JP2003018116A - 周波数オフセット検出回路および復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】最適位置での周波数検出を可能とし、周波数検
出精度の向上を図れる周波数オフセット検出回路および
それを用いた復調装置を提供する。 【解決手段】受信信号処理部１０６の出力信号Ｓ１０６
並びにその遅延信号に基づいて自己相関演算を行う自己
相関演算部１０８と、受信信号処理部１０６の出力信号
Ｓ１０６のデータ列とこれを順次シフトさせてデータ列
との相関を取る相互相関演算部１０９と、自己相関結果
の実部と虚部とを２乗して自己相関電力ＡＣＰを得、こ
れをあらかじめ設定したしきい値Ｖｔｈと比較し、自己
相関電力ＡＣＰがしきい値Ｖｔｈを越えたら周波数オフ
セット検出の最適位置がくる可能性のある位置（時間）
に所定幅のウィンドウを設定し、このウィンドウ内で、
相互相関結果のピーク値を検出するとともに、ピーク位
置での誤差検出周波数Δｆを選択して受信信号処理部１
０６に出力する制御部１１０とを設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信システム
の受信機等に適用される周波数オフセット検出回路およ
び復調装置に係り、特に、たとえば直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiple
xing）変調方式で変調され、この変調パケット信号の先
頭にプリアンブル信号を含むバースト信号が付加された
無線信号を受信する無線通信システム等に適用される周
波数オフセット検出回路および復調装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】たとえば５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮシステム
は、広帯域にわたって優れた通信性能を実現するため、
ＯＦＤＭ変調方式が採用されている。このＯＦＤＭ変調
方式は、一次変調（ＱＰＳＫ，１６ＡＳＡＭ等）を行っ
た送信信号シンボルを、２のｎ乗個まとめて逆フーリエ
変換することで、周波数軸上にそれぞれ直交する２のｎ
乗本のサブキャリアを構成する変調方式である。

【０００３】このようなＯＦＤＭ変調方式を採用した無
線通信システムでは、送信側では、送信データをシリア
ル・パラレル変換し、逆高速離散フーリエ変換（ＩＦＦ
Ｔ）を行うことで直交する多数のサブキャリアの一括変
調を行う。このようにＩＦＦＴ処理された変調信号の先
頭にプリアンブル信号と呼ばれる同期用トレーニング信
号であるバースト信号を付加して送信している。そし
て、受信側では、このプリアンブル信号を用いて自動利
得制御（ＡＧＣ：Auto Gain Control ）、周波数オフセ
ット補正、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速離散
フーリエ変換）タイミング生成などが行われ、生成され
たＦＦＴタイミングに基づいてＦＦＴ演算が行われる。

【０００４】５ＧＨｚ帯無線ＬＡＮシステムの代表的な
システムとして、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４システムが
ある。

【０００５】図１１は、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４シス
テムの代表的なプリアンブル信号を示す図である。

【０００６】図１１において、Ａ１６は１６サンプルの
ショットシンボル（パターンの識別）を表し、ＩＡ１６
は、Ａ１６の位相反転したパターンを表している。ま
た、Ｃ６４はリファレンス信号を表しており、Ｃ１６は
このガードインターバル部を示している。

【０００７】Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４のバースト部
は、図１１に示すように、１０周期全てが異なるパター
ンとなっている。具体的には、前半のＸ区間のＡ１６，
ＩＡ１６，Ａ１６，ＩＡ１６，Ａ１６のパターンと、後
半のＹ区間のＡ１６，ＩＡ１６，Ａ１６，ＩＡ１６，Ｉ
Ａ１６の後半のＹ区間のパターンとからプリアンブル信
号が構成され、このプリアンブル信号に後続して、ガー
ドインターバル部Ｃ１６および２つのリファレンス信号
Ｃ６４を含むＣ領域となっている。また、Ｗｉｒｅｌｅ
ｓｓ１３９４システムでは、同期転送モードをサポート
しているため、映像信号などの連続した信号を通信する
ことができる。

【０００８】このようなバースト信号に対しては、受信
レベルの最適化（ＡＧＣ）、受信周波数ずれの補正、同
期の検出を短時間に行う必要がある。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、近年、無線
通信においても、その伝送速度の向上が求められてい
る。そのため、１シンボルデータに多重化されるデータ
量も増加してゆく傾向にある。そしてこの多重化データ
の増加により、受信側での搬送波再生精度の向上が必要
となっている。

【００１０】同期用バースト部に、図１１に示すよう
な、プリアンブルの位相反転パターンを有するＷｉｒｅ
ｌｅｓｓ１３９４においては、従来、搬送波検出系とし
て自己相関器を用いている。なお、自己相関は、プリア
ンブル部に含まれる繰り返し信号間の相関を求めるもの
である。そのため、検出される搬送波の周波数精度（Ｓ
／Ｎ）は、図１２に示すようになる。

【００１１】図１２からこの周波数精度の高い地点で周
波数の検出を行えば精度良く行うことが可能となること
が分かる。ただし、図中で示す最初のピーク（第１ピ
ーク）では、ＲＦ系の収束が十分行われていないため実
際の周波数精度は悪いので、周波数検出は、図中で示
す第２番目のピークを用いている。

【００１２】ここで、搬送波の周波数検出の誤差を大き
くする原因として考えられるのが、検出位置のずれであ
る。受信信号にノイズが乗っていない場合には、自己相
関器の振幅情報が、図１２の搬送波の周波数精度と一致
するので、自己相関出力の情報を元に最適位置（周波数
情報のＳ／Ｎ最大の位置）で周波数検出を行うことがで
きる。

【００１３】しかしながら、受信信号のノイズ成分が大
きい場合には、必ずしも自己相関器の振幅情報が周波数
精度と一致しなくなるので、最適位置からずれた位置で
周波数検出が行われることが多くなる。これにより、従
来の受信装置における周波数検出系では、周波数検出精
度が落ちてしまっていた。

【００１４】本発明は、かかる事情に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、様々な受信状況下にあっても、
最適位置での周波数検出を可能とし、周波数検出精度の
向上を図れる周波数オフセット検出回路およびそれを用
いた復調装置を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の第１の観点は、データシンボルの先頭部に
少なくともプリアンブル信号を含むバースト部が付加さ
れた受信信号の周波数オフセットを検出する周波数オフ
セット検出回路であって、上記受信信号の上記バースト
部における自己相関演算を行う自己相関演算部と、上記
受信信号の上記バースト部における相互相関演算を行う
相互相関演算部と、上記自己相関演算部による自己相関
結果に基づく自己相関電力があらかじめ設定したしきい
値を越えたら周波数オフセット検出の最適位置がくる可
能性のある位置に所定幅のウィンドウを設定し、かつ、
上記自己相関演算部による自己相関結果に基づき受信信
号の搬送波周波数を検出し、上記設定したウィンドウ内
で、少なくとも相互相関電力のピーク値を検出するとと
もに、ピーク位置での誤差検出周波数を選定する制御部
とを有する。

【００１６】また、本発明の第１の観点では、上記制御
部は、相互相関電力と自己相関電力を所定の係数に基づ
いて加算し、当該加算した電力におけるピーク位置を検
出する。

【００１７】また、本発明の第１の観点では、上記制御
部で選定された誤差検出周波数を受けて、受信信号の周
波数オフセットを補正する補正部を有する。

【００１８】また、本発明の第１の観点では、上記受信
信号は、直交周波数分割多重変調方式に基づいて変調さ
れている。

【００１９】また、本発明の第１の観点では、上記受信
信号は、プリアンブル信号に後続するリファレンス信号
を含むバースト部が付加されており、上記自己相関演算
部は、上記バースト部の前半部であるプリアンブル信号
部分で自己相関演算を行い、上記相互相関演算部は、上
記バースト部のリファレンス信号部分で相互相関演算を
行う。

