JP2006211671A

JP2006211671A - 反復的なプリアンブル信号を有する直交周波数の分割多重伝送方式信号の受信方法

Info

Publication number: JP2006211671A
Application number: JP2006017819A
Authority: JP
Inventors: Seung-Kwon Baek; 承權白
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2005-01-26
Filing date: 2006-01-26
Publication date: 2006-08-10
Anticipated expiration: 2026-01-26
Also published as: US20070030797A1; JP5038630B2; KR100585173B1; US7602854B2

Abstract

【課題】反復的なプリアンブル信号を有する直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法を提供する。
【解決手段】直交周波数分割多重伝送方式信号から複数のサンプル信号を受信するステップと、複数のレファレンスサンプル信号を提供するステップと、サンプル信号のうち何れか一つの信号と他の一つの信号との第１相関値を表す第１値を算出するステップと、複数のレファレンスサンプル信号のうち何れか一つのサンプル信号及び他の一つのサンプル信号にそれぞれ対応する何れか一つのレファレンスサンプル信号と、他の一つのレファレンスサンプル信号との第２相関値を表す第２値を算出するステップと、第１値及び第２値から第３値を算出するステップと、第３値に対応して直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップと、を含むことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
【選択図】図５

Description

本発明は、直交周波数の分割多重伝送方式（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＯＦＤＭ）信号の受信方法に係り、具体的には、反復的なプリアンブル信号を有するＯＦＤＭ信号を受信して、ＯＦＤＭ信号の検出及び信号の同期化方法に関する。

複数の無線通信標準は、ＯＦＤＭまたはその他の方法を利用して信号の送受信を行う。そのうちＯＦＤＭは、チャンネルを通じたデータの効果的な伝送に強い。

ＯＦＤＭは、信号同期化のために、反復的な特性を有するプリアンブル信号をパケットの前半部に伝送し、受信端ではそれを利用して信号同期化を行う。

既存のＯＦＤＭ受信方法には、プリアンブルの反復性を利用した遅延相関によるレベル検出方法と、マッチングフィルタによるマッチングポイント検出方法とがある。

レベル検出方法は、ＡＷＧＮ（ＡｄｄｉｔｉｖｅＷｈｉｔｅＧａｕｓｉａｎＮｏｉｓｅ）環境で相関値の変動が激しくて誤動作の可能性があり、信号同期化の追加的な演算が要求されるという短所がある。

一方、マッチングポイント検出方法は、周波数オフセットが存在する場合、マッチングフィルタピーク地点の検出が不可能になるという短所がある。

本発明が解決しようとする技術的課題は、受信されたＯＦＤＭ信号に周波数オフセットが存在しても、安定的かつ迅速な信号同期化を行える受信方法を提供することである。

前述したような本発明の課題を達成するために、本発明の特徴によれば、反復的なプリアンブル信号を有するＯＦＤＭ信号の受信方法は、ＯＦＤＭ信号から複数のサンプル信号を受信するステップと、複数のレファレンスサンプル信号を提供するステップと、前記サンプル信号のうち何れか一つの信号と他の一つの信号との第１相関値を表わす第１値を算出するステップと、前記複数のレファレンスサンプル信号のうち何れか一つのサンプル信号及び他の一つのサンプル信号にそれぞれ対応する何れか一つのレファレンスサンプル信号と、他の一つのレファレンスサンプル信号との第２相関値を表わす第２値を算出するステップと、前記第１値及び第２値から第３値を算出するステップと、前記第３値に対応して前記ＯＦＤＭ信号を検出するステップと、を含むことを特徴とする。

前記第３値を算出するステップは、前記第１値の実数成分を前記第２値の実数成分と乗算して第４値を算出するステップと、前記第１値の虚数成分を前記第２値の虚数成分と乗算して第５値を算出するステップと、前記第４値と前記第５値とを合算して前記第３値を算出するステップと、をさらに含み得る。

前記ＯＦＤＭ信号を検出するステップは、前記第３値及び第５値に対応して前記ＯＦＤＭ信号を検出するステップをさらに含み得る。

一方、前記第３値を算出するステップは、前記第１値を前記第２値と乗算して第４値を算出するステップと、前記第４値の実数成分を算出することによって前記第３値を算出するステップと、をさらに含み得る。

