JP4128415B2 - 直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。またＵＨＦ帯の地上ディジタル放送も開発されている（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、図２に模式的に示す様に、一定の伝送帯幅Ｗ内に互いに直交する複数本、例えば約１４００本の搬送波（キャリア）を設け、情報符号によって、指定キャリアを６４ＱＡＭ等の変調方式で変調して伝送する方式である。また、その時間波形は、図３に模式的に示す様に、有効シンボル期間Ｔｕの信号の後部ｂを先頭部分ｂ’にコピーして構成するガードインターバルＴｇを有している。この信号構造により、ＯＦＤＭ方式ではマルチパスに強い特性が得られる。
【０００４】
しかし、ＯＦＤＭ方式といえども万能ではなく、更なる改善が要望されている。一方、携帯電話や自動車電話等における多重電波伝播環境や移動受信環境下での受信特性の改善には、ダイバーシティ受信方式が用いられている。そこで、このダイバーシティ受信方式のＯＦＤＭ方式への適用の検討が進められている。
【０００５】
ところで、ダイバーシティ方式は、１本の搬送波を変調して伝送するシングルキャリア方式に関しては詳しく検討され、既に選択合成、等利得合成、最大比合成などの合成方法が提案されている。この内、最大比合成は回路規模が大きくなるものの大きな改善効果が得られることが予想され、この合成方法をＯＦＤＭ方式に適用する方法をシミュレーションにより検討した結果が、すでに報告されている（例えば、非特許文献２参照。）。
【０００６】
図４は、この従来のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。ただし、スペースの都合上、同一回路構成を有する複数のブランチ回路７１，・・は太い破線枠で示し、その内、第ｈブランチ回路７ｈのみ、その内部回路構成を示した。
【０００７】
第ｈブランチ回路７ｈにおいて、アンテナ１ｈで受信されたアンテナ信号ｚrfhは高周波数のＲＦ回路部２ｈと中間周波数のＩＦ回路部３ｈでベースバンドの信号にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換回路４ｈでディジタル信号に変換される。変換して得られたディジタルのＯＦＤＭ信号ｚｈはＦＦＴ回路５ｈに入力され、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実施してキャリア信号列Ｚｈに復調されて出力される。
【０００８】
なお、以下、頭文字がｚ等の小文字の信号は時間系の信号を表し、頭文字がＺ等の大文字の信号はＤＦＴ後の周波数系の信号を表すものとする。
【０００９】
ＦＦＴ回路５ｈから出力された第ｈブランチのキャリア信号列Ｚｈは２つに分岐される。そして、第１の分岐は伝送路周波数応答算出回路６ｈに入力され、第２の分岐は合成重み乗算回路８０に入力される。
【００１０】
この内、伝送路周波数応答算出回路６ｈでは、内蔵されている参照周波数スペクトルと、入力されたキャリア信号列Ｚｈの間に一定のピッチで挿入されているパイロット信号ＣＰを比較する。そして、伝送路周波数応答特性（以下伝送路特性と記す）を算出し、得られた伝送路特性信号列Ｈｈ（ｋ）を出力する。ここでｋはキャリア番号を表すが、以下の説明では、特に必要でない場合は省略する。他のブランチのアンテナ１１，・・で受信された信号に対しても、太い破線で囲む第ｈブランチ回路７ｈと同じ構成のブランチ回路で同様の信号処理を実施する。
【００１１】
各ブランチ回路７１，・・の伝送路周波数応答算出回路６１，・・，６ｈ，・・で算出された伝送路特性信号列Ｈ１，・・，Ｈｈ，・・は１つの合成重み算出回路９０に集められて入力され、次式
Ｗｈ（ｋ）＝Ｈｈ（ｋ）*／｛Σh=1 m ｜Ｈｈ（ｋ）｜2 ｝ （式１）
（ただし、ｍは全ブランチ回路の数）
により、第ｈブランチの第ｋキャリアのキャリア信号に対する合成重み値Ｗｈ（ｋ）が算出される。なお、Ａ*は複素信号Ａの共役複素信号を表す。
【００１２】
（式１）で算出される合成重み値Ｗｈが最大比合成法で説明される最大比になるためには、キャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・に混入している雑音レベルが等しいことが条件である（例えば、非特許文献３参照。）。
【００１３】
合成重み算出回路９０で算出された各合成重み値Ｗ１，・・，Ｗｈ，・・は、各ブランチのＦＦＴ回路５１，・・，５ｈ，・・から出力されるキャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・と共に合成重み乗算回路８０に入力される。そして、次式により重み合成された新たなキャリア信号Ｚcom（ｋ）が算出される。
Ｚcom（ｋ）＝Σh=1 m Ｚｈ（ｋ）×Ｗｈ（ｋ） （式２）
（ただし、ｍは全ブランチ回路の数）
この式で算出されたキャリア信号Ｚcomは、ダイバーシティの最大比合成のための合成重みの乗加算だけでなく、伝送路応答特性補正も実施されたキャリア信号になっている。
【００１４】
この重み合成されたキャリア信号Ｚcomは復号回路１００に入力され、情報符号を復号されて出力される。
【００１５】
以上の信号処理により、複数のアンテナで受信された複数のアンテナ信号から、キャリア信号毎に最大比合成された高Ｓ／Ｎのキャリア信号が得られるようになる。この信号処理で得られるキャリア信号のＳ／Ｎはどのアンテナ信号から復調したキャリア信号より高いＳ／Ｎになるため、符号誤りの少ない良好な情報符号を復調することができる。
【００１６】
【非特許文献１】
「映像情報メディア学会誌」１９９８年、Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１
【非特許文献２】
「情報映像メディア学会技術報告」Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．５０，ＰＰ１３〜１８（２００１．７．３０）
【非特許文献３】
奥村他「移動通信の基礎」コロナ社，ｐ１６６
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このシミュレーション結果を実際のダイバーシティ受信装置、例えばマイクロ波帯のＦＰＵに適用しようとすると、以下の問題が発生する。
すなわち、（式１）で算出される合成重み値Ｗｈが最大比合成法で説明される最大比になるためには、キャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・に混入している雑音レベルが等しいことが条件である。しかし、マイクロ波帯のＦＰＵの場合、各ブランチのＦＦＴ回路５１，・・５ｈ，・・から出力されるキャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・に混入している雑音レベルは必ずしも等しくならないため、従来例で算出された合成重み値Ｗ１，・・，Ｗｈ，・・は最大比にならず、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される効果が必ずしも得られない問題が生じる。
【００１８】
この問題が発生する原因は２つある。
【００１９】
初めに、第１の原因を詳しく説明する。通常のＦＰＵでは、アンテナで受信した高周波数のＲＦ信号を増幅して中間周波数のＩＦ信号にダウンコンバートする回路部にＡＧＣ回路が組み込まれており、変換されたＩＦ信号レベルがほぼ一定になるように制御される。言い換えると、受信されたＯＦＤＭ信号とＲＦ回路部で発生する熱雑音等の雑音成分を加算した加算信号のレベルが一定になるように制御される。なお、以下、この雑音成分を「ＲＦ雑音成分」と記す。
【００２０】
例えば、アンテナで受信するＯＦＤＭ信号ｚｒｆの受信レベルが充分高いとする。この場合、ＩＦ信号に含まれる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｉｆとＲＦ雑音成分のレベルの関係は図５（ａ）の模式図の上段と下段の様な関係になる。そして、このＩＦ信号から得られるキャリア信号列Ｚｈに含まれる純粋のＯＦＤＭ信号成分のレベルとＲＦ雑音成分のレベルの関係は図５（ｂ）の模式図の様な関係になる。
【００２１】
これに対し、アンテナで受信した純粋のＯＦＤＭ信号ｓｒｆのレベルが、ＲＦ回路部で発生するＲＦ雑音レベルを無視できない受信レベルに低下すると、ＩＦ信号レベルを一定に保つための不足分はＲＦ雑音成分のレベルの増加で補われ、ＩＦ信号に含まれる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｉｆとＲＦ雑音成分のレベルの関係は、図６（ａ）の上段と下段の様な関係になる。そして、このＩＦ信号から得られるキャリア信号列Ｚｈに含まれる純粋のＯＦＤＭ信号成分のレベルとＲＦ雑音成分のレベルの関係は図６（ｂ）の模式図の様な関係になる。
【００２２】
一方、各ブランチのアンテナで受信されるＯＦＤＭ信号のレベルは当然ブランチ毎に異なるので、各ブランチのＩＦ信号に混入するＲＦ雑音成分のレベル、従ってこのＩＦ信号から復調されたキャリア信号列Ｚｈに混入しているＲＦ雑音成分のレベルもブランチ毎に変化する。そのため、（式１）で算出される合成重み値Ｗｈは最大比からずれ、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される効果が得られなくなる。
【００２３】
次に、この問題が発生する第２の原因を詳しく説明する。一般に移動体通信では、以下に説明する多重反射によるフェージングが発生する。すなわち、移動体からあらゆる方向に射出されたＯＦＤＭ信号の搬送波周波数は、その射出方向と移動体速度で決まる色々な大きさのドップラー周波数の影響を受けて偏移する。フェージングは、これらあらゆる方向に射出され、互いに異なる周波数偏移を受けたＯＦＤＭ信号が同時に受信されるために発生する現象である。フェージングが発生すると、受信レベルが時々刻々と激しく変動する。１本の搬送波を変調して伝送するシングルキャリア方式の伝送装置のダイバーシティ受信装置では、この受信レベル低下に因るＲＦ雑音に対するＣ／Ｎの低下を最小限に抑えることを主眼にしている。フェージングで発生する搬送波周波数の偏移の影響はランダムＦＭ雑音として知られているが、重視する必要が無いとされている（例えば、非特許文献３参照。）。
【００２４】
しかし、ＯＦＤＭ方式ではこの搬送波周波数の偏移を無視することができない。この原因は以下の理由による。すなわち、良く知られているように、ＯＦＤＭ方式でのキャリア信号間の分離は、各キャリア信号のキャリア周波数（搬送波周波数）が図７（ａ）の様に正しい周波数を有する場合に得られる直交性によって補償されている。この直交性は、図７（ａ）の第０キャリアを変調した時に得られる周波数分布を表すｓｉｎｃ関数が、第０キャリア以外のキャリア位置で０に成ることで表される。しかし、キャリア周波数がずれると、ｓｉｎｃ関数の分布は図７（ｂ）の様にずれて他のキャリア位置で０に成らなくなり、キャリア間の直交性がくずれる。そのため、キャリア間干渉雑音が発生する。
【００２５】
ＯＦＤＭ方式では１４００本等の多数本の搬送波（キャリア）を変調して伝送するため、１本１本からのキャリア間干渉雑音レベルが低くても、全てのキャリアからの干渉成分を合わせると大きな雑音レベルになる。しかも、反射の条件とドップラー周波数が同一であれば、キャリア間干渉雑音レベルは純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのレベルに比例したレベルになり、受信レベルに無関係な一定のＣ／Ｎで発生する。
【００２６】
逆に、受信されたＯＦＤＭ信号の最大ドップラー周波数が例え同じでも、多重反射の状況が異なればキャリア間の干渉の様子が変わるため、キャリア間干渉雑音レベルが変わる。
【００２７】
例えば、ある程度見通しがある方向を向いたアンテナから受信されたＯＦＤＭ信号は、ほぼ同じ方向に射出された信号の加算信号になるため、一定のドップラー周波数の周りに集中した偏移を受けた信号になる。そのため、Ｌｏ周波数の同期制御によりこの周波数偏移が打ち消され、キャリア間干渉雑音レベルが低いＯＦＤＭ信号が得られる。