【００２０】本発明の第２の観点は、データシンボルの
先頭部にプリアンブル信号を含むバースト部が付加され
た受信信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセ
ット検出回路であって、受信信号をベースバンド信号に
変換し、ベースバンド信号のサンプリング周波数を低い
周波数にダウンサンプリングする受信信号処理部と、上
記受信信号処理部の出力信号の上記バースト部における
自己相関演算を行う自己相関演算部と、上記受信信号処
理部の出力信号の上記バースト部における相互相関演算
を行う相互相関演算部と、上記自己相関演算部による自
己相関結果に基づく自己相関電力があらかじめ設定した
しきい値を越えたら周波数オフセット検出の最適位置が
くる可能性のある位置に所定幅のウィンドウを設定し、
かつ、上記自己相関演算部による自己相関結果に基づき
受信信号の搬送波周波数を検出し、上記設定したウィン
ドウ内で、少なくとも相互相関電力のピーク値を検出す
るとともに、ピーク位置での誤差検出周波数を選定する
制御部とを有する。

【００２１】また、本発明の第２の観点では、上記制御
部は、相互相関電力と自己相関電力を所定の係数に基づ
いて加算し、当該加算した電力におけるピーク位置を検
出する。

【００２２】また、本発明の第２の観点では、上記受信
信号処理部は、上記制御部で選定された誤差検出周波数
を受けて、受信信号の周波数オフセットを補正して出力
する。

【００２３】また、本発明の第２の観点では、上記受信
信号は、直交周波数分割多重変調方式に基づいて変調さ
れている。

【００２４】また、本発明の第２の観点では、上記受信
信号は、プリアンブル信号に後続するリファレンス信号
を含むバースト部が付加されており、上記自己相関演算
部は、上記バースト部の前半部であるプリアンブル信号
部分で自己相関演算を行い、上記相互相関演算部は、上
記バースト部のリファレンス信号部分で相互相関演算を
行う。

【００２５】本発明の第３の観点は、データシンボルの
先頭部にプリアンブル信号を含むバースト部が付加され
た受信信号を復調する復調装置であって、受信信号をベ
ースバンド信号に変換し、ベースバンド信号のサンプリ
ング周波数を低い周波数にダウンサンプリングし、誤差
検出周波数を受けての周波数オフセットを補正して出力
する受信信号処理部と、上記受信信号処理部の出力信号
の上記バースト部における自己相関演算を行う自己相関
演算部と、上記受信信号処理部の出力信号の上記バース
ト部における相互相関演算を行う相互相関演算部と、上
記自己相関演算部による自己相関結果に基づく自己相関
電力があらかじめ設定したしきい値を越えたら周波数オ
フセット検出の最適位置がくる可能性のある位置に所定
幅のウィンドウを設定し、かつ、上記自己相関演算部に
よる自己相関結果に基づき受信信号の搬送波周波数を検
出して上記設定したウィンドウ内で、少なくとも相互相
関電力のピーク値を検出するとともに、ピーク位置での
誤差検出周波数を選定し上記受信信号処理部に出力し、
さらにピーク位置から所定時間経過後に、タイミング信
号を出力する制御部とを含む周波数オフセット検出回路
と、上記制御部から出力されたタイミング信号を受けて
上記受信信号処理部による受信信号を離散フーリエ変換
して復調する復調部とを有する。

【００２６】本発明によれば、たとえば受信信号が入力
される、受信信号処理部では受信信号がベースバンド信
号に変換され、さらにベースバンド信号のサンプリング
周波数が低い周波数にダウンサンプリングされて自己相
関演算部および相互相関演算部に出力される。自己相関
演算部では、受信信号処理部の出力信号のバースト部の
たとえばプリアンブル信号部分における自己相関演算が
行われ制御部に出力される。また、相互相関演算部で
は、受信信号処理部の出力信号のバースト部のたとえば
プリアンブル信号部分に後続するリファレンス部分にお
ける相互相関演算が行われ制御部に出力される。

【００２７】制御部では、自己相関演算部による自己相
関結果に基づく自己相関電力があらかじめ設定したしき
い値を越えたら周波数オフセット検出の最適位置がくる
可能性のある位置に所定幅のウィンドウが設定される。
また、制御部では、自己相関演算部による自己相関結果
に基づき受信信号の搬送波周波数が検出される。そし
て、設定したウィンドウ内で、相互相関電力のピーク値
が検出されるとともに、ピーク位置での誤差検出周波数
が選定され、選定された誤差検出周波数は受信信号処理
部に出力される。さらに、制御部では、ピーク位置から
所定時間経過後に、タイミング信号が復調部に出力され
る。誤差検出周波数を受けた受信信号処理部では、周波
数オフセット補正が行われ、復調部等に出力される。そ
して、復調部においては、タイミング信号に同期して高
速離散フーリエ変換され、ＯＦＤＭ信号が復調される。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は、本発明に係る周波数オフ
セット検出回路を適用した復調装置の一実施形態を示す
ブロック構成図である。

【００２９】本バースト同期復調装置１０は、図１に示
すように、自動利得制御増幅部（ＡＧＣＡＭＰ）１０
１、受信信号電力観測部１０２、Ａ／Ｄコンバータ（Ａ
ＤＣ）１０３、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバ
ータ（ＤＡＣ）１０４、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１
０５、受信信号処理部（ＲＸＰＲＣ）１０６、ＯＦＤＭ
復調部（ＤＥＭＯＤ）１０７、自己相関演算部（ＡＣ
Ｃ）１０８、相互相関演算部（ＣＣＣ）１０９、制御部
（ＣＴＬ）１１０、および増幅利得制御部（ＡＧＣＴ
Ｌ）１１１を主構成要素として有している。

【００３０】なお、本実施形態においては、５ＧＨｚ帯
無線ＬＡＮシステムとしてＷｉｒｅｌｅｓｓ１３９４シ
ステムを例に説明する。ＯＦＤＭ変調方式で変調された
変調信号の先頭に付加されるプリアンブル信号は、図１
１に示すパターンを有している。すなわち、前半のＸ区
間のＡ１６，ＩＡ１６，Ａ１６，ＩＡ１６，Ａ１６のパ
ターンと、後半のＹ区間のＡ１６，ＩＡ１６，Ａ１６，
ＩＡ１６，ＩＡ１６の後半のＹ区間のパターンとからプ
リアンブル信号が構成され、このプリアンブル信号に後
続して、ガードインターバル部Ｃ１６および２つのリフ
ァレンス信号Ｃ６４を含むＣ領域となっている。

【００３１】なお、プリアンブル信号におけるショット
シンボルＡ１６は、たとえば振幅をＡｎ、位相をθｎと
すると次式で表される。

【００３２】

【数１】 Ａ１６＝Ａｎ・ｅｘｐ（ｊθｎ） …（１）

【００３３】また、ショットシンボルＡ１６の位相反転
シンボルは、次式で表される。

【００３４】

【数２】 Ａ１６＝Ａｎ・ｅｘｐ｛ｊ（θｎ＋π）｝ …（２）

【００３５】また、Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４システム
では、同期転送モードをサポートしているため、映像信
号などの連続した信号を通信することができる。しかし
ながら、長期間におよぶデータ信号を通信しているとマ
ルチパス環境下では受信信号先頭のプリアンブル信号で
のリファレンス信号の受信時の伝送特性から伝送特性が
変化していってしまい、受信性能が劣化している。この
ため、一定期間以上のデータ信号区間には、図２に示す
ように、リファレンス信号ＲＥＦを挿入している。これ
により、このリファレンス信号ごとに伝送特性を測定し
直し、受信性能の劣化を防いでいる。

