JP4107824B2

JP4107824B2 - Ｏｆｄｍ受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置

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Publication number: JP4107824B2
Application number: JP2001308209A
Authority: JP
Inventors: 俊之秋山
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2001-10-04
Filing date: 2001-10-04
Publication date: 2008-06-25
Anticipated expiration: 2021-10-04
Also published as: JP2003115787A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重変調方式(Orthogonal Frequency Division Multi plexing：以下、ＯＦＤＭ方式と記す)を用いた伝送装置における受信アンテナの方向調整に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、アナログＦＰＵ(Field Pickup Unit)の受信アンテナの方向を受信レベルが最大になる最良な方向に調整する際は、受信アンテナから出力される受信信号をスペクトラムアナライザに入力し、受信アンテナの方向を、上下左右に微妙に動かしながら、スペクトラムアナライザに鋭いピークとして表示される搬送波のレベルを測定し、ピークレベルが最大になる方向を探索して調整する方法が取られてきた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代テレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式については、映像情報メディア学会誌１９９８年Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１に詳しく記されている。
このＯＦＤＭ方式は、ほぼ、伝送帯域一杯に、一定の周波数間隔で配置された数百本の搬送波を、一定のシンボル周期Ｔｓ’でデジタル変調して伝送する方式である。そのため、ＯＦＤＭ信号の波形はランダム雑音に類似した波形になる。その周波数分布も、図１１に模式的に示す様に、伝送帯域幅全体に平坦に広がる形状になり、伝送帯域の利用効率が極めて高い方式である。しかしそのために、逆に受信アンテナの方向調整が非常に困難になる欠点がある。
上記した従来のアナログＦＰＵの受信アンテナの方向調整で、単純なスペクトラムアナライザが利用できたのは、アナログＦＰＵが雑音に弱く、高い送信電力で送信していたためだけではなく、変調に用いているＦＭ方式が、伝送帯域利用効率の低い変調方式であったためでもある。
【０００４】
図１２は、このＦＭ方式で変調された信号の周波数分布を模式的に示したものであるが、高いピークを形成する搬送波を中心に、その両側に急激に減少しながら広がる分布になっている。図中に破線で示すレベルは、送信電力が伝送帯域内全体に平坦に広がると仮定して算出される平均電力レベルである。図１２から分かるように、ＦＭ信号の送信電力は搬送波に集中し、搬送波は破線の平均電力レベルに比べて、極めて高いピークレベルを有している。そのため、受信アンテナの方向が最適な方向から大きくずれている方向調整の初期段階において、受信信号のレベルが極めて低く、平均電力レベルが雑音の下に隠れている場合でも、図１３の様に、搬送波のピークレベルを測定することが可能である。そのため、全く復調できない受信アンテナの方向調整の初期段階から、受信アンテナの方向と受信レベルの関係を測定することができ、容易に受信アンテナの方向を調整することができた。
これに対しＯＦＤＭ方式では、図１１のように、ほぼ平均電力レベルに等しい平坦な分布になる。しかもＯＦＤＭ方式の伝送装置では、例えば各搬送波を変調する変調方式としてＢＰＳＫを採用し、符号化率１／２の畳み込み符号を用いて伝送すると、Ｃ／Ｎが約０ｄＢでも受信可能である。この状態では、受信信号のレベルと雑音のレベルがほぼ等しくなるが、受信信号の電力と雑音の電力の和からなる伝送帯域内の信号の電力密度は、図１４のように、その外側の雑音のみの電力レベルに対して３ｄＢ程度高くなる。従って、スペクトラムアナライザを用いる方法でも、最適な方向に受信アンテナを向ければ、何とか伝送信号の存在を確認することができる。
【０００５】
