JP2003115787A - Ｏｆｄｍ受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置Info
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- JP2003115787A JP2003115787A JP2001308209A JP2001308209A JP2003115787A JP 2003115787 A JP2003115787 A JP 2003115787A JP 2001308209 A JP2001308209 A JP 2001308209A JP 2001308209 A JP2001308209 A JP 2001308209A JP 2003115787 A JP2003115787 A JP 2003115787A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ方式の受信装置において、Ｃ／Ｎが
約０ｄＢ以下になる受信アンテナの方向調整の初期段階
でも、受信信号のレベルを検出することができ、容易に
受信アンテナの方向調整ができるようにする。 【解決手段】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤ
Ｍ信号のガード期間における相関演算を行い、当該相関
演算の結果得られるガード相関信号に基づき受信アンテ
ナの方向調整用信号を生成し、該受信アンテナの方向調
整を行うようにしたものである。
約０ｄＢ以下になる受信アンテナの方向調整の初期段階
でも、受信信号のレベルを検出することができ、容易に
受信アンテナの方向調整ができるようにする。 【解決手段】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤ
Ｍ信号のガード期間における相関演算を行い、当該相関
演算の結果得られるガード相関信号に基づき受信アンテ
ナの方向調整用信号を生成し、該受信アンテナの方向調
整を行うようにしたものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重
変調方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g：以下、ＯＦＤＭ方式と記す)を用いた伝送装置におけ
る受信アンテナの方向調整に関するものである。
変調方式(Orthogonal Frequency Division Multiplexin
g：以下、ＯＦＤＭ方式と記す)を用いた伝送装置におけ
る受信アンテナの方向調整に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、アナログＦＰＵ(Field Pickup Un
it)の受信アンテナの方向を受信レベルが最大になる最
良な方向に調整する際は、受信アンテナから出力される
受信信号をスペクトラムアナライザに入力し、受信アン
テナの方向を、上下左右に微妙に動かしながら、スペク
トラムアナライザに鋭いピークとして表示される搬送波
のレベルを測定し、ピークレベルが最大になる方向を探
索して調整する方法が取られてきた。
it)の受信アンテナの方向を受信レベルが最大になる最
良な方向に調整する際は、受信アンテナから出力される
受信信号をスペクトラムアナライザに入力し、受信アン
テナの方向を、上下左右に微妙に動かしながら、スペク
トラムアナライザに鋭いピークとして表示される搬送波
のレベルを測定し、ピークレベルが最大になる方向を探
索して調整する方法が取られてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで近年、無線装
置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式
としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めと
する各国の次世代テレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の
分野で多くの応用研究が進められている。この内、ＵＨ
Ｆ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式について
は、映像情報メディア学会誌 １９９８年Ｖｏｌ．５
２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。このＯＦＤＭ方
式は、ほぼ、伝送帯域一杯に、一定の周波数間隔で配置
された数百本の搬送波を、一定のシンボル周期Ｔｓ’で
デジタル変調して伝送する方式である。そのため、ＯＦ
ＤＭ信号の波形はランダム雑音に類似した波形になる。
その周波数分布も、図１１に模式的に示す様に、伝送帯
域幅全体に平坦に広がる形状になり、伝送帯域の利用効
率が極めて高い方式である。しかしそのために、逆に受
信アンテナの方向調整が非常に困難になる欠点がある。
上記した従来のアナログＦＰＵの受信アンテナの方向調
整で、単純なスペクトラムアナライザが利用できたの
は、アナログＦＰＵが雑音に弱く、高い送信電力で送信
していたためだけではなく、変調に用いているＦＭ方式
が、伝送帯域利用効率の低い変調方式であったためでも
ある。
置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式
としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めと
する各国の次世代テレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の
分野で多くの応用研究が進められている。この内、ＵＨ
Ｆ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式について
は、映像情報メディア学会誌 １９９８年Ｖｏｌ．５
２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。このＯＦＤＭ方
式は、ほぼ、伝送帯域一杯に、一定の周波数間隔で配置
された数百本の搬送波を、一定のシンボル周期Ｔｓ’で
デジタル変調して伝送する方式である。そのため、ＯＦ
ＤＭ信号の波形はランダム雑音に類似した波形になる。
その周波数分布も、図１１に模式的に示す様に、伝送帯
域幅全体に平坦に広がる形状になり、伝送帯域の利用効
率が極めて高い方式である。しかしそのために、逆に受
信アンテナの方向調整が非常に困難になる欠点がある。
上記した従来のアナログＦＰＵの受信アンテナの方向調
整で、単純なスペクトラムアナライザが利用できたの
は、アナログＦＰＵが雑音に弱く、高い送信電力で送信
していたためだけではなく、変調に用いているＦＭ方式
が、伝送帯域利用効率の低い変調方式であったためでも
ある。
【０００４】図１２は、このＦＭ方式で変調された信号
の周波数分布を模式的に示したものであるが、高いピー
クを形成する搬送波を中心に、その両側に急激に減少し
ながら広がる分布になっている。図中に破線で示すレベ
ルは、送信電力が伝送帯域内全体に平坦に広がると仮定
して算出される平均電力レベルである。 図１２から分
かるように、ＦＭ信号の送信電力は搬送波に集中し、搬
送波は破線の平均電力レベルに比べて、極めて高いピー
クレベルを有している。そのため、受信アンテナの方向
が最適な方向から大きくずれている方向調整の初期段階
において、受信信号のレベルが極めて低く、平均電力レ
ベルが雑音の下に隠れている場合でも、図１３の様に、
搬送波のピークレベルを測定することが可能である。そ
のため、全く復調できない受信アンテナの方向調整の初
期段階から、受信アンテナの方向と受信レベルの関係を
測定することができ、容易に受信アンテナの方向を調整
することができた。これに対しＯＦＤＭ方式では、図１
１のように、ほぼ平均電力レベルに等しい平坦な分布に
なる。しかもＯＦＤＭ方式の伝送装置では、例えば各搬
送波を変調する変調方式としてＢＰＳＫを採用し、符号
化率１／２の畳み込み符号を用いて伝送すると、Ｃ／Ｎ
が約０ｄＢでも受信可能である。この状態では、受信信
号のレベルと雑音のレベルがほぼ等しくなるが、受信信
号の電力と雑音の電力の和からなる伝送帯域内の信号の
電力密度は、図１４のように、その外側の雑音のみの電
力レベルに対して３ｄＢ程度高くなる。 従って、スペ
クトラムアナライザを用いる方法でも、最適な方向に受
信アンテナを向ければ、何とか伝送信号の存在を確認す
ることができる。
の周波数分布を模式的に示したものであるが、高いピー
クを形成する搬送波を中心に、その両側に急激に減少し
ながら広がる分布になっている。図中に破線で示すレベ
ルは、送信電力が伝送帯域内全体に平坦に広がると仮定
して算出される平均電力レベルである。 図１２から分
かるように、ＦＭ信号の送信電力は搬送波に集中し、搬
送波は破線の平均電力レベルに比べて、極めて高いピー
クレベルを有している。そのため、受信アンテナの方向
が最適な方向から大きくずれている方向調整の初期段階
において、受信信号のレベルが極めて低く、平均電力レ
ベルが雑音の下に隠れている場合でも、図１３の様に、
搬送波のピークレベルを測定することが可能である。そ
のため、全く復調できない受信アンテナの方向調整の初
期段階から、受信アンテナの方向と受信レベルの関係を
測定することができ、容易に受信アンテナの方向を調整
することができた。これに対しＯＦＤＭ方式では、図１
１のように、ほぼ平均電力レベルに等しい平坦な分布に
なる。しかもＯＦＤＭ方式の伝送装置では、例えば各搬
送波を変調する変調方式としてＢＰＳＫを採用し、符号
化率１／２の畳み込み符号を用いて伝送すると、Ｃ／Ｎ
が約０ｄＢでも受信可能である。この状態では、受信信
号のレベルと雑音のレベルがほぼ等しくなるが、受信信
号の電力と雑音の電力の和からなる伝送帯域内の信号の
電力密度は、図１４のように、その外側の雑音のみの電
力レベルに対して３ｄＢ程度高くなる。 従って、スペ
クトラムアナライザを用いる方法でも、最適な方向に受
信アンテナを向ければ、何とか伝送信号の存在を確認す
ることができる。
【０００５】しかし、図１３の場合と同じように、受信
アンテナの方向が大きくずれると、ＯＦＤＭ信号のレベ
ルは、図１５のように雑音の下に完全に埋もれ、目で見
てもその存在すら確認できなくなる。送信場所が見える
近距離の伝送であれば、感に頼って方向調整を実施する
ことも可能である。しかし伝送距離が数キロを越える
と、ＧＰＳ等を利用して、送信場所と受信場所の正確な
位置関係を測定しなければ、受信アンテナの方向調整は
事実上不可能になる。本発明はこれらの欠点を除去し、
ＯＦＤＭ方式の受信装置において、Ｃ／Ｎが約０ｄＢ以
下になる受信アンテナの方向調整の初期段階でも、受信
信号のレベルを検出することができ、受信アンテナの方
向調整可能としたシステムを提供することを目的とす
る。
アンテナの方向が大きくずれると、ＯＦＤＭ信号のレベ
ルは、図１５のように雑音の下に完全に埋もれ、目で見
てもその存在すら確認できなくなる。送信場所が見える
近距離の伝送であれば、感に頼って方向調整を実施する
