JP2010130246A - フレーム同期捕捉回路 - Google Patents

Abstract

【課題】干渉のあるチャネルでも性能劣化を極力生じさせないフレーム同期捕捉信号を発生させるフレーム同期捕捉回路を提供する。
【解決手段】入力時間信号の自己相関演算を行う自己相関演算器２、入力時間信号とプリアンブル信号系列との相互相関演算を行う相互相関演算器６、自己相関値と相互相関値とを乗算し相関積を算出する相関積演算器８、相関積に現れる周期波形をトレーニング信号周期で重み付け加算するデジタルフィルタ９、相関積に現れる周期波形のうち最大値の大きさ・時刻を検出する最大値検出器、最大値時刻より前の時点までの所定時間区間において各サンプル点の相関積値と最大値に定数を掛けた値とを比較し、前者が後者よりも大きいサンプル点のうち最も前の時間のサンプル点のタイミングを、同期捕捉信号として出力する同期点決定手段、を備えた。
【選択図】図２４

Description

本発明は、無線受信機においてフレームを同期捕捉するためのタイミング信号を生成するフレーム同期捕捉回路であって、特に、フレームの先頭に同期用のトレーニング信号を含むプリアンブルが付加された無線信号を受信する無線通信システムに適用するのに適したフレーム同期捕捉回路に関する。

近年、無線ＬＡＮや地上デジタル放送のような高速デジタル無線通信の分野において、デジタル信号を高品質に伝送する変調方式として、ＯＦＤＭ変調方式が広く用いられている。ＯＦＤＭ変調方式は、一次変調（ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ等）した伝送シンボル系列をシリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換してブロック化し、各ブロックを高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、周波数空間で各々が直交する複数のサブキャリアを構成することで周波数多重化して伝送する方式である。ＯＦＤＭ変調方式は、無線ＬＡＮの分野では、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇにおいても採用されている。

一方、近年のワイヤレス・ブロードバンド化の流れに伴い、無線ＬＡＮのさらなる高速化が望まれるようになってきた。そこで、ユーザの利用環境に近いところで最大１００Ｍｂｐｓ以上の高速無線ＬＡＮの標準化を目指し、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ規格が策定された。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、ＯＦＤＭ変調方式による周波数空間での多重化に加えて、複数本の空間ストリームを使用して空間的にも多重化を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調方式が採用されている（例えば、非特許文献１参照）。

ＯＦＤＭ変調方式やＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調方式では、送信側においてはＩＦＦＴ処理されたデータパケットの先頭に、同期用のトレーニング信号を含むプリアンブル信号が付加され、１フレームが構成される。

例えば、図２１にＩＥＥＥ８０２．１１ｎ ＰＨＹ（Physical Layer）に規定する物理層コンバージェンス・プロトコル（Physical Layer Convergence Protocol：ＰＬＣＰ）フレーム・フォーマットを示す。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ ＰＨＹでは、ＰＬＣＰパケットフォーマットとして、Ｎｏｎ−ＨＴ ＰＰＤＵ、ＨＴ ｍｉｘｅｄ ｆｏｒｍａｔ ＰＰＤＵ、及び、ＨＴ ｇｒｅｅｎｆｉｅｌｄ ｆｏｒｍａｔ ＰＰＤＵの３種類が用意されている。Ｎｏｎ−ＨＴ ＰＰＤＵは、既存ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｂ／ｇのＰＬＣＰパケットフォーマットである（図２１（ａ））。ＨＴ ｍｉｘｅｄ ｆｏｒｍａｔ ＰＰＤＵは、既存ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇが理解できるＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＰＬＣＰパケットフォーマット（下位互換性をサポートされたもの）である（図２１（ｂ））。また、ＨＴ ｇｒｅｅｎｆｉｅｌｄ ｆｏｒｍａｔ ＰＰＤＵは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ同士の通信でのみ使用される高効率のＰＬＣＰパケットフォーマットである（図２１（ｃ））。

受信側では、各モードの先頭に位置するＬ−ＳＴＦを、自動利得制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）における受信信号利得の調整、周波数オフセットの補正、フレーム同期捕捉のためのタイミング信号の生成などに使用する。

ところで、ＯＦＤＭ変調方式やＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調方式においては、フレーム同期捕捉のためのタイミング信号（以下「同期捕捉信号」という。）に基づいてデータパケットの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行って受信シンボル系列の復調を行うため、同期捕捉信号の発生タイミングを最適化することが極めて重要である。同期捕捉信号の生成は、フレーム同期捕捉回路によって行われる。