しかし、図１３の場合と同じように、受信アンテナの方向が大きくずれると、ＯＦＤＭ信号のレベルは、図１５のように雑音の下に完全に埋もれ、目で見てもその存在すら確認できなくなる。送信場所が見える近距離の伝送であれば、感に頼って方向調整を実施することも可能である。しかし伝送距離が数キロを越えると、ＧＰＳ等を利用して、送信場所と受信場所の正確な位置関係を測定しなければ、受信アンテナの方向調整は事実上不可能になる。
本発明はこれらの欠点を除去し、ＯＦＤＭ方式の受信装置において、Ｃ／Ｎが約０ｄＢ以下になる受信アンテナの方向調整の初期段階でも、受信信号のレベルを検出することができ、受信アンテナの方向調整可能としたシステムを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するため、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信した上記ＯＦＤＭ信号のガード期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られるガード相関信号に基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該受信アンテナの方向調整を行うようにしたものである。
また、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行い、当該相関演算の結果得られるガード相関信号から上記受信信号のレベルを算出し、該受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うようにしたものである。
また、上記生成される方向調整用信号を、上記受信信号のレベルに応じて音質、音量、断続間隔の少なくとも１つが変化する方向調整用の音の信号としたものである。
また、上記生成した方向調整用信号のレベルを表示し、これに応じて受信アンテナの方向調整を行うようにしたものである。
また、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行いガード相関信号を出力するガード相関算出回路と、該ガード相関信号から上記受信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出回路と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路とを有し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うようにしたものである。
【０００７】
また、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行いガード相関信号を出力するガード相関算出回路と、該ガード相関信号から上記受信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出回路と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路と、該生成した方向調整信号を上記受信アンテナに伝送する伝送系を有するものである。
また、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送システムにおいて、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行い、ガード相関信号あるいはその絶対値信号を算出する復調装置から出力される上記ガード相関信号あるいはその絶対値信号を入力する入力端子と、該ガード相関信号あるいはその絶対値信号から上記受信信号のレベルを算出して出力する受信レベル算出回路と、該算出した受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路と、該生成した方向調整信号を出力する出力端子を有する受信アンテナ調整用のアダプタである。
また、ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送システムにおいて、受信信号の上記ガード期間における相関演算を行い、ガード相関信号あるいはその絶対値信号を算出し、該ガード相関信号あるいはその絶対値信号に基づき上記受信信号のレベルを算出する復調装置から出力される上記受信信号レベルを入力する入力端子と、該受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し出力する方向調整信号発生回路と、該生成した方向調整信号を出力する出力端子を有する受信アンテナ調整用のアダプタである。
【０００８】