ことも可能である。しかし伝送距離が数キロを越える
と、ＧＰＳ等を利用して、送信場所と受信場所の正確な
位置関係を測定しなければ、受信アンテナの方向調整は
事実上不可能になる。本発明はこれらの欠点を除去し、
ＯＦＤＭ方式の受信装置において、Ｃ／Ｎが約０ｄＢ以
下になる受信アンテナの方向調整の初期段階でも、受信
信号のレベルを検出することができ、受信アンテナの方
向調整可能としたシステムを提供することを目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する
伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信
号のガード期間における相関演算を行い、当該相関演算
の結果得られるガード相関信号に基づき受信アンテナの
方向調整用信号を生成し、該受信アンテナの方向調整を
行うようにしたものである。また、ガード期間を含んだ
ＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、
受信信号の上記ガード期間における相関演算を行い、当
該相関演算の結果得られるガード相関信号から上記受信
信号のレベルを算出し、該受信信号レベルに基づき受信
アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調
整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うように
したものである。また、上記生成される方向調整用信号
を、上記受信信号のレベルに応じて音質、音量、断続間
隔の少なくとも１つが変化する方向調整用の音の信号と
したものである。また、上記生成した方向調整用信号の
レベルを表示し、これに応じて受信アンテナの方向調整
を行うようにしたものである。また、ガード期間を含ん
だＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置におい
て、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行い
ガード相関信号を出力するガード相関算出回路と、該ガ
ード相関信号から上記受信信号のレベルを算出して出力
する受信レベル算出回路と、該算出した受信信号レベル
に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し出力す
る方向調整信号発生回路とを有し、該生成した方向調整
用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うようにし
たものである。
するため、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する
伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信
号のガード期間における相関演算を行い、当該相関演算
の結果得られるガード相関信号に基づき受信アンテナの
方向調整用信号を生成し、該受信アンテナの方向調整を
行うようにしたものである。また、ガード期間を含んだ
ＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、
受信信号の上記ガード期間における相関演算を行い、当
該相関演算の結果得られるガード相関信号から上記受信
信号のレベルを算出し、該受信信号レベルに基づき受信
アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調
整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うように
したものである。また、上記生成される方向調整用信号
を、上記受信信号のレベルに応じて音質、音量、断続間
隔の少なくとも１つが変化する方向調整用の音の信号と
したものである。また、上記生成した方向調整用信号の
レベルを表示し、これに応じて受信アンテナの方向調整
を行うようにしたものである。また、ガード期間を含ん
だＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置におい
て、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行い
ガード相関信号を出力するガード相関算出回路と、該ガ
ード相関信号から上記受信信号のレベルを算出して出力
する受信レベル算出回路と、該算出した受信信号レベル
に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し出力す
る方向調整信号発生回路とを有し、該生成した方向調整
用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うようにし
たものである。
【０００７】また、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を
伝送する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記
ガード期間における相関演算を行いガード相関信号を出
力するガード相関算出回路と、該ガード相関信号から上
記受信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出
回路と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテ
ナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生
回路と、該生成した方向調整信号を上記受信アンテナに
伝送する伝送系を有するものである。また、ガード期間
を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送システムにおい
て、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行
い、ガード相関信号あるいはその絶対値信号を算出する
復調装置から出力される上記ガード相関信号あるいはそ
の絶対値信号を入力する入力端子と、該ガード相関信号
あるいはその絶対値信号から上記受信信号のレベルを算
出して出力する受信レベル算出回路と、該算出した受信
信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生
成し出力する方向調整信号発生回路と、該生成した方向
調整信号を出力する出力端子を有する受信アンテナ調整
用のアダプタである。また、ガード期間を含んだＯＦＤ
Ｍ信号を伝送する伝送システムにおいて、受信信号の上
記ガード期間における相関演算を行い、ガード相関信号
あるいはその絶対値信号を算出し、該ガード相関信号あ
るいはその絶対値信号に基づき上記受信信号のレベルを
算出する復調装置から出力される上記受信信号レベルを
入力する入力端子と、該受信信号レベルに基づき受信ア
ンテナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号
発生回路と、該生成した方向調整信号を出力する出力端
子を有する受信アンテナ調整用のアダプタである。
伝送する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記
ガード期間における相関演算を行いガード相関信号を出
力するガード相関算出回路と、該ガード相関信号から上
記受信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出
回路と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテ
ナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生
回路と、該生成した方向調整信号を上記受信アンテナに
伝送する伝送系を有するものである。また、ガード期間
を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送システムにおい
て、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行
い、ガード相関信号あるいはその絶対値信号を算出する
復調装置から出力される上記ガード相関信号あるいはそ
の絶対値信号を入力する入力端子と、該ガード相関信号
あるいはその絶対値信号から上記受信信号のレベルを算
出して出力する受信レベル算出回路と、該算出した受信
信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生
成し出力する方向調整信号発生回路と、該生成した方向
調整信号を出力する出力端子を有する受信アンテナ調整
用のアダプタである。また、ガード期間を含んだＯＦＤ
Ｍ信号を伝送する伝送システムにおいて、受信信号の上
記ガード期間における相関演算を行い、ガード相関信号
あるいはその絶対値信号を算出し、該ガード相関信号あ
るいはその絶対値信号に基づき上記受信信号のレベルを
算出する復調装置から出力される上記受信信号レベルを
入力する入力端子と、該受信信号レベルに基づき受信ア
ンテナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号
発生回路と、該生成した方向調整信号を出力する出力端
子を有する受信アンテナ調整用のアダプタである。
【０００８】また、上記受信レベル算出回路を、上記ガ
ード相関信号の絶対値のピーク位置を検出し、当該検出
したピーク位置におけるガード相関信号の複素ベクトル
信号としての絶対値のピーク値、その二乗値、該ピーク
値の平方根値、該ピーク値とその二乗値と平方根値の何
れかの値の平均値のいずれか１つを受信レベル信号とし
て出力する回路としたものである。また、上記方向調整
信号発生回路を、上記受信レベル信号自身、該受信信号
の実効値にほぼ比例する信号、該受信信号の電力値にほ
ぼ比例する信号、該受信信号のｄＢ値(対数値)にほぼ比
例する信号、該受信信号の受信レベルに応じた高さまた
は断続間隔の音の信号、該受信信号の受信レベルに応じ
た明るさまたは色または表示バーの長さ等のメータ表示
値を制御する信号、上記受信アンテナの方向を調整する
雲台の方向を制御する制御信号の内のいずれか１つの信
号を方向調整信号として出力する回路としたものであ
る。また、上記ガード相関信号、その絶対値信号、上記
受信レベル信号、上記方向調整信号の何れか１つの信号
波形とともに、これらの信号の最大レベルあるいは最小
レベルあるいは上記受信信号を正しく復調できる限界レ
ベルの内の少なくとも１つのレベルを表示するようにし
たものである。
ード相関信号の絶対値のピーク位置を検出し、当該検出
したピーク位置におけるガード相関信号の複素ベクトル
信号としての絶対値のピーク値、その二乗値、該ピーク
値の平方根値、該ピーク値とその二乗値と平方根値の何
れかの値の平均値のいずれか１つを受信レベル信号とし
て出力する回路としたものである。また、上記方向調整
信号発生回路を、上記受信レベル信号自身、該受信信号
の実効値にほぼ比例する信号、該受信信号の電力値にほ