一方、本発明の他の実施形態に係るＯＦＤＭ信号を受信する方法は、ＯＦＤＭ信号から複数のサンプル信号を受信するステップと、複数のレファレンスサンプル信号を提供するステップと、前記サンプル信号のうち何れか一つのサンプル信号と他の一つのサンプル信号との第１相関関係を表わす第１相関値を算出し、前記複数のレファレンスサンプル信号のうち何れか一つのサンプル信号及び他の一つのサンプル信号にそれぞれ対応する何れか一つのレファレンスサンプル信号と、他の一つのレファレンスサンプル信号との第２相関関係を表わす第２相関値を算出し、前記第１相関値と前記第２相関値とを乗算することによって、各サンプル信号に対してサンプル信号結果を算出するステップと、１セットのサンプル信号結果を選択し、前記セットのサンプル信号結果を合算することによって少なくとも一つの結果値を算出するステップと、前記少なくとも一つの結果値に対応して、前記ＯＦＤＭ信号を感知して同期化するステップと、を含み得る。

一方、本発明のさらに他の実施形態に係るＯＦＤＭ信号を受信する方法は、複数のサンプル信号を受信するステップと、前記複数のサンプル信号を遅延するステップと、複数の第１結果を生成するために、各サンプル信号を、前記遅延されたサンプル信号のうち何れか一つの共役複素数と乗算するステップと、複数のレファレンスサンプル信号及び複数の遅延されたレファレンスサンプル信号を提供するステップと、複数の第２結果を生成するために、各レファレンスサンプル信号を、前記遅延されたレファレンスサンプル信号のうち何れか一つの共役複素数と乗算するステップと、複数の実数結果を生成するために、前記第１結果のそれぞれの実数成分を前記第２結果のそれぞれの実数成分と乗算するステップと、複数の虚数結果を生成するために、前記第１結果のそれぞれの虚数成分を前記第２結果のそれぞれの虚数成分と乗算するステップと、前記複数の実数結果を合算して第１結果値を算出するステップと、前記複数の虚数結果を合算して第２結果値を算出するステップと、前記第１結果値と第２結果値とを合算して第３結果値を算出するステップと、前記第２結果値及び第３結果値に対応して前記ＯＦＤＭ信号を感知するステップと、を含み得る。

本発明に係るＯＦＤＭ信号の受信方法を利用すれば、周波数オフセット及び劣悪なＡＷＧＮの存在下でもＯＦＤＭ信号を検出でき、正確度の高い信号同期化を速く獲得できる。したがって、高速無線通信で処理量を効果的に向上させうる。

以下、添付された図面を参照して、本発明の望ましい実施形態を説明することによって本発明を詳細に説明する。各図面に付された同一参照符号は同一部材を示す。

図１は、ＯＦＤＭ信号のフレームフォーマットの一例を示す図である。具体的に、図１には、無線ＬＡＮ通信に使用される反復的なプリアンブルの特性を有するＩＥＥＥ８０２.１１ｘのＯＦＤＭフレームフォーマットを示す。

図１に示すように、ＯＦＤＭフレームフォーマット１０は、ショートプリアンブル区間１１、ガードインターバル区間１２、ロングプリアンブル区間１３、及び有効データ区間１４から構成される。

ここで、ショートプリアンブル区間１１の各プリアンブルシンボルｔ_１ないしｔ_１０は、それぞれ１６サンプル信号を有し、ロングプリアンブル区間１３の各プリアンブルシンボルＴ_１，Ｔ_２は、それぞれ６４サンプル信号を有する。

ＯＦＤＭ信号は、このうち反復的な特性を有するショートプリアンブル区間１１を利用して、ＯＦＤＭ信号の検出及び信号同期化を行う。

ＯＦＤＭ受信装置の構成要素のうちＯＦＤＭ信号の入力如何を識別するアルゴリズムは、一般的に、遅延相関を利用したレベル検出方法、またはマッチングフィルタによるマッチングポイント検出方法を使用する。

