JP5248253B2

JP5248253B2 - 受信装置および受信方法

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Publication number: JP5248253B2
Application number: JP2008248920A
Authority: JP
Inventors: 輝人武田; 充田邊
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2008-09-26
Filing date: 2008-09-26
Publication date: 2013-07-31
Anticipated expiration: 2028-09-26
Also published as: JP2010081404A

Description

本発明は、ノイズを検出して抑制することができる受信装置および受信方法に関する。

通信信号によって情報伝達を行う通信システムでは、通信信号が送信装置から受信装置まで伝播する間に、多くの場合、通信信号にノイズが重畳してしまう。例えば、高速通信システムにおいて、アマチュア無線で使用される低周波信号が通信信号にノイズとして重畳してしまう。

一方、受信装置で受信される通信信号は、通常、伝送路の伝播中に減衰するため、受信装置において、増幅器によって増幅され、その信号強度が大きくされてからアナログ−ディジタル変換器（ＡＤ変換器）でアナログ−ディジタル変換され、その後、所定の信号処理が行われ、目的の情報が取り出される。この場合において、増幅器の利得は、一般に、受信信号の信号強度に基づいて利得を自動的に調整する自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）によって自動調整される。

ここで、上述のように、通信信号に低周波信号がノイズとして重畳してしまうと、所定期間内における受信信号の平均電力が変動するため、ＡＧＣ回路の利得を決定するタイミングによって利得の大きさが変動し、この結果、ＡＧＣ回路によって利得制御された増幅器の出力も変動することになる。例えば、図１１に示すように、低周波信号が通信信号にノイズとして重畳する場合、パターンＩ（紙面左側）のように、重畳した結果、低周波信号の山のピーク付近に通信信号が在るケース、パターンＩＩ（紙面中央）のように、重畳した結果、低周波信号の谷から山へ変化する谷と山との間に通信信号が在るケース、そして、パターンＩＩＩ（紙面右側）のように、重畳した結果、低周波信号の谷の底付近に通信信号が在るケース等が起こり得る。このような各ケースにおいて、パターンＩでは、所定期間の受信信号平均電力（利得基準値Ｖ１）が比較的大きい結果、増幅器に後続するＡＤ変換器が飽和しないように、ＡＧＣ回路によって増幅器の利得が比較的小さな利得値Ａ１に制御され、パターンＩＩでは、所定期間の受信信号平均電力が時間経過に従って増加するように変化する結果、ノイズによって歪みが残ってしまい、そして、パターンＩＩＩでは、所定期間の受信信号平均電力（利得基準値Ｖ３）が比較的小さい結果、ＡＧＣ回路によって増幅器の利得が比較的大きな利得値Ａ３に制御される。このようにノイズによってＡＧＣ回路は、適切な制御信号を出力することができなくなってしまう。このため、受信信号からノイズを取り除いてＡＧＣ回路を動作させることが重要となる。

このような受信信号からノイズを取り除いてＡＧＣ回路を動作させる技術は、例えば、特許文献１に開示されている。

図１２は、特許文献１に開示のスペクトラム拡散通信方式の受信機の構成を示すブロック図である。図１２において、この受信機１０００は、受信アンテナ１０１１と、局部発信器１０１３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０３０と、アンプ１０３１と、ミキサ１０３２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３３と、ＡＧＣアンプ１０３４と、ＡＤ変換器１０３５と、乗算器１０３６と、キャリア再生用発信器１０３７と、ＰＮ符号発生器１０３８と、変調器１０３９と、一次復調器１０４０と、アンプ１０５１と、可変周波数帯域制限フィルタ１０５２と、周波数解析器１０５３とを備えている。