ぼ比例する信号、該受信信号のｄＢ値(対数値)にほぼ比
例する信号、該受信信号の受信レベルに応じた高さまた
は断続間隔の音の信号、該受信信号の受信レベルに応じ
た明るさまたは色または表示バーの長さ等のメータ表示
値を制御する信号、上記受信アンテナの方向を調整する
雲台の方向を制御する制御信号の内のいずれか１つの信
号を方向調整信号として出力する回路としたものであ
る。また、上記ガード相関信号、その絶対値信号、上記
受信レベル信号、上記方向調整信号の何れか１つの信号
波形とともに、これらの信号の最大レベルあるいは最小
レベルあるいは上記受信信号を正しく復調できる限界レ
ベルの内の少なくとも１つのレベルを表示するようにし
たものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の伝送装置における受信ア
ンテナ方向調整システムの第１の実施例による構成例を
図１に示し、受信側を中心にして説明する。送信装置１
２の送信前処理回路１３ａに入力された情報符号は、誤
り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへの変調等の前処理に
より、各搬送波の信号を表す周波数分布イメージの信号
列に変換され、逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)回路１３ｂで
時間波形を表す信号列に変換される。そしてガードイン
ターバル挿入回路１３ｃで、後述の様に、伝送路での遅
延波に起因する受信側での符号間干渉の影響を少なくす
るため、送信されるＯＦＤＭ信号にガードインターバル
が付加される。 このガードインターバルを挿入された
信号は、送信後処理回路１３ｄにおいてさらに直交変
調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施され
た後、送信アンテナ１１から送信される。この送信され
たＯＦＤＭ伝送信号は、受信アンテナ１で受信され、ケ
ーブルを通して復調装置２に送られる。 復調装置２に
入力された受信信号は、ダウンコンバータ３ａ、Ａ／Ｄ
変換回路３ｂでディジタルの複素ベクトル信号に変換さ
れた後、伝送された情報符号を復調する信号処理を実施
するＦＦＴ(フーリエ変換)回路３ｃ、伝送路応答等化回
路３ｄ、復調＆復号回路３ｅ等からなる本線系の経路に
入力されるとともに、別経路にあるガード相関算出回路
４に入力される。
ンテナ方向調整システムの第１の実施例による構成例を
図１に示し、受信側を中心にして説明する。送信装置１
２の送信前処理回路１３ａに入力された情報符号は、誤
り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへの変調等の前処理に
より、各搬送波の信号を表す周波数分布イメージの信号
列に変換され、逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)回路１３ｂで
時間波形を表す信号列に変換される。そしてガードイン
ターバル挿入回路１３ｃで、後述の様に、伝送路での遅
延波に起因する受信側での符号間干渉の影響を少なくす
るため、送信されるＯＦＤＭ信号にガードインターバル
が付加される。 このガードインターバルを挿入された
信号は、送信後処理回路１３ｄにおいてさらに直交変
調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施され
た後、送信アンテナ１１から送信される。この送信され
たＯＦＤＭ伝送信号は、受信アンテナ１で受信され、ケ
ーブルを通して復調装置２に送られる。 復調装置２に
入力された受信信号は、ダウンコンバータ３ａ、Ａ／Ｄ
変換回路３ｂでディジタルの複素ベクトル信号に変換さ
れた後、伝送された情報符号を復調する信号処理を実施
するＦＦＴ(フーリエ変換)回路３ｃ、伝送路応答等化回
路３ｄ、復調＆復号回路３ｅ等からなる本線系の経路に
入力されるとともに、別経路にあるガード相関算出回路
４に入力される。
【００１０】このガード相関算出回路４では、シンボル
期間の境界点を検出する方法として特開平７−０９９４
８６号公報に開示されている演算と類似の演算を実施す
る。本発明の方法では、全てこのガード相関算出回路４
で算出されるガード相関信号Ｃｇが出発点となるので、
初めにこの回路で実施する信号処理をやや詳しく説明し
ておく。ところで、上記したように、ＯＦＤＭ方式は、
一定の周波数間隔で配置された数百本の搬送波（キャリ
ア）を、それぞれ一定のシンボル期間Ｔｓ’でデジタル
変調して伝送する方式である。ＯＦＤＭ信号への変調に
は、通常、ポイント数Ｍ(例えば、Ｍ＝２０４８)のＩＦ
ＦＴ(逆フーリエ変換)が用いられる。送信側から送出さ
れる伝送信号の１シンボルは、図２に模式的に示すよう
に、このＩＦＦＴで変調された、ＭポイントのＯＦＤＭ
信号からなる有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ｂ＋ｂ)と、
１シンボルの最後のＭｇ(例えばＭｇ＝１２８)ポイント
期間Ｔｇ’の信号ｂを有効シンボル期間Ｔｓ前のガード
期間Ｔｇに複写したＭｇポイントのガードインターバル
信号ｂ’で構成される。なお、ａとａ’の部分、ｃと
ｃ’の部分についても同様である。
期間の境界点を検出する方法として特開平７−０９９４
８６号公報に開示されている演算と類似の演算を実施す
る。本発明の方法では、全てこのガード相関算出回路４
で算出されるガード相関信号Ｃｇが出発点となるので、
初めにこの回路で実施する信号処理をやや詳しく説明し
ておく。ところで、上記したように、ＯＦＤＭ方式は、
一定の周波数間隔で配置された数百本の搬送波（キャリ
ア）を、それぞれ一定のシンボル期間Ｔｓ’でデジタル
変調して伝送する方式である。ＯＦＤＭ信号への変調に
は、通常、ポイント数Ｍ(例えば、Ｍ＝２０４８)のＩＦ
ＦＴ(逆フーリエ変換)が用いられる。送信側から送出さ
れる伝送信号の１シンボルは、図２に模式的に示すよう
に、このＩＦＦＴで変調された、ＭポイントのＯＦＤＭ
信号からなる有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ｂ＋ｂ)と、
１シンボルの最後のＭｇ(例えばＭｇ＝１２８)ポイント
期間Ｔｇ’の信号ｂを有効シンボル期間Ｔｓ前のガード
期間Ｔｇに複写したＭｇポイントのガードインターバル
信号ｂ’で構成される。なお、ａとａ’の部分、ｃと
ｃ’の部分についても同様である。
【００１１】以上の知識を基に、図１のガード相関算出
回路４で実施される処理を、図３の回路例を用いて説明
する。Ａ／Ｄ変換回路３ｂでサンプリングされ、ガード
相関算出回路４に入力された複素ベクトル信号Ｚin(ｍ)
は２つに分岐され、その一方は遅延回路４１に入力さ
れ、図４（ａ）の下段の信号の様に、有効シンボル期間
Ｔｓに相当するサンプリング数Ｍ(例えばＭ＝２０４８)
だけ遅延される。ここで、ｍはサンプル点の番号であ
る。図１のＡ／Ｄ変換回路３ｂでは、送信装置１２のＩ
ＦＦＴで用いられるクロック周波数と同じ周波数のクロ
ックを用いてサンプリングするので、有効シンボル期間
Ｔｓのサンプル点数は、ＩＦＦＴのポイント数Ｍに等し
くなる。この有効シンボル期間Ｔｓだけ遅延された信号
Ｚin(ｍ−Ｍ)と、遅延前の信号Ｚin(ｍ)は、複素乗算回
路４２でサンプル点毎に複素乗算され、 Ｚmul(ｍ)＝Ｚin(ｍ)×Ｚin(ｍ−Ｍ)* ・・・・・・・・・・・（１） が算出される。この複素乗算信号の波形を、図４（ｂ）
に模式的に示す。ここで、同じ信号であるｂとｂ’を乗
算する範囲の値は｜ｂ(ｍ)｜2＋ｊ・０となり、図４の
期間２１のように、正の実数値になる。なお、ＯＦＤＭ
信号は、ランダム雑音に近い波形であり、その振幅値で
ある｜ｂ(ｍ)｜2の値もランダムに振動する。そのた
め、正確には、図４の期間２１のＩ成分(実数成分)のレ
ベルもランダムに振動する。しかし後述する雑音の影響
との混同を避けるため、ここでは直線を用いて模式的に
示した。
回路４で実施される処理を、図３の回路例を用いて説明
する。Ａ／Ｄ変換回路３ｂでサンプリングされ、ガード
相関算出回路４に入力された複素ベクトル信号Ｚin(ｍ)
は２つに分岐され、その一方は遅延回路４１に入力さ
れ、図４（ａ）の下段の信号の様に、有効シンボル期間
Ｔｓに相当するサンプリング数Ｍ(例えばＭ＝２０４８)
だけ遅延される。ここで、ｍはサンプル点の番号であ
る。図１のＡ／Ｄ変換回路３ｂでは、送信装置１２のＩ
ＦＦＴで用いられるクロック周波数と同じ周波数のクロ
ックを用いてサンプリングするので、有効シンボル期間
Ｔｓのサンプル点数は、ＩＦＦＴのポイント数Ｍに等し
くなる。この有効シンボル期間Ｔｓだけ遅延された信号
Ｚin(ｍ−Ｍ)と、遅延前の信号Ｚin(ｍ)は、複素乗算回
路４２でサンプル点毎に複素乗算され、 Ｚmul(ｍ)＝Ｚin(ｍ)×Ｚin(ｍ−Ｍ)* ・・・・・・・・・・・（１） が算出される。この複素乗算信号の波形を、図４（ｂ）
に模式的に示す。ここで、同じ信号であるｂとｂ’を乗
算する範囲の値は｜ｂ(ｍ)｜2＋ｊ・０となり、図４の
期間２１のように、正の実数値になる。なお、ＯＦＤＭ
信号は、ランダム雑音に近い波形であり、その振幅値で
ある｜ｂ(ｍ)｜2の値もランダムに振動する。そのた
め、正確には、図４の期間２１のＩ成分(実数成分)のレ
ベルもランダムに振動する。しかし後述する雑音の影響
との混同を避けるため、ここでは直線を用いて模式的に
示した。
【００１２】一方、図４の期間２２の様に、Ｃ×Ｂ
*等、互いに異なる複素ベクトル信号を乗算する期間の
複素乗算信号は、ランダムなままの波形（但し振幅が二
乗された波形）になる。図３の複素乗算回路４２から出
力された複素ベクトル信号Ｚmul(ｍ)は、相関演算回路
４３内のシフトレジスタに順次入力され、下記（２）式
に示すように、各サンプル点毎に、シフトレジスタ内の
Ｍｇサンプルの信号の加算演算、 Ｃｇ(ｍ)＝ΣＺmul(ｍ−ｋ) (但し、ｋ＝０〜Ｍｇ−１) ・・・・（２） を実施し、ガード相関信号Ｃｇとして出力する。図４
（ｃ）は、このガード相関信号Ｃｇの波形を模式的に示
したものである。サンプル点２３では、加算する信号が
ランダムに変化するＭｇサンプルの信号であるため、互
いに打ち消し合いレベルが比較的小さくランダムな信号
になる。これに対し、サンプル点２４では加算する信号
が全て同じ信号ｂとｂ’同士の乗算値｜ｂ(ｍ)｜2＋ｊ
・０になる。そのためＩ成分では、Ｍｇ個の正の実数値
が、互いに打ち消し合うことなく全て加算されるように
なり、図４（ｃ）の太い矢印で示す様に、大きな正の実
数値の信号になる。また、Ｑ成分では、加算すべき値が
全て０に成るため、加算結果も０に成る。
*等、互いに異なる複素ベクトル信号を乗算する期間の
複素乗算信号は、ランダムなままの波形（但し振幅が二
乗された波形）になる。図３の複素乗算回路４２から出
力された複素ベクトル信号Ｚmul(ｍ)は、相関演算回路
４３内のシフトレジスタに順次入力され、下記（２）式
に示すように、各サンプル点毎に、シフトレジスタ内の
Ｍｇサンプルの信号の加算演算、 Ｃｇ(ｍ)＝ΣＺmul(ｍ−ｋ) (但し、ｋ＝０〜Ｍｇ−１) ・・・・（２） を実施し、ガード相関信号Ｃｇとして出力する。図４