従来、同期捕捉信号の生成は、あらかじめ決められたプリアンブルのシンボル系列と受信信号との相互相関演算や、受信信号の自己相関演算を用いて行われている。

自己相関演算は、同期用のトレーニング信号の周期性を利用して、トレーニング信号を受信して得られる受信信号のみから相関を求めるものである。トレーニング信号の繰り返し周期をＴ_ｔ，サンプリング時間をＴ_ｓ，ｎ＝Ｔ_ｔ／Ｔ_ｓとすると、自己相関演算は例えば次式のように行われる。

ここで、ｒ（ｔ）は時刻ｔにサンプリングされた受信信号であり、一般に複素数である。ＡＣ（ｔ）は、ｎサンプル分の自己相関の平均である。尚、式（１）では複素数積の絶対値をとっているが、絶対値をとらない場合もある。

また、相互相関演算は、あらかじめ決められたプリアンブルのシンボル系列と受信信号と積の期待値で表される。一般に、相互相関演算は例えば次式のように行われる。

ここで、ｒ（ｔ）は時刻ｔにサンプリングされた受信信号であり、ｐ（ｔ）は既知のプリアンブル（トレーニング信号）のシンボル系列である。ＭＦ（ｔ）は、ｎサンプル分の相互相関の平均である。尚、式（２）では複素数積の絶対値をとっているが、絶対値をとらない場合もある。

一般に、自己相関は、反射や回折によって生じるマルチパスフェージングに対してロバストであり、回路構成も小規模である。しかしながら、プリアンブル以外の周期性を持ったデータやノイズに対しても相関を示すことがあるため、高精度なタイミング同期が要求されるフレーム同期捕捉を自己相関演算のみを用いて行うのは、信頼性の面で問題がある。

一方、相互相関は、雑音や無関係なデータに対しては殆ど相関を検出することがなく、他方、プリアンブル（トレーニング信号）のシンボル系列と受信信号とのタイミングが一致したときに鋭い相関値のピークが発生する。従って、低Ｃ／Ｎ比（キャリア信号／雑音）のガウス雑音チャネルでも、高精度にタイミング同期を行うことができる。しかしながら、受信周波数のずれが大きい場合や、反射やフェージングなどによって受信波形に相関性の歪みが生じた場合には、相互相関値のピークが低くなったりずれたりするという問題がある。

そこで、特許文献１では、自己相関演算によって求めた受信信号の自己相関値と、相互相関演算によって求めた受信信号の相互相関値とを乗算して相関積を求め、この相関積の最大点を検出することにより同期捕捉信号を求める方法が提案されている。

図２２，図２３は、特許文献１に記載された同期捕捉信号の生成方法を説明する図である。図２２において、トレーニング信号のプリアンブルは、周期がＴ_ｔ＝１６Ｔ_ｓの周期信号Ｂが１０個繰り返した系列で構成されている。自己相関値Ａ’は、次式（３）で計算され、その結果が図２２（ａ）に示されている。

また、相互相関値Ｂ’は、次式（４）で計算され、その結果が図２２（ｂ）に示されている。

この自己相関値と相互相関値とを乗算した結果、図２３のような相関積のプロファイルが得られる。図２２（ｂ）と図２３とを比較すると、相互相関値Ｂ’よりも相関積Ａ’Ｂ’のほうが最大値付近が増幅されてその周辺が抑制されている。そして、相関積が最大となるピークは、丁度、トレーニング信号のプリアンブルの終了点に一致している。従って、相関積が最大となる時点に同期捕捉信号を発生させることで、精度のよい同期捕捉信号を得ることができる。

更に、特許文献１では、上記相関積により同期捕捉信号を生成する方法を発展させて、図２３の相関積のピークの包絡線のプロファイルを近似的に求めて、その包絡線プロファイルから相関積の最大値の位置の補正を行う方法も記載されている。
特開２００６−２３８３６７号公報 特許庁，「標準技術集 MIMO（Multi Input Multi Output）関連技術」，［online］，２００５年３月２５日，特許庁，［２００６年１０月３１日検索］、インターネット＜URL : http://www.jpo.go.jp/shiryou/s_sonota/hyoujun_gijutsu/mimo/mokuji.htm＞ Yuki Yamanaka, Yuhei Nagao, Kota Higashi, Masayuki Kurosaki and Hiroshi Ochi, "Development of Prototype Board for IEEE802.11n and IP Set", ISBN 978-89-5519-131-8 93560, Feb. 12-14, 2007 ICACT2007. V. Erceg, et al., "TGn channel models," IEEE. 802.11-03/940r4, May 2004.