【００２８】
これに対し、見通しが無い方向を向いたアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号は、あらゆる方向に射出され反射された信号の加算信号になるため、広く広がった周波数偏移を受けた信号になる。そのため、Ｌｏ周波数の同期制御により打ち消すこともできず、キャリア間干渉雑音レベルが高いＯＦＤＭ信号になる。
【００２９】
そのため、キャリア間干渉雑音レベルはブランチ毎に異なり、（式１）で算出される合成重み値Ｗｈは最大比からずれ、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される効果が得られなくなる。
【００３０】
本発明の目的は、ＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置においても、最大比合成法で期待される性能を有するダイバーシティ受信が可能になる直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を提供することにある。
【００３１】
また本発明のダイバーシティ受信装置のうち、雑音レベル検出回路は、ダイバーシティ受信でない通常のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置に適用でき、適用すると、伝送路状態を視覚的に監視することができる。
【００３２】
したがって本発明の他の目的は、雑音レベルを視覚的に見ることが可能な直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記ディジタルＯＦＤＭ信号あるいは前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に混入している雑音レベルあるいは前記キャリア信号列に混入している雑音レベルを検出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路とを、一つのブランチ回路に有する複数のブランチ回路と、該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３４】
本発明は、上記に記載の直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置において、前記雑音レベル検出回路が、前記Ａ／Ｄ変換回路で変換された前記ディジタルＯＦＤＭ信号を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号が有する時間的に同一の波形の信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値を、前記ディジタルＯＦＤＭ信号から雑音成分を除いた純粋のディジタルＯＦＤＭ信号の電力値として出力するＯＦＤＭ信号電力算出回路と、該ＯＦＤＭ信号電力算出回路から出力される前記電力値Ｐを入力し、前記受信装置のＡＧＣ回路の目標信号電力値との差の平方根あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル算出回路からなることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３５】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号を有しないキャリア（ＮＵＬＬキャリア）を２本以上有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内の複数本のＮＵＬＬキャリア、あるいは複数のシンボルに跨る複数本のＮＵＬＬキャリアで検出されるキャリア信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路とを、一つのブランチ回路に有する複数のブランチ回路と、該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３６】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号空間上の１方向にのみ変調される一方向変調キャリア、例えばパイロット信号等を有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内に挿入されている一方向変調キャリアの変調方向に垂直な方向の成分の信号、あるいは複数のシンボルに跨る複数本の一方向変調キャリアの変調方向に垂直な方向の成分の信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路とを、一つのブランチ回路に有する複数のブランチ回路と、該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３７】
本発明は、上記いずれか一つに記載の受信装置において、前記合成重み算出回路から出力される各ブランチ回路の合成重み値で構成される合成重み信号、あるいは各ブランチ回路の各キャリア毎に複数シンボルの合成重み値を平均して得られた値で構成される合成重み信号を装置の外部に出力する外部出力端子を設ける、あるいはアンテナ重み信号を表示する表示部を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３８】
本発明は、上記いずれか一つに記載の受信装置において、前記合成重み算出回路から出力される各ブランチの合成重み値の加算値を算出し、この加算値あるいはその時間平均値を各ブランチのアンテナ重み信号として装置の外部に出力する外部出力端子、あるいはアンテナ重み信号を表示する表示部を備えたことを特徴と直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３９】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記ディジタルＯＦＤＭ信号あるいは前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に混入している雑音レベルあるいは前記キャリア信号列に混入している雑音レベルを検出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路の出力に接続された外部出力端子あるいは表示部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４０】
本発明は、上記記載の直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置において、前記雑音レベル検出回路が、前記Ａ／Ｄ変換回路で変換された前記ディジタルＯＦＤＭ信号を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号が有する時間的に同一の波形の信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値を、前記ディジタルＯＦＤＭ信号から雑音成分を除いた純粋のディジタルＯＦＤＭ信号の電力値として出力するＯＦＤＭ信号電力算出回路と、該ＯＦＤＭ信号電力算出回路から出力される前記電力値Ｐを入力し、前記受信装置のＡＧＣ回路の目標信号電力値との差の平方根あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル算出回路からなることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４１】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号を有しないキャリア（ＮＵＬＬキャリア）を２本以上有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内の複数本のＮＵＬＬキャリア、あるいは複数のシンボルに跨る複数本のＮＵＬＬキャリアで検出されるキャリア信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路の出力に接続された外部出力端子あるいは表示部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４２】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号空間上の１方向にのみ変調される一方向変調キャリア、例えばパイロット信号等を有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内の複数本のＮＵＬＬキャリア、あるいは複数のシンボルに跨る複数本のＮＵＬＬキャリアで検出されるキャリア信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路の出力に接続された外部出力端子あるいは表示部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を図１に示す。ただし、図４の従来例同様に、同一回路構成を有する複数のブランチ回路１１１，・・は太い破線枠で示し、その内、第ｈブランチ回路１１ｈのみ、その内部回路構成を示した。なお、アンテナの本数は任意で良い。
【００４４】
図１の回路構成とその動作は、点模様を施した雑音レベル検出回路１２ｈと雑音レベル比算出回路１３ｈと雑音レベル同一化回路１４ｈの３つの回路を新たに設けた点を除けば、図４の従来の回路と同一である。そこで以下、この新設した回路の動作とその効果を中心に説明する。
【００４５】
従来の回路と同様にしてＡ／Ｄ変換回路４ｈでディジタル信号に変換して得られたＯＦＤＭ信号ｚｈは２つに分岐され、その一方は従来同様にＦＦＴ回路５ｈに入力され、他方は新たに設けた雑音レベル検出回路１２ｈに入力される。雑音レベル検出回路１２ｈは、ＯＦＤＭ信号ｚｈに混入しているＲＦ雑音成分のレベルｎｈを検出する回路である。
【００４６】
図８は、雑音レベル検出回路１２ｈの内部回路構成を示したものである。
雑音レベル検出回路１２ｈに入力されたＯＦＤＭ信号ｚｈはＧ相関算出回路２００に入力される。この回路は、有効シンボル期間Ｔｕだけ遅延するＴｕ遅延回路２００ａと複素乗算回路２００ｂ、及びガードインターバル期間長Ｔｇの乗算結果を加算する加算回路２００ｃで構成され、図３のＯＦＤＭ信号のｂの部分とｂ’の部分の波形が同一であることを利用し、その相関を算出する回路である。
【００４７】
更に詳しく説明すると、雑音レベル検出回路１２ｈに入力された図９（ａ）のＯＦＤＭ信号と１有効シンボル期間遅延された図９（ｂ）の信号の、同一タイミングの信号同士の複素乗算ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*を実行して得た図９（ｃ）の信号を、ガードインターバルと同じ期間幅である図９（ｄ）に模式的に示す範囲で加算した値Σ｛ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*｝を順次算出する。ここで、ｓ*は複素信号ｓの共役複素信号を表す。この様にして算出された相関信号の波形を図９（ｅ）に示す。
【００４８】
このように、Ｇ相関算出回路２００で算出される相関信号の波形は、シンボルの境界位置にピークを持つ三角波形になるため、このシンボルの境界位置を検出するために、ＯＦＤＭ方式の受信装置で頻繁に用いる回路である。
【００４９】
受信されたＯＦＤＭ信号が主波のみの場合、図１０に示す相関信号の波形は、底辺がガードインターバル長Ｔｇの２倍の幅を持つ三角波形になる。また、そのピーク値は、ＯＦＤＭ信号ｚｈから雑音を除いた純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーＰｓに比例した値になる。従って、この相関信号の斜線部分の値を積分すると、やはり純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーＰｓに比例した値が得られる。
【００５０】