また、上記受信レベル算出回路を、上記ガード相関信号の絶対値のピーク位置を検出し、当該検出したピーク位置におけるガード相関信号の複素ベクトル信号としての絶対値のピーク値、その二乗値、該ピーク値の平方根値、該ピーク値とその二乗値と平方根値の何れかの値の平均値のいずれか１つを受信レベル信号として出力する回路としたものである。
また、上記方向調整信号発生回路を、上記受信レベル信号自身、該受信信号の実効値にほぼ比例する信号、該受信信号の電力値にほぼ比例する信号、該受信信号のｄＢ値(対数値)にほぼ比例する信号、該受信信号の受信レベルに応じた高さまたは断続間隔の音の信号、該受信信号の受信レベルに応じた明るさまたは色または表示バーの長さ等のメータ表示値を制御する信号、上記受信アンテナの方向を調整する雲台の方向を制御する制御信号の内のいずれか１つの信号を方向調整信号として出力する回路としたものである。
また、上記ガード相関信号、その絶対値信号、上記受信レベル信号、上記方向調整信号の何れか１つの信号波形とともに、これらの信号の最大レベルあるいは最小レベルあるいは上記受信信号を正しく復調できる限界レベルの内の少なくとも１つのレベルを表示するようにしたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明の伝送装置における受信アンテナ方向調整システムの第１の実施例による構成例を図１に示し、受信側を中心にして説明する。
送信装置１２の送信前処理回路１３ａに入力された情報符号は、誤り訂正符号への変換、６４ＱＡＭへの変調等の前処理により、各搬送波の信号を表す周波数分布イメージの信号列に変換され、逆フーリエ変換(ＩＦＦＴ)回路１３ｂで時間波形を表す信号列に変換される。そしてガードインターバル挿入回路１３ｃで、後述の様に、伝送路での遅延波に起因する受信側での符号間干渉の影響を少なくするため、送信されるＯＦＤＭ信号にガードインターバルが付加される。このガードインターバルを挿入された信号は、送信後処理回路１３ｄにおいてさらに直交変調、Ｄ／Ａ変換、アップコンバート等の後処理を施された後、送信アンテナ１１から送信される。
この送信されたＯＦＤＭ伝送信号は、受信アンテナ１で受信され、ケーブルを通して復調装置２に送られる。復調装置２に入力された受信信号は、ダウンコンバータ３ａ、Ａ／Ｄ変換回路３ｂでディジタルの複素ベクトル信号に変換された後、伝送された情報符号を復調する信号処理を実施するＦＦＴ(フーリエ変換)回路３ｃ、伝送路応答等化回路３ｄ、復調＆復号回路３ｅ等からなる本線系の経路に入力されるとともに、別経路にあるガード相関算出回路４に入力される。
【００１０】
このガード相関算出回路４では、シンボル期間の境界点を検出する方法として特開平７−０９９４８６号公報に開示されている演算と類似の演算を実施する。本発明の方法では、全てこのガード相関算出回路４で算出されるガード相関信号Ｃｇが出発点となるので、初めにこの回路で実施する信号処理をやや詳しく説明しておく。
ところで、上記したように、ＯＦＤＭ方式は、一定の周波数間隔で配置された数百本の搬送波（キャリア）を、それぞれ一定のシンボル期間Ｔｓ’でデジタル変調して伝送する方式である。ＯＦＤＭ信号への変調には、通常、ポイント数Ｍ(例えば、Ｍ＝２０４８)のＩＦＦＴ(逆フーリエ変換)が用いられる。送信側から送出される伝送信号の１シンボルは、図２に模式的に示すように、このＩＦＦＴで変調された、ＭポイントのＯＦＤＭ信号からなる有効シンボル期間Ｔｓの信号(Ｂ＋ｂ)と、１シンボルの最後のＭｇ(例えばＭｇ＝１２８)ポイント期間Ｔｇ’の信号ｂを有効シンボル期間Ｔｓ前のガード期間Ｔｇに複写したＭｇポイントのガードインターバル信号ｂ’で構成される。なお、ａとａ’の部分、ｃとｃ’の部分についても同様である。
【００１１】
以上の知識を基に、図１のガード相関算出回路４で実施される処理を、図３の回路例を用いて説明する。Ａ／Ｄ変換回路３ｂでサンプリングされ、ガード相関算出回路４に入力された複素ベクトル信号Ｚin(ｍ)は２つに分岐され、その一方は遅延回路４１に入力され、図４（ａ）の下段の信号の様に、有効シンボル期間Ｔｓに相当するサンプリング数Ｍ(例えばＭ＝２０４８)だけ遅延される。ここで、ｍはサンプル点の番号である。
図１のＡ／Ｄ変換回路３ｂでは、送信装置１２のＩＦＦＴで用いられるクロック周波数と同じ周波数のクロックを用いてサンプリングするので、有効シンボル期間Ｔｓのサンプル点数は、ＩＦＦＴのポイント数Ｍに等しくなる。
この有効シンボル期間Ｔｓだけ遅延された信号Ｚin(ｍ−Ｍ)と、遅延前の信号Ｚin(ｍ)は、複素乗算回路４２でサンプル点毎に複素乗算され、
Ｚmul(ｍ)＝Ｚin(ｍ)×Ｚin(ｍ−Ｍ)^* ・・・・・・・・・・・（１）
が算出される。この複素乗算信号の波形を、図４（ｂ）に模式的に示す。