上述のように、受信信号の自己相関値と、受信信号とトレーニング信号のシンボル系列との相互相関値との相関積を用いて、その最大点のタイミングに同期捕捉信号の発生タイミングを同期させれば、ノイズにより相互相関値のピークが低くなった場合でもよい精度で同期捕捉信号の発生タイミングを得ることができる。

しかしながら、無線チャネルの途中で反射や回折によってマルチパスフェージングが生じた場合、相互相関が角状の波形となり、ピーク自体が広がったり、移動したりする。相互相関が角状の波形となった場合、上記従来の方法では同期捕捉信号の発生タイミングもずれるという問題がある。特に、高速無線通信においては、同期捕捉信号の僅かなずれであっても、システムの性能に与える影響が大きい。

図１は、同期捕捉信号の発生タイミングが後方にずれた場合における符号間干渉（intersymbol interference：ＩＳＩ）への影響を示している。図２は、同期捕捉信号の発生タイミングが前方にずれた場合におけるＩＳＩへの影響を示している。図１，図２においては、例として、４本のマルチパスからなる受信信号の場合を示している。縦幅はＰａｔｈ１〜Ｐａｔｈ４のそれぞれのパスの信号強度を表しており、横軸は時間を表している。Ｔ_ＯＦＤＭは、ＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭ変調されたデータシンボル）の時間長を表している。また、ＧＩはガード・インターバル（guard interval）である。また、通常、マルチパス伝送路において、遅延波の電力は、遅延時間に比例して小さくなる。

図１より、同期捕捉信号の発生タイミングが後方にずれた場合には、ＩＳＩの影響が大きく、システムの性能劣化を招く可能性があることが分かる。一方、同期捕捉信号の発生タイミングが前方にずれた場合には、図２より、ＩＳＩの影響は小さくなるため、システムの性能劣化が軽減される。

ＩＥＥＥ８０２．１１ｎの送信信号には、後述するサイクリック・シフトが加えられており、その影響によって、伝送路がマルチパス環境でない場合においても、相互相関が角状の波形となる。従って、上記従来の方法によりピークの検出が可能であったとしても、マルチパスや、各送信アンテナから送信する送信信号間で位相回転させるサイクリック・シフトによって、後方ずれによるＩＳＩの影響が大きくなることからシステムの性能劣化に繋がるという問題があった。

そこで、本発明の目的は、受信信号の干渉があるようなチャネルにおいても、システムの性能劣化を極力生じさせないようなフレーム同期点において同期捕捉信号を発生させることのできるフレーム同期捕捉回路を提供することにある。

フレーム同期捕捉回路に係る本発明の第１の構成は、入力される時間信号に対して自己相関演算を行う自己相関演算器と、
入力される時間信号と予め定められた所定のプリアンブル信号系列との相互相関演算を行う相互相関演算器と、
前記自己相関演算器から出力される自己相関値と、前記相互相関演算器から出力される相互相関値とを乗算して相関積を算出する相関積演算器と、
前記相関積演算器から出力される相関積において現れる周期的な角状の波形を、同期用のトレーニング信号の周期で重み付け加算を行うデジタルフィルタと、
前記デジタルフィルタによって重み付け加算された前記相関積において現れる周期的な角状の波形のうち、最大値の大きさと、その最大値の時刻とを検出する最大値検出器と、
前記最大値検出器が検出した最大値の時刻からそれよりも前の時点までの所定の時間区間において、該当時間区間内の各サンプル点における重み付け加算された前記相関積の値と、前記最大値の大きさに０よりも大きく１未満の定数を掛けた値とを比較して、前者の値が後者の値よりも大きいサンプル点のうち最も前の時間のサンプル点のタイミングを、同期捕捉信号として出力する同期点決定手段と、
を備えたことを特徴とする。

この構成によれば、相互相関値及び相関積が、角状の波形とならず，ピーク自体が広がったり，移動したりしない場合において、前記最大値よりも前の「所定の時間区間」において、サンプル点の相関積が最大値の大きさをｗ（０＜ｗ＜１）倍した値よりも大きくなることは希であり、また、最大値の大きさをｗ（０＜ｗ＜１）倍した値よりもサンプル点の相関積が大きくなっても、それは最大値時刻のごく近位の時点と考えられる。従って、同期捕捉信号は、高精度のタイミングで出力され、仮に同期捕捉信号がずれることがあったとしても、そのずれ量は小さく、前方にずれるため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調方式のシステムではシステムの性能劣化に与える影響は小さい。

一方、マルチパスフェージングやサイクリックシフトの影響によって相互相関値及び相関積が角状の波形となり，後方にずれて広がった場合でも、同期点決定手段は、相関積よりも前の時点のサンプル点の相関値積が、前記最大値の大きさをｗ（０＜ｗ＜１）倍した値よりも大きくなった時点をフレーム同期点として捕捉信号を出力する。従って、同期捕捉信号のタイミングは、ずれがキャンセルされてタイミング精度が向上する。