【００３６】このようなバースト信号に対しては、受信
レベルの最適化（ＡＧＣ）、受信周波数ずれの補正、同
期の検出を短時間に行う必要がある。本実施形態では、
後述するように、受信開始の時点（バースト検出開始
時）は自動利得制御増幅部１０１の利得レベルは最大に
して待ち受けを行っており、信号を検出すると一定期間
の入力信号の大きさ（受信信号電力）を計測し、その結
果に基づいて前段の自動利得制御増幅部１０１の利得レ
ベルを調整する。次に、受信周波数ずれの検出と補正が
行われる。本実施形態においては、後述するように、周
波数オフセットの検出は、自己相関および相互相関を用
いて行う。検出された周波数オフセットをもとに周波数
オフセットが受信信号処理部１０６において補正され
る。

【００３７】以上のように変調信号の先頭にプリアンブ
ル信号と呼ばれる１０〜２０μ秒の信号を含むバースト
信号部が挿入されて受信信号を復調する復調装置の各構
成要素は、以下のような構成および機能を有する。

【００３８】自動利得制御増幅部１０１は、図示しない
アンテナで受信された受信信号ＲＳをＤＡＣ１０４を介
して供給される増幅利得制御部１１１による利得制御信
号Ｖagc のレベルに基づいて自動利得制御し、所望レベ
ルの信号ＲＸとしてＡ／Ｄコンバータ１０３に出力す
る。なお、自動利得制御増幅部１０１では、増幅利得制
御部１１１による利得制御信号Ｖagc により自動利得制
御を行う場合と制御利得を固定する場合に制御される。

【００３９】受信信号電力観測部１０２は、尖頭値検波
回路としてのピーク検出回路(PeakDet)を含み、受信信
号ＲＳのピーク電圧を測定し、入力される受信信号レベ
ルに応じた値をとる電圧信号である電界強度信号ＲＳＳ
Ｉに変換してＡ／Ｄコンバータ１０５に出力する。ここ
では、急激な信号変化に対応するため、平均値ではなく
尖頭値を検波する。なお、バースト検出開始時にリセッ
ト信号を与え、ピーク検出回路(Peak Det)をリセット
し、それ以降の最大ピーク値を観測するようにする。

【００４０】Ａ／Ｄコンバータ１０３は、自動利得制御
増幅部１０１から出力されたアナログ受信信号ＲＸをデ
ィジタル信号に変換し、ディジタル受信信号ＲＸＤとし
て受信信号処理部１０６に出力する。

【００４１】Ｄ／Ａコンバータ１０４は、増幅利得制御
部１１０で発生される利得制御信号Ｖagc をディジタル
信号からアナログ信号に変換して自動制御利得増幅部１
０１に出力する。

【００４２】Ａ／Ｄコンバータ１０５は、受信信号電力
観測部１０２から出力された電界強度信号ＲＳＳＩをア
ナログ信号からディジタル信号ＲＳＳＩＤに変換して増
幅利得制御部１１１に出力する。

【００４３】受信信号処理部１０６は、ディジタル受信
信号ＲＸＤをベースバンド信号ｂｂ ｒｅ（実部）および
ｂｂ ｉｍ（虚部）に変換し、ベースバンド信号のサン
プリング周波数を低い周波数に変換し（ダウンサンプリ
ングを行い）、制御部１１０による誤差検出周波数Δｆ
に基づいて複素乗算を行って周波数オフセットの補正を
行って、信号Ｓ１０６（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）
を生成し、ＯＦＤＭ復調部１０７、自己相関演算部１０
８、および相互相関演算部１０９に出力する。

【００４４】図３は、図１の受信信号処理部１０６の具
体的な構成例を示す回路図である。本受信信号処理部１
０６は、図３に示すように、ベースバンド変換回路１０
６１、ディジタルローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６
２，１０６３、ダウンコンバート回路１０６４，１０６
５、および周波数オフセット補正回路１０６６により構
成されている。

【００４５】ベースバンド変換回路１０６１は、局部発
振器１０６１１および乗算器１０６１２，１０６１３に
より構成されている。ベースバンド変換回路１０６１で
は、受信信号ＲＸＤ（ｉｆ）に乗算器１０６１２，１０
６１３においてキャリア周波数ｆ_CWを乗算することで、
式（３）に示すように、入力受信信号ＲＸＤ（ｉｆ）が
ベースバンド信号ｂｂ ｒｅ，ｂｂ ｉｍに変換され、そ
れぞれＬＰＦ１０６２、１０６３に供給される。

【００４６】

【数３】 ｂｂ ｒｅ＝ｉｆ×ｃｏｓ( ２πｆ_CWｔ) ｂｂ ｉｍ＝ｉｆ×ｓｉｎ( ２πｆ_CWｔ) …（３）

【００４７】ＬＰＦ１０６２および１０６３は、たとえ
ば直線位相ＦＩＲ（Finite ImpulseResponse: 有限イン
パルス応答）のトランスバーサル型回路構成を有する。

【００４８】ＬＰＦ１０６２は、ベースバンド信号ｂｂ
ｒｅの入力ラインに対して縦続接続されシフトレジス
タを構成する（ｎ−１）個の遅延器１ｒｅ−１〜１ｒｅ
−n-1 と、入力されたベースバンド信号ｂｂ ｒｅおよ
び各遅延器１ｒｅ−１〜１ｒｅ−n-1 の出力信号に対し
てそれぞれフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を乗算
するｎ個の乗算器２ｒｅ−１〜２ｒｅ−ｎと、ｎ個の乗
算器２ｒｅ−１〜２ｒｅ−ｎの出力信号を加算してダウ
ンコンバート回路１０６４に出力する加算器３ｒｅによ
り構成されている。

【００４９】ＬＰＦ１０６３は、ベースバンド信号ｂｂ
ｉｍの入力ラインに対して縦続接続されシフトレジス
タを構成する（ｎ−１）個の遅延器１ｉｍ−１〜１ｉｍ
−n-1 と、入力されたベースバンド信号ｂｂ ｉｍおよ
び各遅延器１ｉｍ−１〜１ｉｍ−n-1 の出力信号に対し
てそれぞれフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を乗算
するｎ個の乗算器２ｉｍ−１〜２ｉｍ−ｎと、ｎ個の乗
算器２ｉｍ−１〜２ｉｍ−ｎの出力信号を加算してダウ
ンコンバート回路１０６５に出力する加算器３ｉｍによ
り構成されている。

【００５０】これらＬＰＦ１０６２，１０６３、および
ダウンコンバート回路１０６４，１０６５によりベース
バンド信号ｂｂ ｒｅ，ｂｂ ｉｍのサンプリング周波
数を、たとえば１００ＭＨｚから２５ＭＨｚの信号ｄｃ
ｒｅに変換する。このときＬＰＦ１０６２，１０６３
は、ベースバンド信号ｂｂ ｒｅ，ｂｂ ｉｍの帯域を制
限して隣接キャリアが折り返らないようにしている。ま
た、ダウンコンバート回路１０６４，１０６５における
ダウンサンプリングのタイミングは、信号Ｅｎの供給を
受けてクロックを間引いている。

【００５１】周波数オフセット補正回路１０６６は、局
部発振器１０６６１、乗算器１０６６２〜１０６６５、
および加算器１０６６６，１０６６７により構成されて
いる。