図１１（ａ）の様に主波と遅延波の２波が受信された場合の相関信号波形は、図１１（ｃ）の様に、図１１（ｂ）に示す主波と遅延波に対する２つの三角波形を加算した波形になる。図１１（ｃ）は、遅延波が、復調可能な最大の遅延時間Ｔｇ遅延している場合の相関波形を示したものであり、この底辺３×Ｔｇの四角形の斜線部の値を積分すると、やはり主波と遅延波からなる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーに比例した値が得られる。なお、詳細な説明は省略するが、一般に、この３×Ｔｇ期間の相関信号の積分値は、ＤＱＰＳＫ等の差動検波を用いるＯＦＤＭ方式で復調可能な信号成分のパワーに比例した値になる。また、更に多くの遅延波が含まれる場合においても、得られる相関信号の積分値は、純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーに比例した値になる。
【００５１】
図８のＯＦＤＭ信号電力算出回路２０１はこの期間３×Ｔｇの相関信号の積分演算を実施する回路であり、積分値を、入力されたＯＦＤＭ信号ｚｈに含まれる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワー値Ｐｓとして出力する。
このパワー値Ｐｓは雑音レベル算出回路２０２に入力される。そして、雑音が無い時に予想されるパワー値Ｐ０との差の平方根√（Ｐ０−Ｐｓ）、あるいはその近似値が算出され、第ｈブランチの雑音レベルｎｈとして出力される。
【００５２】
図１の雑音レベル検出回路１２ｈから出力された雑音レベルｎｈは雑音レベル比算出回路１３ｈに入力され、前もって定める基準となる雑音レベルｎ０との比である雑音レベル比Ｒｎｈ＝ｎ０／ｎｈを算出して出力する。ただし、受信レベルが充分高いとｎｈ≒０となり、比ｎ０／ｎｈの値は無限大に発散してしまうため、この比ｎ０／ｎｈが一定の上限値、例えば値１を越える時は、比ｎ０／ｎｈの値をこの上限値１に置き換え、雑音レベル比Ｒｎｈの値として出力する。
【００５３】
雑音レベル比算出回路１３ｈから出力された雑音レベル比Ｒｎｈは、ＦＦＴ回路５ｈから出力されたキャリア信号列Ｚｈと共に雑音レベル同一化回路１４ｈに入力される。雑音レベル同一化回路１４ｈは乗算回路であり、キャリア信号列Ｚｈを雑音レベル比Ｒｎｈ倍されたキャリア信号Ｚｈ’＝Ｚｈ×Ｒｎｈが出力される。
【００５４】
ところで、雑音レベルｎｈは、元々第ｈブランチのＯＦＤＭ信号ｚｈに含まれているＲＦ雑音レベルを算出したものであり、キャリア信号Ｚｈにはこの雑音レベルｎｈに比例したレベルＮｈ＝α・ｎｈのＲＦ雑音成分が混入している。従って、このキャリア信号ＺｈをＲｎｈ＝ｎ０／ｎｈ倍したキャリア信号Ｚｈ’に含まれる雑音のレベルはα・ｎｈ×ｎ０／ｎｈ＝α・ｎ０となり、前もって設定した基準となる雑音レベルｎ０に比例した一定値になる。ただし、各ブランチのＡＧＣ回路は、その目標とする信号レベルが全て同一になるように設定しておくものとする。
【００５５】
図１の回路では、この様にして雑音レベルを同一化したキャリア信号Ｚｈ’を、図４の従来の回路と同様にして合成する。
【００５６】
この時、合成される全てのブランチのキャリア信号Ｚ１ｈ’，・・，Ｚｈ’，・・に含まれる雑音のレベルは一定値α・ｎ０になるので、合成重み乗算回路８０で合成されたキャリア信号Ｚcomは最大比で合成された信号になり、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能を得ることができる。
【００５７】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルが同一になるため、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００５８】
本発明の第２の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を図１２に示す。本実施の形態では、ＯＦＤＭ信号ｚｈに混入しているＲＦ雑音成分のレベルだけでなく、キャリア間干渉雑音も考慮された各ブランチの雑音レベルが同一レベルになるように調整した後、最大比で合成する。
【００５９】
そのため、図１の回路と異なり、ＦＦＴ回路５ｈの出力信号を雑音レベル検出回路１６ｈに入力し、送信装置で図１３の様にＯＦＤＭ信号のキャリア構造の間に挿入された信号の無いＮＵＬＬキャリアを用いて、キャリア信号のＲＦ雑音成分とキャリア間干渉雑音からなる全雑音成分のレベルを検出するように構成している。
【００６０】
送信装置におけるＮＵＬＬキャリアの挿入は、伝送する情報符号で６４ＱＡＭ変調されたデータキャリアと制御信号で変調されたキャリアＴＭＣＣと補助符号で変調されたキャリアＡＣを分配回路でＯＦＤＭ信号の指定キャリア位置に分配する際、この間に信号のないＮＵＬＬキャリアを挿入することで実施する。あるいはＡＣを無信号にすることにより、信号のないＮＵＬＬキャリアを作成するようにしても良い。分配回路から出力された信号は、その後ＩＤＦＴ（逆フーリエ変換）され、ガードインターバルを挿入された後、Ｄ／Ａ変換される。そしてＩＦ回路とＲＦ回路で高周波の伝送信号に変換され、アンテナから送信される。
【００６１】
新たな雑音レベル検出回路１６ｈの内部回路構成を図１４に示す。図１２のＦＦＴ回路５ｈから出力され雑音レベル検出回路１６ｈに入力されたキャリア信号Ｚｈは、図１４のＮＵＬＬキャリア選択回路２０３に入力され、図１３のＮＵＬＬキャリアが選択される。
【００６２】
図１３から明らかなように、このＮＵＬＬキャリアの信号は、波線で示すＲＦ雑音とキャリア間干渉雑音のみからなり、信号成分が含まれていない。そのため、このＮＵＬＬキャリアの信号のパワーサムを算出することにより、受信された信号のキャリア信号Ｚｈに混入している全ての種類の雑音が加算された平均レベルを検出することができる。
【００６３】
図１４のＮＵＬＬパワー算出回路２０４はこのパワーサムを算出する回路で、選択された一定本数のＮＵＬＬキャリア信号Ｚｈ（ｋnull）の絶対値の加算平均値の平方根√｛（Σknull ｜Ｚｈ（ｋnull）｜2）／（加算するキャリア本数）｝が算出される。ここで、ｋnullはＮＵＬＬキャリアのキャリア番号を表す。算出された値は、キャリア間干渉雑音も含めた全雑音レベルＮｈとして出力される。
【００６４】
精度の高い雑音レベル値を算出するには、用いるＮＵＬＬキャリアが帯域の広い範囲に分布していることが望ましい。また、加算する本数は少なくとも２本以上で多いほど算出する値の精度を上げることができる。１シンボルに挿入されるＮＵＬＬキャリアの本数が少ないときは、複数シンボルのＮＵＬＬキャリアの信号を加算して算出するようにしてもよい。
【００６５】
図１２の雑音レベル検出回路１６ｈから出力された雑音レベルＮｈは雑音レベル比算出回路１７ｈに入力され、図１の回路と同様にして雑音レベル比ＲＮｈ＝Ｎ０／Ｎｈが算出される。ただし、雑音レベルＮ０は雑音レベルＮｈに対する基準となる雑音レベルであり、基準となる雑音レベルをｎ０からＮ０に変更する点を除けば、図１の雑音レベル比算出回路１３ｈと同じ回路構成でよい。
【００６６】
雑音レベル比算出回路１７ｈから出力された雑音レベル比ＲＮｈは、ＦＦＴ回路５ｈから出力されたキャリア信号列Ｚｈと共に雑音レベル同一化回路１４ｈに入力され、キャリア信号列Ｚｈを雑音レベル比ＲＮｈ倍されたキャリア信号Ｚｈ’＝Ｚｈ×ＲＮｈが出力される。
【００６７】
ところで、第ｈブランチのキャリア信号ＺｈにはレベルＮｈの雑音が混入している。そのため、このキャリア信号ＺｈをＲＮｈ＝Ｎ０／Ｎｈ倍したキャリア信号Ｚｈ’に含まれる雑音のレベルはＮｈ×Ｎ０／Ｎｈ＝Ｎ０となり、前もって設定した基準となる雑音レベルＮ０の一定値になる。
【００６８】
図１２の回路では、この様にして、雑音レベルを同一化したキャリア信号Ｚｈ’を図４の従来の回路と同様にして合成する。
【００６９】
この時、合成される各ブランチのキャリア信号Ｚ１’，・・，Ｚｈ’，・・ではキャリア間干渉雑音も含めた全雑音レベルが一定値Ｎ０となるので、ダイバーシティ合成回路８０で合成されたキャリア信号Ｚcomは最大比で合成された信号になり、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能を得ることができる。
【００７０】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルがキャリア間干渉雑音も含めて同一になるため、移動体通信時においても最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００７１】
本発明の第３の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を図１５に示す。このダイバーシティ受信装置は、第２の実施の形態の図１２の回路における雑音レベルの同一化をフィードバック回路で実現するものである。
【００７２】
第２の実施の形態と異なり、本実施の形態では、ＦＦＴ回路５ｈの出力信号Ｚｈを雑音レベル同一化回路１４ｈで一定倍して得た信号Ｚｈ’を、雑音レベル検出回路１６ｈに入力する。そして、第２の実施の形態と同様にしてＮＵＬＬキャリアを用いて雑音レベルＮｈを検出し、雑音レベル比算出回路１７ｈで雑音レベル比ＲＮｈ＝Ｎ０／Ｎｈを算出する。
【００７３】
算出した雑音レベル比ＲＮｈは新たに設けたレベル誤差算出回路１８ｈに入力され、基準に設定した雑音レベルＮ０と算出した雑音レベルＮｈが等しいことを表す値「１」からのずれ量ΔＲＮｈ＝１−ＲＮｈが算出され出力される。
【００７４】
レベル誤差算出回路１８ｈから出力されたずれ量ΔＲＮｈは積分回路１９ｈに入力され、１より小さな係数β倍された後、内部に記憶されている増幅率Ｍｈ’に加算され、新たな増幅率Ｍｈ＝Ｍｈ’+β×ΔＲＮｈを算出し出力する。
【００７５】
積分回路１９ｈから出力された増幅率Ｍｈは、ＦＦＴ回路５ｈから出力されたキャリア信号列Ｚｈと共に雑音レベル同一化回路１４ｈに入力される。そして、キャリア信号列Ｚｈを増幅率Ｍｈ倍されたキャリア信号Ｚｈ’＝Ｚｈ×Ｍｈが算出され出力される。
【００７６】
この回路では、雑音レベル同一化回路１４ｈから出力されたキャリア信号Ｚｈ’に混入している雑音レベルを検出し、そのレベルが基準に設定した雑音レベルＮ０より大きい時は増幅率Ｍｈが下がるように制御され、逆にＮ０より小さい時は増幅率が大きくなるように制御される。そのため、雑音レベル同一化回路１４ｈから出力されたキャリア信号Ｚｈ’の大きさは、最終的に、それに混入している雑音レベルが基準に設定した雑音レベルＮ０になる大きさに収束する。
【００７７】
その結果、合成される全てのブランチのキャリア信号Ｚ１’，・・，Ｚｈ’，・・に含まれる雑音のレベルは一定値Ｎ０となるので、ダイバーシティ合成回路８０で合成されたキャリア信号Ｚcomは最大比で合成された信号になり、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能を得ることができる。
【００７８】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルがキャリア間干渉雑音も含めて同一になるため、移動体通信時においても最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００７９】
本発明の第４の実施の形態によるダイバーシティ受信装置を説明する。このダイバーシティ受信装置の回路構成は、基本的には第２の実施の形態の図１２の回路構成と同一である。
【００８０】
異なる点は、第２の実施の形態では、雑音レベルを、ＯＦＤＭ信号のキャリア構造の間に挿入されたＮＵＬＬキャリアを用いて検出しているのに対し、本実施の形態では、ＯＦＤＭ信号のキャリア構造の間に挿入された信号空間上の１方向にのみ変調される一方向変調キャリア、例えば図１６の様に信号空間のＩ軸（実数軸）方向にのみ変調されるパイロット信号ＣＰを利用して検出する点にある。
【００８１】
この方法では、雑音は信号空間上で等方的に混入されるのに対し、信号はＩ軸方向等、一方向にのみ変調され、垂直方向には信号成分が無いことを利用する。すなわち、信号の変調方向に垂直な方向の成分の信号Ｑｈ（ｋｐ）の絶対値の平均値の平方根値√｛（Σkp｜Ｑ（ｋｐ）｜2／（加算キャリア本数））あるいはその近似値（ただし、ｋｐは一方向変調キャリアのキャリア番号）を算出することにより、雑音レベルを検出する。