ここで、「ディジタルフィルタ」としてはＦＩＲ（finite impulse response）フィルタやＩＩＲ（infinite impulse response）フィルタを使用することができる。

最大値の時刻より前の「所定の時間区間」は、任意に決めることができるが、一般的には、プリアンブル信号系列のシンボルの繰り返し周期程度の時間に設定しておくことが好ましい。あまり長いと無駄な計算量が増えるため好ましくなく、短すぎると精度のよいタイミング補正ができない場合が生じるからである。

「同期捕捉信号」は、フレーム同期のための同期タイミングを指示する信号をいう。この同期捕捉信号を基準にして、プリアンブル内の各シンボルの位置やＦＦＴの開始点などが決定される。

フレーム同期捕捉回路に係る本発明の第２の構成は、前記第１の構成において、入力される前記時間信号は、複数の受信アンテナで受信された並列の時間信号であり、
前記自己相関演算器及び前記相互相関演算器を受信アンテナの数だけ備えており、
前記各自己相関演算器が出力する各自己相関値の和又はその平均値を演算する自己相関平均演算器と、
前記各相互相関演算器が出力する各相互相関値の和又はその平均値を演算する相互相関平均演算器とを備え、
前記相関積演算器は、前記自己相関平均演算器が出力する各自己相関値の和又はその平均値と、前記相互相関平均演算器が出力する各相互相関値の和又はその平均値とを乗算して相関積を算出するものであることを特徴とする。

この構成により、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ変調方式の通信システムにおける復調装置においても、高精度なタイミングで同期捕捉信号を発生することができる。

以上のように、本発明によれば、同期点決定回路によって、相関積の最大値の時刻から前の所定の時間区間において、該当時間区間内の各サンプル点における相関積の値と、最大値の大きさのｗ倍（０＜ｗ＜１）の値とを比較して、前者の値が後者の値よりも大きいサンプル点のうち最も前のサンプル点のタイミングを、同期捕捉信号として出力することで、マルチパスフェージングによって相互相関値及び相関積が角状の波形となり，後方にずれて広がった場合でも、同期捕捉信号のタイミングはずれがキャンセルされてタイミング精度が向上する。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

〔１〕ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ復調装置の全体構成
図３は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭを採用する本発明の実施例１に係る復調装置の概略構成図である。本実施例では、受信アンテナ数は、４本である。フレーム同期捕捉回路（Frame Sync）１に入力される信号は、各アンテナから受信されており、ゲイン調整された、帯域幅２０ＭＨｚの受信信号である。これらの信号を、

と記す。

受信器１００において、受信信号のどの位置からデータ部（図２１のＬ−ＬＴＦ以降の部分）が開始されるかを知るためのフレーム同期捕捉は、フレーム同期捕捉回路１において行われる。フレーム同期捕捉回路１は、通常、送受信側双方で既知である同期捕捉用のプリアンブル信号を用いることによって同期捕捉を行う。

以下では、本実施例のフレーム同期捕捉回路１の詳細について説明する前に、まず、フレーム同期捕捉に使用されるプリアンブル信号について簡単に説明する。

〔２〕プリアンブル信号
例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎでは、プリアンブル信号として図２１（ａ）〜（ｃ）に示したＮｏｎ−ＨＴ ＰＰＤＵ、ＨＴ ｍｉｘｅｄ ｆｏｒｍａｔ ＰＰＤＵ、及び、ＨＴ ｇｒｅｅｎｆｉｅｌｄ ｆｏｒｍａｔ ＰＰＤＵのプリアンブル信号が使用される。このプリアンブル信号のうち、先頭のＬ−ＳＴＦが、フレーム同期捕捉用のトレーニング信号として使用される。Ｌ−ＳＴＦは、周期的なシンボル系列で構成されている。

ところで、ＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ ＰＨＹでは、各送信アンテナから送信信号を無線送信する際に、各送信アンテナから送信する送信信号間で位相回転させることにより、アンテナ間の相関に耐性を持たせる機能がある。このように、各送信アンテナから送信する送信信号間で位相回転させることは、サイクリックシフト（Cyclic Shift：以下「ＣＳ」という。）と呼ばれる。（表１）に、Ｎｏｎ−ＨＴ ＰＰＤＵ（Ｌ−ＳＴＦ，Ｌ−ＬＴＦ，Ｌ−ＳＩＧの部分）におけるＣＳの位相回転量ＴＣＳ（k）を示す。本実施例では、送信アンテナの数は４本とし、Ｔｘ Ｃｈａｉｎの個数は４とする。