この受信機１０００において、受信アンテナ１０１１で受信された信号は、ＬＰＦ１０３０において不要な周波数成分が除かれ、アンプ１０３１で増幅された後、ミキサ１０３２において局部発信器１０１３からの局部発信信号により中間周波数に変換され、ＢＰＦ１０３３を経てアンプ１０５１で増幅された後、可変周波数帯域制限フィルタ１０５２に入力される。可変周波数帯域制限フィルタ１０５２は、周波数解析器１０５３からの制御信号により制限する周波数帯域を変化させ、その出力信号をＡＧＣアンプ１０３４へ出力する。ＡＧＣアンプ１０３４は、入力信号を整流してアンプのゲインを入力信号の大きさに対応して決めることにより、出力信号の大きさを制限してＡＤ変換器１０３５へ出力し、ＡＤ変換器１０３５の飽和を防止している。ＡＤ変換器１０３５でディジタル化された信号は、乗算器１０３６においてキャリア再生用発信器１０３７の出力信号がＰＮ符号発生器１０３８の出力のＰＮ符号で変調器１０３９において変調された信号によって逆拡散され、一次変調信号に戻される。一次変調器１０４０は、一次変調信号に戻った信号を一次復調して情報信号を出力する。また、周波数解析器１０５３は、ＡＤ変換器１０３５の出力信号からノイズの周波数を解析し、その中で最大狭帯域ノイズの周波数を検出し、この検出した最大狭帯域ノイズを除くべく制御信号を可変周波数帯域制限フィルタ１０５２へ出力する。

このような構成の受信機１０００では、周波数解析器１０５３は、受信信号中の最大振幅の信号の周波数解析を行い、解析して得られた周波数の信号を除くべく制御信号を可変周波数帯域制限フィルタ１０５２へ出力し、可変周波数帯域制限フィルタ１０５２は、この制御信号により当該周波数の信号の通過を制限する。したがって、可変周波数帯域制限フィルタ１０５２および周波数解析器１０５３によって狭帯域ノイズの除去が可能となり、ＳＮ比の良好な通信を行うことが可能となる。
実開平５−８００５３号公報

ところで、通常、周波数解析には、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が用いられるため、特許文献１に開示の技術では、周波数解析器１０５３の回路規模が大きくなってしまい、受信装置の小型化が困難になってしまう。

本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、小型化の可能なより簡単な回路でノイズを検出して抑制することができる受信装置および受信方法を提供することである。

本発明者は、種々検討した結果、上記目的は、以下の本発明により達成されることを見出した。すなわち、本発明にかかる一態様では、通信信号を受信する受信装置は、受信波を所定の時間だけ遅延させた遅延波を生成する遅延処理部と、受信波と前記遅延処理部で生成した遅延波との相関演算を行うことによってこれらの相関値を演算する相関演算部と、前記相関演算部で演算された相関値のうち、所定の幅を持った範囲内にあって時間的に周期性を有する値を探索することによって、前記通信信号の信号波を除いた妨害波が受信波に含まれているか否かを判定する妨害波判定部と、前記妨害波判定部で妨害波が含まれていると判定された場合に、受信波と前記遅延処理部で生成した遅延波とを、前記妨害波判定部で探索された値の周期に基づいてこれらの位相を合わせて平均することによって、擬似波として平均波を演算する平均値演算部と、受信波と前記平均値演算部で演算された擬似波との差を演算する減算処理部とを備え、前記妨害波判定部は、前記所定の幅を持った互いに異なる複数の範囲を設定することによって、複数の妨害波を判定することを特徴とする。そして、本発明にかかる他の一態様では、通信信号を受信する受信方法は、受信波を所定の時間だけ遅延させた遅延波を生成する遅延処理工程と、受信波と前記遅延処理工程で生成した遅延波との相関演算を行うことによってこれらの相関値を演算する相関演算工程と、前記相関演算工程で演算された相関値のうち、所定の幅を持った範囲内にあって時間的に周期性を有する値を探索することによって、前記通信信号の信号波を除いた妨害波が受信波に含まれているか否かを判定する妨害波判定工程と、前記妨害波判定工程で妨害波が含まれていると判定された場合に、受信波と前記遅延処理工程で生成した遅延波とを、前記妨害波判定工程で探索された値の周期に基づいてこれらの位相を合わせて平均することによって、擬似波として平均波を演算する平均値演算工程と、受信波と前記平均値演算工程で演算された擬似波との差を演算する減算処理工程とを備え、前記妨害波判定工程は、前記所定の幅を持った互いに異なる複数の範囲を設定することによって、複数の妨害波を判定することを特徴とする。