ここで、同じ信号であるｂとｂ’を乗算する範囲の値は｜ｂ(ｍ)｜²＋ｊ・０となり、図４の期間２１のように、正の実数値になる。なお、ＯＦＤＭ信号は、ランダム雑音に近い波形であり、その振幅値である｜ｂ(ｍ)｜²の値もランダムに振動する。そのため、正確には、図４の期間２１のＩ成分(実数成分)のレベルもランダムに振動する。しかし後述する雑音の影響との混同を避けるため、ここでは直線を用いて模式的に示した。
【００１２】
一方、図４の期間２２の様に、Ｃ×Ｂ^*等、互いに異なる複素ベクトル信号を乗算する期間の複素乗算信号は、ランダムなままの波形（但し振幅が二乗された波形）になる。
図３の複素乗算回路４２から出力された複素ベクトル信号Ｚmul(ｍ)は、相関演算回路４３内のシフトレジスタに順次入力され、下記（２）式に示すように、各サンプル点毎に、シフトレジスタ内のＭｇサンプルの信号の加算演算、
Ｃｇ(ｍ)＝ΣＺmul(ｍ−ｋ) (但し、ｋ＝０〜Ｍｇ−１) ・・・・（２）
を実施し、ガード相関信号Ｃｇとして出力する。図４（ｃ）は、このガード相関信号Ｃｇの波形を模式的に示したものである。
サンプル点２３では、加算する信号がランダムに変化するＭｇサンプルの信号であるため、互いに打ち消し合いレベルが比較的小さくランダムな信号になる。これに対し、サンプル点２４では加算する信号が全て同じ信号ｂとｂ’同士の乗算値｜ｂ(ｍ)｜²＋ｊ・０になる。そのためＩ成分では、Ｍｇ個の正の実数値が、互いに打ち消し合うことなく全て加算されるようになり、図４（ｃ）の太い矢印で示す様に、大きな正の実数値の信号になる。また、Ｑ成分では、加算すべき値が全て０に成るため、加算結果も０に成る。
【００１３】
サンプル点２５の様にサンプル点２４から少しずれると、加算する正の実数値の数が減り、代わりに互いに打ち消し合うランダムな信号の数が増加する。そのため、Ｉ成分のレベルは徐々に小さくなる。また、Ｑ成分の値は逆に徐々に増大し、ランダムに振動する信号になる。
そのため、図１のガード相関算出回路４から出力されるガード相関信号Ｃｇは、図４（ｃ）の様に、Ｉ成分はシンボル期間の境界点でピークを持つほぼ三角形の波形になり、Ｑ成分は逆に境界点でほぼ０に成る波形になる。
なお、以上の説明は、受信装置のＬｏ周波数(局部発振周波数)の同期が引き込まれた場合にのみ成り立つ。受信アンテナの方向調整の初期段階のように同期が確立されていない時は、図４（ｃ）のＩ成分とＱ成分で構成される複素ベクトル信号は、任意の方向に回転された信号になる。
【００１４】
図１のガード相関算出回路４から出力されたガード相関信号Ｃｇは、受信信号のレベルを算出するために、受信レベル算出回路５に入力される。図５は、この受信レベル算出回路５の内部回路の例を示したものである。
受信レベル算出回路５に入力されたガード相関信号Ｃｇは、図５のピーク点検出回路５１に入力され、ここで１シンボル期間Ｔｓ’毎に、ガード相関信号Ｃｇの複素ベクトル信号としての絶対値の、そのシンボル期間内におけるピーク点が検出される。検出されたピーク位置を表すピーク位置信号とガード相関信号Ｃｇは、Ｉ成分絶対値のピーク点値算出回路５２とＱ成分絶対値のピーク点値算出回路５３に入力される。
そして、それぞれの回路で、検出したピーク点における、ガード相関信号ＣｇのＩ成分の絶対値｜ｍａｘＩｃ｜とＱ成分の絶対値｜ｍａｘＱｃ｜を算出した後、ピーク点値加算回路５４でそれらの加算値｜ｍａｘＩｃ｜＋｜ｍａｘＱｃ｜を算出する。
これはガード相関信号Ｃｇの複素ベクトル信号としての絶対値の近似値を算出する演算で、正確な絶対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝√(ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ^*)を算出するのが好ましい。ここで、ｍａｘＣｇはガード相関信号Ｃｇのピーク点における値(複素ベクトル信号)である。
【００１５】
ところで、受信アンテナの方向が最適な方向に向けられているときは、受信信号のレベルが大きく、雑音を無視することができるので、ＯＦＤＭ信号のみからなる信号が得られると近似できる。そのため、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、

と近似できるが、Ｍｇが充分大きな値になると、括弧内の式は、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の平均電力の算出式に近づく。
通常、Ｍｇの値は約１２８サンプルあるいはそれ以上の大きな正数であるため、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の平均電力をσ²とすると、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、値Ｍｇ×σ²に近い値、すなわち平均電力σ²にほぼ比例した値になる。