次に、Ｌ−ＳＴＦの生成に関して説明する。ＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ ＰＨＹでは、周波数領域でいくつかの送信モードが用意されている。そのパラメータを（表２）に示す。本実施例では、一例として「ＨＴ(High-throuput) ２０ＭＨｚ」を用いて説明するが、本発明はこれに限られるものではない。

式６の系列はＯＦＤＭシンボルに変換する前の各サブキャリアシンボルである。

ここで、ｊは虚数である。更に、ＩＥＥＥ ８０２．１１ｎ ＰＨＹでは、ＰＬＣＰパケット・フォーマットがＨＴ ｍｉｘｅｄ ｆｏｒｍａｔ ＰＰＤＵの場合、次式（７）の変調を行う。

ここで、ｉ_ＴＸは送信アンテナのインデックス、ｋはＳ_{Ｌ−ＳＴＦ}のインデックス、Δ_Ｆはサブキャリアの間隔、Ｔ_ＣＳ ^{（ｉＴＸ）}はｉ_ＴＸ番目の送信アンテナのＣＳによる位相回転量である。本実施例においては、式（７）で表されるｒ_{Ｌ−ＳＴＦ} ^{（ｉＴＸ）}をＬ−ＳＴＦとして表現する。

このＬ−ＳＴＦの波形は図４及び図５に示したようになる。図４は、Ｌ−ＳＴＦのベースバンド実部信号の波形であり、図５は、Ｌ−ＳＴＦのベースバンド虚部信号の波形である。いずれも、開始時刻を０ｓｅｃ、送信アンテナ数４本、サンプリング周波数２０ＭＨｚである。図４，５において、ｒ^{（ｉＴＸ）} _{Ｌ−ＳＴＦ}（ｔ）（ｉ_ＴＸ＝１，２，３，４）は、ｉ_ＴＸ番目の送信アンテナに対するＬ−ＳＴＦの波形振幅である。Ｌ−ＳＴＦは全体長が８μｓであり、Ｌ−ＳＴＦのベースバンド信号はＴ_ｔ＝０．８μｓ間隔で同じ信号系列を繰り返す特徴がある。

また、図６は、図４の０〜０．８μｓの範囲を拡大した波形である。図６より、各空間ストリームの波形は、前述したように、ＣＳによる波形シフトが生じることが分かる。

本実施例では、図６のｒ^（１） _{Ｌ−ＳＴＦ}（ｔ）のサンプル値をｐ_{Ｌ−ＳＴＦ}と記す。サンプル時間Ｔ_ｓがＴ_ｓ＝０．０５μｓ（サンプリング周波数２０ＭＨｚ）となるので、ｐ_{Ｌ−ＳＴＦ}は１６（＝Ｔ_ｔ／Ｔ_ｓ）個の系列パターン（ｐ_{Ｌ−ＳＴＦ}＝［ｐ_１，ｐ_２，…，ｐ_１６］）で構成され、各成分は次式（８）で表される。

〔３〕フレーム同期捕捉回路１の詳細
次に、本実施例のフレーム同期捕捉回路１の構成の詳細について、フレーム同期捕捉過程を示したフローチャート図２４を参照しつつ、フレーム同期捕捉過程における演算処理の詳細について以下に説明する。

自己相関器（自己相関演算器）２は、受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の自己相関値を、下式（９）により演算する。自己相関器２の入力は、受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）であり、出力は自己相関値ＡＣ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）である。

上式（９）において、ｘ^＊はｘの複素共役を表す。また、Ｔ_ｔは、Ｌ−ＳＴＦの繰り返し周期であり、図４，図５の例ではＴ_ｔ＝０．８μｓｅｃである。

ＡＣ平均化器３は、各自己相関値ＡＣ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）のアンテナ間及び時間軸上の平均演算を、下式（１０ａ），（１０ｂ）により行う。（ＦＣ＿１）ＡＣ平均化器３の入力は自己相関値ＡＣ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）であり、出力は自己相関値ＡＣ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の平均値ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）である。

整合フィルタ６は、各受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）とＬ−ＳＴＦのパターン系列との相互相関値を下式（１１）により演算する相互相関演算器である。ここで、フィルタのタップ係数ｐ_{Ｌ−ＳＴＦ}＝［ｐ_１，…，ｐ_１６］は、式（８）に示した通りである。整合フィルタ６の入力はｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）であり、出力はＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）である。

