JP3145054B2 - 直交周波数分割多重方式用受信機 - Google Patents
直交周波数分割多重方式用受信機Info
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- JP3145054B2 JP3145054B2 JP12568397A JP12568397A JP3145054B2 JP 3145054 B2 JP3145054 B2 JP 3145054B2 JP 12568397 A JP12568397 A JP 12568397A JP 12568397 A JP12568397 A JP 12568397A JP 3145054 B2 JP3145054 B2 JP 3145054B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）方式用受信機に関し、特に受信側と送信側
の受信時の周波数ずれが補正される受信機に関する。
（ＯＦＤＭ）方式用受信機に関し、特に受信側と送信側
の受信時の周波数ずれが補正される受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】上記直交周波数分割多重方式用受信機は
ディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）の受信に使用さ
れ、移動通信に適した直交マルチキャリア変調方式を採
用している。受信機ではマルチキャリアを周波数分析
（ＦＦＴ）して復調を行っている。図１９はサブキャリ
アを説明する図である。本図に示す如く、直交する数百
のサブキャリアにオーディオ信号などの情報が分割して
多重されている。そして各サブキャリアにＰＳＫ（位相
変調）、ＱＰＳＫ（直交位相変調）、π／４ＱＰＳＫな
どのエンベロープが一定である位相変調が行われている
場合にはサブキャリアの振幅が常に一定で送信されてい
る。これを受信機で受信する時に、以下の場合に、振幅
が一定で無くなる。
ディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）の受信に使用さ
れ、移動通信に適した直交マルチキャリア変調方式を採
用している。受信機ではマルチキャリアを周波数分析
（ＦＦＴ）して復調を行っている。図１９はサブキャリ
アを説明する図である。本図に示す如く、直交する数百
のサブキャリアにオーディオ信号などの情報が分割して
多重されている。そして各サブキャリアにＰＳＫ（位相
変調）、ＱＰＳＫ（直交位相変調）、π／４ＱＰＳＫな
どのエンベロープが一定である位相変調が行われている
場合にはサブキャリアの振幅が常に一定で送信されてい
る。これを受信機で受信する時に、以下の場合に、振幅
が一定で無くなる。
【０００３】（Ａ）受信機で周波数同期誤差を生じてい
る（受信周波数がずれている）。 （Ｂ）受信機で時間同期誤差を生じている（シンボル間
にまたがってＦＦＴを行っている）。 （Ｃ）受信機で歪みが生じている。 （Ｄ）マルチパス妨害を生じている。
る（受信周波数がずれている）。 （Ｂ）受信機で時間同期誤差を生じている（シンボル間
にまたがってＦＦＴを行っている）。 （Ｃ）受信機で歪みが生じている。 （Ｄ）マルチパス妨害を生じている。
【０００４】（Ｅ）弱入力である。 このうち（Ａ）〜（Ｃ）のような振幅変化の原因は、受
信機側で制御を行うことにより受信状態を改善できるた
め、その受信機の制御を行うための判定信号として利用
できる。図２０は送信機と受信機との間の周波数の関係
を説明する図である。サブキャリアの直交性を確保する
ために、周波数の同期精度として、送信機と受信機との
間の周波数のずれが、本図に示す如く、サブキャリアの
周波数間隔（ｄｆ）、例えば１ＫＨｚ、の２％以下にす
ることが要求されている。この要求が満たされないと、
サブキャリアの振幅の変化が、後述する如く、発生す
る。本図に示す如く、（Ａ）の場合にはサブキャリアが
ｄｆ内で変動し、（Ｂ）の場合にはｄｆを越えて変動す
る。
信機側で制御を行うことにより受信状態を改善できるた
め、その受信機の制御を行うための判定信号として利用
できる。図２０は送信機と受信機との間の周波数の関係
を説明する図である。サブキャリアの直交性を確保する
ために、周波数の同期精度として、送信機と受信機との
間の周波数のずれが、本図に示す如く、サブキャリアの
周波数間隔（ｄｆ）、例えば１ＫＨｚ、の２％以下にす
ることが要求されている。この要求が満たされないと、
サブキャリアの振幅の変化が、後述する如く、発生す
る。本図に示す如く、（Ａ）の場合にはサブキャリアが
ｄｆ内で変動し、（Ｂ）の場合にはｄｆを越えて変動す
る。
【０００５】図２１はベースバンド・データフレーム
（例えば２４ｍｓ）を説明する図である。本図に示す如
く、ヌルシンボルで区切られるデータフレームのヘッド
に同期を取るために一定の位相値で変調されているパイ
ロットシンボルが設けられている。なお、周波数分析は
正常時には有効シンボル毎に行われる。
（例えば２４ｍｓ）を説明する図である。本図に示す如
く、ヌルシンボルで区切られるデータフレームのヘッド
に同期を取るために一定の位相値で変調されているパイ
ロットシンボルが設けられている。なお、周波数分析は
正常時には有効シンボル毎に行われる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このパ
イロットシンボルを利用して周波数のずれを検出するこ
とが可能であるが、パイロットシンボルは１フレームに
１回しか挿入されていないため補正に時間が係るという
問題がある。また、パイロットシンボルが無い場合には
補正を行うことができない。
イロットシンボルを利用して周波数のずれを検出するこ
とが可能であるが、パイロットシンボルは１フレームに
１回しか挿入されていないため補正に時間が係るという
問題がある。また、パイロットシンボルが無い場合には
補正を行うことができない。
【０００７】図２２はマルチパス妨害を受けたサブキャ
リアを説明する図である。本図に示す如く、マルチパス
妨害を受けるとサブキャリアにディップが生じる。反射
波の遅延時間をτとすると、ディップの周波数間隔は１
／τとなる。通常この遅延時間はτ＝４０μｓｅｃであ
り、周波数に換算して２５ＫＨｚである。このように、
前述の（Ｄ）の場合の原因で指摘したように、サブキャ
リアの振幅変化が発生する。（Ｄ）の場合のマルチパス
によるサブキャリアの振幅変化、（Ｅ）の場合の弱入力
時のサブキャリアの振幅変化は受信機の周波数のずれに
起因していない。このため、（Ａ）の場合だけに起因す
る振幅変化による周波数の補正を行う際に、（Ｄ）、
（Ｅ）の場合に起因する振幅変化の識別が行えないと、
（Ａ）の場合に起因する周波数の補正を行えないという
問題がある。
リアを説明する図である。本図に示す如く、マルチパス
妨害を受けるとサブキャリアにディップが生じる。反射
波の遅延時間をτとすると、ディップの周波数間隔は１
／τとなる。通常この遅延時間はτ＝４０μｓｅｃであ
り、周波数に換算して２５ＫＨｚである。このように、
前述の（Ｄ）の場合の原因で指摘したように、サブキャ
リアの振幅変化が発生する。（Ｄ）の場合のマルチパス
によるサブキャリアの振幅変化、（Ｅ）の場合の弱入力
時のサブキャリアの振幅変化は受信機の周波数のずれに
起因していない。このため、（Ａ）の場合だけに起因す
る振幅変化による周波数の補正を行う際に、（Ｄ）、
（Ｅ）の場合に起因する振幅変化の識別が行えないと、
（Ａ）の場合に起因する周波数の補正を行えないという
問題がある。
【０００８】したがって、本発明は、上記問題点に鑑
み、受信機側の周波数同期誤差による振幅変化を、マル
チパスに起因するときと、弱入力に起因するときとを識
別して検出し、迅速に周波数の補正を行うことができる
直交周波数分割多重方式用受信機を提供することを目的
とする。
み、受信機側の周波数同期誤差による振幅変化を、マル
チパスに起因するときと、弱入力に起因するときとを識
別して検出し、迅速に周波数の補正を行うことができる
直交周波数分割多重方式用受信機を提供することを目的
とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、直交した複数のサブキャリアを位相変
調した信号を受信する直交周波数分割多重方式受信機に
おいて、受信信号からベースバンド信号に戻すメインキ
ャリアを発生する電圧制御発振器と、前記ベースバンド
信号を周波数分析してサブキャリアのレベル及び位相値
を求め符号の復号を行う周波数分析部と、前記メインキ
ャリアの周波数のずれに起因する符号間干渉により隣接