（ｃ）は、このガード相関信号Ｃｇの波形を模式的に示
したものである。サンプル点２３では、加算する信号が
ランダムに変化するＭｇサンプルの信号であるため、互
いに打ち消し合いレベルが比較的小さくランダムな信号
になる。これに対し、サンプル点２４では加算する信号
が全て同じ信号ｂとｂ’同士の乗算値｜ｂ(ｍ)｜2＋ｊ
・０になる。そのためＩ成分では、Ｍｇ個の正の実数値
が、互いに打ち消し合うことなく全て加算されるように
なり、図４（ｃ）の太い矢印で示す様に、大きな正の実
数値の信号になる。また、Ｑ成分では、加算すべき値が
全て０に成るため、加算結果も０に成る。
【００１３】サンプル点２５の様にサンプル点２４から
少しずれると、加算する正の実数値の数が減り、代わり
に互いに打ち消し合うランダムな信号の数が増加する。
そのため、Ｉ成分のレベルは徐々に小さくなる。また、
Ｑ成分の値は逆に徐々に増大し、ランダムに振動する信
号になる。そのため、図１のガード相関算出回路４から
出力されるガード相関信号Ｃｇは、図４（ｃ）の様に、
Ｉ成分はシンボル期間の境界点でピークを持つほぼ三角
形の波形になり、Ｑ成分は逆に境界点でほぼ０に成る波
形になる。なお、以上の説明は、受信装置のＬｏ周波数
(局部発振周波数)の同期が引き込まれた場合にのみ成り
立つ。受信アンテナの方向調整の初期段階のように同期
が確立されていない時は、図４（ｃ）のＩ成分とＱ成分
で構成される複素ベクトル信号は、任意の方向に回転さ
れた信号になる。
少しずれると、加算する正の実数値の数が減り、代わり
に互いに打ち消し合うランダムな信号の数が増加する。
そのため、Ｉ成分のレベルは徐々に小さくなる。また、
Ｑ成分の値は逆に徐々に増大し、ランダムに振動する信
号になる。そのため、図１のガード相関算出回路４から
出力されるガード相関信号Ｃｇは、図４（ｃ）の様に、
Ｉ成分はシンボル期間の境界点でピークを持つほぼ三角
形の波形になり、Ｑ成分は逆に境界点でほぼ０に成る波
形になる。なお、以上の説明は、受信装置のＬｏ周波数
(局部発振周波数)の同期が引き込まれた場合にのみ成り
立つ。受信アンテナの方向調整の初期段階のように同期
が確立されていない時は、図４（ｃ）のＩ成分とＱ成分
で構成される複素ベクトル信号は、任意の方向に回転さ
れた信号になる。
【００１４】図１のガード相関算出回路４から出力され
たガード相関信号Ｃｇは、受信信号のレベルを算出する
ために、受信レベル算出回路５に入力される。図５は、
この受信レベル算出回路５の内部回路の例を示したもの
である。受信レベル算出回路５に入力されたガード相関
信号Ｃｇは、図５のピーク点検出回路５１に入力され、
ここで１シンボル期間Ｔｓ’毎に、ガード相関信号Ｃｇ
の複素ベクトル信号としての絶対値の、そのシンボル期
間内におけるピーク点が検出される。検出されたピーク
位置を表すピーク位置信号とガード相関信号Ｃｇは、Ｉ
成分絶対値のピーク点値算出回路５２とＱ成分絶対値の
ピーク点値算出回路５３に入力される。そして、それぞ
れの回路で、検出したピーク点における、ガード相関信
号ＣｇのＩ成分の絶対値｜ｍａｘＩｃ｜とＱ成分の絶対
値｜ｍａｘＱｃ｜を算出した後、ピーク点値加算回路５
４でそれらの加算値｜ｍａｘＩｃ｜＋｜ｍａｘＱｃ｜を
算出する。これはガード相関信号Ｃｇの複素ベクトル信
号としての絶対値の近似値を算出する演算で、正確な絶
対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝√(ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ*)を
算出するのが好ましい。ここで、ｍａｘＣｇはガード相
関信号Ｃｇのピーク点における値(複素ベクトル信号)で
ある。
たガード相関信号Ｃｇは、受信信号のレベルを算出する
ために、受信レベル算出回路５に入力される。図５は、
この受信レベル算出回路５の内部回路の例を示したもの
である。受信レベル算出回路５に入力されたガード相関
信号Ｃｇは、図５のピーク点検出回路５１に入力され、
ここで１シンボル期間Ｔｓ’毎に、ガード相関信号Ｃｇ
の複素ベクトル信号としての絶対値の、そのシンボル期
間内におけるピーク点が検出される。検出されたピーク
位置を表すピーク位置信号とガード相関信号Ｃｇは、Ｉ
成分絶対値のピーク点値算出回路５２とＱ成分絶対値の
ピーク点値算出回路５３に入力される。そして、それぞ
れの回路で、検出したピーク点における、ガード相関信
号ＣｇのＩ成分の絶対値｜ｍａｘＩｃ｜とＱ成分の絶対
値｜ｍａｘＱｃ｜を算出した後、ピーク点値加算回路５
４でそれらの加算値｜ｍａｘＩｃ｜＋｜ｍａｘＱｃ｜を
算出する。これはガード相関信号Ｃｇの複素ベクトル信
号としての絶対値の近似値を算出する演算で、正確な絶
対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝√(ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ*)を
算出するのが好ましい。ここで、ｍａｘＣｇはガード相
関信号Ｃｇのピーク点における値(複素ベクトル信号)で
ある。
【００１５】ところで、受信アンテナの方向が最適な方
向に向けられているときは、受信信号のレベルが大き
く、雑音を無視することができるので、ＯＦＤＭ信号の
みからなる信号が得られると近似できる。そのため、ピ
ーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、 ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝Σ｜ｂ(ｋ)｜2＝Ｍｇ×｛１／Ｍｇ×Σ｜ｂ(ｋ)｜2｝ (但し、ｋ＝１〜Ｍｇ) ・・・・・・（３） と近似できるが、Ｍｇが充分大きな値になると、括弧内
の式は、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信
号の平均電力の算出式に近づく。通常、Ｍｇの値は約１
２８サンプルあるいはそれ以上の大きな正数であるた
め、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の
平均電力をσ2とすると、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、
値Ｍｇ×σ2に近い値、すなわち平均電力σ2にほぼ比例
した値になる。
向に向けられているときは、受信信号のレベルが大き
く、雑音を無視することができるので、ＯＦＤＭ信号の
みからなる信号が得られると近似できる。そのため、ピ
ーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、 ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝Σ｜ｂ(ｋ)｜2＝Ｍｇ×｛１／Ｍｇ×Σ｜ｂ(ｋ)｜2｝ (但し、ｋ＝１〜Ｍｇ) ・・・・・・（３） と近似できるが、Ｍｇが充分大きな値になると、括弧内
の式は、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信
号の平均電力の算出式に近づく。通常、Ｍｇの値は約１
２８サンプルあるいはそれ以上の大きな正数であるた
め、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の
平均電力をσ2とすると、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、
値Ｍｇ×σ2に近い値、すなわち平均電力σ2にほぼ比例
した値になる。
【００１６】一方、受信アンテナの方向が誤った方向に
向けられているときは、ＯＦＤＭ信号を殆ど受信でき
ず、極端な場合、ガード相関算出回路４に入力される信
号は、殆ど雑音のみになる。この場合、複素乗算するＺ
in(ｍ)とＺin(ｍ−Ｍ)*の間には相関が無くなるため、
Ｚmul(ｍ)は、ガード相関算出回路４に入力される雑音
の電力σｎ2にほぼ等しい実効値を持つ、ランダムな信
号になる。そのため、Ｍｇサンプル分のＺmul(ｍ)を加
算すると、極性が逆の値同士が打ち消し合い、ガード相
関信号Ｃｇ(ｍ)は、ほぼσｎ2×√Ｍｇ程度の実効値を
持つランダムな信号になる。
向けられているときは、ＯＦＤＭ信号を殆ど受信でき
ず、極端な場合、ガード相関算出回路４に入力される信
号は、殆ど雑音のみになる。この場合、複素乗算するＺ
in(ｍ)とＺin(ｍ−Ｍ)*の間には相関が無くなるため、
Ｚmul(ｍ)は、ガード相関算出回路４に入力される雑音
の電力σｎ2にほぼ等しい実効値を持つ、ランダムな信
号になる。そのため、Ｍｇサンプル分のＺmul(ｍ)を加
算すると、極性が逆の値同士が打ち消し合い、ガード相
関信号Ｃｇ(ｍ)は、ほぼσｎ2×√Ｍｇ程度の実効値を
持つランダムな信号になる。
【００１７】また、受信アンテナの方向調整の途中で
は、無視できないレベルの雑音が混入したＯＦＤＭ信号
がガード相関算出回路４に入力されるが、この場合に算
出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、入力されるＯＦＤ
Ｍ信号成分の電力σ2に比例する値Ｍｇ×σ2を有する信
号に、混入している雑音成分の電力σｎ2に比例した実
効値σｎ2×√Ｍｇを持つランダムな信号が加算された
信号になる。従って、受信信号のＣＮ比がσ／σｎの場
合、 ＳＮ比 (Ｍｇ×σ2)／(σｎ2×√Ｍｇ)＝(σ／σｎ)2×
√Ｍｇ のＯＦＤＭ信号のピーク値が得られる。例えばガードイ
ンターバルの長さＭｇが１２８サンプルの場合、受信信
号のＣＮ比が０ｄＢ＝２０・ｌｏｇ(σ／σｎ)であって
も、 ２０・ｌｏｇ［(σ／σｎ)2×√Ｍｇ］ ＝２×２０・ｌｏｇ(σ／σｎ)＋２０・ｌｏｇ(√Ｍｇ)＝２１ｄＢ の良好なＳＮ比の、ＯＦＤＭ信号のピーク値が得られ
る。
は、無視できないレベルの雑音が混入したＯＦＤＭ信号
がガード相関算出回路４に入力されるが、この場合に算
出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、入力されるＯＦＤ
Ｍ信号成分の電力σ2に比例する値Ｍｇ×σ2を有する信
号に、混入している雑音成分の電力σｎ2に比例した実
効値σｎ2×√Ｍｇを持つランダムな信号が加算された
信号になる。従って、受信信号のＣＮ比がσ／σｎの場
合、 ＳＮ比 (Ｍｇ×σ2)／(σｎ2×√Ｍｇ)＝(σ／σｎ)2×
√Ｍｇ のＯＦＤＭ信号のピーク値が得られる。例えばガードイ
ンターバルの長さＭｇが１２８サンプルの場合、受信信
号のＣＮ比が０ｄＢ＝２０・ｌｏｇ(σ／σｎ)であって
も、 ２０・ｌｏｇ［(σ／σｎ)2×√Ｍｇ］ ＝２×２０・ｌｏｇ(σ／σｎ)＋２０・ｌｏｇ(√Ｍｇ)＝２１ｄＢ の良好なＳＮ比の、ＯＦＤＭ信号のピーク値が得られ
る。
【００１８】図５の平均化回路５５は、得られるピーク
値のＳＮ比をさらに上げるために、ピーク点値加算回路
５４からシンボル毎に出力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ
｜の平均値を算出する回路である。具体的には、一定数
のピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の加算平均を算出する回路ま
たはシンボル毎に入力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の
帯域を制限するＬＰＦ(ローパスフィルタ)を用いれば良
い。例えば、６４シンボルのピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の
加算平均を算出するだけで、ＳＮ比をさらに、１０・ｌ
ｏｇ(６４)＝１８ｄＢ改善することができる。この平均
化の演算には、この他、上記した値｜ｂ(ｍ)｜2のラン
ダムな振動の影響で発生する、ピーク値のランダムな変
動を低減する効果も得られる。
値のＳＮ比をさらに上げるために、ピーク点値加算回路
５４からシンボル毎に出力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ
｜の平均値を算出する回路である。具体的には、一定数
のピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の加算平均を算出する回路ま
たはシンボル毎に入力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の
帯域を制限するＬＰＦ(ローパスフィルタ)を用いれば良
い。例えば、６４シンボルのピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の
加算平均を算出するだけで、ＳＮ比をさらに、１０・ｌ
ｏｇ(６４)＝１８ｄＢ改善することができる。この平均
化の演算には、この他、上記した値｜ｂ(ｍ)｜2のラン
ダムな振動の影響で発生する、ピーク値のランダムな変
動を低減する効果も得られる。
【００１９】ところで、以上の演算で算出されるピーク
値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、ガード相関算出回路４に入力され
る信号Ｚinに含まれるＯＦＤＭ信号成分の電力σ2に比
例する値であり、必ずしも受信した信号の電力レベルＰ
ｓに比例しない。通常、受信装置では、受信条件で大き
く変化する受信信号のレベルをＡＧＣ回路でほぼ一定レ
ベルの信号に変換してから、各種の信号処理を実施す
る。ガード相関算出回路４に入力される信号Ｚinの電力
も、常にほぼ一定に保たれる。
値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、ガード相関算出回路４に入力され
る信号Ｚinに含まれるＯＦＤＭ信号成分の電力σ2に比
例する値であり、必ずしも受信した信号の電力レベルＰ
ｓに比例しない。通常、受信装置では、受信条件で大き
く変化する受信信号のレベルをＡＧＣ回路でほぼ一定レ
ベルの信号に変換してから、各種の信号処理を実施す
る。ガード相関算出回路４に入力される信号Ｚinの電力
も、常にほぼ一定に保たれる。
【００２０】従って、受信されるＯＦＤＭ信号のレベル
が大きい時は、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦ
ＤＭ信号の電力レベルσ2がほぼ一定になるように制御
されてしまい、受信レベル算出回路５で算出されるピー
ク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の大きさも、ほぼ一定になる。その
ため通常は、算出したピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜から、受
信されたＯＦＤＭ信号の正確な電力レベルＰｓを検出す
ることはできない。しかし、実際にＡＧＣ回路で制御さ
れる信号は、受信された電力レベルＰｓのＯＦＤＭ信号
と混入された電力レベルＰｎの雑音からなる信号全体の
電力レベルＰtot＝Ｐｓ＋Ｐｎである。そのため、ガー
ド相関算出回路４に入力される信号Ｚinに含まれるＯＦ
ＤＭ信号の電力レベルは、正確には、 σ2＝Ｐｓ／Ｐtot＝(Ｐｓ／Ｐｎ)×１／(Ｐｓ／Ｐｎ＋
１) となる。
が大きい時は、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦ
ＤＭ信号の電力レベルσ2がほぼ一定になるように制御
されてしまい、受信レベル算出回路５で算出されるピー
ク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の大きさも、ほぼ一定になる。その
ため通常は、算出したピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜から、受
信されたＯＦＤＭ信号の正確な電力レベルＰｓを検出す
ることはできない。しかし、実際にＡＧＣ回路で制御さ
れる信号は、受信された電力レベルＰｓのＯＦＤＭ信号
と混入された電力レベルＰｎの雑音からなる信号全体の
電力レベルＰtot＝Ｐｓ＋Ｐｎである。そのため、ガー
ド相関算出回路４に入力される信号Ｚinに含まれるＯＦ
ＤＭ信号の電力レベルは、正確には、 σ2＝Ｐｓ／Ｐtot＝(Ｐｓ／Ｐｎ)×１／(Ｐｓ／Ｐｎ＋
１) となる。
【００２１】一方、受信アンテナの方向調整において、
受信信号のレベルの検出が最も重要になるのは、受信ア
ンテナの方向がずれ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力レ
ベルＰｓが減少し、受信装置のヘッドＡＭＰで発生する
雑音の電力レベルＰｎの方が大きくなった時である。こ
のように、ＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓより雑音の電
力レベルＰｎの方が充分大きくなると、Ｐｓ／Ｐｎ＋１
≒１の近似が成り立つ様になり、ガード相関算出回路４
に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、σ2≒Ｐｓ
／Ｐｎと近似できるようになる。ここで、ヘッドＡＭＰ
で発生する雑音の電力レベルＰｎは、受信装置の回路の
性能で決まる一定値なので、結局、ガード相関算出回路
４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルσ2は、受信
されたＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓにほぼ比例した値
になる。従って、受信レベル算出回路５で算出したピー
ク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜も、受信されたＯＦＤＭ信号の電力
レベルＰｓにほぼ比例した値になり、そのレベルを検出
することができる。しかも、上記した様に、ピーク値ｍ
ａｘ｜Ｃｇ｜は、約２１ｄＢ＋１８ｄＢ＝３９ｄＢもの
高ＳＮ比の値である。そのため、受信アンテナの方向が
誤った方向に向けられ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力
レベルが、図１５の様に雑音レベルより２０ｄＢ程度以
上低下しても、その信号の存在だけでなく、そのレベル
変化をも検出することができる。
受信信号のレベルの検出が最も重要になるのは、受信ア
ンテナの方向がずれ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力レ
ベルＰｓが減少し、受信装置のヘッドＡＭＰで発生する
雑音の電力レベルＰｎの方が大きくなった時である。こ
のように、ＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓより雑音の電
力レベルＰｎの方が充分大きくなると、Ｐｓ／Ｐｎ＋１
≒１の近似が成り立つ様になり、ガード相関算出回路４
に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、σ2≒Ｐｓ
／Ｐｎと近似できるようになる。ここで、ヘッドＡＭＰ
で発生する雑音の電力レベルＰｎは、受信装置の回路の
性能で決まる一定値なので、結局、ガード相関算出回路
４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルσ2は、受信
されたＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓにほぼ比例した値
になる。従って、受信レベル算出回路５で算出したピー
ク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜も、受信されたＯＦＤＭ信号の電力
レベルＰｓにほぼ比例した値になり、そのレベルを検出
することができる。しかも、上記した様に、ピーク値ｍ
ａｘ｜Ｃｇ｜は、約２１ｄＢ＋１８ｄＢ＝３９ｄＢもの
高ＳＮ比の値である。そのため、受信アンテナの方向が
誤った方向に向けられ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力
レベルが、図１５の様に雑音レベルより２０ｄＢ程度以
上低下しても、その信号の存在だけでなく、そのレベル
変化をも検出することができる。
【００２２】そこで、受信レベル算出回路５からは、こ
のようにして算出され平均化されたピーク値ｍａｘ｜Ｃ
ｇ｜を、受信レベル信号として出力する。受信レベル算
出回路５から出力された受信レベル信号は方向調整信号
発生回路６に入力され、受信アンテナ１の調整に適した
信号に変換され、方向調整信号として出力される。この
方向調整信号としては、例えば受信アンテナ１の調整を
実施するときは、受信アンテナの調整者が調整し易いよ
うに、受信レベルが高いほど高音になる、あるいは受信
レベルが高いほど間隔が狭くなる断続音等のビープ音を
発生させる方向調整信号を出力するようにする。あるい
は、オシロスコープ等でその電圧変化を観察しながらレ
ベルが最大になるように調整する等、受信レベルを測定
しながら受信アンテナの方向を調整する場合は、受信レ
ベル信号の値を、調整が容易になる単位系の値、例えば
ｄＢ値等の値に変換して得た信号を、方向調整信号とし
て出力するようにする。あるいは、受信レベルを表示す
るメータを用い受信レベルを測定しながら受信アンテナ
の方向を調整する場合は、受信レベルに応じた明るさ、
色または表示バーの長さ等のメータ表示値を制御する信
号を、方向調整信号として出力するようにする。あるい
は、受信アンテナの雲台を小さく動かした時に、受信レ
ベルが増加するときは、更に同じ方向に移動し、減少す
るときは反対方向に動かすことにより、最適な方向に受
信アンテナを制御する方法を用いる場合は、受信レベル
信号の値を雲台の制御が容易になる単位系の値に変換し
て得た信号を、方向調整信号として出力するようにす
る。勿論、雲台の制御信号を方向調整信号として出力す
るようにしても良い。このように、本実施例によるＯＦ
ＤＭ方式の復調装置を用いると、受信されるＯＦＤＭ信
号のＣＮ比が０ｄＢ以下になり、従来と同じ方法、即ち
スペクトラムアナライザを用いる方法では、ＯＦＤＭ信
号の存在すら検出できないような受信アンテナの方向調
整の初期段階においても、ＯＦＤＭ信号の存在を検出で