【００１６】
一方、受信アンテナの方向が誤った方向に向けられているときは、ＯＦＤＭ信号を殆ど受信できず、極端な場合、ガード相関算出回路４に入力される信号は、殆ど雑音のみになる。この場合、複素乗算するＺin(ｍ)とＺin(ｍ−Ｍ)^*の間には相関が無くなるため、Ｚmul(ｍ)は、ガード相関算出回路４に入力される雑音の電力σｎ²にほぼ等しい実効値を持つ、ランダムな信号になる。そのため、Ｍｇサンプル分のＺmul(ｍ)を加算すると、極性が逆の値同士が打ち消し合い、ガード相関信号Ｃｇ(ｍ)は、ほぼσｎ²×√Ｍｇ程度の実効値を持つランダムな信号になる。
【００１７】
また、受信アンテナの方向調整の途中では、無視できないレベルの雑音が混入したＯＦＤＭ信号がガード相関算出回路４に入力されるが、この場合に算出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、入力されるＯＦＤＭ信号成分の電力σ²に比例する値Ｍｇ×σ²を有する信号に、混入している雑音成分の電力σｎ²に比例した実効値σｎ²×√Ｍｇを持つランダムな信号が加算された信号になる。
従って、受信信号のＣＮ比がσ／σｎの場合、
ＳＮ比 (Ｍｇ×σ²)／(σｎ²×√Ｍｇ)＝(σ／σｎ)²×√Ｍｇ
のＯＦＤＭ信号のピーク値が得られる。例えばガードインターバルの長さＭｇが１２８サンプルの場合、受信信号のＣＮ比が０ｄＢ＝２０・ｌｏｇ(σ／σｎ)であっても、

の良好なＳＮ比の、ＯＦＤＭ信号のピーク値が得られる。
【００１８】
図５の平均化回路５５は、得られるピーク値のＳＮ比をさらに上げるために、ピーク点値加算回路５４からシンボル毎に出力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の平均値を算出する回路である。具体的には、一定数のピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の加算平均を算出する回路またはシンボル毎に入力されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の帯域を制限するＬＰＦ(ローパスフィルタ)を用いれば良い。例えば、６４シンボルのピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の加算平均を算出するだけで、ＳＮ比をさらに、１０・ｌｏｇ(６４)＝１８ｄＢ改善することができる。この平均化の演算には、この他、上記した値｜ｂ(ｍ)｜²のランダムな振動の影響で発生する、ピーク値のランダムな変動を低減する効果も得られる。
【００１９】
ところで、以上の演算で算出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、ガード相関算出回路４に入力される信号Ｚinに含まれるＯＦＤＭ信号成分の電力σ²に比例する値であり、必ずしも受信した信号の電力レベルＰｓに比例しない。通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルをＡＧＣ回路でほぼ一定レベルの信号に変換してから、各種の信号処理を実施する。ガード相関算出回路４に入力される信号Ｚinの電力も、常にほぼ一定に保たれる。
【００２０】
従って、受信されるＯＦＤＭ信号のレベルが大きい時は、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルσ²がほぼ一定になるように制御されてしまい、受信レベル算出回路５で算出されるピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜の大きさも、ほぼ一定になる。そのため通常は、算出したピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜から、受信されたＯＦＤＭ信号の正確な電力レベルＰｓを検出することはできない。
しかし、実際にＡＧＣ回路で制御される信号は、受信された電力レベルＰｓのＯＦＤＭ信号と混入された電力レベルＰｎの雑音からなる信号全体の電力レベルＰtot＝Ｐｓ＋Ｐｎである。そのため、ガード相関算出回路４に入力される信号Ｚinに含まれるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、正確には、
σ²＝Ｐｓ／Ｐtot＝(Ｐｓ／Ｐｎ)×１／(Ｐｓ／Ｐｎ＋１) となる。
【００２１】
一方、受信アンテナの方向調整において、受信信号のレベルの検出が最も重要になるのは、受信アンテナの方向がずれ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓが減少し、受信装置のヘッドＡＭＰで発生する雑音の電力レベルＰｎの方が大きくなった時である。