サブキャリア間に発生するレベル差を検出し、レベル差
が最小となるように前記メインキャリアの周波数のずれ
を補正する周波数補正部とを備えることを特徴とする。
この手段により、受信機側の周波数同期誤差、時間同期
誤差、歪みによる隣接のサブキャリアの振幅変化を、マ
ルチパスと、弱入力とで識別して検出し、迅速に周波数
の補正を行うことができる。
解決するために、直交した複数のサブキャリアを位相変
調した信号を受信する直交周波数分割多重方式受信機に
おいて、受信信号からベースバンド信号に戻すメインキ
ャリアを発生する電圧制御発振器と、前記ベースバンド
信号を周波数分析してサブキャリアのレベル及び位相値
を求め符号の復号を行う周波数分析部と、前記メインキ
ャリアの周波数のずれに起因する符号間干渉により隣接
サブキャリア間に発生するレベル差を検出し、レベル差
が最小となるように前記メインキャリアの周波数のずれ
を補正する周波数補正部とを備えることを特徴とする。
この手段により、受信機側の周波数同期誤差、時間同期
誤差、歪みによる隣接のサブキャリアの振幅変化を、マ
ルチパスと、弱入力とで識別して検出し、迅速に周波数
の補正を行うことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明に係る直交周波
数分割多重方式用受信機の例を示す図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重方式用受信機は移動体に搭
載され、受信信号を高周波増幅する高周波増幅器１と、
送信周波数をメインキャリアを用いてベースバンド信号
に変換する混合器２と、混合器２にメインキャリアを供
給する電圧制御発振器３と、混合器２に接続され不要周
波数を除去する帯域通過フィルタ４と、帯域通過フィル
タ４に接続される可変利得増幅器５と、可変利得増幅器
５に接続される帯域通過フィルタ６と、帯域通過フィル
タ６の出力信号をアナログからディジタルに変換するＡ
／Ｄ変換器７（Analog to Digital Converter)と、Ａ／
Ｄ変換器７に接続されディジタル信号を周波数分析して
サブキャリアのレベル、サブキャリアを変調した位相を
求めこの位相を符号に復号する高速フーリエ変換器（Ｆ
ＦＴ）８と、高速フーリエ変換器８に接続され誤り訂正
処理を行う誤り訂正部９と、誤り訂正部９に接続される
ＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）デコーダ１
０と、ＭＰＥＧデコーダ１０の出力信号をディジタルか
らアナログに変換するＤ／Ａ変換器１１(Digital to An
alog Converter) と、アナログの電力を増幅する電力増
幅器１１と、電気信号を音響に変換するスピーカ１３と
を具備する。さらに、自動利得制御回路（ＡＧＣ）１４
は帯域通過フィルタ６から電界強度を示す出力信号を入
力し弱入力時に可変利得増幅器５の利得を制御してい
る。
図面を参照して説明する。図１は本発明に係る直交周波
数分割多重方式用受信機の例を示す図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重方式用受信機は移動体に搭
載され、受信信号を高周波増幅する高周波増幅器１と、
送信周波数をメインキャリアを用いてベースバンド信号
に変換する混合器２と、混合器２にメインキャリアを供
給する電圧制御発振器３と、混合器２に接続され不要周
波数を除去する帯域通過フィルタ４と、帯域通過フィル
タ４に接続される可変利得増幅器５と、可変利得増幅器
５に接続される帯域通過フィルタ６と、帯域通過フィル
タ６の出力信号をアナログからディジタルに変換するＡ
／Ｄ変換器７（Analog to Digital Converter)と、Ａ／
Ｄ変換器７に接続されディジタル信号を周波数分析して
サブキャリアのレベル、サブキャリアを変調した位相を
求めこの位相を符号に復号する高速フーリエ変換器（Ｆ
ＦＴ）８と、高速フーリエ変換器８に接続され誤り訂正
処理を行う誤り訂正部９と、誤り訂正部９に接続される
ＭＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）デコーダ１
０と、ＭＰＥＧデコーダ１０の出力信号をディジタルか
らアナログに変換するＤ／Ａ変換器１１(Digital to An
alog Converter) と、アナログの電力を増幅する電力増
幅器１１と、電気信号を音響に変換するスピーカ１３と
を具備する。さらに、自動利得制御回路（ＡＧＣ）１４
は帯域通過フィルタ６から電界強度を示す出力信号を入
力し弱入力時に可変利得増幅器５の利得を制御してい
る。
【００１１】全体エラーレート検出部１５は誤り訂正部
９からの誤り訂正情報に基づいて図２１に示される１フ
レーム当たりに発生する全エラーレートを検出する。周
波数補正部１６は高速フーリエ変換部８、全体エラーレ
ート検出部１５、自動利得制御回路１４から入力する情
報に基づいて、送信側と受信側の周波数のずれ、ずれの
方向を隣接サブキャリアの符号間の相関により求めてメ
インキャリアの周波数を補正制御するために電圧制御発
振器３へ制御電圧を出力する。Ａ／Ｄ変換器１７は周波
数補正部１６からの制御電圧をディジタルからアナログ
に変換して電圧制御発振器３に出力する。
９からの誤り訂正情報に基づいて図２１に示される１フ
レーム当たりに発生する全エラーレートを検出する。周
波数補正部１６は高速フーリエ変換部８、全体エラーレ
ート検出部１５、自動利得制御回路１４から入力する情
報に基づいて、送信側と受信側の周波数のずれ、ずれの
方向を隣接サブキャリアの符号間の相関により求めてメ
インキャリアの周波数を補正制御するために電圧制御発
振器３へ制御電圧を出力する。Ａ／Ｄ変換器１７は周波
数補正部１６からの制御電圧をディジタルからアナログ
に変換して電圧制御発振器３に出力する。
【００１２】次に、周波数補正部１６における隣接サブ
キャリア間の符号間干渉の相関の処理について説明す
る。図２はサブキャリアを説明する図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式におい
て、サブキャリアの周波数間隔をｄｆ、有効シンボル長
をｔs （図２１参照）とし、高速フーリエ変換器（ＦＦ
Ｔ８）のタイミング周波数をｆffとする。各サブキャリ
アは変調されており、スペクトラムの広がりを生じてい
る。従って、各サブキャリアの符号同士が干渉する可能
性があるが、直交条件すなわちｔs ＝１／ｄｆであるこ
と、およびｆffが入力周波数と一致すること（ｄｆの２
％以内で一致すること）を満たす時のみ干渉が無い。こ
こで、受信機側のＦＦＴ８におけるｆffが各サブキャリ
アに対してｆd （図３）ほどずれた場合を以下に考察す
る。
キャリア間の符号間干渉の相関の処理について説明す
る。図２はサブキャリアを説明する図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式におい
て、サブキャリアの周波数間隔をｄｆ、有効シンボル長
をｔs （図２１参照）とし、高速フーリエ変換器（ＦＦ
Ｔ８）のタイミング周波数をｆffとする。各サブキャリ
アは変調されており、スペクトラムの広がりを生じてい
る。従って、各サブキャリアの符号同士が干渉する可能
性があるが、直交条件すなわちｔs ＝１／ｄｆであるこ
と、およびｆffが入力周波数と一致すること（ｄｆの２
％以内で一致すること）を満たす時のみ干渉が無い。こ
こで、受信機側のＦＦＴ８におけるｆffが各サブキャリ
アに対してｆd （図３）ほどずれた場合を以下に考察す
る。
【００１３】このｆffの周波数ずれが生じると、符号間
干渉によりサブキャリアレベルの値にエラー（不ぞろ
い）が生じ、符号間干渉として、隣接するサブキャリア
相互に影響が生じ、サブキャリアが独立ではなくなる。
そこで周波数の高い側の干渉と、周波数の低い側の干渉
とを区別することにより、ｆffのずれがプラス側かマイ
ナス側かを判断する。
干渉によりサブキャリアレベルの値にエラー（不ぞろ
い）が生じ、符号間干渉として、隣接するサブキャリア
相互に影響が生じ、サブキャリアが独立ではなくなる。
そこで周波数の高い側の干渉と、周波数の低い側の干渉
とを区別することにより、ｆffのずれがプラス側かマイ
ナス側かを判断する。
【００１４】図３はサブキャリア、位相値、周波数ずれ
の関係を説明する図である。本図に示す如く、代表的な
サブキャリアの周波数をｆi-1 、ｆi 、ｆi+1 とし、そ
れぞれの位相値を（ｋi-1,ｌi-1 ）、（ｋi,ｌi ）、
（ｋi+1,ｌi+1 ）とすると、それぞれの被変調波すなわ