このような構成の受信装置および受信方法では、受信波と遅延波との相関演算が行われ、この相関演算によって求められた相関値のうちから時間的な周期性を有する値を検索することによって、ノイズ波である妨害波が受信波に含まれるか否かが判定される。妨害波が受信波に含まれていると判定されると、受信波と遅延波とがその位相を合わせて平均され、擬似波として平均波が演算される。通信信号と妨害波との周期が異なっており、通信信号と妨害波との位相関係がばらついている結果、長期的には通信信号が妨害波にランダム（無作為）に重畳しているように見える場合では、この平均値演算によって妨害波が強調される一方で通信信号が抑制されるため、この擬似波は、妨害波、あるいはその近似波となる。したがって、受信波とこの擬似波との差が演算され、これによって受信波の妨害波成分が抑圧される。上記構成の受信装置および受信方法では、このように高速フーリエ変換を用いることなく、遅延処理、相関演算処理、妨害波判定処理（周期探索処理）、平均値演算処理および減算処理という小型化の可能なより簡単な回路でノイズを検出して抑制することができる。
また、この構成によれば、前記値が所定の幅を持った範囲内で探索されるため、前記値に多少ノイズが含まれていたとしても前記値が探索され、妨害波判定部は、妨害波が受信波に含まれているか否かをより適切に判定することができる。
また、この構成によれば、複数の妨害波が判定されるので、受信波から複数の擬似波（妨害波）の抑制が可能となる。したがって、これによって受信波の妨害波成分がより抑圧される。

また、上述の受信装置において、前記平均値演算部は、複数の遅延波を用いて前記擬似波を演算することを特徴とする。

この構成によれば、複数の遅延波を用いて擬似波を演算するので、妨害波がより強調される一方で通信信号がより抑制されるから、妨害波をより高精度に演算することが可能となる。すなわち、擬似波をより妨害波に近づけることが可能となる。

また、これら上述の受信装置において、前記平均値演算部は、前記妨害波判定部で妨害波が含まれていないと判定された場合に、信号レベルが０であるヌル信号を前記擬似波として前記減算処理部へ出力することを特徴とする。

この構成によれば、妨害波判定部で妨害波が含まれていないと判定された場合にヌル信号が平均値演算部から減算処理部へ出力される。このため、減算処理部は、妨害波判定部の判定結果に依らず、常に、受信波と擬似波との差を演算すればよいので、減算処理部は、より簡単な回路構成とすることができる。

また、これら上述の受信装置において、前記妨害波判定部は、前記探索した時間的に周期性を有する値の該周期が前記通信信号の周期と一致する場合には、前記探索した時間的に周期性を有する値が妨害波による値ではないと判定することを特徴とする。

この構成によれば、前記探索した時間的に周期性を有する値の該周期から通信信号の周期を除外することによって、通信信号と妨害波が適切に弁別され、妨害波を適切に探索することが可能となる。

ここで、本明細書において、通信信号の周期は、通信信号が用いている周波数の周期ではなく、通信信号の送信間隔に起因する周期である。

本発明にかかる受信装置および受信方法は、小型化の可能なより簡単な回路でノイズを検出して抑制することができる。

以下、本発明にかかる実施の一形態を図面に基づいて説明する。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、その説明を省略する。

図１は、実施形態におけるＯＦＤＭ方式受信装置の構成を示すブロック図である。図２は、実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の構成を示すブロック図である。図３は、実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置における妨害波判定処理を説明するための図である。図４は、通信信号および妨害波間における強度の大小と相関値との関係を示す図である。図４（Ａ）は、通信信号の強度が妨害波の強度よりも弱い（小さい）場合における相関値を示し、図４（Ｂ）は、通信信号の強度が妨害波の強度よりも強い（大きい）場合における相関値を示す。図３および図４の横軸は、遅延量（遅延時間）であり、それらの縦軸は、相関値である。

このＯＦＤＭ方式受信装置ＲＶは、ＯＦＤＭ方式の受信装置に本発明が適用された一例であり、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）方式は、直交する複数の搬送波をディジタル変調して多重化する方式である。