このように、ＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓより雑音の電力レベルＰｎの方が充分大きくなると、Ｐｓ／Ｐｎ＋１≒１の近似が成り立つ様になり、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、σ²≒Ｐｓ／Ｐｎと近似できるようになる。ここで、ヘッドＡＭＰで発生する雑音の電力レベルＰｎは、受信装置の回路の性能で決まる一定値なので、結局、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルσ²は、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓにほぼ比例した値になる。従って、受信レベル算出回路５で算出したピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜も、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルＰｓにほぼ比例した値になり、そのレベルを検出することができる。
しかも、上記した様に、ピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜は、約２１ｄＢ＋１８ｄＢ＝３９ｄＢもの高ＳＮ比の値である。そのため、受信アンテナの方向が誤った方向に向けられ、受信されるＯＦＤＭ信号の電力レベルが、図１５の様に雑音レベルより２０ｄＢ程度以上低下しても、その信号の存在だけでなく、そのレベル変化をも検出することができる。
【００２２】
そこで、受信レベル算出回路５からは、このようにして算出され平均化されたピーク値ｍａｘ｜Ｃｇ｜を、受信レベル信号として出力する。
受信レベル算出回路５から出力された受信レベル信号は方向調整信号発生回路６に入力され、受信アンテナ１の調整に適した信号に変換され、方向調整信号として出力される。
この方向調整信号としては、例えば受信アンテナ１の調整を実施するときは、受信アンテナの調整者が調整し易いように、受信レベルが高いほど高音になる、あるいは受信レベルが高いほど間隔が狭くなる断続音等のビープ音を発生させる方向調整信号を出力するようにする。
あるいは、オシロスコープ等でその電圧変化を観察しながらレベルが最大になるように調整する等、受信レベルを測定しながら受信アンテナの方向を調整する場合は、受信レベル信号の値を、調整が容易になる単位系の値、例えばｄＢ値等の値に変換して得た信号を、方向調整信号として出力するようにする。
あるいは、受信レベルを表示するメータを用い受信レベルを測定しながら受信アンテナの方向を調整する場合は、受信レベルに応じた明るさ、色または表示バーの長さ等のメータ表示値を制御する信号を、方向調整信号として出力するようにする。
あるいは、受信アンテナの雲台を小さく動かした時に、受信レベルが増加するときは、更に同じ方向に移動し、減少するときは反対方向に動かすことにより、最適な方向に受信アンテナを制御する方法を用いる場合は、受信レベル信号の値を雲台の制御が容易になる単位系の値に変換して得た信号を、方向調整信号として出力するようにする。勿論、雲台の制御信号を方向調整信号として出力するようにしても良い。
このように、本実施例によるＯＦＤＭ方式の復調装置を用いると、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下になり、従来と同じ方法、即ちスペクトラムアナライザを用いる方法では、ＯＦＤＭ信号の存在すら検出できないような受信アンテナの方向調整の初期段階においても、ＯＦＤＭ信号の存在を検出できるようになるだけでなく、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルとその変化量を、高ＳＮ比で測定することができるようになる。
そのため、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦＤＭ信号レベルが最大になる方向を探すことができるようになり、算出した受信レベル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築することができるようになる。
【００２３】
次に、本発明の第２の実施例による受信装置のシステム構成例を図６に示す。このシステム構成は、受信レベル算出回路５と方向調整信号発生回路６を、復調装置２’の外部のアダプタ７として分離した点が、第１の実施例と異なる。