きるようになるだけでなく、受信されたＯＦＤＭ信号の
電力レベルとその変化量を、高ＳＮ比で測定することが
できるようになる。そのため、受信アンテナの方向を変
えながら、受信されるＯＦＤＭ信号レベルが最大になる
方向を探すことができるようになり、算出した受信レベ
ル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができ
るシステムを構築することができるようになる。
のようにして算出され平均化されたピーク値ｍａｘ｜Ｃ
ｇ｜を、受信レベル信号として出力する。受信レベル算
出回路５から出力された受信レベル信号は方向調整信号
発生回路６に入力され、受信アンテナ１の調整に適した
信号に変換され、方向調整信号として出力される。この
方向調整信号としては、例えば受信アンテナ１の調整を
実施するときは、受信アンテナの調整者が調整し易いよ
うに、受信レベルが高いほど高音になる、あるいは受信
レベルが高いほど間隔が狭くなる断続音等のビープ音を
発生させる方向調整信号を出力するようにする。あるい
は、オシロスコープ等でその電圧変化を観察しながらレ
ベルが最大になるように調整する等、受信レベルを測定
しながら受信アンテナの方向を調整する場合は、受信レ
ベル信号の値を、調整が容易になる単位系の値、例えば
ｄＢ値等の値に変換して得た信号を、方向調整信号とし
て出力するようにする。あるいは、受信レベルを表示す
るメータを用い受信レベルを測定しながら受信アンテナ
の方向を調整する場合は、受信レベルに応じた明るさ、
色または表示バーの長さ等のメータ表示値を制御する信
号を、方向調整信号として出力するようにする。あるい
は、受信アンテナの雲台を小さく動かした時に、受信レ
ベルが増加するときは、更に同じ方向に移動し、減少す
るときは反対方向に動かすことにより、最適な方向に受
信アンテナを制御する方法を用いる場合は、受信レベル
信号の値を雲台の制御が容易になる単位系の値に変換し
て得た信号を、方向調整信号として出力するようにす
る。勿論、雲台の制御信号を方向調整信号として出力す
るようにしても良い。このように、本実施例によるＯＦ
ＤＭ方式の復調装置を用いると、受信されるＯＦＤＭ信
号のＣＮ比が０ｄＢ以下になり、従来と同じ方法、即ち
スペクトラムアナライザを用いる方法では、ＯＦＤＭ信
号の存在すら検出できないような受信アンテナの方向調
整の初期段階においても、ＯＦＤＭ信号の存在を検出で
きるようになるだけでなく、受信されたＯＦＤＭ信号の
電力レベルとその変化量を、高ＳＮ比で測定することが
できるようになる。そのため、受信アンテナの方向を変
えながら、受信されるＯＦＤＭ信号レベルが最大になる
方向を探すことができるようになり、算出した受信レベ
ル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができ
るシステムを構築することができるようになる。
【００２３】次に、本発明の第２の実施例による受信装
置のシステム構成例を図６に示す。このシステム構成
は、受信レベル算出回路５と方向調整信号発生回路６
を、復調装置２’の外部のアダプタ７として分離した点
が、第１の実施例と異なる。ＯＦＤＭ方式の復調装置で
は、シンボルの境界位置の同期を検出するために、通
常、ガード相関算出回路４と同じ機能を持つガード相関
演算回路４’を有している。本実施例によるシステムで
は、この復調装置２’が通常有しているガード相関演算
回路４’から出力されるガード相関信号Ｃｇまたはその
絶対値｜Ｃｇ｜を利用する。そのため、本実施例の復調
装置２’では、従来の復調装置に、新たにガード相関信
号Ｃｇあるいはその絶対値｜Ｃｇ｜を出力する出力端子
を設けておくだけでよい。受信アンテナ１の方向調整を
実施する時は、ガード相関信号Ｃｇあるいはその絶対値
｜Ｃｇ｜を入力する端子と、方向調整信号発生回路６か
ら出力される方向調整信号を出力する端子を有するアダ
プタ７を別に用意する。これ以外の回路構成は第１の実
施例と同一なので、説明を省略する。この様に、本実施
例によるシステムにおいても、第１の実施例と同様に、
受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下になって
も、受信信号の電力レベルとその変化量を高ＳＮ比で測
定することができるようになり、受信アンテナの方向を
変えながら、受信信号のレベルが最大になる方向を探す
ことができるようになる。また、本実施例によるシステ
ムでは、従来の復調装置に、ガード相関信号を出力でき
る端子を新たに設ける小改造を施すだけで良い。そのた
め、既にＯＦＤＭ方式の復調装置を所有しているユーザ
も、新たに高価な復調装置に買い換えることなく、比較
的安価なアダプタを購入するだけで、受信アンテナの方
向調整が容易になるシステムを構築することができるよ
うになる効果が得られる。
置のシステム構成例を図６に示す。このシステム構成
は、受信レベル算出回路５と方向調整信号発生回路６
を、復調装置２’の外部のアダプタ７として分離した点
が、第１の実施例と異なる。ＯＦＤＭ方式の復調装置で
は、シンボルの境界位置の同期を検出するために、通
常、ガード相関算出回路４と同じ機能を持つガード相関
演算回路４’を有している。本実施例によるシステムで
は、この復調装置２’が通常有しているガード相関演算
回路４’から出力されるガード相関信号Ｃｇまたはその
絶対値｜Ｃｇ｜を利用する。そのため、本実施例の復調
装置２’では、従来の復調装置に、新たにガード相関信
号Ｃｇあるいはその絶対値｜Ｃｇ｜を出力する出力端子
を設けておくだけでよい。受信アンテナ１の方向調整を
実施する時は、ガード相関信号Ｃｇあるいはその絶対値
｜Ｃｇ｜を入力する端子と、方向調整信号発生回路６か
ら出力される方向調整信号を出力する端子を有するアダ
プタ７を別に用意する。これ以外の回路構成は第１の実
施例と同一なので、説明を省略する。この様に、本実施
例によるシステムにおいても、第１の実施例と同様に、
受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下になって
も、受信信号の電力レベルとその変化量を高ＳＮ比で測
定することができるようになり、受信アンテナの方向を
変えながら、受信信号のレベルが最大になる方向を探す
ことができるようになる。また、本実施例によるシステ
ムでは、従来の復調装置に、ガード相関信号を出力でき
る端子を新たに設ける小改造を施すだけで良い。そのた
め、既にＯＦＤＭ方式の復調装置を所有しているユーザ
も、新たに高価な復調装置に買い換えることなく、比較
的安価なアダプタを購入するだけで、受信アンテナの方
向調整が容易になるシステムを構築することができるよ
うになる効果が得られる。
【００２４】なお、第２の実施例における復調装置２’
と外部アダプタ７の分離方法としては、図７の様に、方
向調整信号発生回路６のみを、復調装置２’の外部アダ
プタ７として分離するようにしても、ほぼ同様の効果が
得られる。また、受信レベル算出回路５において、ピー
ク点におけるガード相関信号Ｃｇの正確な絶対値ｍａｘ
｜Ｃｇ｜＝√（ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ*）を算出する
には、ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ*によって、｜ｍａｘＣ
ｇ｜2を算出した後、その平方根を算出することにな
る。しかし、この平方根の算出を省略し、算出した｜ｍ
ａｘＣｇ｜2をそのまま受信レベル信号として出力する
ようにしても良い。但しこの場合、受信レベル信号のレ
ベルが第１の実施例の受信レベル信号の二乗になってい
ることを考慮して、方向調整信号への変換を実施する必
要がある。また、ピーク点におけるガード相関信号Ｃｇ
の絶対値を算出する際は、前もってガード相関信号Ｃｇ
をシンボル内で平均化し、図４（ｃ）の波形を滑らかに
した後、算出するようにしても良いのは明らかである。
また、方向調整信号発生回路６で算出される方向調整信
号は、受信レベル信号ｍａｘ｜Ｃｇ｜そのものでも良い
が、そのほか、受信レベル信号の平方根である√(ｍａ
ｘ｜Ｃｇ｜)、受信信号ｄＢ値に比例する１０×ｌｏｇ
(ｍａｘ｜Ｃｇ｜)等、他の単位系の値であっても良いの
は言うまでもない。
と外部アダプタ７の分離方法としては、図７の様に、方
向調整信号発生回路６のみを、復調装置２’の外部アダ
プタ７として分離するようにしても、ほぼ同様の効果が
得られる。また、受信レベル算出回路５において、ピー
ク点におけるガード相関信号Ｃｇの正確な絶対値ｍａｘ
｜Ｃｇ｜＝√（ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ*）を算出する
には、ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ*によって、｜ｍａｘＣ
ｇ｜2を算出した後、その平方根を算出することにな
る。しかし、この平方根の算出を省略し、算出した｜ｍ
ａｘＣｇ｜2をそのまま受信レベル信号として出力する
ようにしても良い。但しこの場合、受信レベル信号のレ
ベルが第１の実施例の受信レベル信号の二乗になってい
ることを考慮して、方向調整信号への変換を実施する必
要がある。また、ピーク点におけるガード相関信号Ｃｇ
の絶対値を算出する際は、前もってガード相関信号Ｃｇ
をシンボル内で平均化し、図４（ｃ）の波形を滑らかに
した後、算出するようにしても良いのは明らかである。
また、方向調整信号発生回路６で算出される方向調整信
号は、受信レベル信号ｍａｘ｜Ｃｇ｜そのものでも良い
が、そのほか、受信レベル信号の平方根である√(ｍａ
ｘ｜Ｃｇ｜)、受信信号ｄＢ値に比例する１０×ｌｏｇ
(ｍａｘ｜Ｃｇ｜)等、他の単位系の値であっても良いの
は言うまでもない。
【００２５】また上記したように、ガード相関算出回路
４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、１／(Ｐ
ｓ／Ｐｎ＋１)の式で特徴付けられる飽和特性を示す
が、この飽和特性を補正した信号を算出するようにする
ことが好ましいのは言うまでもない。また、図１の第１
の実施例においても、第２の実施例と同様、シンボルの
境界位置の同期を検出するためのガード相関演算回路か
ら出力されるガード相関信号Ｃｇを利用するようにして
も良いのは、明らかである。また、受信アンテナの方向
調整では、ガード相関信号をそのまま受信アンテナ部に
伝送する伝送系を設ければ、受信アンテナ部でオシロス
コープ等の表示装置で図４（ｃ）のＩ成分の波形に類似
したガード相関波形を観察しながら方向調整を実施する
ことができる。また、ガード相関信号あるいは方向調整
信号あるいは受信レベル信号の波形を表示させながら受
信アンテナの方向を調整する時は、例えば図８に示すよ
うに、表示する信号の最大値あるいは最小値あるいはそ
の両方が同時に表示されるようにするのが好ましい。あ
るいは図９のように、情報符号を正しく復調できる限界
レベルが同時に表示されるようにするのが好ましい。
４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、１／(Ｐ
ｓ／Ｐｎ＋１)の式で特徴付けられる飽和特性を示す