下記数式１は、遅延相関方式に利用される数式を表わす。

ここで、ｘ_ｋは、受信されたＯＦＤＭ信号のうち現在受信されるプリアンブルシンボルの第ｋのサンプルのプリアンブル信号であり、ｘ^＊ _ｋ−ｍは、以前プリアンブルシンボルでｘ_ｋに対応するサンプル信号の複素共役値を表わす。また、ｍは、一つのプリアンブルシンボル内のサンプル数を表わす。例えば、ｋ＝３であり、ｍは、図１のように、ｍ＝１６であれば、ｘ_３は、現在受信されるプリアンブルシンボルのうち第３サンプルを表わし、ｘ^＊ _３−１６は、以前プリアンブルシンボルの第３サンプルの複素共役値を表わす。

このように、所定のプリアンブル信号と以前シンボルのプリアンブル信号との共役を乗算して得たシンボル数を全て合算すれば、図２に示す遅延相関結果が表れる。

図２に示すように、ＯＦＤＭ信号が受信され、ショートプリアンブル信号区間では相関結果値が所定閾値以上と表われ、その他の区間では、所定閾値以下に表われる。

すなわち、従来の遅延相関を利用した方法では、数式１を参照して遅延相関値を算出し、その結果を所定閾値と比較して、ＯＦＤＭ信号の有無を決定する。

このような方法は、比較的に簡単なハードウェア構造及び小さなサイズで実現でき、周波数オフセットアルゴリズム及び一定部分の演算を共有できるという長所があるが、信号同期化のための追加的な演算が必要であり、劣悪なＳＮＲ状況下では、相関値の激しい変動によって適切な閾値を指定し難く、その結果、ＯＦＤＭ信号の検出時にエラーが発生する可能性が大きい。

下記数式２は、マッチングフィルタ方式に利用される数式を表わす。

ここで、ｘ_ｋは、受信端から受信されたプリアンブルシンボルの第ｋのサンプルのプリアンブル信号であり、ｒ_ｋは、ｘ_ｋに対応する送信端のレファレンス信号である。また、ｍは、一つのプリアンブルシンボル内のサンプル数を表わす。

このように、所定のプリアンブル信号と対応するレファレンス信号の複素共役値を乗算して得たシンボル数を全て合算すれば、図３に示す遅延相関結果が表われる。

図３に示すように、ＯＦＤＭ信号が受信され、ショートプリアンブル信号区間では、数式２による相関結果値がピーク状を有する。すなわち、マッチングフィルタ方式では、図３のように、周期的に表われる相関結果のピークを検出してＯＦＤＭ信号を検出し、それと同時に信号同期化を行う。

図４は、従来のマッチングフィルタ方式をハードウェアから構成した例を示す構成図である。

図４に示すように、演算部４１で、受信されたプリアンブル信号Ｘｉｎは、実数成分と虚数成分とに分けられて、それぞれレファレンス信号の実数成分Ｒ０＿ｒｅないしＲ１５＿ｒｅと虚数成分Ｒ０＿ｉｍないしＲ１５＿ｉｍとを乗算した後に合算されて数式２の相関結果の実数成分Ｃｏｒｒ＿ｒｅを出力し、制御部４２は、相関結果の実数成分Ｃｏｒｒ＿ｒｅを入力されて、ＯＦＤＭ信号検出Ｍｏｄｅ＿ｄｅｔｅｃｔ及び信号同期化Ｔｉｍｉｎｇａｃｑを行う。

図４に示すように、マッチングフィルタ方式は、乗算器の負担が大きいが、ＡＷＧＭ状況下でも安定したＯＦＤＭ信号の検出及び信号同期化を同時に行える。

しかし、このような方法は、周波数オフセットが存在する場合には、図３に示す相関結果のピーク地点が消えるという問題点がある。

数式３は、本発明に係る差動相関マッチングの算出式を表わす。

ここで、ｘ_ｋは、受信されたプリアンブル信号の第ｋのサンプルであり、ｘ_ｋ−１は、受信されたプリアンブル信号の第ｋ−１のサンプルであり、ｒ_ｋは、レファレンス信号の第ｋのサンプルであり、ｒ_ｋ−１は、レファレンス信号の第ｋ−１のサンプルであり、ｍは、プリアンブル信号の一つのシンボル単位内のサンプル数を表わす。また、＊は、複素共役値を意味する。

すなわち、本発明に係る相関結果の算出方法は、レファレンス信号の二つの隣接信号ｒ_ｋ，ｒ_ｋ−１の相関値と受信入力信号ｘ_ｋ，ｘ_ｋ−１の相関値とを乗算して合算する方式を使用する。