ＯＦＤＭ方式の復調装置では、シンボルの境界位置の同期を検出するために、通常、ガード相関算出回路４と同じ機能を持つガード相関演算回路４’を有している。本実施例によるシステムでは、この復調装置２’が通常有しているガード相関演算回路４’から出力されるガード相関信号Ｃｇまたはその絶対値｜Ｃｇ｜を利用する。
そのため、本実施例の復調装置２’では、従来の復調装置に、新たにガード相関信号Ｃｇあるいはその絶対値｜Ｃｇ｜を出力する出力端子を設けておくだけでよい。
受信アンテナ１の方向調整を実施する時は、ガード相関信号Ｃｇあるいはその絶対値｜Ｃｇ｜を入力する端子と、方向調整信号発生回路６から出力される方向調整信号を出力する端子を有するアダプタ７を別に用意する。これ以外の回路構成は第１の実施例と同一なので、説明を省略する。
この様に、本実施例によるシステムにおいても、第１の実施例と同様に、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下になっても、受信信号の電力レベルとその変化量を高ＳＮ比で測定することができるようになり、受信アンテナの方向を変えながら、受信信号のレベルが最大になる方向を探すことができるようになる。また、本実施例によるシステムでは、従来の復調装置に、ガード相関信号を出力できる端子を新たに設ける小改造を施すだけで良い。
そのため、既にＯＦＤＭ方式の復調装置を所有しているユーザも、新たに高価な復調装置に買い換えることなく、比較的安価なアダプタを購入するだけで、受信アンテナの方向調整が容易になるシステムを構築することができるようになる効果が得られる。
【００２４】
なお、第２の実施例における復調装置２’と外部アダプタ７の分離方法としては、図７の様に、方向調整信号発生回路６のみを、復調装置２’の外部アダプタ７として分離するようにしても、ほぼ同様の効果が得られる。
また、受信レベル算出回路５において、ピーク点におけるガード相関信号Ｃｇの正確な絶対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜＝√（ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ^*）を算出するには、ｍａｘＣｇ×ｍａｘＣｇ^*によって、｜ｍａｘＣｇ｜²を算出した後、その平方根を算出することになる。
しかし、この平方根の算出を省略し、算出した｜ｍａｘＣｇ｜²をそのまま受信レベル信号として出力するようにしても良い。但しこの場合、受信レベル信号のレベルが第１の実施例の受信レベル信号の二乗になっていることを考慮して、方向調整信号への変換を実施する必要がある。
また、ピーク点におけるガード相関信号Ｃｇの絶対値を算出する際は、前もってガード相関信号Ｃｇをシンボル内で平均化し、図４（ｃ）の波形を滑らかにした後、算出するようにしても良いのは明らかである。
また、方向調整信号発生回路６で算出される方向調整信号は、受信レベル信号ｍａｘ｜Ｃｇ｜そのものでも良いが、そのほか、受信レベル信号の平方根である√(ｍａｘ｜Ｃｇ｜)、受信信号ｄＢ値に比例する１０×ｌｏｇ(ｍａｘ｜Ｃｇ｜)等、他の単位系の値であっても良いのは言うまでもない。
【００２５】
また上記したように、ガード相関算出回路４に入力されるＯＦＤＭ信号の電力レベルは、１／(Ｐｓ／Ｐｎ＋１)の式で特徴付けられる飽和特性を示すが、この飽和特性を補正した信号を算出するようにすることが好ましいのは言うまでもない。
また、図１の第１の実施例においても、第２の実施例と同様、シンボルの境界位置の同期を検出するためのガード相関演算回路から出力されるガード相関信号Ｃｇを利用するようにしても良いのは、明らかである。
また、受信アンテナの方向調整では、ガード相関信号をそのまま受信アンテナ部に伝送する伝送系を設ければ、受信アンテナ部でオシロスコープ等の表示装置で図４（ｃ）のＩ成分の波形に類似したガード相関波形を観察しながら方向調整を実施することができる。
また、ガード相関信号あるいは方向調整信号あるいは受信レベル信号の波形を表示させながら受信アンテナの方向を調整する時は、例えば図８に示すように、表示する信号の最大値あるいは最小値あるいはその両方が同時に表示されるようにするのが好ましい。あるいは図９のように、情報符号を正しく復調できる限界レベルが同時に表示されるようにするのが好ましい。
【００２６】
また、図８あるいは図９の様に、最大値と最小値あるいは更に復調できる限界レベルの内の少なくとも何れか１つのレベルを表示できるようにするには、これらのレベルを表す信号を別に送る様にしても良い。しかし、図１０に例示する様に、ガード相関信号、方向調整信号あるいは受信レベル信号の波形の間に、一定周期毎に、最大レベル、最小レベルあるいは復調できる限界レベルを表す信号を挿入しておくのが好ましい。一般に電気信号は、ケーブル等で長距離伝送すると信号の大きさ(Ｇａｉｎ)や直流レベルが変化する現象が起こる。しかし、図１０の様に基準となるレベルの信号も同時に伝送する様にすると、伝送の過程で信号のＧａｉｎや直流レベルが変化しても、同時に伝送した基準レベルを用いることで、正しいレベルの信号を容易に再生することができる効果が得られる。