【００８２】
この検出方法から分かるように、一方向変調キャリアの変調方向はＩ軸方向に限らず、虚数軸（Ｑ軸）方向あるいはその他の任意の方向であっても良い。また、その変調方法はＢＰＳＫ，ＤＢＰＳＫ等、一方向にのみ変調される方式であれば如何なる変調方式でも良い。
【００８３】
したがって、本実施の形態では、図１２の雑音レベル検出回路１６ｈの内部回路構成が、図１４の回路構成から図１７の回路構成に変わる。図１７の回路構成は、選択されるキャリアがＮＵＬＬキャリアから一方向変調キャリアに変わった一方向変調キャリア選択回路２０５と、新たに設けられた垂直方向成分算出回路２０６と、ＮＵＬＬパワーから垂直成分パワーに変わった垂直成分パワー算出回路２０７とからなる。
【００８４】
本実施の形態における図１２の回路の動作方法は同一なので説明を省略する。
【００８５】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置においても、第２の実施の形態と同様に、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルはキャリア間干渉雑音も含めて同一になるため、移動体通信時においても最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００８６】
本実施の形態で用いた雑音レベル検出回路は、第３の実施の形態の図１４の回路にも適用できることは明らかである。
【００８７】
なお、以上の実施の形態では何れの場合も１つのシンボル内で信号のレベルが変わらないように、雑音レベル同一化回路１４ｈで乗算する値の変更は、連続する２シンボルのキャリア信号の境界領域内で実施するのが好ましいのは言うまでもない。
【００８８】
また、図１と図１４の回路では、雑音レベル同一化回路１４ｈをＦＦＴ回路５ｈより前段に挿入しても、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【００８９】
また、以上の実施の形態では何れの場合も、１つのシンボル内の信号から算出された各ブランチの合成重み値Ｗｈ（ｋ）を用いて重み合成するものとして説明したが、各ブランチの各キャリア毎に、複数シンボルの合成重み値Ｗｈ（ｋ）の平均値を算出して雑音を低減した後、算出した平均値をＷｈ（ｋ）の代わりに用いて重み合成された新たなキャリア信号Ｚcom（ｋ）を算出するようにしても良い。
【００９０】
また、図１の雑音レベル検出回路１２ｈとして相関信号を用いて評価する場合のみ説明したが、ＯＦＤＭ信号ｚｈの遅延波成分の分布とレベルが検出できる信号を用いて算出すればよいのは明らかである。例えば、ＯＦＤＭ信号に挿入されているパイロット信号を周波数分析する等の方法で算出した遅延プロファイル信号を用いて算出するようにしても良い。この場合、遅延プロファイルの振幅値が各遅延波のＯＦＤＭ信号成分の電力値に比例するときは、相関信号の波形の総和（面積）の代わりに遅延プロファイル信号の波形の総和（面積）を用いて同様の演算を実施するようにすれば良い。
【００９１】
また、図１の右下隅に例示する様に、合成重み算出回路９０に合成重み信号算出回路９１を接続し、その出力を外部出力端子９２に接続し、外部出力端子９２に表示装置９３を接続する。
【００９２】
ここで、合成重み算出回路９０を、各ブランチの合成重み値Ｗｈ（ｋ）自身を合成重み信号として出力するあるいは各ブランチの各キャリア毎に複数シンボルの合成重み値Ｗｈ（ｋ）の平均値を算出し、合成重み信号として出力する回路にすれば、表示装置９３で、例えば図１８の様に視覚的に観測しながら各ブランチの各キャリア信号の重要度を把握できるようにすることにより、ダイバーシティの効果を確認しながら実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【００９３】
また、合成重み算出回路９０を、各ブランチの合成重み値Ｗｈ（ｋ）の加算値ΣkＷｈ（ｋ）を算出すると共に、この加算値あるいはその時間平均値を出力する回路にすれば、シンクロスコープ等の表示装置９３で、例えば図１９の左図あるいは右図の様に視覚的に観測できるようにすることにより、使用頻度の低いアンテナを把握してその方向を調整し直す等の実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【００９４】
次に、本発明の第５の実施の形態による受信装置の構成を図２０に示す。図１の複数のブランチ回路のうち単一のブランチ回路１１ｈのみと復号回路１００を有する。また、単一のブランチ回路１１ｈは、単一のアンテナ１ｈに対するＲＦ回路からＦＦＴ回路５ｈで構成されるＯＦＤＭ復調回路部と、雑音レベル検出回路１２ｈあるいは１６ｈのみで構成され、雑音レベル検出回路１２ｈあるいは１６ｈの出力は出力端子９２と表示装置９３に接続されている。
【００９５】
ここで、雑音レベル検出回路１２ｈは、図１および図８と同じ構成である。また雑音レベル検出回路１６ｈは図１２及び図１４と同じ構成でも良い。また、図１２および図１７と同じ構成でも良い。
【００９６】
本実施の形態による受信装置においては、雑音レベル検出回路を備えたので、伝送路の状態を視覚的に見ることが可能なＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置を得ることができる。
【００９７】
【発明の効果】
本発明によれば、ＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置においても、最大比合成法で期待される性能を有するダイバーシティ受信が可能になる直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を得ることができる。また本発明によれば、雑音レベルを視覚的に見ることが可能な直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式伝送信号のキャリア構造を説明する図である。
【図３】ＯＦＤＭ信号の構造を説明する図である。
【図４】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図５】従来のダイバーシティ受信装置の問題に関する第１の説明をするための図である。
【図６】従来のダイバーシティ受信装置の問題に関する第２の説明をするための図である。
【図７】従来のダイバーシティ受信装置の問題に関する第３の説明をするための図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の雑音レベル検出回路の回路構成図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態における雑音レベル検出回路の動作の第１の説明をするための図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態における雑音レベル検出回路の動作の第２の説明をするための図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態における雑音レベル検出回路の動作の第３の説明をするための図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態で用いるＯＦＤＭ信号の構造を示す図である。
【図１４】本発明の第２の実施の形態における雑音レベル検出回路の回路構成図である。
【図１５】本発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【図１６】本発明の第４の実施の形態の雑音レベル検出方法を説明する図である。
【図１７】本発明の第４の実施の形態の雑音レベル検出回路の回路構成図である。
【図１８】各キャリアにおける各ブランチの重み値の表示例を示す図である。
【図１９】各ブランチの重み値の表示例を示す図である。
【図２０】本発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【符号の説明】
１１，１ｈ：アンテナ、２ｈ：ＲＦ回路部、３ｈ：ＩＦ回路部、４ｈ：Ａ／Ｄ変換回路、５ｈ：ＦＦＴ回路、６ｈ：伝送路周波数特性算出回路、７１，７ｈ，１１１，１１ｈ，１５１，１５ｈ：ブランチ回路、８０：合成重み乗算回路、９０：合成重み算出回路、９１：合成重み信号算出回路、９２：外部出力端子、９３：表示装置、１００：復号回路、１２ｈ，１６ｈ：雑音レベル検出回路、１３ｈ，１７ｈ：雑音レベル比算出回路、１４ｈ：雑音レベル同一化回路、１８ｈ：レベル誤差算出回路、１９ｈ：積分回路、２００：Ｇ相関算出回路、２００ａ：Ｔｕ遅延岐路、２００ｂ：複素乗算回路、２００ｃ：加算回路、２０１：ＯＦＤＭ信号電力算出回路、２０２：雑音レベル算出回路、２０３：ＮＵＬＬキャリア選択回路、２０４：ＮＵＬＬパワー算出回路、２０５：一方向変調キャリア選択回路、２０６：垂直方向成分算出回路、２０７：垂直方向成分パワー算出回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送方式として互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：以下ＯＦＤＭ方式と記す）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集め、欧州や日本を初めとする各国の次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮ等の分野で多くの応用研究が進められている。またＵＨＦ帯の地上ディジタル放送も開発されている（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、図２に模式的に示す様に、一定の伝送帯幅Ｗ内に互いに直交する複数本、例えば約１４００本の搬送波（キャリア）を設け、情報符号によって、指定キャリアを６４ＱＡＭ等の変調方式で変調して伝送する方式である。また、その時間波形は、図３に模式的に示す様に、有効シンボル期間Ｔｕの信号の後部ｂを先頭部分ｂ’にコピーして構成するガードインターバルＴｇを有している。この信号構造により、ＯＦＤＭ方式ではマルチパスに強い特性が得られる。
【０００４】
しかし、ＯＦＤＭ方式といえども万能ではなく、更なる改善が要望されている。一方、携帯電話や自動車電話等における多重電波伝播環境や移動受信環境下での受信特性の改善には、ダイバーシティ受信方式が用いられている。そこで、このダイバーシティ受信方式のＯＦＤＭ方式への適用の検討が進められている。
【０００５】
ところで、ダイバーシティ方式は、１本の搬送波を変調して伝送するシングルキャリア方式に関しては詳しく検討され、既に選択合成、等利得合成、最大比合成などの合成方法が提案されている。この内、最大比合成は回路規模が大きくなるものの大きな改善効果が得られることが予想され、この合成方法をＯＦＤＭ方式に適用する方法をシミュレーションにより検討した結果が、すでに報告されている（例えば、非特許文献２参照。）。
【０００６】
図４は、この従来のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。ただし、スペースの都合上、同一回路構成を有する複数のブランチ回路７１，・・は太い破線枠で示し、その内、第ｈブランチ回路７ｈのみ、その内部回路構成を示した。
【０００７】
第ｈブランチ回路７ｈにおいて、アンテナ１ｈで受信されたアンテナ信号ｚrfhは高周波数のＲＦ回路部２ｈと中間周波数のＩＦ回路部３ｈでベースバンドの信号にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換回路４ｈでディジタル信号に変換される。変換して得られたディジタルのＯＦＤＭ信号ｚｈはＦＦＴ回路５ｈに入力され、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実施してキャリア信号列Ｚｈに復調されて出力される。
【０００８】