が、この飽和特性を補正した信号を算出するようにする
ことが好ましいのは言うまでもない。また、図１の第１
の実施例においても、第２の実施例と同様、シンボルの
境界位置の同期を検出するためのガード相関演算回路か
ら出力されるガード相関信号Ｃｇを利用するようにして
も良いのは、明らかである。また、受信アンテナの方向
調整では、ガード相関信号をそのまま受信アンテナ部に
伝送する伝送系を設ければ、受信アンテナ部でオシロス
コープ等の表示装置で図４（ｃ）のＩ成分の波形に類似
したガード相関波形を観察しながら方向調整を実施する
ことができる。また、ガード相関信号あるいは方向調整
信号あるいは受信レベル信号の波形を表示させながら受
信アンテナの方向を調整する時は、例えば図８に示すよ
うに、表示する信号の最大値あるいは最小値あるいはそ
の両方が同時に表示されるようにするのが好ましい。あ
るいは図９のように、情報符号を正しく復調できる限界
レベルが同時に表示されるようにするのが好ましい。
【００２６】また、図８あるいは図９の様に、最大値と
最小値あるいは更に復調できる限界レベルの内の少なく
とも何れか１つのレベルを表示できるようにするには、
これらのレベルを表す信号を別に送る様にしても良い。
しかし、図１０に例示する様に、ガード相関信号、方向
調整信号あるいは受信レベル信号の波形の間に、一定周
期毎に、最大レベル、最小レベルあるいは復調できる限
界レベルを表す信号を挿入しておくのが好ましい。一般
に電気信号は、ケーブル等で長距離伝送すると信号の大
きさ(Ｇａｉｎ)や直流レベルが変化する現象が起こる。
しかし、図１０の様に基準となるレベルの信号も同時に
伝送する様にすると、伝送の過程で信号のＧａｉｎや直
流レベルが変化しても、同時に伝送した基準レベルを用
いることで、正しいレベルの信号を容易に再生すること
ができる効果が得られる。
最小値あるいは更に復調できる限界レベルの内の少なく
とも何れか１つのレベルを表示できるようにするには、
これらのレベルを表す信号を別に送る様にしても良い。
しかし、図１０に例示する様に、ガード相関信号、方向
調整信号あるいは受信レベル信号の波形の間に、一定周
期毎に、最大レベル、最小レベルあるいは復調できる限
界レベルを表す信号を挿入しておくのが好ましい。一般
に電気信号は、ケーブル等で長距離伝送すると信号の大
きさ(Ｇａｉｎ)や直流レベルが変化する現象が起こる。
しかし、図１０の様に基準となるレベルの信号も同時に
伝送する様にすると、伝送の過程で信号のＧａｉｎや直
流レベルが変化しても、同時に伝送した基準レベルを用
いることで、正しいレベルの信号を容易に再生すること
ができる効果が得られる。
【００２７】また、図４（ｃ）の説明で述べたように、
ガード相関信号Ｃｇのピーク点ではＯＦＤＭ信号のＱ成
分はほぼ０になる。そのため、ガード相関算出回路４に
入力される信号Ｚinに雑音が混入している場合、このピ
ーク点のＱ成分の絶対値を加算する等の方法で、混入し
ている雑音のレベルを独立に算出することができる。そ
こで、このＱ成分から算出した雑音を利用して、例えば
ガード相関信号Ｃｇの絶対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜と上記のＱ
成分から算出した雑音レベルとの比を算出する等の方法
で受信レベルを算出することができる。受信アンテナの
方向調整の初期段階のように同期が確立されていない時
は、図４（ｃ）のＩ成分とＱ成分で構成される複素ベク
トルが、位相空間上の任意の方向に回転された信号にな
るため、座標変換等の複雑な演算が必要になるものの、
更に精度の高い受信レベル信号を得ることができる。
ガード相関信号Ｃｇのピーク点ではＯＦＤＭ信号のＱ成
分はほぼ０になる。そのため、ガード相関算出回路４に
入力される信号Ｚinに雑音が混入している場合、このピ
ーク点のＱ成分の絶対値を加算する等の方法で、混入し
ている雑音のレベルを独立に算出することができる。そ
こで、このＱ成分から算出した雑音を利用して、例えば
ガード相関信号Ｃｇの絶対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜と上記のＱ
成分から算出した雑音レベルとの比を算出する等の方法
で受信レベルを算出することができる。受信アンテナの
方向調整の初期段階のように同期が確立されていない時
は、図４（ｃ）のＩ成分とＱ成分で構成される複素ベク
トルが、位相空間上の任意の方向に回転された信号にな
るため、座標変換等の複雑な演算が必要になるものの、
更に精度の高い受信レベル信号を得ることができる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明した本発明による手段を用いる
と、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下にな
り、従来と同じ方法、即ち、スペクトラムアナライザを
用いる方法ではＯＦＤＭ信号の存在すら検出できないよ
うな受信アンテナの方向調整の初期段階においても、Ｏ
ＦＤＭ信号の存在を検出できるようになるだけでなく、
受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルとその変化量を、
高ＳＮ比で測定することができるようになる。そのた
め、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦ
ＤＭ信号のレベルが最大になる方向を探すことができる
ようになり、算出した受信レベル信号を用いて、容易に
受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築するこ
とができるようになる。
と、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下にな
り、従来と同じ方法、即ち、スペクトラムアナライザを
用いる方法ではＯＦＤＭ信号の存在すら検出できないよ
うな受信アンテナの方向調整の初期段階においても、Ｏ
ＦＤＭ信号の存在を検出できるようになるだけでなく、
受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルとその変化量を、
高ＳＮ比で測定することができるようになる。そのた
め、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦ
ＤＭ信号のレベルが最大になる方向を探すことができる
ようになり、算出した受信レベル信号を用いて、容易に
受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築するこ
とができるようになる。
【図１】第１の実施例のシステム構成の例
【図２】ＯＦＤＭ信号の構造の説明図
【図３】ガード相関算出回路の回路構成の例
【図４】ガード相関算出回路で実施する演算の説明図
【図５】受信レベル算出回路の回路構成の例
【図６】第２の実施例のシステム構成の例
【図７】第２の実施例に関わる別のシステム構成の例
【図８】第１の表示例
【図９】第２の表示例
【図１０】信号の波形例
【図１１】ＯＦＤＭ信号の周波数分布の説明図
【図１２】従来のアナログＦＰＵで用いるＦＭ信号の周
波数分布の説明図
波数分布の説明図
【図１３】アナログＦＰＵの受信アンテナの方向調整時
の周波数分布の説明図
の周波数分布の説明図
【図１４】ＯＦＤＭ信号を受信している時の周波数分布
の説明図
の説明図
【図１５】ＯＦＤＭ方式の受信装置の受信アンテナの方
向調整時の周波数分布の説明図
向調整時の周波数分布の説明図
１：受信アンテナ、２：復調装置、３：Ａ／Ｄ変換回
路、４：ガード相関算出回路、４’：ガード相関演算回
路、５：受信レベル算出回路、６：方向調整信号発生回
路、７：アダプタ、４１：遅延回路、４２：複素乗算回
路、４３：相関演算回路、５１：ピーク点検出回路、５
２：Ｉ成分絶対値のピーク点値算出回路、５３：Ｑ成分
絶対値のピーク点値算出回路、５４：ピーク点値加算回
路、５５：平均化回路。
路、４：ガード相関算出回路、４’：ガード相関演算回
路、５：受信レベル算出回路、６：方向調整信号発生回
路、７：アダプタ、４１：遅延回路、４２：複素乗算回
路、４３：相関演算回路、５１：ピーク点検出回路、５
２：Ｉ成分絶対値のピーク点値算出回路、５３：Ｑ成分
絶対値のピーク点値算出回路、５４：ピーク点値加算回
路、５５：平均化回路。
Claims (20)
- 【請求項１】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤ
Ｍ信号のガード期間における相関演算を行い、当該相関
演算の結果得られるガード相関信号に基づき受信アンテ
ナの方向調整用信号を生成し、該受信アンテナの方向調
整を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ
方向調整方法。 - 【請求項２】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記ガー
ド期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得
られるガード相関信号から上記受信信号のレベルを算出
し、該受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整
用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受
信アンテナの方向調整を行うことを特徴とするＯＦＤＭ
受信装置のアンテナ方向調整方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載のアンテナ方向調整方法
において、上記生成される方向調整用信号を、上記受信
信号のレベルに応じて音質、音量、断続間隔の少なくと
も１つが変化する方向調整用の音の信号としたことを特
徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ方向調整方法。 - 【請求項４】 請求項１または２に記載のアンテナ方向
調整方法において、上記生成した方向調整用信号のレベ
ルを表示し、これに応じて受信アンテナの方向調整を行
うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ方向調
整方法。 - 【請求項５】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記ガー
ド期間における相関演算を行いガード相関信号を出力す
るガード相関算出回路と、該ガード相関信号から上記受
信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出回路
と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテナの
方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路
とを有し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アン