このとき、受信されたプリアンブル信号に周波数オフセットΔω及び位相オフセットΔθが存在する場合、

で表示されうる。ここで、Δθは、相関演算の開始時点に存在する共通位相ノイズを表わす。

したがって、数式３は、下記のように表わし得る。

数式４を演算すれば、θ成分が消去され、レファレンス信号の積にΔθだけの位相回転された結果を合算した結果が算出される。その結果は、数式５で表示される。

数式５の結果で実数成分のみを分離すれば、下記の数式と同じ形態の結果のみが残る。

図５は、本発明に係る方法をハードウェアから構成した例を示す構成図である。

すなわち、図５に示すＯＦＤＭ受信装置５０は、演算部５１及び制御部５２から構成され、演算部５１は、反復的な特性を有するプリアンブル信号Ｘｉｎを受信して、数式６に表示された演算を行って、その演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅ，Ｃｏｒｒ＿ｉｍ＿ｉｍを算出する。そして、制御部５２は、前記演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅ，Ｃｏｒｒ＿ｉｍ＿ｉｍを利用して、ＯＦＤＭ信号検出Ｍｏｄｅ＿ｄｅｔｅｃｔ及び信号同期化Ｔｉｍｉｎｇａｃｑを行う。

演算部５１は、複数個の遅延部５３、複数個の乗算部５４、複数個の合算部５５，５６，５７及び相関演算部５８を備える。入力されたプリアンブル信号Ｘｉｎは、遅延部５３及び相関演算部５８を経て、乗算部５４でレファレンス信号とそれぞれ乗算される。そして、第１合算部５５では、第１演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅ＿ｒｅを算出し、第２合算部５６では、第２演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅ＿ｒｅを算出する。そして、第３合算部５７では、第１演算結果と第２演算結果とを合算して第３演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅを算出する。

第３演算結果は、数式６に表わした通りである。

ここで、第１演算結果は、下記の数式７となり、第２演算結果は、下記の数式８となる。

数式７は、数式６で隣接した二つのレファレンス信号の実数領域同士の乗算結果と、虚数領域同士の乗算結果との和を表わし、数式８は、数式６で二つの隣接したレファレンス信号の実数領域と虚数領域との乗算結果の和を表わす。

図６は、本発明に係る差動相関マッチング方式を利用した相関結果とＯＦＤＭフレームとの関係を示すグラフである。

すなわち、本発明に係る差動相関マッチング方法を使用すれば、受信されたプリアンブル信号に周波数オフセットが存在する場合にも、相関演算結果波形にピーク地点または最小地点が生成されるということが分かる。

図６で、第１演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅ＿ｒｅは、数式７の結果を表わし、第２演算結果Ｃｏｒｒ＿ｉｍ＿ｉｍは、数式８の結果を表わし、第３演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅは、数式６の結果を表わす。図６に示すように、本発明に係る相関結果は、ＯＦＤＭフレームのプリアンブル区間で複数個のピーク地点を有するということが分かる。そして、プリアンブル区間が終わり、ガードインターバル区間が始まれば、プリアンブル信号とレファレンス信号との相関関係が消失されるので、ピーク地点も消失される。

本発明に係るＯＦＤＭ信号の受信方法では、図６に示す相関結果のピーク地点を利用して、ＯＦＤＭ信号の検出及び信号同期化を行う。例えば、図６の第２演算結果のピーク地点と第３演算結果の最低地点とが所定の閾値以上の間に一致すれば、受信された信号がＯＦＤＭ信号であると判定できる。また、図６の第３演算結果のピーク地点が所定閾値以上であれば、受信された信号がＯＦＤＭ信号であると判定しても良い。

そして、第２演算結果及び第３演算結果の最後のピーク地点を信号同期化地点と決定して、信号同期化を行う。

また、本発明では、ＯＦＤＭ信号の検出及び信号同期化のために、図６の相関結果波形のピーク地点を中心に複数個のウィンドウに区分して処理する。

図７は、本発明に係る相関結果波形の初期ウィンドウ区間の設定を示す図である。

図７に示すように、受信されたプリアンブル信号で、ＡＧＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）が安定した任意の一時点でシンボル単位の初期ウィンドウ区間を設定する。