【００５２】周波数オフセット補正回路１０６６は、制
御部１１０より与えられる誤差検出周波数Δｆを局部発
振器１０６６１の発振出力に反映させ、この発振出力と
信号ｄｃ ｒｅとを乗算器１０６６２，１０６６５で複
素乗算し、発振出力と信号ｄｃ ｉｍとを乗算器１０６
６３，１０６６４で複素乗算し、加算器１０６６６で乗
算器１０６６２と乗算器１０６６３の出力を加算し、加
算器１０６６７で乗算器１０６６４と乗算器１０６６５
の出力を加算することにより、下記式（４），（５）に
示すような、信号ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍを生成
し、ＯＦＤＭ復調部１０７、自己相関演算部１０８、お
よび相互相関演算部１０９に出力する。

【００５３】

【数４】 ｓｙ ｒｅ＝ｄｃ ｒｅ×ｃｏｓ( ２πｆ_CWｔ) ＋ｄｃ ｉｍ×ｓｉｎ( ２πｆ_CWｔ) …（４）

【００５４】

【数５】 ｓｙ ｉｍ＝ｄｃ ｉｍ×ｃｏｓ( ２πｆ_CWｔ) −ｄｃ ｒｅ×ｓｉｎ( ２πｆ_CWｔ) …（５）

【００５５】ＯＦＤＭ復調部１０７は、受信信号処理部
１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号ｓｙ ｒｅお
よびｓｙ ｉｍを、図１に示すように、制御部１１０に
より供給されるＦＦＴタイミング信号ＴＦＦＴに同期し
て図示しないＦＦＴ処理部において高速離散フーリエ変
換してＯＦＤＭ信号を復調し、次段の処理回路に出力す
る。

【００５６】自己相関演算部１０８は、受信信号処理部
１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号ｓｙ ｒｅお
よびｓｙ ｉｍ、並びにその遅延信号に基づいて自己相
関演算を行い、その結果を信号信号Ｓ１０８として制御
部１１０に出力する。

【００５７】図４は、自己相関演算部の構成例を示す回
路図である。自己相関演算部１０８は、図４に示すよう
に、遅延部１０８１、複素演算部１０８２、複素乗算器
１０８３、および移動平均回路（ＭＡ）１０８４を有し
ている。

【００５８】自己相関演算部１０８は、受信信号の先頭
に付加されたプリアンブル信号の前半のＸ区間およびＹ
区間が１６クロックの周期関数であることを利用して、
入力信号ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍと遅延部１０８１
で１６クロック分遅延させ、複素演算部１０８２を介し
た信号ｓｙ ｒｅ^* およびｓｙ ｉｍ^* とを乗算器１０
８３で共役複素乗算して、４８サンプルの移動平均回路
１０８４で平均化して自己相関出力Ｓ１０８を得る。

【００５９】図５は、自己相関演算部１０８における自
己相関処理過程の一例を示す図である。図５（Ａ）は乗
算器１０８３への入力信号を、（Ｂ）は遅延信号を、
（Ｃ）は乗算器１０８３の実際の出力波形パターンを、
（Ｄ）が移動平均回路１０８４の出力信号をそれぞれ示
している。

【００６０】相互相関演算部１０９は、受信信号処理部
１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号ｓｙ ｒｅお
よびｓｙ ｉｍのデータ列とこれを順次シフトさせてデ
ータ列との相関を取る。

【００６１】図６は、相互相関演算部の構成例を示す回
路図である。相互相関演算部１０９は、図６に示すよう
に、信号ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍの入力ラインに対
して縦続接続されシフトレジスタを構成する（ｍ＋１）
個の遅延器１０９１−０〜１０９１−ｍと、各遅延器１
０９１−０〜１０９１−ｍの出力信号に対してそれぞれ
係数テーブルに設定されている探索する信号のパターン
の複素共役である係数Ｃ０〜Ｃｍを乗算するｍ個の乗算
器１０９２−０〜１０９２−ｍと、ｍ個の乗算器１０９
２−０〜１０９２−ｍの出力信号を加算する加算器１０
９３と、相互相関電力を得る絶対値計算回路１０９４と
を有している。

【００６２】相互相関演算部１０９は、入力信号信号ｓ
ｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍをシフトレジスタに順次書き
込んでおき、各タップの値と係数とを乗算器１０９２−
０〜１０９２−ｍで乗算し、各乗算結果を加算器１０９
３で加算し、絶対値計算回路１０９４で加算結果の虚部
および実部を２乗して自己相関電力ＣＣＰを得、制御部
１１０に出力する。

【００６３】なお、相互相関演算部１０９は、上述した
ように、あらかじめ探索する信号のパターンの複素共役
を係数として持つ。これにより、探している信号パター
ンが見つかると、図７に示すように、出力に鋭いピーク
が立つ。つまり相互相関演算部１０９はある信号パター
ンの位置を正確に検出するのに適している。

【００６４】制御部１１０は、自己相関演算部１０８の
自己相関結果に基づいてパケットおよびフレーム構造に
関するパラメータを検出し、プリアンブル信号の前半の
Ｘ区間の検出、後半のＹ区間の検出のそれぞれタイミン
グで第１および第２の同期検出信号Ｓ１０９Ｗ（ｘｐｕ
ｌｓｅ，ｙｐｕｌｓｅ）を生成し、増幅利得制御部１１
１に出力する。また、制御部１１０は、自己相関結果に
基づいて受信信号の実部と虚部の位相差から誤差周波数
を算出して誤差検出周波数Δｆを生成し、受信信号処理
部１０６に出力する。また、制御部１１０は、自己相関
結果の実部と虚部とを２乗して自己相関電力ＡＣＰを
得、これをあらかじめ設定したしきい値Ｖｔｈと比較
し、自己相関電力ＡＣＰがしきい値Ｖｔｈを越えたら周
波数オフセット検出の最適位置がくる可能性のある位置
（時間）に所定幅のウィンドウを設定し、このウィンド
ウ内で、相互相関結果のピーク値を検出するとともに、
ピーク位置での誤差検出周波数Δｆを選択して受信信号
処理部１０６に出力する。

【００６５】また、制御部１１０は、相互相関結果から
ピークタイミングを観測し、このピークタイミングから
所定時間後に第３の同期検出信号Ｓ１１０（ｃｐｕｌｓ
ｅ）を増幅利得制御部１１１に出力し、ＦＦＴタイミン
グ信号ＴＦＦＴをＯＦＤＭ復調部１０７に出力する。

【００６６】図８は、本発明に係る制御部１１０の周波
数検出およびピーク検出系の構成例を示すブロック図で
ある。

【００６７】制御部１１０は、図８に示すように、絶対
値回路１１０１、しきい値比較回路１１０２、ウィンド
ウ設定回路１１０３、周波数検出回路１１０４、および
ピークサーチ回路１１０５を有している。

【００６８】制御部１１０では、絶対値回路１１０１で
自己相関演算部１０８による自己相関結果Ｓ１０８の実
部と虚部とを２乗して自己相関電力ＡＣＰを得る。次い
で、しきい値比較回路１１０２で、自己相関電力ＡＣＰ
としきい値Ｖｔｈとを比較し、自己相関電力ＡＣＰがし
きい値Ｖｔｈを越えたら、ウィンドウ設定回路１１０３
で周波数オフセット検出の最適位置がくる可能性のある
位置（時間）に所定幅のウィンドウをピークサーチ回路
１１０５に設定する。