ち変調されたサブキャリアは、 Ｅi-1 ＝ｋi-1 ｓｉｎ２πｆi-1 ＋ｌi-1 ｃｏｓ２πｆi-1 …（１） Ｅi ＝ｋi ｓｉｎ２πｆi ＋ｌi ｃｏｓ２πｆi …（２） Ｅi+1 ＝ｋi+1 ｓｉｎ２πｆi+1 ＋ｌi+1 ｃｏｓ２πｆi+1 …（３） である。
の関係を説明する図である。本図に示す如く、代表的な
サブキャリアの周波数をｆi-1 、ｆi 、ｆi+1 とし、そ
れぞれの位相値を（ｋi-1,ｌi-1 ）、（ｋi,ｌi ）、
（ｋi+1,ｌi+1 ）とすると、それぞれの被変調波すなわ
ち変調されたサブキャリアは、 Ｅi-1 ＝ｋi-1 ｓｉｎ２πｆi-1 ＋ｌi-1 ｃｏｓ２πｆi-1 …（１） Ｅi ＝ｋi ｓｉｎ２πｆi ＋ｌi ｃｏｓ２πｆi …（２） Ｅi+1 ＝ｋi+1 ｓｉｎ２πｆi+1 ＋ｌi+1 ｃｏｓ２πｆi+1 …（３） である。
【００１５】なお、ＱＰＳＫの場合には、例えば、（ｋ
i,ｌi ）＝（１，１），（１，−１），（−１，１），
（−１，−１）である。受信側のＦＦＴ８では、周波数
ｆi に相当するサブキャリアの検出は、以下のようなＦ
ＦＴ演算により行われる。
i,ｌi ）＝（１，１），（１，−１），（−１，１），
（−１，−１）である。受信側のＦＦＴ８では、周波数
ｆi に相当するサブキャリアの検出は、以下のようなＦ
ＦＴ演算により行われる。
【００１６】
【数１】
【００１７】ここに、入力信号Ｅ（ｔ）は、 Ｅ＝…Ｅi-1 ＋Ｅi ＋Ｅi+1 … …（６） のように表される。ここで、近似計算を行うと、
【００１８】
【数２】
【００１９】さらに、周波数ｆi のサブキャリアのレベ
ルＶ（ｉ）は、 Ｖ（ｉ）＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 …（１１） として得られる。なお、ＱＰＳＫの場合には周波数のず
れｆd ＝０の場合には、Ｖ（ｉ）＝２1/2 である。次
に、ｆd ＝０であれば、ｔs ＝１／ｄｆであるため、
ルＶ（ｉ）は、 Ｖ（ｉ）＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 …（１１） として得られる。なお、ＱＰＳＫの場合には周波数のず
れｆd ＝０の場合には、Ｖ（ｉ）＝２1/2 である。次
に、ｆd ＝０であれば、ｔs ＝１／ｄｆであるため、
【００２０】
【数３】
【００２１】となり、本来の位相値（ｋi,ｌi ）を取り
出せる。しかし、ｆd ≠０であれば、（ｋi,ｌi ）の符
号の影響が出る。つまり、符号間干渉が発生する。ただ
し、ｆd ＞０又はｆd ＜０により符号間干渉の式（７）
のＶOS、式（９）のＶOCに対する影響が異なる。式
（７）においてｆd ＞０の場合には、Ｖx ＞０であるの
で、ｋi とｋi+1 の各符号が異なり且つｋi とｋi-1 の
各符号が同じ場合には、例えば、ＱＰＳＫでは、 ＶOS（ｉ）≒１＋２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１−２Ｖx …（１２） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
出せる。しかし、ｆd ≠０であれば、（ｋi,ｌi ）の符
号の影響が出る。つまり、符号間干渉が発生する。ただ
し、ｆd ＞０又はｆd ＜０により符号間干渉の式（７）
のＶOS、式（９）のＶOCに対する影響が異なる。式
（７）においてｆd ＞０の場合には、Ｖx ＞０であるの
で、ｋi とｋi+1 の各符号が異なり且つｋi とｋi-1 の
各符号が同じ場合には、例えば、ＱＰＳＫでは、 ＶOS（ｉ）≒１＋２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１−２Ｖx …（１２） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
【００２２】さらに、ｋi とｋi+1 の各符号が同一であ
り且つｋi とｋi-1 の各符号が異なる場合には、 ＶOS（ｉ）≒１−２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１＋２Ｖx …（１３） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
り且つｋi とｋi-1 の各符号が異なる場合には、 ＶOS（ｉ）≒１−２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１＋２Ｖx …（１３） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
【００２３】同様に、ｆd ＜０の場合には、Ｖx ＜０で
あるので、上記と逆の関係が成立する。さらに、式
（９）においてｆd ＞０の場合には、Ｖy ＞０であるの
で、ｌi とｌi+1 の各符号が異なり且つｌi とｌi-1 の
各符号が同じ場合には、 ＶOC≒１＋２Ｖy …（１４） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１−２Ｖy …（１５） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
あるので、上記と逆の関係が成立する。さらに、式
（９）においてｆd ＞０の場合には、Ｖy ＞０であるの
で、ｌi とｌi+1 の各符号が異なり且つｌi とｌi-1 の
各符号が同じ場合には、 ＶOC≒１＋２Ｖy …（１４） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１−２Ｖy …（１５） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
【００２４】さらに、ｌi とｌi+1 の各符号が同一であ
り且つｌi とｌi-1 の各符号が異なる場合には、 ＶOC（ｉ）≒１−２Ｖｙ …（１６） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１＋２Ｖｙ …（１７） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
り且つｌi とｌi-1 の各符号が異なる場合には、 ＶOC（ｉ）≒１−２Ｖｙ …（１６） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１＋２Ｖｙ …（１７） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
【００２５】同様に、ｆd ＜０の場合には、Ｖｙ＜０で
あるので、上記と逆の関係が成立する。以上を要約する
と、ｆi の変調位相とその隣接サブキャリアの変調位相
との位相差によりサブキャリアのレベル差が大きくなっ
たり、小さくなったりするが、ｆｄ＞０に対して、位相
差がｋi とｋi+1 の各符号が異なり且つｋi とｋi-1 の
各符号が同じでさらにｌi とｌi+1 の各符号が異なり且
つｌi とｌi-1 の各符号が同じ場合に、Ｖ（ｉ）は最大
となり、 Ｖ（ｉ）max ＝｛（１＋２Ｖx ）2 ＋（１＋２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１８） に変化し、 ｋi とｋi+1 の各符号が同一であり且つｋi とｋi-1 の
各符号が異なり、さらにｌi とｌi+1 の各符号が同一で
あり且つｌi とｌi-1 の各符号が異なる場合に、Ｖ
（ｉ）は最小となり、 Ｖ（ｉ）min ＝｛（１−２Ｖx ）2 ＋（１−２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１９） に変化する。
あるので、上記と逆の関係が成立する。以上を要約する
と、ｆi の変調位相とその隣接サブキャリアの変調位相
との位相差によりサブキャリアのレベル差が大きくなっ
たり、小さくなったりするが、ｆｄ＞０に対して、位相
差がｋi とｋi+1 の各符号が異なり且つｋi とｋi-1 の
各符号が同じでさらにｌi とｌi+1 の各符号が異なり且
つｌi とｌi-1 の各符号が同じ場合に、Ｖ（ｉ）は最大
となり、 Ｖ（ｉ）max ＝｛（１＋２Ｖx ）2 ＋（１＋２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１８） に変化し、 ｋi とｋi+1 の各符号が同一であり且つｋi とｋi-1 の
各符号が異なり、さらにｌi とｌi+1 の各符号が同一で
あり且つｌi とｌi-1 の各符号が異なる場合に、Ｖ