ＭＦ平均化器７は、整合フィルタ６の４つの受信アンテナに対する出力ＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の自乗値の平均演算を下式（１２）により行う。（ＦＣ＿２）ＭＦ平均化器７の入力はＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）であり、出力はＭＦ_ａｖｅ（ｔ）である。

乗算器（相関積演算器）８は、上記ＭＦ平均化器７の出力ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）と、自己相関値の平均ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）との乗算を下式（１３）により行う。（ＦＣ＿３）乗算器８の入力はＭＦ_ａｖｅ（ｔ）及びＡＣ_ａｖｅ（ｔ）であり、出力はＭｕｌｔ（ｔ）である。

ＩＩＲフィルタ９は、乗算器８の出力Ｍｕｌｔ（ｔ）の値に対して、下式（１４）により加重演算を行うデジタルフィルタである。（ＦＣ＿４）ＩＩＲフィルタ９の入力はＭｕｌｔ（ｔ）であり、出力はＩＩＲ（ｔ）である。

ここで、ｕは０よりも大きく１未満の定数であり、忘却係数という。

フレーム同期点検出器１０は、バックサーチ法に基づくフレーム同期捕捉演算処理を行う。このフレーム同期点検出器１０の詳細については、別途〔４〕で詳しく説明する。

次に、以上の構成のフレーム同期捕捉回路１の入力信号について説明する。尚、以下の説明では実際に計算して得られた波形の一例を示して説明するが、これは一例であり、本発明はこのような波形に限定されるものではない。

まず、フレーム同期捕捉回路１に入力される受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）は、図８，図９のような波形である。図８は受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の実部信号波形である。図９は受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の虚部信号波形である。ｔ＝０．４〜８．４μｓｅｃの区間がＬ−ＳＴＦインターバルであり、ｔ＝８．４〜１６．４μｓｅｃの区間がＬ−ＬＴＦインターバルである。ｔ＝０．４μｓｅｃ〜において、各アンテナで各受信信号が受信され、ｔ＝０．８５〜４．２５μｓｅｃにおいて、ゲイン調整され、ｔ＝４．２５〜８．４μｓｅｃにおいて、フレーム同期捕捉回路が動作する。フレーム同期捕捉回路１は、Ｌ−ＬＴＦインターバルが開始する時点を精度よく検出して同期させることを目的としている。

ｔ＝４．２５〜８．４μｓｅｃの区間でのＬ−ＳＴＦの区間では、シンボル列が周期的に繰り返される周期的な波形が観測される。

自己相関器２は、各受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の自己相関値を、式（９）により演算する。図１０に自己相関器２の出力である自己相関値ＡＣ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の波形を示す。

次に、ＡＣ平均化器３は、各自己相関値ＡＣ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）のアンテナ間及び時間軸上の平均演算を、式（１０ａ），（１０ｂ）により行う。（ＦＣ＿１）図１１に式（１０ａ）で計算されるＡＣ_ｔｅｍｐ（ｔ）を示す。図１２に式（１０ｂ）で計算されるＡＣ平均化器３の出力ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）を示す。図１２より、ｔ＝３．７５〜４．２５μｓｅｃの区間においてＡＣ_ａｖｅ（ｔ）は一定値を保ち、ｔ＝８．４μｓｅｃ以降でＡＣ_ａｖｅ（ｔ）は大きく減少する。

一方、整合フィルタ６は、各受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）とＬ−ＳＴＦのパターン系列との相互相関値ＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）を式（１１）により演算する。図１３は相互相関値ＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）の実部信号の波形、図１４は相互相関値ＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）の虚部信号の波形である。

次に、ＭＦ平均化器７は、各相互相関値ＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の自乗値の平均値ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）を式（１２）により計算する。（ＦＣ＿２）図１５に相互相関値の自乗平均値ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）の波形を示す。図１５より、相互相関値ＭＦ_ａｖｅ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）は、Ｌ−ＳＴＦの部分にＴ_ｔ＝０．８μｓｅｃ間隔でピークが現れる特性となっている。

次に、乗算器８は、上記相互相関値の自乗平均値ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）と、自己相関値の平均ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）との乗算を式（１３）により行い、乗算値Ｍｕｌｔ（ｔ）を算出する。（ＦＣ＿３）図１７に乗算値Ｍｕｌｔ（ｔ）の波形を示す。ここで、相互相関値の自乗平均値ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）と自己相関値の平均ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）とを比較するために、ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）とＡＣ_ａｖｅ（ｔ）とを図１７に同時に示す。図１７より、ｔ＝４．２５〜８．４μｓｅｃの区間において、ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）の平らな最大値の部分とＭＦ_ａｖｅ（ｔ）のピークの出現区間とが重なっていることが分かる。従って、乗算器８で両者を掛け合わせることによって、ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）のピークの出現区間は増幅され、それ以外の区間は０付近の小さい値となることが分かる（図１６参照）。