次いで、第２演算結果の最小地点と第３演算結果のピーク地点とがウィンドウ区間の中心地点と一致するようにウィンドウ区間を調節する。

図８は、ウィンドウ区間が調節された結果を示す図である。

図８に示すように、ウィンドウ区間が調節された後、ピーク地点の検出を進め続ける。そして、第２演算結果の最小地点と第３演算結果のピーク地点とが所定の閾値以上の間に一致すれば、受信信号がＯＦＤＭ信号であると判定する。すなわち、第２演算結果の最小地点と第３演算結果のピーク地点とが一致したウィンドウ区間が所定数以上であれば、受信信号がＯＦＤＭ信号であると判定する。

そして、図８で最後のウィンドウの第３演算結果のピーク地点または第２演算結果の最小地点を信号同期化地点と決定して、同期化を行う。

本発明に係る差動相関マッチング方法は、周波数オフセットや劣悪なＡＷＧＮ状況下でも安定的にＯＦＤＭ信号の検出及び信号同期化を処理できる。また、信号同期化のための追加的なハードウェアなしにも、シンボルタイミングの同期化を速く行えるという長所がある。

一方、マルチパス環境では、マルチパスフェーディングによる影響によって、相関演算結果のピーク地点で＋１または−１の電位が発生することもできる。

図９は、マルチパス環境でピーク地点の電位が発生する例を示す図である。

図９のように、マルチパスフェーディングにより第２演算結果Ｃｏｒｒ＿ｉｍ＿ｉｍの最小地点と第３演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅのピーク地点とが一致せず、いくつかのサンプルの差が発生しうる。このような劣悪な環境の場合において、本発明に係るＯＦＤＭ受信方法では、所定のウィンドウ区間で第２演算結果Ｃｏｒｒ＿ｉｍ＿ｉｍの最小地点と第３演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅのピーク地点とが３サンプル内に存在する場合には、該ウィンドウで第２演算結果の最小地点と第３演算結果のピーク地点とが一致すると判定できる。すなわち、所定のウィンドウ区間で第２演算結果Ｃｏｒｒ＿ｉｍ＿ｉｍの最小地点と第３演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅのピーク地点とが該ウィンドウの中心地点で＋１ないし−１サンプル程度の電位は認められるように設定できる。

したがって、図９のような電位が発生する場合にも、各ピーク地点及び最小地点が所定のサンプル内に存在するウィンドウが所定数以上であれば、ＯＦＤＭ信号が検出されたと判断できる。

また、信号同期化の場合、ＯＦＤＭ信号の特性上、ＦＦＴウィンドウの変化は周波数ドメインエコライザが補償できるので、第３演算結果Ｃｏｒｒ＿ｒｅのピーク地点及び第２演算結果Ｃｏｒｒ＿ｉｍ＿ｉｍの最小地点のうち最も早い地点より、所定のサンプル以前の地点を信号同期化地点と決定できる。

本発明は、図面に示す一実施形態を参考に説明されたが、これは、例示的なものに過ぎず、当業者ならば、これから多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるということが理解できるであろう。したがって、本発明の真の技術的な保護範囲は、特許請求の範囲の技術的な思想により決まらなければならない。

本発明は、無線通信関連の技術分野に好適に適用され得る。

ＯＦＤＭ信号のフレームフォーマットの一例を示す図である。従来の遅延相関方式を利用した相関結果とＯＦＤＭフレームとの関係を示すグラフである。従来のマッチングフィルタ方式を利用した相関結果とＯＦＤＭフレームとの関係を示すグラフである。従来のマッチングフィルタ方式をハードウェアから構成した例を示す構成図である。本発明に係る方法をハードウェアから構成した例を示す構成図である。本発明に係る差動相関マッチング方式を利用した相関結果とＯＦＤＭフレームとの関係を示すグラフである。本発明に係る相関結果波形の初期ウィンドウ区間の設定を示す図である。ウィンドウ区間が調節された結果を示す図である。マルチパス環境でピーク地点の電位が発生する例を示す図である。