【００６９】また、制御部１１０では、周波数検出回路
１１０４で搬送波周波数を検出し、ピークサーチ回路１
１０５に供給する。

【００７０】図９は、搬送波周波数の検出過程を示す図
である。図９（Ａ）は乗算器１０８３への入力信号式
（６）を、（Ｂ）は遅延信号式（７）を、（Ｃ）は乗算
器１０８３の実際の出力波形パターン式（８）を、
（Ｄ）が移動平均回路１０８４の出力信号式（９）をそ
れぞれ示している。

【００７１】

【数６】 Ｓn,n=1 〜16＝Ａｎｅｘｐ｛ｊ（θｎ＋ωｔ）｝ …（６）

【００７２】

【数７】 Ｓ’n,n=1 〜16＝Ａｎｅｘｐ｛ｊ（θｎ＋ω〔ｔ＋１６Ｔs 〕＋π）｝ …（７）

【００７３】

【数８】 Ｓ’’n,n=1 〜16＝Ａｎｅｘｐ｛ｊ（−１６ωＴs 〕−π）｝ …（８）

【００７４】

【数９】 ΣＳＩＳ’’n,n=1 〜16＝ΣＡｎｅｘｐ｛ｊ（−１６ωＴs 〕−π）｝ ^{n n} …（９）

【００７５】各式において、ωは角周波数であり、周波
数検出回路１１０４は、式（９）の｛ｊ（−１６ωＴs
〕−π｝に基づいて周波数を検出する。

【００７６】そして、制御部１１０では、ピークサーチ
回路１１０５で、設定されたウィンドウ内で、相互相関
結果のピーク値を検出するとともに、ピーク位置での誤
差検出周波数Δｆを選択して受信信号処理部１０６に出
力する。また、第３の同期検出信号ｃｐｕｌｓｅおよび
ＦＦＴタイミング信号ＴＦＦＴを出力するための起動信
号となるイネーブル信号ＥＮをピークサーチ回路１１０
５から出力する。

【００７７】増幅利得制御部１１０は、受信信号処理部
１０６からの自動利得制御増幅部１０１による利得制御
後のディジタル受信信号Ｓ１０６、Ａ／Ｄコンバータ１
０５による受信信号電力観測部１０２の受信信号ＲＳの
ピークレベルを示すディジタル電界強度信号ＲＳＳＩ
Ｄ、制御部１１０からの同期タイミング窓信号としての
第１および第２の同期検出信号Ｓ１０９Ｗ（ｘｐｕｌｓ
ｅ，ｙｐｕｌｓｅ）、並びに制御部１１０による第３の
同期検出信号Ｓ１１０（ｃｐｕｌｓｅ）に基づいて、以
下に詳述するように、同期バースト検出タイミングに合
わせて、自動利得制御増幅部１０１の利得を制御するた
めの制御利得電圧Ｖagc を変化させて利得制御を行って
受信信号が最適な信号レベルとなるよう制御して、利得
制御信号Ｖagc をＤ／Ａコンバータ１０４を介して自動
利得制御増幅部１０１に出力する。

【００７８】以下、増幅利得制御部１１１の利得制御動
作について説明する。本実施形態では、受信信号のプリ
アンブル区間内で、高速かつ高性能なレベル補足を実現
するため、３段階のレベル補足を行う。

【００７９】第１段階として、バースト検出開始時に
は、増幅利得制御部１１１より利得制御信号Ｖagc を最
大値で出力し、自動利得制御増幅部１０１の利得を最大
（第１の利得）に設定し、遅延部と制御部１１０の組み
合わせによりバースト検出を行う。このとき、Ａ／Ｄコ
ンバータ１０３の出力信号は歪んでしまうが、データ信
号では無いので受信信号品質の劣化は招かない。また、
プリアンブル信号が歪んでいても、自己相関演算部１０
８を用いていることから、検出率を低下させることなく
バースト検出が可能である。

【００８０】このようにして、受信信号ＲＳの先頭のプ
リアンブル信号の到来を待つ。これと並行して、受信信
号電力観測部１０２にて受信信号電力を観測し、受信信
号電力信号である電界強度信号ＲＳＳＩをＡ／Ｄコンバ
ータ１０５を介してディジタル信号ＲＳＳＩＤとして入
力する。ここでは、前述したように、急激な信号変化に
対応するため、平均値ではなく尖頭値（ピーク値）を検
波する。なお、バースト検出開始時にリセット信号を与
え、尖頭値検波回路をリセットし、それ以降の最大尖頭
値を観測する。

【００８１】第２段階として、バースト検出時には、制
御部１１０による第１の同期検出信号Ｓ１０９Ｗ（ｘｐ
ｕｌｓｅ）を受けて、ディジタル電界強度信号ＲＳＳＩ
Ｄのレベルに基づいて利得を計算し、利得制御信号Ｖag
c を計算値ＣＶ１に設定し、Ｄ／Ａコンバータ１０４を
介して自動利得制御増幅部１０１の利得を計算値ＣＶ１
（第２の利得）に設定する。

【００８２】このときの制御利得ＣＧ１は、次式に基づ
いて計算される。

【００８３】

【数１０】 ＣＧ１〔ｄＢ〕＝ＶＲＳＳＩ〔ｄＢｖ〕−Ｖref1〔ｄＢｖ〕 …（１０）

【００８４】ここでＶＲＳＳＩは受信信号電力観測部１
０２で観測された受信信号電力値を、Ｖref1はＡ／Ｄコ
ンバータ１０３を歪ませない適切な値である第１の基準
信号電力値をそれぞれ示している。

【００８５】ただし、このときに自動利得制御増幅部１
０１の利得は、受信信号電力の尖頭値の算出過程にアナ
ログ信号処理を含んでおり、若干のバラツキが含まれて
おり、荒い利得制御となる。このため、この利得でＡ／
Ｄコンバータ１０３を無歪みで通した後に、増幅利得制
御部１１１にて受信信号のディジタル値を積分して正確
な信号電力を測定しておく。

【００８６】第３段階として、第２段階にてある程度時
間が経過した後、制御部１１０による第２の同期検出信
号Ｓ１０９Ｗ（ｙｐｕｌｓｅ）を受けて、Ａ／Ｄコンバ
ータ１０３を無歪みで通した受信信号Ｓ１０６のディジ
タル積分値に基づいて利得を計算し、利得制御信号Ｖag
c を計算値ＣＶ２に設定し、Ｄ／Ａコンバータ１０４を
介して自動利得制御増幅部１０１の利得を計算値ＣＶ２
（第３の利得）に設定し、最適化する。

【００８７】このときの制御利得ＣＧ２は、次式に基づ
いて計算される。

【００８８】

【数１１】 ＣＧ２〔ｄＢ〕＝ＶＩ〔ｄＢｖ〕−Ｖref2〔ｄＢｖ〕 …（１１）

【００８９】ここでＶＩは増幅利得制御部１１１にて積
分したＡ／Ｄコンバータ１０３を通過後の受信信号電力
値を、Ｖref2は第２の基準信号電力値で、利得制御後の
受信信号電力の最適値をそれぞれ示している。

【００９０】こうして、最適化された利得値はその後デ
ータ信号が終了し、次のバースト検出開始まで固定す
る。

【００９１】そして、制御部１１０による第３の同期検
出信号Ｓ１１０（ｃｐｕｌｓｅ）が入力されると、トリ
ガ信号rxwndwの待ち受けモードに移行する。なお、バー
スト検出を開始することになるため、受信信号電力観測
部１０２にリセット信号を与え、ピーク検出回路をリセ
ットし、それ以降の最大ピーク値を観測する。