なお、以下、頭文字がｚ等の小文字の信号は時間系の信号を表し、頭文字がＺ等の大文字の信号はＤＦＴ後の周波数系の信号を表すものとする。
【０００９】
ＦＦＴ回路５ｈから出力された第ｈブランチのキャリア信号列Ｚｈは２つに分岐される。そして、第１の分岐は伝送路周波数応答算出回路６ｈに入力され、第２の分岐は合成重み乗算回路８０に入力される。
【００１０】
この内、伝送路周波数応答算出回路６ｈでは、内蔵されている参照周波数スペクトルと、入力されたキャリア信号列Ｚｈの間に一定のピッチで挿入されているパイロット信号ＣＰを比較する。そして、伝送路周波数応答特性（以下伝送路特性と記す）を算出し、得られた伝送路特性信号列Ｈｈ（ｋ）を出力する。ここでｋはキャリア番号を表すが、以下の説明では、特に必要でない場合は省略する。他のブランチのアンテナ１１，・・で受信された信号に対しても、太い破線で囲む第ｈブランチ回路７ｈと同じ構成のブランチ回路で同様の信号処理を実施する。
【００１１】
各ブランチ回路７１，・・の伝送路周波数応答算出回路６１，・・，６ｈ，・・で算出された伝送路特性信号列Ｈ１，・・，Ｈｈ，・・は１つの合成重み算出回路９０に集められて入力され、次式
Ｗｈ（ｋ）＝Ｈｈ（ｋ）*／｛Σh=1 m ｜Ｈｈ（ｋ）｜2 ｝ （式１）
（ただし、ｍは全ブランチ回路の数）
により、第ｈブランチの第ｋキャリアのキャリア信号に対する合成重み値Ｗｈ（ｋ）が算出される。なお、Ａ*は複素信号Ａの共役複素信号を表す。
【００１２】
（式１）で算出される合成重み値Ｗｈが最大比合成法で説明される最大比になるためには、キャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・に混入している雑音レベルが等しいことが条件である（例えば、非特許文献３参照。）。
【００１３】
合成重み算出回路９０で算出された各合成重み値Ｗ１，・・，Ｗｈ，・・は、各ブランチのＦＦＴ回路５１，・・，５ｈ，・・から出力されるキャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・と共に合成重み乗算回路８０に入力される。そして、次式により重み合成された新たなキャリア信号Ｚcom（ｋ）が算出される。
Ｚcom（ｋ）＝Σh=1 m Ｚｈ（ｋ）×Ｗｈ（ｋ） （式２）
（ただし、ｍは全ブランチ回路の数）
この式で算出されたキャリア信号Ｚcomは、ダイバーシティの最大比合成のための合成重みの乗加算だけでなく、伝送路応答特性補正も実施されたキャリア信号になっている。
【００１４】
この重み合成されたキャリア信号Ｚcomは復号回路１００に入力され、情報符号を復号されて出力される。
【００１５】
以上の信号処理により、複数のアンテナで受信された複数のアンテナ信号から、キャリア信号毎に最大比合成された高Ｓ／Ｎのキャリア信号が得られるようになる。この信号処理で得られるキャリア信号のＳ／Ｎはどのアンテナ信号から復調したキャリア信号より高いＳ／Ｎになるため、符号誤りの少ない良好な情報符号を復調することができる。
【００１６】
【非特許文献１】
「映像情報メディア学会誌」１９９８年、Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．１１
【非特許文献２】
「情報映像メディア学会技術報告」Ｖｏｌ．２５，Ｎｏ．５０，ＰＰ１３〜１８（２００１．７．３０）
【非特許文献３】
奥村他「移動通信の基礎」コロナ社，ｐ１６６
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このシミュレーション結果を実際のダイバーシティ受信装置、例えばマイクロ波帯のＦＰＵに適用しようとすると、以下の問題が発生する。
すなわち、（式１）で算出される合成重み値Ｗｈが最大比合成法で説明される最大比になるためには、キャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・に混入している雑音レベルが等しいことが条件である。しかし、マイクロ波帯のＦＰＵの場合、各ブランチのＦＦＴ回路５１，・・５ｈ，・・から出力されるキャリア信号列Ｚ１，・・，Ｚｈ，・・に混入している雑音レベルは必ずしも等しくならないため、従来例で算出された合成重み値Ｗ１，・・，Ｗｈ，・・は最大比にならず、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される効果が必ずしも得られない問題が生じる。
【００１８】
この問題が発生する原因は２つある。
【００１９】
初めに、第１の原因を詳しく説明する。通常のＦＰＵでは、アンテナで受信した高周波数のＲＦ信号を増幅して中間周波数のＩＦ信号にダウンコンバートする回路部にＡＧＣ回路が組み込まれており、変換されたＩＦ信号レベルがほぼ一定になるように制御される。言い換えると、受信されたＯＦＤＭ信号とＲＦ回路部で発生する熱雑音等の雑音成分を加算した加算信号のレベルが一定になるように制御される。なお、以下、この雑音成分を「ＲＦ雑音成分」と記す。
【００２０】
例えば、アンテナで受信するＯＦＤＭ信号ｚｒｆの受信レベルが充分高いとする。この場合、ＩＦ信号に含まれる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｉｆとＲＦ雑音成分のレベルの関係は図５（ａ）の模式図の上段と下段の様な関係になる。そして、このＩＦ信号から得られるキャリア信号列Ｚｈに含まれる純粋のＯＦＤＭ信号成分のレベルとＲＦ雑音成分のレベルの関係は図５（ｂ）の模式図の様な関係になる。
【００２１】
これに対し、アンテナで受信した純粋のＯＦＤＭ信号ｓｒｆのレベルが、ＲＦ回路部で発生するＲＦ雑音レベルを無視できない受信レベルに低下すると、ＩＦ信号レベルを一定に保つための不足分はＲＦ雑音成分のレベルの増加で補われ、ＩＦ信号に含まれる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｉｆとＲＦ雑音成分のレベルの関係は、図６（ａ）の上段と下段の様な関係になる。そして、このＩＦ信号から得られるキャリア信号列Ｚｈに含まれる純粋のＯＦＤＭ信号成分のレベルとＲＦ雑音成分のレベルの関係は図６（ｂ）の模式図の様な関係になる。
【００２２】
一方、各ブランチのアンテナで受信されるＯＦＤＭ信号のレベルは当然ブランチ毎に異なるので、各ブランチのＩＦ信号に混入するＲＦ雑音成分のレベル、従ってこのＩＦ信号から復調されたキャリア信号列Ｚｈに混入しているＲＦ雑音成分のレベルもブランチ毎に変化する。そのため、（式１）で算出される合成重み値Ｗｈは最大比からずれ、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される効果が得られなくなる。
【００２３】
次に、この問題が発生する第２の原因を詳しく説明する。一般に移動体通信では、以下に説明する多重反射によるフェージングが発生する。すなわち、移動体からあらゆる方向に射出されたＯＦＤＭ信号の搬送波周波数は、その射出方向と移動体速度で決まる色々な大きさのドップラー周波数の影響を受けて偏移する。フェージングは、これらあらゆる方向に射出され、互いに異なる周波数偏移を受けたＯＦＤＭ信号が同時に受信されるために発生する現象である。フェージングが発生すると、受信レベルが時々刻々と激しく変動する。１本の搬送波を変調して伝送するシングルキャリア方式の伝送装置のダイバーシティ受信装置では、この受信レベル低下に因るＲＦ雑音に対するＣ／Ｎの低下を最小限に抑えることを主眼にしている。フェージングで発生する搬送波周波数の偏移の影響はランダムＦＭ雑音として知られているが、重視する必要が無いとされている（例えば、非特許文献３参照。）。
【００２４】
しかし、ＯＦＤＭ方式ではこの搬送波周波数の偏移を無視することができない。この原因は以下の理由による。すなわち、良く知られているように、ＯＦＤＭ方式でのキャリア信号間の分離は、各キャリア信号のキャリア周波数（搬送波周波数）が図７（ａ）の様に正しい周波数を有する場合に得られる直交性によって補償されている。この直交性は、図７（ａ）の第０キャリアを変調した時に得られる周波数分布を表すｓｉｎｃ関数が、第０キャリア以外のキャリア位置で０に成ることで表される。しかし、キャリア周波数がずれると、ｓｉｎｃ関数の分布は図７（ｂ）の様にずれて他のキャリア位置で０に成らなくなり、キャリア間の直交性がくずれる。そのため、キャリア間干渉雑音が発生する。
【００２５】
ＯＦＤＭ方式では１４００本等の多数本の搬送波（キャリア）を変調して伝送するため、１本１本からのキャリア間干渉雑音レベルが低くても、全てのキャリアからの干渉成分を合わせると大きな雑音レベルになる。しかも、反射の条件とドップラー周波数が同一であれば、キャリア間干渉雑音レベルは純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのレベルに比例したレベルになり、受信レベルに無関係な一定のＣ／Ｎで発生する。
【００２６】
逆に、受信されたＯＦＤＭ信号の最大ドップラー周波数が例え同じでも、多重反射の状況が異なればキャリア間の干渉の様子が変わるため、キャリア間干渉雑音レベルが変わる。
【００２７】
例えば、ある程度見通しがある方向を向いたアンテナから受信されたＯＦＤＭ信号は、ほぼ同じ方向に射出された信号の加算信号になるため、一定のドップラー周波数の周りに集中した偏移を受けた信号になる。そのため、Ｌｏ周波数の同期制御によりこの周波数偏移が打ち消され、キャリア間干渉雑音レベルが低いＯＦＤＭ信号が得られる。
【００２８】
これに対し、見通しが無い方向を向いたアンテナで受信されたＯＦＤＭ信号は、あらゆる方向に射出され反射された信号の加算信号になるため、広く広がった周波数偏移を受けた信号になる。そのため、Ｌｏ周波数の同期制御により打ち消すこともできず、キャリア間干渉雑音レベルが高いＯＦＤＭ信号になる。
【００２９】
そのため、キャリア間干渉雑音レベルはブランチ毎に異なり、（式１）で算出される合成重み値Ｗｈは最大比からずれ、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される効果が得られなくなる。
【００３０】
本発明の目的は、ＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置においても、最大比合成法で期待される性能を有するダイバーシティ受信が可能になる直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を提供することにある。
【００３１】
また本発明のダイバーシティ受信装置のうち、雑音レベル検出回路は、ダイバーシティ受信でない通常のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置に適用でき、適用すると、伝送路状態を視覚的に監視することができる。
【００３２】
したがって本発明の他の目的は、雑音レベルを視覚的に見ることが可能な直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記ディジタルＯＦＤＭ信号あるいは前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に混入している雑音レベルあるいは前記キャリア信号列に混入している雑音レベルを検出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路とを、一つのブランチ回路に有する複数のブランチ回路と、該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３４】
