Ｉ／Ｑで直交ＡＤ変換するステップと、
   該直交ＡＤ変換された信号を独立に復調するステップと、
   該独立に復調した信号を映像信号またはＴＳに復号するステップと、
   該直交Ａ／Ｄ変換された信号と既知のプリアンブルとの間の、所定のサンプル期間に亘る相関値を算出する相関計算ステップと、
   該相関計算ステップによる相関値をフレーム長の間隔で複数加算する移動平均ステップと、
   該移動平均された相関値から前記フレーム長の周期毎の相関最大値を検出する最大値検出ステップと、
   該検出された相関最大値に基づき前記受信信号の電界強度を概算する電力概算ステップと、を備え、
   前記概算した電界強度に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成するステップ、前記概算した前記受信信号の電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を表示するステップ、前記概算した電界強度または受信アンテナの方向調整用信号を映像信号に重畳するステップ、の内の少なくとも一つを備え、
   前記相関計算ステップは、該直交Ａ／Ｄ変換された信号の系列と、該プリアンブルの複素共役信号の系列とを複素乗算し、複素乗算信号系列を得た後、該複素乗算信号系列において隣り合う信号同士を複素共役乗算して差分信号を得て、該差分信号を該所定のサンプル期間に亘り積分して前記相関値を算出し、
   該電力概算ステップは、前記搬送波の周波数が正確に再生できていない時も、入力される前記受信信号の電界強度を推定することを特徴とする受信方法。