【００９２】以上により、最適な利得値への高速かつ正
確なレベル補足が実現できる。

【００９３】次に、図１の構成による動作を説明する。

【００９４】まず、バースト検出を開始するに際して、
増幅利得制御部１１１よりトリガ信号rxwndwをトリガと
して利得制御信号Ｖagc が最大値に設定されて出力され
る。この利得制御信号Ｖagc は、Ｄ／Ａコンバータ１０
４でアナログ信号に変換されて自動利得制御増幅部１０
１に供給される。自動利得制御増幅部１０１では、アナ
ログ信号である利得制御信号Ｖagc を受けて、利得が最
大の第１の利得に設定される。この状態において、受信
信号ＲＳの入力待ち状態となる。

【００９５】このような状態において、まず、受信信号
ＲＳの先頭のプリアンブル信号が自動利得制御増幅部１
０１に入力される。自動利得制御増幅部１０１では、受
信信号ＲＳのプリアンブル信号の前半の略Ｘ区間が最大
利得をもって増幅され、信号ＲＸとしてＡ／Ｄコンバー
タ１０３に出力される。これと並行して、受信信号ＲＳ
のプリアンブル信号が受信信号電力観測部１０２に入力
される。受信信号電力観測部１０２において、受信信号
ＲＳの電力が観測されてピーク電圧が測定され、入力さ
れる受信信号レベルに応じた値をとる電圧信号である電
界強度信号ＲＳＳＩに変換されてＡ／Ｄコンバータ１０
５に出力される。この受信信号電力信号である電界強度
信号ＲＳＳＩは、Ａ／Ｄコンバータ１０５を介してディ
ジタル信号ＲＳＳＩＤとして増幅利得制御部１１１に入
力される。

【００９６】Ａ／Ｄコンバータ１０３では、受信信号Ｒ
Ｓのプリアンブル信号部分がアナログ信号からディジタ
ル信号に変換され信号ＲＸＤとして受信信号処理部１０
６に供給される。このとき、Ａ／Ｄコンバータ１０３の
出力信号は歪んでしまうが、データ信号では無いので受
信信号品質の劣化は招かない。

【００９７】受信信号処理部１０６においては、入力し
たディジタル受信信号ＲＸＤがベースバンド信号ｂｂ
ｒｅ（実部）およびｂｂ ｉｍ（虚部）に変換され、ベ
ースバンド信号のサンプリング周波数が低い周波数に変
換される。そして、このときは制御部１１０による誤差
検出周波数Δｆが供給されていないことから、周波数オ
フセットの補正は行われず、信号Ｓ１０６（ｓｙ ｒｅ
およびｓｙ ｉｍ）が生成され、ＯＦＤＭ復調部１０
７、自己相関演算部１０８、および相互相関演算部１０
９に出力される。

【００９８】自己相関演算部１０８では、受信信号処理
部１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号ｓｙ ｒｅ
およびｓｙ ｉｍ、並びにその遅延信号に基づいて自己
相関演算が行われ、その結果が信号Ｓ１０８として制御
部１１０に出力される。相互相関演算部１０９では、受
信信号処理部１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号
ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍのデータ列とこれを順次シ
フトさせてデータ列との相関が取られ、信号Ｓ１０９と
して制御部１１０に出力される。そして、制御部１１０
において、自己相関結果に基づいて、通信システムの定
めた周期のバースト信号の検出が行われ、まず、プリア
ンブル信号の前半Ｘ区間を検出したことを示す第１の同
期検出信号Ｓ１０９Ｗ（ｘｐｕｌｓｅ）が生成されて、
増幅利得制御部１１１に出力される。なお、プリアンブ
ル信号が歪んでいても、制御部１１０に自己相関結果を
用いていることから、検出率を低下させることなくバー
スト検出が可能である。

【００９９】増幅利得制御部１１１では、制御部１１０
によるバースト同期検出信号Ｓ１０９Ｗ（ｘｐｕｌｓ
ｅ）を受けて、ディジタル電界強度信号ＲＳＳＩＤのレ
ベルに基づいて利得が計算されて、利得制御信号Ｖagc
が計算値ＣＶ１に設定される。この利得制御信号Ｖagc
は、Ｄ／Ａコンバータ１０４でアナログ信号に変換され
て自動利得制御増幅部１０１に供給される。自動利得制
御増幅部１０１では、アナログ信号である利得制御信号
Ｖagc を受けて、利得が計算値の第２の利得に設定され
る。ただし、このときに自動利得制御増幅部１０１の利
得は、受信信号電力の尖頭値の算出過程にアナログ信号
処理を含んでおり、若干のバラツキが含まれており、荒
い利得制御となっている。

【０１００】自動利得制御増幅部１０１では、受信信号
ＲＳのプリアンブル信号の残りのＸ区間および後半のＹ
区間が受信信号レベルに応じた第２の利得をもって増幅
され、信号ＲＸとしてＡ／Ｄコンバータ１０３に出力さ
れる。Ａ／Ｄコンバータ１０３では、受信信号ＲＳのプ
リアンブル信号部分がアナログ信号からディジタル信号
に変換され信号ＲＸＤとして受信信号処理部１０６に供
給される。このとき、Ａ／Ｄコンバータ１０３の入力信
号はＡ／Ｄコンバータ１０３を歪ませない適切な値に基
づいた利得で増幅されていることから、Ａ／Ｄコンバー
タ１０３の出力信号には歪みが発生しない。

【０１０１】受信信号処理部１０６においては、入力し
たディジタル受信信号ＲＸＤがベースバンド信号ｂｂ
ｒｅ（実部）およびｂｂ ｉｍ（虚部）に変換され、ベ
ースバンド信号のサンプリング周波数が低い周波数に変
換される。そして、制御部１１０による誤差検出周波数
Δｆに基づいて周波数オフセットの補正が行われて、信
号Ｓ１０６（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）が生成さ
れ、ＯＦＤＭ復調部１０７、自己相関演算部１０８、お
よび相互相関演算部１０９に出力される。

【０１０２】自己相関演算部１０８では、受信信号処理
部１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号ｓｙ ｒｅ
およびｓｙ ｉｍ、並びにその遅延信号に基づいて自己
相関演算が行われ、その結果が信号Ｓ１０８として制御
部１１０に出力される。相互相関演算部１０９では、受
信信号処理部１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号
ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍのデータ列とこれを順次シ
フトさせてデータ列との相関が取られ、信号Ｓ１０９と
して制御部１１０に出力される。そして、制御部１１０
において、自己相関結果に基づいて、通信システムの定
めた周期のバースト信号の検出が行われ、プリアンブル
信号の後半Ｙ区間を検出したことを示す同期検出信号Ｓ
１０９Ｗ（ｙｐｕｌｓｅ）が生成されて、増幅利得制御
部１１１に出力される。

【０１０３】増幅利得制御部１１１においては、受信信
号電力に基づく利得でＡ／Ｄコンバータ１０３を無歪み
で通したの信号Ｓ１０６を受けて、受信信号のディジタ
ル値が積分されて正確な信号電力が測定される。また、
増幅利得制御部１１１では、制御部１１０による第２の
同期検出信号Ｓ１０９Ｗ（ｙｐｕｌｓｅ）を受けて、Ａ
／Ｄコンバータ１０３を無歪みで通した受信信号Ｓ１０
６のディジタル積分値に基づいて利得が計算されて、利
得制御信号Ｖagc が計算値ＣＶ２に設定される。

【０１０４】この利得制御信号Ｖagc は、Ｄ／Ａコンバ
ータ１０４でアナログ信号に変換されて自動利得制御増
幅部１０１に供給される。自動利得制御増幅部１０１で
は、アナログ信号である利得制御信号Ｖagc を受けて、
利得が最適な計算値の第３の利得に設定される。