符号の説明

５０ＯＦＤＭ受信装置
５１演算部
５２制御部
５３遅延部
５４乗算部
５５第１合算部
５６第２合算部
５７第３合算部
５８相関演算部

Claims

直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法において、
前記直交周波数分割多重伝送方式信号から複数のサンプル信号を受信するステップと、
複数のレファレンスサンプル信号を提供するステップと、
前記サンプル信号のうち何れか一つの信号と他の一つの信号との第１相関値を表わす第１値を算出するステップと、
前記複数のレファレンスサンプル信号のうち何れか一つのサンプル信号及び他の一つのサンプル信号にそれぞれ対応する何れか一つのレファレンスサンプル信号と、他の一つのレファレンスサンプル信号との第２相関値を表わす第２値を算出するステップと、
前記第１値及び第２値から第３値を算出するステップと、
前記第３値に対応して前記直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップと、を含むことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記第３値を算出するステップは、
前記第１値の実数成分を前記第２値の実数成分と乗算して第４値を算出するステップと、
前記第１値の虚数成分を前記第２値の虚数成分と乗算して第５値を算出するステップと、
前記第４値と前記第５値とを合算して前記第３値を算出するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップは、
前記第３値及び第５値に対応して前記直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記第３値を算出するステップは、
前記第１値を前記第２値と乗算して第４値を算出するステップと、
前記第４値の実数成分を算出することによって前記第３値を算出するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
複数の第１値及び第２値を生成するために、前記サンプル信号のセットに対して前記第１値及び第２値の算出を繰り返すステップと、
複数の第３値を生成するために、前記複数のサンプル信号のそれぞれに対して前記第３値の算出を繰り返すステップと、をさらに含み、
前記第３値を算出するステップは、前記複数の第１値及び第２値から複数の第４値を算出するステップと、前記第３値を生成するために、前記複数の第４値を合算するステップと、を含み、
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップは、前記複数の第３値に対応して前記直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップをさらに含むことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップは、
前記複数の第３値のピーク地点の数と閾値とを比較するステップをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記複数の第１値を算出するステップは、前記サンプル信号を以前サンプル信号の複素共役値と乗算するステップをさらに含み、
前記複数の第２値を算出するステップは、前記レファレンスサンプル信号を以前レファレンスサンプル信号の複素共役値と乗算するステップをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
複数のレファレンスサンプル信号とサンプル信号との相関関係が実際的に減少した地点で前記直交周波数分割多重伝送方式信号を同期させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記複数の第３値の実数成分のピーク地点に応答して前記直交周波数分割多重伝送方式信号を同期させることを特徴とする請求項５に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を同期させるステップは、
前記複数のピーク地点のうち最終ピーク地点を信号同期地点と決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
ＡＧＣが実際的に安定化された地点で始まって、前記複数の第３値で少なくとも一つのウィンドウ区間を設定するステップと、
前記複数の第３値の少なくとも一つのピーク地点を、前記少なくとも一つのウィンドウ区間の中心地点に対応させるために、前記少なくとも一つのウィンドウ区間を調節するステップと、
前記少なくとも一つのウィンドウ区間で、第１実数成分波形の最後のピーク地点を信号同期地点と決定するステップと、を含むことを特徴とする請求項５に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記少なくとも一つのウィンドウ区間を調節するステップは、
前記少なくとも一つのピーク地点が前記ウィンドウ区間の中心地点と＋１ないし−１サンプル内に存在する場合、前記ピーク地点が前記ウィンドウ区間の中心地点と一致すると判断されるステップをさらに含むことを特徴とする請求項１１に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を感知するステップは、
前記実数成分波形の最後のウィンドウ区間のピーク地点、及び第２実数成分波形の最後のウィンドウ区間の最も低い地点のうち、速い地点より、所定のサンプル以前の地点を信号同期地点と決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法において、
直交周波数分割多重伝送方式信号から複数のサンプル信号を受信するステップと、
複数のレファレンスサンプル信号を提供するステップと、
前記サンプル信号のうち何れか一つのサンプル信号と他の一つのサンプル信号との第１相関関係を表わす第１相関値を算出し、前記複数のレファレンスサンプル信号のうち何れか一つのサンプル信号及び他の一つのサンプル信号にそれぞれ対応する何れか一つのレファレンスサンプル信号と、他の一つのレファレンスサンプル信号との第２相関関係を表わす第２相関値を算出し、前記第１相関値と前記第２相関値とを乗算することによって、各サンプル信号に対してサンプル信号結果を算出するステップと、
１セットのサンプル信号結果を選択し、前記セットのサンプル信号結果を合算することによって少なくとも一つの結果値を算出するステップと、
前記少なくとも一つの結果値に対応して、前記直交周波数分割多重伝送方式信号を感知して同期化するステップと、を含むことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記結果値は、