（ｉ）は最小となり、 Ｖ（ｉ）min ＝｛（１−２Ｖx ）2 ＋（１−２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１９） に変化する。
【００２６】ｆｄ＜０の場合には位相差が上記の逆にな
り、式（１８）と（１９）が入れ代わる。したがって、
隣接サブキャリアの位相差とサブキャリのレベル差とか
ら、周波数のずれｆdxがプラス側であるか又はマイナス
側であるかを判断することが可能になる。そして、その
時のサブキャリアレベルの大きさが、式（１８）、（１
９）に基づいて、周波数のずれｆd に対応することにな
る。
り、式（１８）と（１９）が入れ代わる。したがって、
隣接サブキャリアの位相差とサブキャリのレベル差とか
ら、周波数のずれｆdxがプラス側であるか又はマイナス
側であるかを判断することが可能になる。そして、その
時のサブキャリアレベルの大きさが、式（１８）、（１
９）に基づいて、周波数のずれｆd に対応することにな
る。
【００２７】図４は図１の周波数補正部１６の制御動作
の概略例を説明するフローチャートである。ステップＳ
１において動作がスタートされると、ステップＳ２にお
いて全体エラーレート検出部１５からエラーレート検出
結果を入力し、ステップＳ３において自動利得制御回路
１４から電界強度検出の結果を入力する。ステップＳ４
のおいて、高速フーリエ変換部８からサブキャリアの情
報を入力し隣接サブキャリアの振幅（レベル）の比較を
行う。ステップＳ５において、隣接サブキャリアの符号
間距離の相関を求める。ステップＳ６においてステップ
Ｓ４、ステップＳ６の処理結果より周波数ずれを検出す
る。ステップＳ７において電圧制御発振器３に対して周
波数ずれの補正を行う。以下に各ステップの詳細につい
て説明を行う。
の概略例を説明するフローチャートである。ステップＳ
１において動作がスタートされると、ステップＳ２にお
いて全体エラーレート検出部１５からエラーレート検出
結果を入力し、ステップＳ３において自動利得制御回路
１４から電界強度検出の結果を入力する。ステップＳ４
のおいて、高速フーリエ変換部８からサブキャリアの情
報を入力し隣接サブキャリアの振幅（レベル）の比較を
行う。ステップＳ５において、隣接サブキャリアの符号
間距離の相関を求める。ステップＳ６においてステップ
Ｓ４、ステップＳ６の処理結果より周波数ずれを検出す
る。ステップＳ７において電圧制御発振器３に対して周
波数ずれの補正を行う。以下に各ステップの詳細につい
て説明を行う。
【００２８】図５はステップＳ４のサブキャリアレベル
比較を説明する図である。前述の如く、（Ａ）受信機で
周波数同期誤差を生じており、（Ｂ）受信機で時間同期
誤差を生じており、（Ｃ）受信機で歪みが生じている場
合には、各サブキャリアが独立でなくなり、符号間干渉
を起こすので、本図に示す如く、隣接キャリア間でサブ
キャリアにレベル差が生じる。したがって、隣接サブキ
ャリアレベルが小さければ、受信機での周波数同期誤
差、受信機での時間同期誤差、受信機での歪みが発生せ
ず、受信状態が良好であると迅速に判断でき、逆に、隣
接サブキャリアのレベル差が大きければ、受信機での周
波数同期誤差、受信機での時間同期誤差、受信機での歪
みが発生しており、受信状態が悪いと迅速に判断でき
る。すなわち、隣接サブキャリアのレベル差を、周波数
ずれとしてマルチパス等と区別して検出できる。
比較を説明する図である。前述の如く、（Ａ）受信機で
周波数同期誤差を生じており、（Ｂ）受信機で時間同期
誤差を生じており、（Ｃ）受信機で歪みが生じている場
合には、各サブキャリアが独立でなくなり、符号間干渉
を起こすので、本図に示す如く、隣接キャリア間でサブ
キャリアにレベル差が生じる。したがって、隣接サブキ
ャリアレベルが小さければ、受信機での周波数同期誤
差、受信機での時間同期誤差、受信機での歪みが発生せ
ず、受信状態が良好であると迅速に判断でき、逆に、隣
接サブキャリアのレベル差が大きければ、受信機での周
波数同期誤差、受信機での時間同期誤差、受信機での歪
みが発生しており、受信状態が悪いと迅速に判断でき
る。すなわち、隣接サブキャリアのレベル差を、周波数
ずれとしてマルチパス等と区別して検出できる。
【００２９】そして、隣接サブキャリアのレベル差が小
さくなるように、電圧制御発振器３へのフィードバック
制御電圧をプラス側又はマイナス側に微小変化させてレ
ベル差が小さくなる方向に次の制御電圧を補正し、この
制御を繰り返す。なお、プラス側、マイナス側に変化さ
せる周波数補正量をレベル差が大きい時には大きくし、
小さい時には小さくするようにしてもよい。
さくなるように、電圧制御発振器３へのフィードバック
制御電圧をプラス側又はマイナス側に微小変化させてレ
ベル差が小さくなる方向に次の制御電圧を補正し、この
制御を繰り返す。なお、プラス側、マイナス側に変化さ
せる周波数補正量をレベル差が大きい時には大きくし、
小さい時には小さくするようにしてもよい。
【００３０】次に、前述の如く、（Ｄ）マルチパス妨害
を生じており、（Ｅ）弱入力である場合にも隣接サブキ
ャリア間でサブキャリアのレベル差が生じる。（Ａ）等
の場合は（Ｄ）等の場合よりもサブキャリアのレベル差
が大きく生じる。そのため、サブキャリアレベルが所定
値よりも大きい場合には、マルチパス等の発生に起因す
る（Ｄ）等の場合によるサブキャリアのレベル差の発生
ではなく、受信機での周波数同期誤差の発生に起因する
（Ａ）等の場合によるサブキャリアのレベル差の発生と
見なすことができる。
を生じており、（Ｅ）弱入力である場合にも隣接サブキ
ャリア間でサブキャリアのレベル差が生じる。（Ａ）等
の場合は（Ｄ）等の場合よりもサブキャリアのレベル差
が大きく生じる。そのため、サブキャリアレベルが所定
値よりも大きい場合には、マルチパス等の発生に起因す
る（Ｄ）等の場合によるサブキャリアのレベル差の発生
ではなく、受信機での周波数同期誤差の発生に起因する
（Ａ）等の場合によるサブキャリアのレベル差の発生と
見なすことができる。
【００３１】図５に示す如く、サブキャリアレベルの比
較を行う場合に、隣接サブキャリアレベルの複数の差を
ｌ1 ，ｌ2 ，…，ｌn として、これらの総和ｌt を、以
下の如く、 ｌt ＝ｌ1 ＋ｌ2 ＋…＋ｌn …（２０） 求める。このサブキャリアレベルの総和により上記の判
断の精度を向上させる。
較を行う場合に、隣接サブキャリアレベルの複数の差を
ｌ1 ，ｌ2 ，…，ｌn として、これらの総和ｌt を、以
下の如く、 ｌt ＝ｌ1 ＋ｌ2 ＋…＋ｌn …（２０） 求める。このサブキャリアレベルの総和により上記の判
断の精度を向上させる。
【００３２】次に、図４のステップＳ５の符号間距離の
相関について詳細に説明する。別の例として、前述の位
相差を符号間距離に表したものとサブキャリアのレベル
差との相関に関連して周波数のずれを説明する。周波数
ｆi とｆi+1 の各サブキャリアのレベル差Ｖｄ（i,i+1
）（図６）は、 Ｖｄ（i,i+1 ）＝Ｖ（i ）−Ｖ（i+1 ） ＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 −（ＶOS（ｉ＋１）2 ＋ＶOC（ｉ＋１）2 ）1/2 …（２１） ここに、i はサブキャリア番号である。
相関について詳細に説明する。別の例として、前述の位
相差を符号間距離に表したものとサブキャリアのレベル
差との相関に関連して周波数のずれを説明する。周波数
ｆi とｆi+1 の各サブキャリアのレベル差Ｖｄ（i,i+1
）（図６）は、 Ｖｄ（i,i+1 ）＝Ｖ（i ）−Ｖ（i+1 ） ＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 −（ＶOS（ｉ＋１）2 ＋ＶOC（ｉ＋１）2 ）1/2 …（２１） ここに、i はサブキャリア番号である。
【００３３】次に、周波数ｆi のサブキャリアを基準と
して周波数ｆi とｆi+1 の各サブキャリアの符号間距離
Ｄ+ は、 Ｄ+ ＝Ｄ（i+1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ＋１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ＋１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２２） となり、周波数ｆi とｆi-1 のサブキャリアの符号間距
離Ｄ- は、 Ｄ- ＝Ｄ（i-1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ−１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ−１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２３） となる。