本発明は、上記に記載の直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置において、前記雑音レベル検出回路が、前記Ａ／Ｄ変換回路で変換された前記ディジタルＯＦＤＭ信号を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号が有する時間的に同一の波形の信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値を、前記ディジタルＯＦＤＭ信号から雑音成分を除いた純粋のディジタルＯＦＤＭ信号の電力値として出力するＯＦＤＭ信号電力算出回路と、該ＯＦＤＭ信号電力算出回路から出力される前記電力値Ｐを入力し、前記受信装置のＡＧＣ回路の目標信号電力値との差の平方根あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル算出回路からなることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３５】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号を有しないキャリア（ＮＵＬＬキャリア）を２本以上有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内の複数本のＮＵＬＬキャリア、あるいは複数のシンボルに跨る複数本のＮＵＬＬキャリアで検出されるキャリア信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路とを、一つのブランチ回路に有する複数のブランチ回路と、該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３６】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号空間上の１方向にのみ変調される一方向変調キャリア、例えばパイロット信号等を有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内に挿入されている一方向変調キャリアの変調方向に垂直な方向の成分の信号、あるいは複数のシンボルに跨る複数本の一方向変調キャリアの変調方向に垂直な方向の成分の信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路とを、一つのブランチ回路に有する複数のブランチ回路と、該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３７】
本発明は、上記いずれか一つに記載の受信装置において、前記合成重み算出回路から出力される各ブランチ回路の合成重み値で構成される合成重み信号、あるいは各ブランチ回路の各キャリア毎に複数シンボルの合成重み値を平均して得られた値で構成される合成重み信号を装置の外部に出力する外部出力端子を設ける、あるいはアンテナ重み信号を表示する表示部を備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３８】
本発明は、上記いずれか一つに記載の受信装置において、前記合成重み算出回路から出力される各ブランチの合成重み値の加算値を算出し、この加算値あるいはその時間平均値を各ブランチのアンテナ重み信号として装置の外部に出力する外部出力端子、あるいはアンテナ重み信号を表示する表示部を備えたことを特徴と直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００３９】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記ディジタルＯＦＤＭ信号あるいは前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に混入している雑音レベルあるいは前記キャリア信号列に混入している雑音レベルを検出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路の出力に接続された外部出力端子あるいは表示部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４０】
本発明は、上記記載の直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置において、前記雑音レベル検出回路が、前記Ａ／Ｄ変換回路で変換された前記ディジタルＯＦＤＭ信号を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号が有する時間的に同一の波形の信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値を、前記ディジタルＯＦＤＭ信号から雑音成分を除いた純粋のディジタルＯＦＤＭ信号の電力値として出力するＯＦＤＭ信号電力算出回路と、該ＯＦＤＭ信号電力算出回路から出力される前記電力値Ｐを入力し、前記受信装置のＡＧＣ回路の目標信号電力値との差の平方根あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル算出回路からなることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４１】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号を有しないキャリア（ＮＵＬＬキャリア）を２本以上有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内の複数本のＮＵＬＬキャリア、あるいは複数のシンボルに跨る複数本のＮＵＬＬキャリアで検出されるキャリア信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路の出力に接続された外部出力端子あるいは表示部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４２】
本発明は、互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号空間上の１方向にのみ変調される一方向変調キャリア、例えばパイロット信号等を有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内の複数本のＮＵＬＬキャリア、あるいは複数のシンボルに跨る複数本のＮＵＬＬキャリアで検出されるキャリア信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、該雑音レベル検出回路の出力に接続された外部出力端子あるいは表示部とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置である。
【００４３】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を図１に示す。ただし、図４の従来例同様に、同一回路構成を有する複数のブランチ回路１１１，・・は太い破線枠で示し、その内、第ｈブランチ回路１１ｈのみ、その内部回路構成を示した。なお、アンテナの本数は任意で良い。
【００４４】
図１の回路構成とその動作は、点模様を施した雑音レベル検出回路１２ｈと雑音レベル比算出回路１３ｈと雑音レベル同一化回路１４ｈの３つの回路を新たに設けた点を除けば、図４の従来の回路と同一である。そこで以下、この新設した回路の動作とその効果を中心に説明する。
【００４５】
従来の回路と同様にしてＡ／Ｄ変換回路４ｈでディジタル信号に変換して得られたＯＦＤＭ信号ｚｈは２つに分岐され、その一方は従来同様にＦＦＴ回路５ｈに入力され、他方は新たに設けた雑音レベル検出回路１２ｈに入力される。雑音レベル検出回路１２ｈは、ＯＦＤＭ信号ｚｈに混入しているＲＦ雑音成分のレベルｎｈを検出する回路である。
【００４６】
図８は、雑音レベル検出回路１２ｈの内部回路構成を示したものである。
雑音レベル検出回路１２ｈに入力されたＯＦＤＭ信号ｚｈはＧ相関算出回路２００に入力される。この回路は、有効シンボル期間Ｔｕだけ遅延するＴｕ遅延回路２００ａと複素乗算回路２００ｂ、及びガードインターバル期間長Ｔｇの乗算結果を加算する加算回路２００ｃで構成され、図３のＯＦＤＭ信号のｂの部分とｂ’の部分の波形が同一であることを利用し、その相関を算出する回路である。
【００４７】
更に詳しく説明すると、雑音レベル検出回路１２ｈに入力された図９（ａ）のＯＦＤＭ信号と１有効シンボル期間遅延された図９（ｂ）の信号の、同一タイミングの信号同士の複素乗算ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*を実行して得た図９（ｃ）の信号を、ガードインターバルと同じ期間幅である図９（ｄ）に模式的に示す範囲で加算した値Σ｛ｓ（ｔ）×ｓ（ｔ−Ｔｓ）*｝を順次算出する。ここで、ｓ*は複素信号ｓの共役複素信号を表す。この様にして算出された相関信号の波形を図９（ｅ）に示す。
【００４８】
このように、Ｇ相関算出回路２００で算出される相関信号の波形は、シンボルの境界位置にピークを持つ三角波形になるため、このシンボルの境界位置を検出するために、ＯＦＤＭ方式の受信装置で頻繁に用いる回路である。
【００４９】
受信されたＯＦＤＭ信号が主波のみの場合、図１０に示す相関信号の波形は、底辺がガードインターバル長Ｔｇの２倍の幅を持つ三角波形になる。また、そのピーク値は、ＯＦＤＭ信号ｚｈから雑音を除いた純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーＰｓに比例した値になる。従って、この相関信号の斜線部分の値を積分すると、やはり純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーＰｓに比例した値が得られる。
【００５０】
図１１（ａ）の様に主波と遅延波の２波が受信された場合の相関信号波形は、図１１（ｃ）の様に、図１１（ｂ）に示す主波と遅延波に対する２つの三角波形を加算した波形になる。図１１（ｃ）は、遅延波が、復調可能な最大の遅延時間Ｔｇ遅延している場合の相関波形を示したものであり、この底辺３×Ｔｇの四角形の斜線部の値を積分すると、やはり主波と遅延波からなる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーに比例した値が得られる。なお、詳細な説明は省略するが、一般に、この３×Ｔｇ期間の相関信号の積分値は、ＤＱＰＳＫ等の差動検波を用いるＯＦＤＭ方式で復調可能な信号成分のパワーに比例した値になる。また、更に多くの遅延波が含まれる場合においても、得られる相関信号の積分値は、純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワーに比例した値になる。
【００５１】
図８のＯＦＤＭ信号電力算出回路２０１はこの期間３×Ｔｇの相関信号の積分演算を実施する回路であり、積分値を、入力されたＯＦＤＭ信号ｚｈに含まれる純粋のＯＦＤＭ信号ｓｈのパワー値Ｐｓとして出力する。
このパワー値Ｐｓは雑音レベル算出回路２０２に入力される。そして、雑音が無い時に予想されるパワー値Ｐ０との差の平方根√（Ｐ０−Ｐｓ）、あるいはその近似値が算出され、第ｈブランチの雑音レベルｎｈとして出力される。
【００５２】
図１の雑音レベル検出回路１２ｈから出力された雑音レベルｎｈは雑音レベル比算出回路１３ｈに入力され、前もって定める基準となる雑音レベルｎ０との比である雑音レベル比Ｒｎｈ＝ｎ０／ｎｈを算出して出力する。ただし、受信レベルが充分高いとｎｈ≒０となり、比ｎ０／ｎｈの値は無限大に発散してしまうため、この比ｎ０／ｎｈが一定の上限値、例えば値１を越える時は、比ｎ０／ｎｈの値をこの上限値１に置き換え、雑音レベル比Ｒｎｈの値として出力する。
【００５３】
雑音レベル比算出回路１３ｈから出力された雑音レベル比Ｒｎｈは、ＦＦＴ回路５ｈから出力されたキャリア信号列Ｚｈと共に雑音レベル同一化回路１４ｈに入力される。雑音レベル同一化回路１４ｈは乗算回路であり、キャリア信号列Ｚｈを雑音レベル比Ｒｎｈ倍されたキャリア信号Ｚｈ’＝Ｚｈ×Ｒｎｈが出力される。
【００５４】
ところで、雑音レベルｎｈは、元々第ｈブランチのＯＦＤＭ信号ｚｈに含まれているＲＦ雑音レベルを算出したものであり、キャリア信号Ｚｈにはこの雑音レベルｎｈに比例したレベルＮｈ＝α・ｎｈのＲＦ雑音成分が混入している。従って、このキャリア信号ＺｈをＲｎｈ＝ｎ０／ｎｈ倍したキャリア信号Ｚｈ’に含まれる雑音のレベルはα・ｎｈ×ｎ０／ｎｈ＝α・ｎ０となり、前もって設定した基準となる雑音レベルｎ０に比例した一定値になる。ただし、各ブランチのＡＧＣ回路は、その目標とする信号レベルが全て同一になるように設定しておくものとする。