により算出され、
前記ｘ_ｋは、受信された第ｋのサンプル信号であり、ｘ^＊ _ｋ−１は、第ｋ−１のサンプル信号の共役複素数であり、ｒ_ｋは、第ｋのレファレンスサンプル信号であり、ｒ^＊ _ｋ−１は、第ｋ−１のレファレンスサンプル信号の共役複素数であり、ｍは、前記プリアンブル信号の一つのシンボル単位内のサンプル数であることを特徴とする請求項１４に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記少なくとも一つの結果値の実数成分を算出することによって、少なくとも一つの実数結果値を算出するステップと、
前記少なくとも一つの実数結果値のピーク地点を通じて直交周波数分割多重伝送方式信号を検出するステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１５に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
各サンプル信号に対してサンプル信号結果を算出するステップは、
第２サンプル信号結果を生成するために、前記第１相関値の虚数成分を前記第２相関値の虚数成分と乗算するステップをさらに含み、
１セットの第２サンプル信号結果を選択し、前記セットの第２サンプル信号結果を合算することによって、少なくとも一つの第２結果値を算出するステップを含み、
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を感知して同期化するステップは、
前記少なくとも一つの第２結果値のロー地点に対応する前記実数結果値のピーク地点の数が臨界値を超える場合、前記直交周波数分割多重伝送方式信号を感知するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１６に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を感知して同期化するステップは、
前記少なくとも一つの実数結果値のピーク地点、及び前記少なくとも一つの第２結果値のロー地点が消失する地点で感知して同期化するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記直交周波数分割多重伝送方式信号を感知して同期化するステップは、
信号同期地点として前記少なくとも一つの実数結果値の最後のピーク地点を決定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１７に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
ＡＧＣが実際的に安定化した地点で始まって、前記少なくとも一つの実数結果値での少なくとも一つのウィンドウ区間を設定するステップと、
前記少なくとも一つの実数結果値の少なくとも一つのピーク地点を、前記少なくとも一つのウィンドウ区間の中心地点に対応させるために、前記少なくとも一つのウィンドウ区間を調節するステップと、
前記少なくとも一つのウィンドウ区間で前記少なくとも一つの実数結果値の最後のピーク地点を信号同期地点と決定するステップと、を含むことを特徴とする請求項１６に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記少なくとも一つのウィンドウ区間を調節するステップは、
前記少なくとも一つのピーク地点が、前記ウィンドウ区間の中心地点と＋１ないし−１サンプル内に存在する場合、前記ピーク地点は、前記ウィンドウ区間の中心地点と実質的に一致すると判断されるステップをさらに含むことを特徴とする請求項２０に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
前記実数結果値波形の最後のウィンドウ区間のピーク地点、及び前記第２結果値波形の最後のウィンドウ区間の最も低い地点のうち最も早い地点より、所定のサンプル以前の地点を信号同期地点と決定することによって、前記直交周波数分割多重伝送方式信号が感知及び同期されることを特徴とする請求項２１に記載の直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。
直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法において、
複数のサンプル信号を受信するステップと、
前記複数のサンプル信号を遅延するステップと、
複数の第１結果を生成するために、各サンプル信号を前記遅延されたサンプル信号のうち何れか一つの共役複素数と乗算するステップと、
複数のレファレンスサンプル信号及び複数の遅延されたレファレンスサンプル信号を提供するステップと、
複数の第２結果を生成するために、各レファレンスサンプル信号を前記遅延されたレファレンスサンプル信号のうち何れか一つの共役複素数と乗算するステップと、
複数の実数結果を生成するために、前記第１結果のそれぞれの実数成分を前記第２結果のそれぞれの実数成分と乗算するステップと、
複数の虚数結果を生成するために、前記第１結果のそれぞれの虚数成分を前記第２結果のそれぞれの虚数成分と乗算するステップと、
前記複数の実数結果を合算して第１結果値を算出するステップと、
前記複数の虚数結果を合算して第２結果値を算出するステップと、
前記第１結果値と第２結果値とを合算して第３結果値を算出するステップと、
前記第２結果値及び第３結果値に対応して前記直交周波数分割多重伝送方式信号を感知するステップと、を含むことを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式信号の受信方法。