次に、ＩＩＲフィルタ９は、乗算値Ｍｕｌｔ（ｔ）に対して、式（１４）により加重演算値ＩＩＲ（ｔ）を計算する。（ＦＣ＿４）図１８に加重演算値ＩＩＲ（ｔ）の波形を示す。図１８より、ｔ＝４．２５〜８．４μｓｅｃのＬ−ＳＴＦインターバルではピークが徐々に増加し、ｔ＝８．４μｓｅｃ以降のＬ−ＬＴＦインターバルではＩＩＲフィルタ９内の忘却係数ｕにより、ピークは徐々に減少する。

〔４〕フレーム同期点検出器１０の詳細
次に、図７のフレーム同期点検出器１０の詳細について説明する。本実施例では、フレーム同期点検出器１０は、本発明で新たに提案されるバックサーチ法に基づいてフレーム同期捕捉演算処理を行う。そこで同期点決定手段であるバックサーチ法について補足説明しておく。ここでは、図２５のフローチャートを参照しつつ、最大値検出器（ＦＣ＿５）と同期点決定手段（ＦＣ＿６）の動作の詳細を説明する。

マルチパス伝送路環境下では、式（１４）で計算されるＩＩＲ（ｔ）の出力は角状の波形となり、ピーク自体が広がったり、移動したりする。具体的には、図１９に示したように、理想のフレーム同期点よりも後方にピークが現れる。このように、相互相関及び相関積が角状の波形となった場合、ピーク検出によるフレーム同期点を求めると、「発明が解決しようとする課題」の欄で既に述べた通り、後方ずれによる符号間干渉（ＩＳＩ）の影響が大きくなり（図１（ａ）参照）、システム性能の劣化に繋がるという問題が生じる。

そこで、バックサーチ法では、ＣＳの影響とフレーム同期検出点の後方ずれの影響を考慮してフレーム同期捕捉を行う。

以下、最大値検出器（ＦＣ＿５）、バックサーチ法に基づくフレーム同期点Ｔ_ｓｙｎｃの検出を行う同期点決定手段（ＦＣ＿６）について説明する。

図２０に、バックサーチ法の概念図を示す。また、図２０（ａ）の波形は、図１９と同様の歪みのあるＩＩＲ（ｔ）の波形であり、図２０（ｂ）の波形は、図２０（ａ）と同時刻のＡＣ_ａｖｅ（ｔ）の波形である。ここでは、バックサーチ法の一例として、二段階にて同期検出を行う方法を説明するが、これは一例であり、本発明はこのような方法に限定されるものではない。最大値検出器は、ＩＩＲフィルタ９の出力ＩＩＲ（ｔ）の最大値ＭＡＸを検出する。最大値検出器では、フレーム同期捕捉回路１の動作開始時点から、ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）が所定の閾値ＡＣ_ｔｈを下回る時点（図２０（ｂ）ではｔ＝９．０２５μｓｅｃ）まで、ＩＩＲ（ｔ）とＭＡＸの比較を行い、ＩＩＲ（ｔ）＞ＭＡＸの条件を満たした時のＩＩＲ（ｔ）を最大値ＭＡＸとし、そのＭＡＸの時点を大まかな同期点とする。（ＦＣ＿５）次に、同期点決定手段であるバックサーチ法にて、ＩＩＲ（ｔ）の最大値検出点よりも前の任意の区間（これをＴ_{ｓｅａｒｃｈ}と記す。）内で、ＩＩＲ（ｔ）と、ＩＩＲ（ｔ）の最大値ＭＡＸのｗ倍（０＜ｗ＜１）したＭＡＸ_ｂｓとの比較（バックサーチ）を行う。そして、Ｔ_{ｓｅａｒｃｈ}間で、ＭＡＸ_ｂｓ＜ＩＩＲ（ｔ）となる最も前の時点をフレーム同期点Ｔ_ｓｙｎｃとして決定する。（ＦＣ＿６）