【００５５】
図１の回路では、この様にして雑音レベルを同一化したキャリア信号Ｚｈ’を、図４の従来の回路と同様にして合成する。
【００５６】
この時、合成される全てのブランチのキャリア信号Ｚ１ｈ’，・・，Ｚｈ’，・・に含まれる雑音のレベルは一定値α・ｎ０になるので、合成重み乗算回路８０で合成されたキャリア信号Ｚcomは最大比で合成された信号になり、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能を得ることができる。
【００５７】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルが同一になるため、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００５８】
本発明の第２の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を図１２に示す。本実施の形態では、ＯＦＤＭ信号ｚｈに混入しているＲＦ雑音成分のレベルだけでなく、キャリア間干渉雑音も考慮された各ブランチの雑音レベルが同一レベルになるように調整した後、最大比で合成する。
【００５９】
そのため、図１の回路と異なり、ＦＦＴ回路５ｈの出力信号を雑音レベル検出回路１６ｈに入力し、送信装置で図１３の様にＯＦＤＭ信号のキャリア構造の間に挿入された信号の無いＮＵＬＬキャリアを用いて、キャリア信号のＲＦ雑音成分とキャリア間干渉雑音からなる全雑音成分のレベルを検出するように構成している。
【００６０】
送信装置におけるＮＵＬＬキャリアの挿入は、伝送する情報符号で６４ＱＡＭ変調されたデータキャリアと制御信号で変調されたキャリアＴＭＣＣと補助符号で変調されたキャリアＡＣを分配回路でＯＦＤＭ信号の指定キャリア位置に分配する際、この間に信号のないＮＵＬＬキャリアを挿入することで実施する。あるいはＡＣを無信号にすることにより、信号のないＮＵＬＬキャリアを作成するようにしても良い。分配回路から出力された信号は、その後ＩＤＦＴ（逆フーリエ変換）され、ガードインターバルを挿入された後、Ｄ／Ａ変換される。そしてＩＦ回路とＲＦ回路で高周波の伝送信号に変換され、アンテナから送信される。
【００６１】
新たな雑音レベル検出回路１６ｈの内部回路構成を図１４に示す。図１２のＦＦＴ回路５ｈから出力され雑音レベル検出回路１６ｈに入力されたキャリア信号Ｚｈは、図１４のＮＵＬＬキャリア選択回路２０３に入力され、図１３のＮＵＬＬキャリアが選択される。
【００６２】
図１３から明らかなように、このＮＵＬＬキャリアの信号は、波線で示すＲＦ雑音とキャリア間干渉雑音のみからなり、信号成分が含まれていない。そのため、このＮＵＬＬキャリアの信号のパワーサムを算出することにより、受信された信号のキャリア信号Ｚｈに混入している全ての種類の雑音が加算された平均レベルを検出することができる。
【００６３】
図１４のＮＵＬＬパワー算出回路２０４はこのパワーサムを算出する回路で、選択された一定本数のＮＵＬＬキャリア信号Ｚｈ（ｋnull）の絶対値の加算平均値の平方根√｛（Σknull ｜Ｚｈ（ｋnull）｜2）／（加算するキャリア本数）｝が算出される。ここで、ｋnullはＮＵＬＬキャリアのキャリア番号を表す。算出された値は、キャリア間干渉雑音も含めた全雑音レベルＮｈとして出力される。
【００６４】
精度の高い雑音レベル値を算出するには、用いるＮＵＬＬキャリアが帯域の広い範囲に分布していることが望ましい。また、加算する本数は少なくとも２本以上で多いほど算出する値の精度を上げることができる。１シンボルに挿入されるＮＵＬＬキャリアの本数が少ないときは、複数シンボルのＮＵＬＬキャリアの信号を加算して算出するようにしてもよい。
【００６５】
図１２の雑音レベル検出回路１６ｈから出力された雑音レベルＮｈは雑音レベル比算出回路１７ｈに入力され、図１の回路と同様にして雑音レベル比ＲＮｈ＝Ｎ０／Ｎｈが算出される。ただし、雑音レベルＮ０は雑音レベルＮｈに対する基準となる雑音レベルであり、基準となる雑音レベルをｎ０からＮ０に変更する点を除けば、図１の雑音レベル比算出回路１３ｈと同じ回路構成でよい。
【００６６】
雑音レベル比算出回路１７ｈから出力された雑音レベル比ＲＮｈは、ＦＦＴ回路５ｈから出力されたキャリア信号列Ｚｈと共に雑音レベル同一化回路１４ｈに入力され、キャリア信号列Ｚｈを雑音レベル比ＲＮｈ倍されたキャリア信号Ｚｈ’＝Ｚｈ×ＲＮｈが出力される。
【００６７】
ところで、第ｈブランチのキャリア信号ＺｈにはレベルＮｈの雑音が混入している。そのため、このキャリア信号ＺｈをＲＮｈ＝Ｎ０／Ｎｈ倍したキャリア信号Ｚｈ’に含まれる雑音のレベルはＮｈ×Ｎ０／Ｎｈ＝Ｎ０となり、前もって設定した基準となる雑音レベルＮ０の一定値になる。
【００６８】
図１２の回路では、この様にして、雑音レベルを同一化したキャリア信号Ｚｈ’を図４の従来の回路と同様にして合成する。
【００６９】
この時、合成される各ブランチのキャリア信号Ｚ１’，・・，Ｚｈ’，・・ではキャリア間干渉雑音も含めた全雑音レベルが一定値Ｎ０となるので、ダイバーシティ合成回路８０で合成されたキャリア信号Ｚcomは最大比で合成された信号になり、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能を得ることができる。
【００７０】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルがキャリア間干渉雑音も含めて同一になるため、移動体通信時においても最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００７１】
本発明の第３の実施の形態によるダイバーシティ受信装置の構成を図１５に示す。このダイバーシティ受信装置は、第２の実施の形態の図１２の回路における雑音レベルの同一化をフィードバック回路で実現するものである。
【００７２】
第２の実施の形態と異なり、本実施の形態では、ＦＦＴ回路５ｈの出力信号Ｚｈを雑音レベル同一化回路１４ｈで一定倍して得た信号Ｚｈ’を、雑音レベル検出回路１６ｈに入力する。そして、第２の実施の形態と同様にしてＮＵＬＬキャリアを用いて雑音レベルＮｈを検出し、雑音レベル比算出回路１７ｈで雑音レベル比ＲＮｈ＝Ｎ０／Ｎｈを算出する。
【００７３】
算出した雑音レベル比ＲＮｈは新たに設けたレベル誤差算出回路１８ｈに入力され、基準に設定した雑音レベルＮ０と算出した雑音レベルＮｈが等しいことを表す値「１」からのずれ量ΔＲＮｈ＝１−ＲＮｈが算出され出力される。
【００７４】
レベル誤差算出回路１８ｈから出力されたずれ量ΔＲＮｈは積分回路１９ｈに入力され、１より小さな係数β倍された後、内部に記憶されている増幅率Ｍｈ’に加算され、新たな増幅率Ｍｈ＝Ｍｈ’+β×ΔＲＮｈを算出し出力する。
【００７５】
積分回路１９ｈから出力された増幅率Ｍｈは、ＦＦＴ回路５ｈから出力されたキャリア信号列Ｚｈと共に雑音レベル同一化回路１４ｈに入力される。そして、キャリア信号列Ｚｈを増幅率Ｍｈ倍されたキャリア信号Ｚｈ’＝Ｚｈ×Ｍｈが算出され出力される。
【００７６】
この回路では、雑音レベル同一化回路１４ｈから出力されたキャリア信号Ｚｈ’に混入している雑音レベルを検出し、そのレベルが基準に設定した雑音レベルＮ０より大きい時は増幅率Ｍｈが下がるように制御され、逆にＮ０より小さい時は増幅率が大きくなるように制御される。そのため、雑音レベル同一化回路１４ｈから出力されたキャリア信号Ｚｈ’の大きさは、最終的に、それに混入している雑音レベルが基準に設定した雑音レベルＮ０になる大きさに収束する。
【００７７】
その結果、合成される全てのブランチのキャリア信号Ｚ１’，・・，Ｚｈ’，・・に含まれる雑音のレベルは一定値Ｎ０となるので、ダイバーシティ合成回路８０で合成されたキャリア信号Ｚcomは最大比で合成された信号になり、最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能を得ることができる。
【００７８】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置では、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルがキャリア間干渉雑音も含めて同一になるため、移動体通信時においても最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００７９】
本発明の第４の実施の形態によるダイバーシティ受信装置を説明する。このダイバーシティ受信装置の回路構成は、基本的には第２の実施の形態の図１２の回路構成と同一である。
【００８０】
異なる点は、第２の実施の形態では、雑音レベルを、ＯＦＤＭ信号のキャリア構造の間に挿入されたＮＵＬＬキャリアを用いて検出しているのに対し、本実施の形態では、ＯＦＤＭ信号のキャリア構造の間に挿入された信号空間上の１方向にのみ変調される一方向変調キャリア、例えば図１６の様に信号空間のＩ軸（実数軸）方向にのみ変調されるパイロット信号ＣＰを利用して検出する点にある。
【００８１】
この方法では、雑音は信号空間上で等方的に混入されるのに対し、信号はＩ軸方向等、一方向にのみ変調され、垂直方向には信号成分が無いことを利用する。すなわち、信号の変調方向に垂直な方向の成分の信号Ｑｈ（ｋｐ）の絶対値の平均値の平方根値√｛（Σkp｜Ｑ（ｋｐ）｜2／（加算キャリア本数））あるいはその近似値（ただし、ｋｐは一方向変調キャリアのキャリア番号）を算出することにより、雑音レベルを検出する。
【００８２】
この検出方法から分かるように、一方向変調キャリアの変調方向はＩ軸方向に限らず、虚数軸（Ｑ軸）方向あるいはその他の任意の方向であっても良い。また、その変調方法はＢＰＳＫ，ＤＢＰＳＫ等、一方向にのみ変調される方式であれば如何なる変調方式でも良い。
【００８３】
したがって、本実施の形態では、図１２の雑音レベル検出回路１６ｈの内部回路構成が、図１４の回路構成から図１７の回路構成に変わる。図１７の回路構成は、選択されるキャリアがＮＵＬＬキャリアから一方向変調キャリアに変わった一方向変調キャリア選択回路２０５と、新たに設けられた垂直方向成分算出回路２０６と、ＮＵＬＬパワーから垂直成分パワーに変わった垂直成分パワー算出回路２０７とからなる。
【００８４】
本実施の形態における図１２の回路の動作方法は同一なので説明を省略する。
【００８５】
この様に、本実施の形態によるダイバーシティ受信装置においても、第２の実施の形態と同様に、合成される各ブランチの信号に含まれる雑音レベルはキャリア間干渉雑音も含めて同一になるため、移動体通信時においても最大比合成法のダイバーシティ受信装置で期待される性能が得られるＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置を得ることができる。
【００８６】
本実施の形態で用いた雑音レベル検出回路は、第３の実施の形態の図１４の回路にも適用できることは明らかである。
【００８７】
なお、以上の実施の形態では何れの場合も１つのシンボル内で信号のレベルが変わらないように、雑音レベル同一化回路１４ｈで乗算する値の変更は、連続する２シンボルのキャリア信号の境界領域内で実施するのが好ましいのは言うまでもない。
【００８８】
また、図１と図１４の回路では、雑音レベル同一化回路１４ｈをＦＦＴ回路５ｈより前段に挿入しても、同様の効果が得られるのは言うまでもない。
【００８９】
また、以上の実施の形態では何れの場合も、１つのシンボル内の信号から算出された各ブランチの合成重み値Ｗｈ（ｋ）を用いて重み合成するものとして説明したが、各ブランチの各キャリア毎に、複数シンボルの合成重み値Ｗｈ（ｋ）の平均値を算出して雑音を低減した後、算出した平均値をＷｈ（ｋ）の代わりに用いて重み合成された新たなキャリア信号Ｚcom（ｋ）を算出するようにしても良い。
【００９０】
また、図１の雑音レベル検出回路１２ｈとして相関信号を用いて評価する場合のみ説明したが、ＯＦＤＭ信号ｚｈの遅延波成分の分布とレベルが検出できる信号を用いて算出すればよいのは明らかである。例えば、ＯＦＤＭ信号に挿入されているパイロット信号を周波数分析する等の方法で算出した遅延プロファイル信号を用いて算出するようにしても良い。この場合、遅延プロファイルの振幅値が各遅延波のＯＦＤＭ信号成分の電力値に比例するときは、相関信号の波形の総和（面積）の代わりに遅延プロファイル信号の波形の総和（面積）を用いて同様の演算を実施するようにすれば良い。