【０１０５】自動利得制御増幅部１０１では、受信信号
ＲＳのプリアンブル信号の残りのＹ区間およびＣ１６以
降のリファレンスＣ６４やデータが受信信号レベルに応
じた第３の利得をもって増幅され、信号ＲＸとしてＡ／
Ｄコンバータ１０３に出力される。Ａ／Ｄコンバータ１
０３では、受信信号ＲＳのリファレンスＣ６４やデータ
部分がアナログ信号からディジタル信号に変換され信号
ＲＸＤとして受信信号処理部１０６に供給される。この
とき、Ａ／Ｄコンバータ１０３の入力信号はＡ／Ｄコン
バータ１０３を歪ませない最適な値に基づいた利得で増
幅されていることから、Ａ／Ｄコンバータ１０３の出力
信号には歪みが発生しない。

【０１０６】受信信号処理部１０６においては、入力し
たディジタル受信信号ＲＸＤがベースバンド信号ｂｂ
ｒｅ（実部）およびｂｂ ｉｍ（虚部）に変換され、ベ
ースバンド信号のサンプリング周波数が低い周波数に変
換される。

【０１０７】自己相関演算部１０８では、受信信号処理
部１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号ｓｙ ｒｅ
およびｓｙ ｉｍ、並びにその遅延信号に基づいて自己
相関演算が行われ、その結果が信号Ｓ１０８として制御
部１１０に出力される。相互相関演算部１０９では、プ
リアンブル後半のＣ領域の前半で相互相関がとられ、信
号Ｓ１０９として制御部１１０に出力される。そして、
制御部１１０においては、絶対値回路１１０１で自己相
関演算部１０８による自己相関結果Ｓ１０８の実部と虚
部とが２乗されて自己相関電力ＡＣＰが生成される。こ
の自己相関電力ＡＣＰはしきい値比較回路１１０２でし
きい値Ｖｔｈと比較され、自己相関電力ＡＣＰがしきい
値Ｖｔｈを越えたら、ウィンドウ設定回路１１０３によ
り、周波数オフセット検出の最適位置がくる可能性のあ
る位置（時間）に所定幅のウィンドウがピークサーチ回
路１１０５に設定される。また、制御部１１０では、周
波数検出回路１１０４で搬送波周波数が検出され、ピー
クサーチ回路１１０５に供給される。そして、制御部１
１０では、ピークサーチ回路１１０５で、設定されたウ
ィンドウ内で、相互相関結果のピーク値が検出されると
ともに、ピーク位置での誤差検出周波数Δｆが選択され
て受信信号処理部１０６に出力される。これにより、受
信信号処理部１０６において、制御部１１０による誤差
検出周波数Δｆに基づいて周波数オフセットの補正が行
われて、信号Ｓ１０６（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）が
生成され、ＯＦＤＭ復調部１０７、自己相関演算部１０
８、および相互相関演算部１０９に出力される。

【０１０８】また、ピークサーチ回路１１０５からは、
第３の同期検出信号ｃｐｕｌｓｅおよびＦＦＴタイミン
グ信号ＴＦＦＴを出力するための起動信号となるイネー
ブル信号ＥＮが出力される。そして、ピークタイミング
から所定時間後に第３の同期検出信号Ｓ１１０（ｃｐｕ
ｌｓｅ）が増幅利得制御部１１１に出力され、プリセッ
トデータがダウンカウントされた時点でＦＦＴタイミン
グ信号ＴＦＦＴがＯＦＤＭ復調部１０７に出力される。

【０１０９】第３の同期検出信号Ｓ１１０（ｃｐｕｌｓ
ｅ）を受けた増幅利得制御部１１１では、初期モード、
すなわちトリガ信号ｒｘｗｎｄｗの待ち受けモードに戻
る。以降、最適化された利得値はその後データ信号が終
了し、次のバースト検出開始まで固定される。

【０１１０】ＯＦＤＭ復調部１０７では、受信信号処理
部１０６の出力信号Ｓ１０６、すなわち信号ｓｙ ｒｅ
およびｓｙ ｉｍが制御部１１０により供給されるＦＦ
Ｔタイミング信号ＴＦＦＴに同期して高速離散フーリエ
変換されＯＦＤＭ信号が復調される。

【０１１１】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、ディジタル受信信号ＲＸＤをベースバンド信号ｂｂ
ｒｅ（実部）およびｂｂ ｉｍ（虚部）に変換し、ベ
ースバンド信号のサンプリング周波数を低い周波数に変
換し、制御部１１０による誤差検出周波数Δｆに基づい
て複素乗算を行って周波数オフセットの補正を行って、
信号Ｓ１０６（ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）を生成
し、ＯＦＤＭ復調部１０７、自己相関演算部１０８、お
よび相互相関演算部１０９に出力する受信信号処理部１
０６と、受信信号処理部１０６の出力信号Ｓ１０６（信
号ｓｙ ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）並びにその遅延信号に
基づいて自己相関演算を行う自己相関演算部１０８と、
受信信号処理部１０６の出力信号Ｓ１０６（信号ｓｙ
ｒｅおよびｓｙ ｉｍ）のデータ列とこれを順次シフト
させてデータ列との相関を取る相互相関演算部１０９
と、自己相関結果の実部と虚部とを２乗して自己相関電
力ＡＣＰを得、これをあらかじめ設定したしきい値Ｖｔ
ｈと比較し、自己相関電力ＡＣＰがしきい値Ｖｔｈを越
えたら周波数オフセット検出の最適位置がくる可能性の
ある位置（時間）に所定幅のウィンドウを設定し、この
ウィンドウ内で、相互相関結果のピーク値を検出すると
ともに、ピーク位置での誤差検出周波数Δｆを選択して
受信信号処理部１０６に出力する制御部１１０とを設け
たので、搬送波周波数の最適検出位置を正確に求めるこ
とができ、周波数検出の精度を向上させることができる
利点がある。

【０１１２】なお、本実施形態では、制御部で設定した
ウィンドウ内で相互相関結果のピーク値を検出するよう
にしたが、たとえば、図１０に示すように、相互相関電
力ＣＣＰと自己相関電力ＡＣＰを所定の係数に基づいて
加算器１１０６で加算し、この加算した電力におけるピ
ーク位置を検出するように構成することも可能である。
この場合も、上述したと同様の効果を得ることができ
る。

【０１１３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
様々な受信状況下にあっても、最適位置での周波数検出
を可能とし、周波数検出精度の向上を図れる利点があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る周波数オフセット検出回路を適用
した復調装置の一実施形態を示すブロック構成図であ
る。

【図２】Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４システムにおいて一
定期間以上のデータ信号区間にリファレンス信号ＲＥＦ
を挿入している信号形態を示す図である。