同期捕捉信号の発生タイミングが後方にずれた場合における符号間干渉（intersymbol interference：ＩＳＩ）への影響を示す図である。 同期捕捉信号の発生タイミングが前方にずれた場合におけるＩＳＩへの影響を示す図である。 ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭを採用する本発明の実施例１に係る復調装置の概略構成図である。 Ｌ−ＳＴＦのベースバンド実部信号の波形である。 Ｌ−ＳＴＦのベースバンド虚部信号の波形である。 図４の０〜１．６μｓの範囲を拡大した波形である。 フレーム同期捕捉回路１を詳細に示したブロック図である。 受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の実部信号波形である。 受信信号ｒ_ｆ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の虚部信号波形である。 自己相関器２の出力である自己相関値ＡＣ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｉ_ＲＸ＝１，…，４）の波形を示す図である。 式（１０ａ）で計算されるＡＣ_ｔｅｍｐ（ｔ）を示す図である。 式（１０ｂ）で計算されるＡＣ平均化器３の出力ＡＣ_ａｖｅ（ｔ）を示す図である。 相互相関値ＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）の実部信号の波形である。 相互相関値ＭＦ_ｏｕｔ ^{（ｉＲＸ）}（ｔ）の虚部信号の波形である。 相互相関値の自乗平均値ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）の波形を示す図である。 乗算値Ｍｕｌｔ（ｔ）の波形を示す図である。 ＭＦ_ａｖｅ（ｔ）とＡＣ_ａｖｅ（ｔ）とを同時に示す図である。 加重演算値ＩＩＲ（ｔ）の波形を示す図である。 マルチパス伝送路環境下でのＩＩＲ（ｔ）の波形の拡大図である。 バックサーチ法の概念図である。 ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ ＰＨＹに規定するＰＬＣＰパケットフォーマットを示す図である。 特許文献１に記載された同期捕捉信号の生成方法を説明する図である。 特許文献１に記載された同期捕捉信号の生成方法を説明する図である。 フレーム同期捕捉の動作を説明するフローチャートである。 最大値検出器と同期点決定手段の動作を説明するフローチャートである。

符号の説明

１ フレーム同期捕捉回路
２ 自己相関器
３ ＡＣ平均化器
６ 整合フィルタ（相互相関演算器）
７ ＭＦ平均化器
８ 乗算器
９ ＩＩＲフィルタ（デジタルフィルタ）
１０ フレーム同期点検出器
１００ 復調装置
１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ，１０１ｄ 受信アンテナ
１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃ，１０２ｄ，１０２ 受信（ＲＸ）フィルタ
１０３ 自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路
１０４ キャリア周波数同期回路
１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ，１０５ｄ ガードインターバル除去器
１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ，１０６ｄ フーリエ変換器
１０７ 位相トラッキング回路
１０８ 空間時間信号検出器
１０９ａ，１０９ｂ，１０９ｃ，１０９ｄ デマッパ
１１０ａ，１１０ｂ，１１０ｃ，１１０ｄ デインターリーバ
１１１ 空間ストリーム・デパーサー
１１２ａ，１１２ｂ ＦＥＣエンコーダ
１１３ エンコーダ・デパーサー
１１４ スクランブラ
１１５ チャネル推定器
１１６ 受信アンプ
１１７ ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
１１８ ＤＡ変換器（ＤＡＣ）

Claims (2)

1. 入力される時間信号に対して自己相関演算を行う自己相関演算器と、
   入力される時間信号と予め定められた所定のプリアンブル信号系列との相互相関演算を行う相互相関演算器と、
   前記自己相関演算器から出力される自己相関値と、前記相互相関演算器から出力される相互相関値とを乗算して相関積を算出する相関積演算器と、
   前記相関積演算器から出力される相関積において現れる周期的な角状の波形を、同期用のトレーニング信号の周期で重み付け加算を行うデジタルフィルタと、
   前記デジタルフィルタによって重み付け加算された前記相関積において現れる周期的な角状の波形のうち、最大値の大きさと、その最大値の時刻とを検出する最大値検出器と、
   前記最大値検出器が検出した最大値の時刻からそれよりも前の時点までの所定の時間区間において、該当時間区間内の各サンプル点における重み付け加算された前記相関積の値と、前記最大値の大きさに０よりも大きく１未満の定数を掛けた値とを比較して、前者の値が後者の値よりも大きいサンプル点のうち最も前の時間のサンプル点のタイミングを、同期捕捉信号として出力する同期点決定手段と、
   を備えたことを特徴とするフレーム同期捕捉回路。
2. 入力される前記時間信号は、複数の受信アンテナで受信された並列の時間信号であり、
   前記自己相関演算器及び前記相互相関演算器を受信アンテナの数だけ備えており、
   前記各自己相関演算器が出力する各自己相関値の和又はその平均値を演算する自己相関平均演算器と、
   前記各相互相関演算器が出力する各相互相関値の和又はその平均値を演算する相互相関平均演算器とを備え、
   前記相関積演算器は、前記自己相関平均演算器が出力する各自己相関値の和又はその平均値と、前記相互相関平均演算器が出力する各相互相関値の和又はその平均値とを乗算して相関積を算出するものであること
   を特徴とする請求項１記載のフレーム同期捕捉回路。

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