【００２７】
また、図４（ｃ）の説明で述べたように、ガード相関信号Ｃｇのピーク点ではＯＦＤＭ信号のＱ成分はほぼ０になる。そのため、ガード相関算出回路４に入力される信号Ｚinに雑音が混入している場合、このピーク点のＱ成分の絶対値を加算する等の方法で、混入している雑音のレベルを独立に算出することができる。そこで、このＱ成分から算出した雑音を利用して、例えばガード相関信号Ｃｇの絶対値ｍａｘ｜Ｃｇ｜と上記のＱ成分から算出した雑音レベルとの比を算出する等の方法で受信レベルを算出することができる。受信アンテナの方向調整の初期段階のように同期が確立されていない時は、図４（ｃ）のＩ成分とＱ成分で構成される複素ベクトルが、位相空間上の任意の方向に回転された信号になるため、座標変換等の複雑な演算が必要になるものの、更に精度の高い受信レベル信号を得ることができる。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明した本発明による手段を用いると、受信されるＯＦＤＭ信号のＣＮ比が０ｄＢ以下になり、従来と同じ方法、即ち、スペクトラムアナライザを用いる方法ではＯＦＤＭ信号の存在すら検出できないような受信アンテナの方向調整の初期段階においても、ＯＦＤＭ信号の存在を検出できるようになるだけでなく、受信されたＯＦＤＭ信号の電力レベルとその変化量を、高ＳＮ比で測定することができるようになる。そのため、受信アンテナの方向を変えながら、受信されるＯＦＤＭ信号のレベルが最大になる方向を探すことができるようになり、算出した受信レベル信号を用いて、容易に受信アンテナの方向調整ができるシステムを構築することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施例のシステム構成の例
【図２】ＯＦＤＭ信号の構造の説明図
【図３】ガード相関算出回路の回路構成の例
【図４】ガード相関算出回路で実施する演算の説明図
【図５】受信レベル算出回路の回路構成の例
【図６】第２の実施例のシステム構成の例
【図７】第２の実施例に関わる別のシステム構成の例
【図８】第１の表示例
【図９】第２の表示例
【図１０】信号の波形例
【図１１】ＯＦＤＭ信号の周波数分布の説明図
【図１２】従来のアナログＦＰＵで用いるＦＭ信号の周波数分布の説明図
【図１３】アナログＦＰＵの受信アンテナの方向調整時の周波数分布の説明図
【図１４】ＯＦＤＭ信号を受信している時の周波数分布の説明図
【図１５】ＯＦＤＭ方式の受信装置の受信アンテナの方向調整時の周波数分布の説明図
【符号の説明】
１：受信アンテナ、２：復調装置、３：Ａ／Ｄ変換回路、４：ガード相関算出回路、４’：ガード相関演算回路、５：受信レベル算出回路、６：方向調整信号発生回路、７：アダプタ、４１：遅延回路、４２：複素乗算回路、４３：相関演算回路、５１：ピーク点検出回路、５２：Ｉ成分絶対値のピーク点値算出回路、５３：Ｑ成分絶対値のピーク点値算出回路、５４：ピーク点値加算回路、５５：平均化回路。

Claims

ガード期間を含んだＯＦＤＭ信号を伝送する伝送装置の受信装置において、
受信した上記ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル遅延した信号と複素乗算し加算することにより、相関演算を行い、当該相関演算の結果得られる信号の絶対値のピーク位置を検出し、当該検出したピーク位置における相関信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値を算出し加算し、ピーク値を算出し、当該ピーク値の二乗値または二乗値の平方根値の何れかの値の加算平均値から上記受信信号のレベルを算出し、該受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ方向調整方法。
請求項１に記載のアンテナ方向調整方法において、上記生成される方向調整用信号を、上記受信信号のレベルに応じて音質、音量の少なくとも１つが変化する方向調整用の音の信号としたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ方向調整方法。
請求項１乃至２において、上記受信レベル信号の信号波形とともに、この信号の最大レベルあるいは最小レベルあるいは上記受信信号を正しく復調できる限界レベルの内の少なくとも１つのレベルを表示することを特徴とするＯＦＤＭ受信装置のアンテナ方向調整方法。