して周波数ｆi とｆi+1 の各サブキャリアの符号間距離
Ｄ+ は、 Ｄ+ ＝Ｄ（i+1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ＋１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ＋１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２２） となり、周波数ｆi とｆi-1 のサブキャリアの符号間距
離Ｄ- は、 Ｄ- ＝Ｄ（i-1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ−１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ−１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２３） となる。
【００３４】なお、式（２２）、（２３）において、絶
対値により求めた距離は自乗平方根により求めてもよ
い。図６は符号間距離の相関を詳細に説明する図であ
る。本図（ａ）のｆｄ＞０の場合には、左側に示す如
く、０＜Ｖｄ（i,i+1 ）、Ｄ- ＜Ｄ+ である。ここで、
Ｄ- ＜Ｄ+ となるのは、式（１２）の例で説明した如
く、ｋi とｋi+1 の各符号が異なり且つｋi とｋi-1 の
各符号が同じである位相差を表す。
対値により求めた距離は自乗平方根により求めてもよ
い。図６は符号間距離の相関を詳細に説明する図であ
る。本図（ａ）のｆｄ＞０の場合には、左側に示す如
く、０＜Ｖｄ（i,i+1 ）、Ｄ- ＜Ｄ+ である。ここで、
Ｄ- ＜Ｄ+ となるのは、式（１２）の例で説明した如
く、ｋi とｋi+1 の各符号が異なり且つｋi とｋi-1 の
各符号が同じである位相差を表す。
【００３５】本図（ａ）の右側では、０＞Ｖｄ（i,i+1
）、Ｄ- ＞Ｄ+ である。この場合、ｋi とｋi+1 の各
符号が同一であり且つｋi とｋi-1 の各符号が異なる。
すなわち、ｆｄ＞０の場合には、 Ｖｄ・Ｄ- ＜Ｖｄ・Ｄ+ …（２４） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがプラス側である。
）、Ｄ- ＞Ｄ+ である。この場合、ｋi とｋi+1 の各
符号が同一であり且つｋi とｋi-1 の各符号が異なる。
すなわち、ｆｄ＞０の場合には、 Ｖｄ・Ｄ- ＜Ｖｄ・Ｄ+ …（２４） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがプラス側である。
【００３６】本図（ｂ）のｆｄ＜０についても同様にし
て、 Ｖｄ・Ｄ- ＞Ｖｄ・Ｄ+ …（２５） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがマイナス側である。すなわち、Ｖｄ・Ｄ-
とＶｄ・Ｄ+ との大小を逐次比較して周波数ｆｄのずれ
方向を判断することができる。さらに、 Ｖｄ・Ｄ+ −Ｖｄ・Ｄ- …（２６） を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
て、 Ｖｄ・Ｄ- ＞Ｖｄ・Ｄ+ …（２５） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがマイナス側である。すなわち、Ｖｄ・Ｄ-
とＶｄ・Ｄ+ との大小を逐次比較して周波数ｆｄのずれ
方向を判断することができる。さらに、 Ｖｄ・Ｄ+ −Ｖｄ・Ｄ- …（２６） を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
【００３７】以上は、周波数ｆi-1,ｆi , ｆi+1 につい
て説明したが、周波数ｆi0-1, ｆi0,ｆi0+1に拡張し
て、周波数ｆi0のサブキャリアに対して一般化した場合
には、 ΣＶｄi0・Ｄ- i0とΣＶｄi0・Ｄ+ i0との大小を逐次比
較して、周波数ずれｆｄ i<i0 i>i0 の方向を判断する。ここで、式（２１）、（２２）、
（２３）において、Ｖｄi0＝Ｖｄ（i0,i+1）、Ｄ+ i0＝
Ｄ（i+1,i0）、Ｄ- i0＝Ｄ（i-1,i0）と置き換える。さ
らに、 ΣＶｄi0・Ｄ+ i0−ΣＶｄi0・Ｄ- i0 …（２７） i>i0 i<i0 を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
て説明したが、周波数ｆi0-1, ｆi0,ｆi0+1に拡張し
て、周波数ｆi0のサブキャリアに対して一般化した場合
には、 ΣＶｄi0・Ｄ- i0とΣＶｄi0・Ｄ+ i0との大小を逐次比
較して、周波数ずれｆｄ i<i0 i>i0 の方向を判断する。ここで、式（２１）、（２２）、
（２３）において、Ｖｄi0＝Ｖｄ（i0,i+1）、Ｄ+ i0＝
Ｄ（i+1,i0）、Ｄ- i0＝Ｄ（i-1,i0）と置き換える。さ
らに、 ΣＶｄi0・Ｄ+ i0−ΣＶｄi0・Ｄ- i0 …（２７） i>i0 i<i0 を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
【００３８】以上は、前述の（Ａ）すなわち受信機で周
波数同期誤差を生じている場合について説明を行った
が、この場合検出された周波数のずれに基づいて周波数
の補正が行われ、具体的には周波数のずれに対応して電
圧制御発振器３に制御電圧が出力され、フィードバック
制御が行われる。なお周波数補正部１６は、電界強度が
著しく低下すると、上記の周波数のずれの補正を停止し
て周波数補正前の状態を保持する。次に、周波数ずれの
検出に基づくフィードバック制御により、サブキャリア
の中心からのずれを補正するが、補正が十分でない時に
は全体エラーレート検出部１５の全体エラーレートが大
きくなり所定値を越える場合がある。この場合には全体
エラーレートが小さくなるまで、周波数のずれのフィー
ドバック制御を行うようにしてもよい。この場合、全体
エラーレートを複数回求めて平均値として用いてもよ
い。より正確な測定を行うためである。なお、全体エラ
ーレートが小さい時には調整の時間間隔を大きくしても
よい。不必要な調整を防ぎ、安定した受信を可能にする
ためである。
波数同期誤差を生じている場合について説明を行った
が、この場合検出された周波数のずれに基づいて周波数
の補正が行われ、具体的には周波数のずれに対応して電
圧制御発振器３に制御電圧が出力され、フィードバック
制御が行われる。なお周波数補正部１６は、電界強度が
著しく低下すると、上記の周波数のずれの補正を停止し
て周波数補正前の状態を保持する。次に、周波数ずれの
検出に基づくフィードバック制御により、サブキャリア
の中心からのずれを補正するが、補正が十分でない時に
は全体エラーレート検出部１５の全体エラーレートが大
きくなり所定値を越える場合がある。この場合には全体
エラーレートが小さくなるまで、周波数のずれのフィー
ドバック制御を行うようにしてもよい。この場合、全体
エラーレートを複数回求めて平均値として用いてもよ
い。より正確な測定を行うためである。なお、全体エラ
ーレートが小さい時には調整の時間間隔を大きくしても
よい。不必要な調整を防ぎ、安定した受信を可能にする
ためである。
【００３９】なお、（Ｂ）すなわち受信機で時間同期誤
差を生じている場合については、サブキャリアの周波数
間隔ｄｆを越えて周波数のずれが発生しているとする。
このような場合には、例えば、式（２０）のレベル差の
総和がある値以下となるように周波数を補正した後で
も、全体エラーレート検出部１５の全体エラーレートが
大きい場合には、サブキャリアの周波数間隔ｄｆ越えて
周波数のずれｆｄを補正してもよい。この場合、全体エ
ラーレートが所定値以上であれば、サブキャリアの周波
数間隔ｄｆだけ順次周波数をシフトして所定値以下とな
るまで繰り返す。例えば、＋ｄｆ，−ｄｆ，＋２ｄｆ，
−２ｄｆ，＋３ｄｆ，−３ｄｆ，…のように順次周波数
のシフトを行う。全体エラーレートが所定値以下になっ
た後に、再度、式（２０）のレベル差の総和が最小とな
るように補正を行ってもよい。
差を生じている場合については、サブキャリアの周波数
間隔ｄｆを越えて周波数のずれが発生しているとする。
このような場合には、例えば、式（２０）のレベル差の
総和がある値以下となるように周波数を補正した後で
も、全体エラーレート検出部１５の全体エラーレートが
大きい場合には、サブキャリアの周波数間隔ｄｆ越えて
周波数のずれｆｄを補正してもよい。この場合、全体エ