【図３】図１の受信信号処理部の具体的な構成例を示す
回路図である。

【図４】図１の自己相関演算部の構成例を示す回路図で
ある。

【図５】図１の自己相関演算部における自己相関処理過
程の一例を示す図である。

【図６】図１の相互相関演算部の構成例を示す回路図で
ある。

【図７】相互相関演算部の出力波形を示す図である。

【図８】本発明に係る制御部の周波数検出およびピーク
検出系の構成例を示すブロック図である。

【図９】搬送波周波数の検出過程を示す図である。

【図１０】図１の制御部の他の構成例を示す回路図であ
る。

【図１１】Ｗｉｒｅｌｅｓｓ１３９４システムの代表的
なプリアンブル信号を含むバースト信号部を示す図であ
る。

【図１２】一般的な自己相関処理を説明するための図で
ある。

【符号の説明】

１０…バースト同期復調装置、１０１…自動利得制御増
幅部（ＡＧＣＡＭＰ）、１０２…受信信号電力観測部、
１０３…Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）、１０４…ディジ
タル／アナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ（ＤＡＣ）、１０
５…Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）、１０６…受信信号処
理部、１０７…ＯＦＤＭ復調部（ＤＥＭＯＤ）、１０８
…自己相関演算部（ＡＣＣ）、１０９…相互相関演算部
（ＣＣＣ）、１１０…制御部（ＣＴＬ）、１１１…増幅
利得制御部（ＡＧＣＴＬ）、１１０１…絶対値回路、１
１０２…しきい値比較回路、１１０３…ウィンドウ設定
回路、１１０４…周波数検出回路、１１０５…ピークサ
ーチ回路、１１０６…加算器。

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 データシンボルの先頭部に少なくともプ
   リアンブル信号を含むバースト部が付加された受信信号
   の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出回
   路であって、 上記受信信号の上記バースト部における自己相関演算を
   行う自己相関演算部と、 上記受信信号の上記バースト部における相互相関演算を
   行う相互相関演算部と、 上記自己相関演算部による自己相関結果に基づく自己相
   関電力があらかじめ設定したしきい値を越えたら周波数
   オフセット検出の最適位置がくる可能性のある位置に所
   定幅のウィンドウを設定し、かつ、上記自己相関演算部
   による自己相関結果に基づき受信信号の搬送波周波数を
   検出し、上記設定したウィンドウ内で、少なくとも相互
   相関電力のピーク値を検出するとともに、ピーク位置で
   の誤差検出周波数を選定する制御部とを有する周波数オ
   フセット検出回路。
2. 【請求項２】 上記制御部は、相互相関電力と自己相関
   電力を所定の係数に基づいて加算し、当該加算した電力
   におけるピーク位置を検出する請求項１記載の周波数オ
   フセット検出回路。
3. 【請求項３】 上記制御部で選定された誤差検出周波数
   を受けて、受信信号の周波数オフセットを補正する補正
   部を有する請求項１記載の周波数オフセット検出回路。
4. 【請求項４】 上記制御部で選定された誤差検出周波数
   を受けて、受信信号の周波数オフセットを補正する補正
   部を有する請求項２記載の周波数オフセット検出回路。
5. 【請求項５】 上記受信信号は、直交周波数分割多重変
   調方式に基づいて変調されている請求項１記載の周波数
   オフセット検出回路。
6. 【請求項６】 上記受信信号は、プリアンブル信号に後
   続するリファレンス信号を含むバースト部が付加されて
   おり、 上記自己相関演算部は、上記バースト部の前半部である
   プリアンブル信号部分で自己相関演算を行い、 上記相互相関演算部は、上記バースト部のリファレンス
   信号部分で相互相関演算を行う請求項１記載の周波数オ
   フセット検出回路。
7. 【請求項７】 データシンボルの先頭部にプリアンブル
   信号を含むバースト部が付加された受信信号の周波数オ
   フセットを検出する周波数オフセット検出回路であっ
   て、 受信信号をベースバンド信号に変換し、ベースバンド信
   号のサンプリング周波数を低い周波数にダウンサンプリ
   ングする受信信号処理部と、 上記受信信号処理部の出力信号の上記バースト部におけ
   る自己相関演算を行う自己相関演算部と、 上記受信信号処理部の出力信号の上記バースト部におけ
   る相互相関演算を行う相互相関演算部と、 上記自己相関演算部による自己相関結果に基づく自己相
   関電力があらかじめ設定したしきい値を越えたら周波数
   オフセット検出の最適位置がくる可能性のある位置に所
   定幅のウィンドウを設定し、かつ、上記自己相関演算部
   による自己相関結果に基づき受信信号の搬送波周波数を
   検出し、上記設定したウィンドウ内で、少なくとも相互
   相関電力のピーク値を検出するとともに、ピーク位置で
   の誤差検出周波数を選定する制御部とを有する周波数オ
   フセット検出回路。
8. 【請求項８】 上記制御部は、相互相関電力と自己相関
   電力を所定の係数に基づいて加算し、当該加算した電力
   におけるピーク位置を検出する請求項７記載の周波数オ
   フセット検出回路。
9. 【請求項９】 上記受信信号処理部は、上記制御部で選
   定された誤差検出周波数を受けて、受信信号の周波数オ
   フセットを補正して出力する請求項７記載の周波数オフ
   セット検出回路。
10. 【請求項１０】 上記受信信号処理部は、上記制御部で
    選定された誤差検出周波数を受けて、受信信号の周波数
    オフセットを補正して出力する請求項８記載の周波数オ
    フセット検出回路。
11. 【請求項１１】 上記受信信号は、直交周波数分割多重
    変調方式に基づいて変調されている請求項７記載の周波
    数オフセット検出回路。
12. 【請求項１２】 上記受信信号は、プリアンブル信号に
    後続するリファレンス信号を含むバースト部が付加され
    ており、 上記自己相関演算部は、上記バースト部の前半部である
    プリアンブル信号部分で自己相関演算を行い、 上記相互相関演算部は、上記バースト部のリファレンス
    信号部分で相互相関演算を行う請求項７記載の周波数オ
    フセット検出回路。
13. 【請求項１３】 データシンボルの先頭部にプリアンブ
    ル信号を含むバースト部が付加された受信信号を復調す
    る復調装置であって、 受信信号をベースバンド信号に変換し、ベースバンド信
    号のサンプリング周波数を低い周波数にダウンサンプリ
    ングし、誤差検出周波数を受けての周波数オフセットを
    補正して出力する受信信号処理部と、 上記受信信号処理部の出力信号の上記バースト部におけ
    る自己相関演算を行う自己相関演算部と、 上記受信信号処理部の出力信号の上記バースト部におけ
    る相互相関演算を行う相互相関演算部と、 上記自己相関演算部による自己相関結果に基づく自己相
    関電力があらかじめ設定したしきい値を越えたら周波数
    オフセット検出の最適位置がくる可能性のある位置に所
    定幅のウィンドウを設定し、かつ、上記自己相関演算部
    による自己相関結果に基づき受信信号の搬送波周波数を
    検出して上記設定したウィンドウ内で、少なくとも相互
    相関電力のピーク値を検出するとともに、ピーク位置で
    の誤差検出周波数を選定し上記受信信号処理部に出力
    し、さらにピーク位置から所定時間経過後に、タイミン
    グ信号を出力する制御部とを含む周波数オフセット検出
    回路と、 上記制御部から出力されたタイミング信号を受けて上記
    受信信号処理部による受信信号を離散フーリエ変換して
    復調する復調部とを有する復調装置。
14. 【請求項１４】 上記制御部は、相互相関電力と自己相
    関電力を所定の係数に基づいて加算し、当該加算した電
    力におけるピーク位置を検出する請求項１３記載の復調
    装置。
15. 【請求項１５】 上記受信信号は、直交周波数分割多重
    変調方式に基づいて変調されている請求項１３記載の復
    調装置。
16. 【請求項１６】 上記受信信号は、プリアンブル信号に
    後続するリファレンス信号を含むバースト部が付加され
    ており、 上記自己相関演算部は、上記バースト部の前半部である
    プリアンブル信号部分で自己相関演算を行い、 上記相互相関演算部は、上記バースト部のリファレンス
    信号部分で相互相関演算を行う請求項１３記載の復調装
    置。