【００９１】
また、図１の右下隅に例示する様に、合成重み算出回路９０に合成重み信号算出回路９１を接続し、その出力を外部出力端子９２に接続し、外部出力端子９２に表示装置９３を接続する。
【００９２】
ここで、合成重み算出回路９０を、各ブランチの合成重み値Ｗｈ（ｋ）自身を合成重み信号として出力するあるいは各ブランチの各キャリア毎に複数シンボルの合成重み値Ｗｈ（ｋ）の平均値を算出し、合成重み信号として出力する回路にすれば、表示装置９３で、例えば図１８の様に視覚的に観測しながら各ブランチの各キャリア信号の重要度を把握できるようにすることにより、ダイバーシティの効果を確認しながら実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【００９３】
また、合成重み算出回路９０を、各ブランチの合成重み値Ｗｈ（ｋ）の加算値ΣkＷｈ（ｋ）を算出すると共に、この加算値あるいはその時間平均値を出力する回路にすれば、シンクロスコープ等の表示装置９３で、例えば図１９の左図あるいは右図の様に視覚的に観測できるようにすることにより、使用頻度の低いアンテナを把握してその方向を調整し直す等の実運用ができる、使い勝手が良好なダイバーシティ受信装置を得ることができる。この場合、ダイバーシティ受信装置自身に表示装置を内蔵し、容易に観測できるようにするのが望ましい。
【００９４】
次に、本発明の第５の実施の形態による受信装置の構成を図２０に示す。図１の複数のブランチ回路のうち単一のブランチ回路１１ｈのみと復号回路１００を有する。また、単一のブランチ回路１１ｈは、単一のアンテナ１ｈに対するＲＦ回路からＦＦＴ回路５ｈで構成されるＯＦＤＭ復調回路部と、雑音レベル検出回路１２ｈあるいは１６ｈのみで構成され、雑音レベル検出回路１２ｈあるいは１６ｈの出力は出力端子９２と表示装置９３に接続されている。
【００９５】
ここで、雑音レベル検出回路１２ｈは、図１および図８と同じ構成である。また雑音レベル検出回路１６ｈは図１２及び図１４と同じ構成でも良い。また、図１２および図１７と同じ構成でも良い。
【００９６】
本実施の形態による受信装置においては、雑音レベル検出回路を備えたので、伝送路の状態を視覚的に見ることが可能なＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置を得ることができる。
【００９７】
【発明の効果】
本発明によれば、ＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置においても、最大比合成法で期待される性能を有するダイバーシティ受信が可能になる直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を得ることができる。また本発明によれば、雑音レベルを視覚的に見ることが可能な直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式伝送信号のキャリア構造を説明する図である。
【図３】ＯＦＤＭ信号の構造を説明する図である。
【図４】従来のＯＦＤＭ方式伝送信号のダイバーシティ受信装置の回路構成図である。
【図５】従来のダイバーシティ受信装置の問題に関する第１の説明をするための図である。
【図６】従来のダイバーシティ受信装置の問題に関する第２の説明をするための図である。
【図７】従来のダイバーシティ受信装置の問題に関する第３の説明をするための図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の雑音レベル検出回路の回路構成図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態における雑音レベル検出回路の動作の第１の説明をするための図である。
【図１０】本発明の第１の実施の形態における雑音レベル検出回路の動作の第２の説明をするための図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態における雑音レベル検出回路の動作の第３の説明をするための図である。
【図１２】本発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【図１３】本発明の第２の実施の形態で用いるＯＦＤＭ信号の構造を示す図である。
【図１４】本発明の第２の実施の形態における雑音レベル検出回路の回路構成図である。
【図１５】本発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【図１６】本発明の第４の実施の形態の雑音レベル検出方法を説明する図である。
【図１７】本発明の第４の実施の形態の雑音レベル検出回路の回路構成図である。
【図１８】各キャリアにおける各ブランチの重み値の表示例を示す図である。
【図１９】各ブランチの重み値の表示例を示す図である。
【図２０】本発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ方式伝送信号の受信装置の回路構成図である。
【符号の説明】
１１，１ｈ：アンテナ、２ｈ：ＲＦ回路部、３ｈ：ＩＦ回路部、４ｈ：Ａ／Ｄ変換回路、５ｈ：ＦＦＴ回路、６ｈ：伝送路周波数特性算出回路、７１，７ｈ，１１１，１１ｈ，１５１，１５ｈ：ブランチ回路、８０：合成重み乗算回路、９０：合成重み算出回路、９１：合成重み信号算出回路、９２：外部出力端子、９３：表示装置、１００：復号回路、１２ｈ，１６ｈ：雑音レベル検出回路、１３ｈ，１７ｈ：雑音レベル比算出回路、１４ｈ：雑音レベル同一化回路、１８ｈ：レベル誤差算出回路、１９ｈ：積分回路、２００：Ｇ相関算出回路、２００ａ：Ｔｕ遅延岐路、２００ｂ：複素乗算回路、２００ｃ：加算回路、２０１：ＯＦＤＭ信号電力算出回路、２０２：雑音レベル算出回路、２０３：ＮＵＬＬキャリア選択回路、２０４：ＮＵＬＬパワー算出回路、２０５：一方向変調キャリア選択回路、２０６：垂直方向成分算出回路、２０７：垂直方向成分パワー算出回路。
Claims (4)
- 互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
一つのブランチ回路それぞれが、
アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、
前記ディジタルＯＦＤＭ信号あるいは前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に混入している雑音レベルあるいは前記キャリア信号列に混入している雑音レベルを検出して出力する雑音レベル検出回路と、
該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、
該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、
該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路と、を有する複数のブランチ回路と、
該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置。 - 請求項１に記載の直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置において、前記雑音レベル検出回路が、
前記Ａ／Ｄ変換回路で変換された前記ディジタルＯＦＤＭ信号を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号が有する時間的に同一の波形の信号部分同士の相関値を算出して相関信号として出力するＧ相関算出回路と、
該Ｇ相関算出回路から出力される相関信号を入力し、前もって定める一定期間の相関信号の積分値を、前記ディジタルＯＦＤＭ信号から雑音成分を除いた純粋のディジタルＯＦＤＭ信号の電力値として出力するＯＦＤＭ信号電力算出回路と、
該ＯＦＤＭ信号電力算出回路から出力される前記電力値を入力し、前記受信装置のＡＧＣ回路の目標信号電力値との差の平方根あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル算出回路からなることを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置。 - 互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号を有しないキャリア（ＮＵＬＬキャリア）を２本以上有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、
一つのブランチ回路それぞれが、
アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、
前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内の複数本のＮＵＬＬキャリア、あるいは複数のシンボルに跨る複数本のＮＵＬＬキャリアで検出されるキャリア信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、
該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、
該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、
該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路と、を有する複数のブランチ回路と、
該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置。 - 互いに直交する複数本の搬送波（キャリア）で情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ方式）の伝送信号であるＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
前記ＯＦＤＭ信号が、その帯域内の互いに離れたキャリア位置に、信号空間上の１方向にのみ変調される一方向変調キャリア、例えばパイロット信号等を有するキャリア構造のＯＦＤＭ信号であり、
一つのブランチ回路それぞれが、
アンテナで受信しＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号に変換して得られたディジタルＯＦＤＭ信号をＤＦＴ（離散フーリエ変換）し、キャリア信号列に復調して出力するＦＦＴ回路と、
前記キャリア信号列を入力し、同じシンボル内に挿入されている一方向変調キャリアの変調方向に垂直な方向の成分の信号、あるいは複数のシンボルに跨る複数本の一方向変調キャリアの変調方向に垂直な方向の成分の信号の絶対値の２乗の平均値の平方根値あるいはその近似値を算出して出力する雑音レベル検出回路と、
該雑音レベル検出回路から出力される前記雑音レベルを入力し、基準となる雑音レベルに対する雑音レベル比を算出して出力する雑音レベル比算出回路と、
該雑音レベル比算出回路から出力される前記雑音レベル比を入力し、前記キャリア信号列を前記雑音レベル比倍したキャリア信号を出力する雑音レベル同一化回路と、
該雑音レベル同一化回路から出力される前記キャリア信号列を入力し、前記ディジタルＯＦＤＭ信号に対する伝送路周波数応答特性を算出して出力する伝送路応答特性算出回路と、を有する複数のブランチ回路と、
該複数のブランチ回路の各ブランチ雑音レベル同一化回路から出力される複数の前記キャリア信号列と、各伝送路応答特性算出回路から出力される伝送路周波数応答特性を入力し、各キャリア信号列に一定の重み信号を乗算してダイバーシティ合成と伝送路周波数応答特性補正を実施して出力するダイバーシティ合成回路とを備えたことを特徴とする直交周波数分割多重変調方式伝送信号の受信装置。
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