ラーレートが所定値以上であれば、サブキャリアの周波
数間隔ｄｆだけ順次周波数をシフトして所定値以下とな
るまで繰り返す。例えば、＋ｄｆ，−ｄｆ，＋２ｄｆ，
−２ｄｆ，＋３ｄｆ，−３ｄｆ，…のように順次周波数
のシフトを行う。全体エラーレートが所定値以下になっ
た後に、再度、式（２０）のレベル差の総和が最小とな
るように補正を行ってもよい。
【００４０】なお、全体エラーレートを複数求めてその
平均値を見て周波数のシフトの方向を決めてもよい。よ
り正確な測定が可能になるためである。さらに、全体エ
ラーレートが少ない時には、調整の時間間隔を大きくす
るようにしてもよい。不必要な調整を防ぎ、安定した受
信が可能なためである。なお、その全体エラーレートが
極めて下がると上記の周波数のシフトの補正を停止して
周波数補正前の状態を保持する。図７はサブキャリアに
ついての周波数スペクトルの分布の中心位置に基づいて
周波数のずれの補正を行う例を示す図である。前述の全
体エラーレート検出部１５に代って、本図に示す如く、
ＦＦＴ８から得られたシンボルのサブキャリアについて
の周波数スペクトル分布に基づいて、現在の周波数スペ
クトル分布の中心位置と本来の中心位置とのずれから周
波数のずれを求めて補正してもよい。
平均値を見て周波数のシフトの方向を決めてもよい。よ
り正確な測定が可能になるためである。さらに、全体エ
ラーレートが少ない時には、調整の時間間隔を大きくす
るようにしてもよい。不必要な調整を防ぎ、安定した受
信が可能なためである。なお、その全体エラーレートが
極めて下がると上記の周波数のシフトの補正を停止して
周波数補正前の状態を保持する。図７はサブキャリアに
ついての周波数スペクトルの分布の中心位置に基づいて
周波数のずれの補正を行う例を示す図である。前述の全
体エラーレート検出部１５に代って、本図に示す如く、
ＦＦＴ８から得られたシンボルのサブキャリアについて
の周波数スペクトル分布に基づいて、現在の周波数スペ
クトル分布の中心位置と本来の中心位置とのずれから周
波数のずれを求めて補正してもよい。
【００４１】図８は図７のスペクトル分布の中心位置を
決める例を説明する図である。本図に示す如く、シンボ
ルキャリアはヌルシンボルキャリアで挟まれているの
で、全サブキャリアのレベルを測定してシンボルの部分
に基づいて周波数スペクトルの中心位置と決めてもよ
い。図９は図８の周波数スペクトル分布の中心位置を決
める具体的例を示す図である。本図に示す如く、全体の
周波数スペクトルを測定して隣接サブキャリアレベルの
差が大きい低周波側及び高周波側のサブキャリア周波数
に基づいて周波数スペクトルの中心位置を決めてもよ
い。
決める例を説明する図である。本図に示す如く、シンボ
ルキャリアはヌルシンボルキャリアで挟まれているの
で、全サブキャリアのレベルを測定してシンボルの部分
に基づいて周波数スペクトルの中心位置と決めてもよ
い。図９は図８の周波数スペクトル分布の中心位置を決
める具体的例を示す図である。本図に示す如く、全体の
周波数スペクトルを測定して隣接サブキャリアレベルの
差が大きい低周波側及び高周波側のサブキャリア周波数
に基づいて周波数スペクトルの中心位置を決めてもよ
い。
【００４２】図１０は図８のスペクトル分布の中心位置
を決める別の具体例を示す図である。本図に示す如く、
全体の周波数スペクトルを測定して、連続して複数のレ
ベルの平均値を見て平均値が高いレベルにある位置を有
効シンボルの周波数スペクトル分布としその中心位置を
決めてもよい。図１１はスペクトル分布に特異点がある
場合の例を説明する図である。本図に示す如く、全体の
周波数スペクトルを測定してシンボルの周波数スペクト
ル分布の一部に凹み等の特異点がある場合には、周波数
スペクトル分布の中心位置を決定せず、この場合には周
波数のずれの補正を行わない。特異点のために、正確な
周波数のずれを求めることができないためである。
を決める別の具体例を示す図である。本図に示す如く、
全体の周波数スペクトルを測定して、連続して複数のレ
ベルの平均値を見て平均値が高いレベルにある位置を有
効シンボルの周波数スペクトル分布としその中心位置を
決めてもよい。図１１はスペクトル分布に特異点がある
場合の例を説明する図である。本図に示す如く、全体の
周波数スペクトルを測定してシンボルの周波数スペクト
ル分布の一部に凹み等の特異点がある場合には、周波数
スペクトル分布の中心位置を決定せず、この場合には周
波数のずれの補正を行わない。特異点のために、正確な
周波数のずれを求めることができないためである。
【００４３】図１２は図８の周波数スペクトル分布の中
心位置を決める別の具体例を示す図である。本図に示す
如く、全体の周波数スペクトルを測定せず、ヌルシンボ
ルキャリアとシンボルキャリア付近の周波数スペクトル
だけを測定して、隣接サブキャリアのレベル差が大きい
低周波側及び高周波側のサブキャリア周波数に基づいて
周波数スペクトルの中心位置を決めてもよい。
心位置を決める別の具体例を示す図である。本図に示す
如く、全体の周波数スペクトルを測定せず、ヌルシンボ
ルキャリアとシンボルキャリア付近の周波数スペクトル
だけを測定して、隣接サブキャリアのレベル差が大きい
低周波側及び高周波側のサブキャリア周波数に基づいて
周波数スペクトルの中心位置を決めてもよい。
【００４４】図１３は図１２の変形例を示す図である。
本図に示す如く、測定位置での周波数スペクトルにおい
て、シンボルキャリアの低周波と高周波の両側付近の各
ヌルキャリア領域で複数のサブキャリアの各レベルの総
和を取りそれらの総和値を比較するようにしておく。そ
して現在測定中の周波数スペクトルが実際の周波数スペ
クトルに対してずれた場合、例えば高周波側の測定位置
での総和値が大きい時には、現在測定中の周波数スペク
トルの中心位置が低周波側に周波数をシフトしていると
して高周波側に周波数のシフトを行うようにしてもよ
い。
本図に示す如く、測定位置での周波数スペクトルにおい
て、シンボルキャリアの低周波と高周波の両側付近の各
ヌルキャリア領域で複数のサブキャリアの各レベルの総
和を取りそれらの総和値を比較するようにしておく。そ
して現在測定中の周波数スペクトルが実際の周波数スペ
クトルに対してずれた場合、例えば高周波側の測定位置
での総和値が大きい時には、現在測定中の周波数スペク
トルの中心位置が低周波側に周波数をシフトしていると
して高周波側に周波数のシフトを行うようにしてもよ
い。
【００４５】図１４はサブキャリア図１３の変形例を示
す図である。本図に示す如く、測定中の周波数スペクト
ルにおいて、シンボルキャリアの低周波と高周波の両側
付近の各シンボルキャリア領域で複数のサブキャリアの
レベルの総和を取りそれらの総和値を比較するようにし
ておく。そして現在測定中の周波数スペクトルが実際の
周波数スペクトルに対してずれた場合、例えば低周波側
の総和値が小さい時には、現在の周波数スペクトルの中
心位置が低周波側に周波数をシフトしているとして高周
波側に周波数のシフトを行うようにしてもよい。
す図である。本図に示す如く、測定中の周波数スペクト
ルにおいて、シンボルキャリアの低周波と高周波の両側
付近の各シンボルキャリア領域で複数のサブキャリアの
レベルの総和を取りそれらの総和値を比較するようにし
ておく。そして現在測定中の周波数スペクトルが実際の
周波数スペクトルに対してずれた場合、例えば低周波側
の総和値が小さい時には、現在の周波数スペクトルの中
心位置が低周波側に周波数をシフトしているとして高周
波側に周波数のシフトを行うようにしてもよい。
【００４６】図１５は図１３と図１４との組み合わせを
示す図である。周波数補正部１６は、ヌルキャリアの低
周波側と高周波側の複数のレベルの総和を比べて、この
総和の大きい方に周波数のシフトを行い、さらに、シン
ボルキャリアの低周波側と高周波側の複数のレベルの総
和を比べて、この総和の大きい方に周波数のシフトを行
うことにより、さらに、周波数のシフトの方向を正確に
求めることができる。図１６は図１３の場合を例にとっ
て、周波数のずれの補正量を説明する図である。本図に
示す如く、低周波側の総和値と高周波側の総和値との差
が小さい場合には周波数のシフトを小さくし、総和値の
差が大きい場合には周波数のシフトを大きくするように
してもよい。
示す図である。周波数補正部１６は、ヌルキャリアの低
周波側と高周波側の複数のレベルの総和を比べて、この
総和の大きい方に周波数のシフトを行い、さらに、シン
ボルキャリアの低周波側と高周波側の複数のレベルの総
和を比べて、この総和の大きい方に周波数のシフトを行
うことにより、さらに、周波数のシフトの方向を正確に