テナの方向調整を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置。 - 【請求項６】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記ガー
ド期間における相関演算を行いガード相関信号を出力す
るガード相関算出回路と、該ガード相関信号から上記受
信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出回路
と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテナの
方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路
と、該生成した方向調整信号を上記受信アンテナに伝送
する伝送系を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信装
置。 - 【請求項７】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送システムにおいて、受信信号の上記ガード期間
における相関演算を行い、ガード相関信号を出力するガ
ード相関算出回路と、該ガード相関信号あるいはその絶
対値信号のレベルを算出して出力する出力端子を有する
ことを特徴とする伝送システムの復調装置。 - 【請求項８】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送システムにおいて、受信信号の上記ガード期間
における相関演算を行い、ガード相関信号を出力するガ
ード相関算出回路と、該ガード相関信号から上記受信信
号のレベルを算出して出力する受信レベル算出回路と、
該受信レベル信号を出力する出力端子を有することを特
徴とする伝送システムの復調装置。 - 【請求項９】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送
する伝送システムにおいて、受信信号の上記ガード期間
における相関演算を行い、ガード相関信号を出力するガ
ード相関算出回路と、該ガード相関信号から上記受信信
号のレベルを算出して出力する受信レベル算出回路と、
該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向
調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路と、
該生成した方向調整信号を出力する出力端子を有するこ
とを特徴とする伝送システムの復調装置。 - 【請求項１０】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝
送する伝送システムにおいて、受信信号の上記ガード期
間における相関演算を行い、ガード相関信号あるいはそ
の絶対値信号を算出する復調装置から出力される上記ガ
ード相関信号あるいはその絶対値信号を入力する入力端
子と、該ガード相関信号あるいはその絶対値信号から上
記受信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出
回路と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテ
ナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生
回路と、該生成した方向調整信号を出力する出力端子を
有することを特徴とする受信アンテナ調整用のアダプ
タ。 - 【請求項１１】 ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝
送する伝送システムにおいて、受信信号の上記ガード期
間における相関演算を行い、ガード相関信号あるいはそ
の絶対値信号を算出し、該ガード相関信号あるいはその
絶対値信号に基づき上記受信信号のレベルを算出する復
調装置から出力される上記受信信号レベルを入力する入
力端子と、該受信信号レベルに基づき受信アンテナの方
向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路
と、該生成した方向調整信号を出力する出力端子を有す
ることを特徴とする受信アンテナ調整用のアダプタ。 - 【請求項１２】 請求項５または６において、上記受信
レベル算出回路を、上記ガード相関信号の絶対値のピー
ク位置を検出し、当該検出したピーク位置におけるガー
ド相関信号の複素ベクトル信号としての絶対値のピーク
値、その二乗値、該ピーク値の平方根値、該ピーク値と
その二乗値と平方根値の何れかの値の平均値のいずれか
１つを受信レベル信号として出力する回路であることを
特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項１３】 請求項８または９において、上記受信
レベル算出回路を、上記ガード相関信号の絶対値のピー
ク位置を検出し、当該検出したピーク位置におけるガー
ド相関信号の複素ベクトル信号としての絶対値のピーク
値、その二乗値、該ピーク値の平方根値、該ピーク値と
その二乗値と平方根値の何れかの値の平均値のいずれか
１つを受信レベル信号として出力する回路であることを
特徴とする伝送システムの復調装置。 - 【請求項１４】 請求項１０において、上記受信レベル
算出回路を、上記ガード相関信号の絶対値のピーク位置
を検出し、当該検出したピーク位置におけるガード相関
信号の複素ベクトル信号としての絶対値のピーク値、そ
の二乗値、該ピーク値の平方根値、該ピーク値とその二
乗値と平方根値の何れかの値の平均値のいずれか１つを
受信レベル信号として出力する回路であることを特徴と
する受信アンテナ調整用のアダプタ。 - 【請求項１５】 請求項５、６または１２において、上
記方向調整信号発生回路を、上記受信レベル信号自身、
該受信信号の実効値にほぼ比例する信号、該受信信号の
電力値にほぼ比例する信号、該受信信号のｄＢ値(対数
値)にほぼ比例する信号、該受信信号の受信レベルに応
じた高さまたは断続間隔の音の信号、該受信信号の受信
レベルに応じた明るさまたは色または表示バーの長さ等
のメータ表示値を制御する信号、上記受信アンテナの方
向を調整する雲台の方向を制御する制御信号の内のいず
れか１つの信号を方向調整信号として出力する回路であ
ることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項１６】 請求項９において、上記方向調整信号
発生回路を、上記受信レベル信号自身、該受信信号の実
効値にほぼ比例する信号、該受信信号の電力値にほぼ比
例する信号、該受信信号のｄＢ値(対数値)にほぼ比例す
る信号、該受信信号の受信レベルに応じた高さまたは断
続間隔の音の信号、該受信信号の受信レベルに応じた明
るさまたは色または表示バーの長さ等のメータ表示値を
制御する信号、上記受信アンテナの方向を調整する雲台
の方向を制御する制御信号の内のいずれか１つの信号を
方向調整信号として出力する回路であることを特徴とす
る伝送システムの復調装置。 - 【請求項１７】 請求項１０、１１または１４におい
て、上記方向調整信号発生回路を、上記受信レベル信号
自身、該受信信号の実効値にほぼ比例する信号、該受信
信号の電力値にほぼ比例する信号、該受信信号のｄＢ値
(対数値)にほぼ比例する信号、該受信信号の受信レベル
に応じた高さまたは断続間隔の音の信号、該受信信号の
受信レベルに応じた明るさまたは色または表示バーの長
さ等のメータ表示値を制御する信号、上記受信アンテナ
の方向を調整する雲台の方向を制御する制御信号の内の
いずれか１つの信号を方向調整信号として出力する回路
であることを特徴とする受信アンテナ調整用のアダプ
タ。 - 【請求項１８】 請求項１乃至３において、上記ガード
相関信号、その絶対値信号、上記受信レベル信号、上記
方向調整信号の何れか１つの信号波形とともに、これら
の信号の最大レベルあるいは最小レベルあるいは上記受
信信号を正しく復調できる限界レベルの内の少なくとも
１つのレベルを表示することを特徴とするＯＦＤＭ受信
装置のアンテナ方向調整方法。 - 【請求項１９】 請求項４乃至６または１２において、
上記ガード相関信号、その絶対値信号、上記受信レベル
信号、上記方向調整信号の何れか１つの信号波形ととも
に、これらの信号の最大レベルあるいは最小レベルある
いは上記受信信号を正しく復調できる限界レベルの内の
少なくとも１つのレベルを表示することを特徴とするＯ
ＦＤＭ受信装置。 - 【請求項２０】 請求項１０乃至１１または１４におい
て、上記ガード相関信号、その絶対値信号、上記受信レ
ベル信号、上記方向調整信号の何れか１つの信号波形と
ともに、これらの信号の最大レベルあるいは最小レベル
あるいは上記受信信号を正しく復調できる限界レベルの
内の少なくとも１つのレベルを表示することを特徴とす
る受信アンテナ調整用のアダプタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001308209A JP4107824B2 (ja) | 2001-10-04 | 2001-10-04 | Ｏｆｄｍ受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001308209A JP4107824B2 (ja) | 2001-10-04 | 2001-10-04 | Ｏｆｄｍ受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003115787A true JP2003115787A (ja) | 2003-04-18 |
| JP2003115787A5 JP2003115787A5 (ja) | 2005-06-23 |
| JP4107824B2 JP4107824B2 (ja) | 2008-06-25 |
Family
ID=19127553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001308209A Expired - Lifetime JP4107824B2 (ja) | 2001-10-04 | 2001-10-04 | Ｏｆｄｍ受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置 |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP4107824B2 (ja) |
Cited By (13)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2012186537A (ja) * | 2011-03-03 | 2012-09-27 | Hitachi Kokusai Electric Inc | シングルキャリア受信装置 |
| CN103001707A (zh) * | 2011-09-15 | 2013-03-27 | 株式会社日立国际电气 | 接收装置及其天线方向调整方法 |
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