求めることができる。図１６は図１３の場合を例にとっ
て、周波数のずれの補正量を説明する図である。本図に
示す如く、低周波側の総和値と高周波側の総和値との差
が小さい場合には周波数のシフトを小さくし、総和値の
差が大きい場合には周波数のシフトを大きくするように
してもよい。
【００４７】図１７は現在の周波数スペクトルの中央領
域でのサブキャリアレベルの測定を説明する図である。
本図に示す如く、現在の周波数スペクトルの中央領域で
のサブキャリアレベルが小さい場合には周波数のシフト
を行わない。小さいと、周波数のシフト方向の精度が良
くないためである。図１８はヌルキャリアとシンボルキ
ャリアとの間付近に特異点がある場合を説明する図であ
る。本図に示す如く、ヌルキャリアとシンボルキャリア
との間付近に特異点がある場合には、周波数のシフトを
行わない。特異点があると、周波数のシフト方向の精度
が良くないためである。
域でのサブキャリアレベルの測定を説明する図である。
本図に示す如く、現在の周波数スペクトルの中央領域で
のサブキャリアレベルが小さい場合には周波数のシフト
を行わない。小さいと、周波数のシフト方向の精度が良
くないためである。図１８はヌルキャリアとシンボルキ
ャリアとの間付近に特異点がある場合を説明する図であ
る。本図に示す如く、ヌルキャリアとシンボルキャリア
との間付近に特異点がある場合には、周波数のシフトを
行わない。特異点があると、周波数のシフト方向の精度
が良くないためである。
【００４８】
【発明の効果】以上の説明により本発明によれば周波数
同期誤差により振幅変化を検出し迅速に周波数の補正を
行うことができる。
同期誤差により振幅変化を検出し迅速に周波数の補正を
行うことができる。
【図１】本発明に係る直交周波数分割多重方式用受信機
の例を示す図である。
の例を示す図である。
【図２】サブキャリアを説明する図である。
【図３】サブキャリア、位相値、周波数ずれの関係を説
明する図である。
明する図である。
【図４】図１の周波数補正部１６の制御動作の概略例を
説明するフローチャートである。
説明するフローチャートである。
【図５】ステップＳ４のサブキャリアレベル比較を説明
する図である。
する図である。
【図６】符号間距離の相関を詳細に説明する図である。
【図７】サブキャリアについての周波数スペクトルの分
布の中心位置に基づいて周波数のずれの補正を行う例を
示す図である。
布の中心位置に基づいて周波数のずれの補正を行う例を
示す図である。
【図８】図７のスペクトル分布の中心位置を決める例を
説明する図である。
説明する図である。
【図９】図８の周波数スペクトル分布の中心位置を決め
る具体的例を示す図である。
る具体的例を示す図である。
【図１０】図８のスペクトル分布の中心位置を決める別
の具体例を示す図である。
の具体例を示す図である。
【図１１】スペクトル分布に特異点がある場合の例を説
明する図である。
明する図である。
【図１２】図８の周波数スペクトル分布の中心位置を決
める別の具体例を示す図である。
める別の具体例を示す図である。
【図１３】図１２の変形例を示す図である。
【図１４】サブキャリア図１３の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１５】図１３と図１４との組み合わせを示す図であ
る。
る。
【図１６】図１３の場合を例にとって、周波数のずれの
補正量を説明する図である。
補正量を説明する図である。
【図１７】現在の周波数スペクトルの中央領域でのサブ
キャリアレベルの測定を説明する図である。
キャリアレベルの測定を説明する図である。
【図１８】ヌルキャリアとシンボルキャリアとの間付近
に特異点がある場合を説明する図である。
に特異点がある場合を説明する図である。
【図１９】サブキャリアを説明する図である。
【図２０】送信機と受信機との間の周波数の関係を説明
する図である。
する図である。
【図２１】ベースバンド・データフレーム（例えば２４
ｍｓ）を説明する図である。
ｍｓ）を説明する図である。
【図２２】マルチパス妨害を受けたサブキャリアを説明
する図である。
する図である。
３…電圧制御発振器 ８…高速フーリエ変換部 ９…誤り訂正部 １４…自動利得制御回路 １５…全体エラーレート検出部 １６…周波数補正部
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00
Claims (33)
- 【請求項１】 直交した複数のサブキャリアを位相変調
した信号を受信する直交周波数分割多重方式用受信機に
おいて、 受信信号からベースバンド信号に戻すメインキャリアを
発生する電圧制御発振器と、 前記ベースバンド信号を周波数分析してサブキャリアの
レベル及び位相値を求め符号の復号を行う周波数分析部
と、 前記メインキャリアの周波数のずれに起因する符号間干
渉によりサブキャリア間に発生するレベル差を検出し、
該レベル差が最小となるように前記メインキャリアの周
波数のずれを補正する周波数補正部とを備えることを特
徴とする直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２】 各サブキャリアのレベル差を検出し該レ
ベル差が小であれば受信状態が良く、該レベル差が大で
あれば受信状態が悪いと判断する受信状態判定回路をさ
らに備えることを特徴とする、請求項１に記載の直交周
波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項３】 前記周波数補正部は、隣接サブキャリア
のレベル差を検出することにより、マルチパスに起因す
るレベル差による誤検出を軽減し前記メインキャリアに
周波数のずれが発生していると判断することを特徴とす
る、請求項１に記載の直交周波数分割多重方式用受信
機。 - 【請求項４】 前記周波数補正部は、複数の隣接サブキ
ャリアのレベル差を総和した結果に基づいて前記メイン
キャリアの周波数のずれが発生していると判断すること
を特徴とする、請求項１に記載の直交周波数分割多重方
式用受信機。 - 【請求項５】 前記周波数補正部は、前記複数の隣接サ
ブキャリアのレベル差の総和値が最小となるように前記
メインキャリアの周波数のずれを補正することを特徴と
する、請求項４に記載の直交周波数分割多重方式用受信
機。 - 【請求項６】 前記周波数補正部は、前記メインキャリ
アの周波数のずれの補正値をプラス側、マイナス側に微
小に変化させ、前記レベル差の総和値が小さくなる方向
に次の補正値を変化させ、この手順を繰り返すことを特
徴とする、請求項５に記載の直交周波数分割多重方式用
受信機。 - 【請求項７】 前記周波数補正部は、前記のプラス側、
マイナス側に変化させる周波数のずれの補正値を、前記
レベル差の総和値が大きい時には大きくし、該総和値が
小さい時には小さくすることを特徴とする、請求項６に
記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項８】 前記周波数補正部は、電界強度が著しく
低下すると、前記周波数のずれの補正を停止して周波数
補正前の状態を保持することを特徴とする、請求項１に
記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項９】 さらに、前記周波数分析部で得られた前
記符号から全体のエラーレートを求め、前記周波数補正
部は、全体エラーレートが大きい場合には前記サブキャ
リアの周波数間隔ｄｆを越える周波数のシフトを行うこ
とを特徴とする、請求項５に記載の直交周波数分割多重
方式用受信機。 - 【請求項１０】 前記周波数補正部は、前記レベル差の
総和値がある値以下となるように前記周波数のずれの補
正をした後に、前記全体エラーレートを検出し、該全体
エラーレートがある値以上であれば、サブキャリアの周
波数間隔ｄｆだけ＋ｄｆ、−ｄｆ、＋２ｄｆ、−２ｄ
ｆ、＋３ｄｆ、−３ｄｆ、…として順次周波数のシフト
を行い、前記全体エラーレートがある値以下となった後
に、再度前記レベル差の総和値が最小となるように周波
数のずれの補正を行うことを特徴とする、請求項９に記
載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項１１】 前記周波数補正部は、前記の順次行わ
れる周波数のシフトと前記周波数のずれをフィードバッ
ク量として補正制御を行う、請求項１０に記載の直交周
波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項１２】 前記全体エラーレートの平均値に基づ
いて前記周波数のシフトの方向を決定することを特徴と
する、請求項９又は１０に記載の直交周波数分割多重方
式用受信機。 - 【請求項１３】 前記全体エラーレートが少ないとき前
記周波数のシフトの調整の時間間隔を大きくすることを
特徴とする、請求項９又は１０に記載の直交周波数分割
多重方式用受信機。 - 【請求項１４】 前記全体エラーレートが極めて下がる
と前記周波数のシフトの補正を停止して周波数補正前の
状態を保持することを特徴とする、請求項９又は１０に
記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項１５】 前記周波数補正部は、特定の前記サブ
キャリアと隣接するサブキャリアとの間のレベル差及び
位相差について、符号間干渉に起因する相関を求め、前
記メインキャリアの周波数のずれがプラス側か又はマイ
ナス側かを判断することを特徴とする、請求項１に記載
の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項１６】 前記周波数補正部は、前記符号間干渉
に起因する相関に基づいて、特定の前記サブキャリアと
隣接サブキャリアとの間の符号間距離が小さいときに該
特定のサブキャリアの振幅が該隣接サブキャリアの振幅
よりも小さいと前記周波数のずれが小さく、一方、前記
符号間距離が大きいときに該特定のサブキャリアの振幅
が該隣接サブキャリアの振幅よりも大きいと前記周波数
のずれが大きいとそれぞれ判断することを特徴とする、
請求項１に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項１７】 前記符号間距離は、前記周波数分析部
から得られた前記隣接サブキャリア間の正弦成分の差の
絶対値とその余弦成分の差の絶対値との和で求めること
を特徴とする、請求項１６に記載の直交周波数分割多重
方式用受信機。 - 【請求項１８】 前記符号間距離は、前記周波数分析部
から得られた前記隣接サブキャリア間の正弦成分の差と
その余弦成分の差の自乗平方根により求めることを特徴
とする、請求項１６に記載の直交周波数分割多重方式用
受信機。 - 【請求項１９】 前記符号間干渉に起因する相関は、前
記特定のサブキャリアとこれに隣接する一つのサブキャ
リアとの間のレベル差Ｖｄと、該特定のサブキャリアと
これに隣接する二つのサブキャリアとの間の符号間距離
Ｄ+ 、Ｄ- とのそれぞれの積であるＶｄ・Ｄ+ とＶｄ・
Ｄ- との比較により求められることを特徴とする、請求
項１６に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２０】 前記符号間干渉に起因する相関は、前
記特定のサブキャリアｉ0 に対する前記隣接サブキャリ
アのレベル差Ｖｄi0に対して、該特定のサブキャリアｉ
0 と複数のサブキャリアのそれぞれ対する符号間距離Ｄ
+ i0、Ｄ- i0との積の総和の差を、 ΣＶｄi0・Ｄ+ i0−ΣＶｄi0・Ｄ- i0 （i:サブキャリ
アの番号) i>i0 i<i0 として求め、この差がプラスならプラス側の周波数のず
れ、マイナスならマイナス側の周波数のずれと判断する
ことを特徴とする、請求項１６に記載の直交周波数分割
多重方式用受信機。 - 【請求項２１】 前記周波数補正部は、前記プラス側の
周波数のずれと前記マイナス側の周波数のずれをフィー
ドバック量として補正制御を行う請求項２０に記載の直
交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２２】 前記周波数補正部は、前記周波数のず
れの方向として前記サブキャリアの周波数スペクトルの
中心位置を基準とする、請求項９又は１０に記載の直交
周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２３】 前記周波数補正部は、ヌルキャリアと
シンボルキャリアの全レベル測定によって前記周波数ス
ペクトルの中心位置を判断することを特徴とする、請求
項２２に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２４】 前記周波数補正部は、大きい隣接レベ
ル差に基づいて前記周波数スペクトルの中心位置を判断
することを特徴とする、請求項２３に記載の直交周波数
分割多重方式用受信機。 - 【請求項２５】 前記周波数補正部は、連続する複数の
前記サブキャリアの平均レベルに基づいて前記周波数ス
ペクトルの中心位置を判断することを特徴とする、請求
項２３に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２６】 前記周波数補正部は、前記周波数スペ
クトルに特異点がある場合には該周波数スペクトルの中
心位置を求めることを停止することを特徴とする、請求
項２３に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２７】 前記周波数補正部は、ヌルキャリアと
シンボルキャリアの境界付近のレベル差を測定すること
によって前記サブキャリアの周波数スペクトルの中心位
置を判断することを特徴とする、請求項９又は１０に記
載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２８】 前記周波数補正部は、前記ヌルキャリ
アの低周波側と高周波側の複数のレベルの総和を比べ
て、該総和の大きい方に周波数のシフトを行うことを特
徴とする、請求項２７に記載の直交周波数分割多重方式
用受信機。 - 【請求項２９】 前記周波数補正部は、前記シンボルキ
ャリアの低周波側と高周波側の複数のレベルの総和を比
べて、該総和の大きい方に周波数のシフトを行うことを
特徴とする、請求項２７に記載の直交周波数分割多重方
式用受信機。 - 【請求項３０】 前記周波数補正部は、前記ヌルキャリ
アの低周波側と高周波側の複数のレベルの総和を比べ
て、該総和の大きい方に周波数のシフトを行い、さら
に、前記シンボルキャリアの低周波側と高周波側の複数
のレベルの総和を比べて、該総和の大きい方に周波数の
シフトを行うことを特徴とする、請求項２７に記載の直
交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項３１】 前記周波数補正部は、さらに、前記総
和を比較した結果、該総和の差が大きい場合には、前記
周波数のシフトの量を大きくすることを特徴とする、請
求項２８又は２９に記載の直交周波数分割多重方式用受
信機。 - 【請求項３２】 前記周波数補正部は、周波数スペクト
ルの中央付近の複数のシンボルキャリアのレベルを測定
し、該レベルの総和がある程度以下のときは、前記周波
数のシフトを停止することを特徴とする、請求項９又は
１０に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項３３】 前記周波数補正部は、シンボルキャリ
アに近い複数のヌルキャリアのレベルを測定し、該レベ
ルに特異点がある場合には前記周波数のシフトを停止す
ることを特徴とする、請求項９又は１０に記載の直交周
波数分割多重方式用受信機。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP12568397A JP3145054B2 (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 直交周波数分割多重方式用受信機 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12568397A JP3145054B2 (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 直交周波数分割多重方式用受信機 |
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| JPH10322303A JPH10322303A (ja) | 1998-12-04 |
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Family Applications (1)
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| JP12568397A Expired - Fee Related JP3145054B2 (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 直交周波数分割多重方式用受信機 |
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