図１において、ＯＦＤＭ方式受信装置ＲＶは、受信部１と、低雑音増幅部（ＬＮＡ部）２と、ローパスフィルタ部（ＬＰＦ部）３と、周波数変換部４と、中間周波数増幅部５と、ノイズ抑制部６と、自動利得制御増幅部（ＡＧＣ増幅部）７と、アナログ−ディジタル変換部（ＡＤ変換部）８と、信号処理部９とを備えて構成される。

受信部１で受信された受信波は、ＬＮＡ部２で増幅され、ＬＰＦ部３で高周波ノイズが除去され、周波数変換部４へ入力される。周波数変換部４では、前記受信波は、中間周波数に変換され、中間周波数増幅部５で増幅され、ノイズ抑制部６へ入力される。ノイズ抑制部６では、通信信号の周波数よりも低周波のノイズが抑制され、ＡＧＣ増幅部７へ入力される。ＡＧＣ増幅部７では、そのＡＧＣ回路によってノイズ抑制部６の出力信号に基づいて利得が自動的に調整され、前記利得で増幅される。ＡＧＣ増幅部７で増幅された信号は、ＡＤ変換部８でアナログ−ディジタル変換され、その後、所定の信号処理が行われ、目的の情報が取り出される。

このノイズ抑制部６は、例えば、遅延処理部１１と、自己相関演算部１２と、妨害波判定部１３と、遅延制御部１４と、平均値演算部１５と、減算処理部１６とを備えて構成される。

遅延処理部１１は、中間周波数増幅部５から受信波が入力され、遅延制御部１４からの遅延制御信号に従った所定の遅延時間だけ受信波を遅延させ、受信波の遅延波を生成する回路である。この遅延処理部１１で生成された遅延波は、自己相関演算部１２および平均値演算部１５へそれぞれ出力される。

自己相関演算部１２は、中間周波数増幅部５から受信波が入力されると共に遅延処理部１１から遅延波が入力され、これら受信波と遅延波との相関演算を行うことによってこれらの相関値を演算する回路である。すなわち、自己相関演算部１２は、受信波と前記所定の遅延時間だけ遅延した受信波との自己相関演算を行う。この自己相関演算部１２で演算された相関値は、妨害波判定部１３へ出力される。

妨害波判定部１３は、自己相関演算部１２で演算された相関値に基づいて、通信信号の信号波を除いた妨害波が受信波に含まれているか否かを判定する回路である。妨害波判定部１３は、より具体的には、例えば、自己相関演算部１２で演算された相関値のうち、時間的に周期性を有する値を探索することによって、妨害波が受信波に含まれているか否かを判定する。妨害波は、受信波における通信信号成分を除いた成分であり、受信波における通信信号成分の信号強度に基づいて利得を自動的に調整する自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）にとって前記利得を適切に自動的に調整する際にノイズとなるノイズ成分である。特に、本実施形態では、妨害波は、周期性の有るノイズ成分である。

妨害波判定部１３は、さらにより具体的には、例えば、図３に示すように、遅延時間（遅延量）をずらしながら自己相関演算部１２で演算された相関値のうちから、その極大値を探索し、この探索した極大値が所定の幅を持った範囲内で時間的に周期性を有するか否かを判定する。前記相関値は、受信波と遅延波との相関演算、すなわち、受信波と前記所定の遅延時間だけ遅延した受信波との相関演算によって演算された値であるから、周期性を有する妨害波の周期の整数倍（ここでは例えば１倍）と前記所定の遅延時間とが一致すると、妨害波に起因する値が現れる。したがって、相関値の所定の値、ここでは、極大値が時間的に周期性を有するか否かを判定することによって、妨害波が受信波に含まれているか否かを判定することができる。そして、しかも妨害波の周期あるいは妨害波の周期の整数倍がこの場合の前記所定の遅延時間として検出される。そして、このような相関値の所定の値が所定の幅を持った範囲（強度判定の単位）内で探索されるため、前記所定の値に多少ノイズが含まれていたとしても前記所定の値が探索され、妨害波判定部１３は、妨害波が受信波に含まれているか否かをより適切に判定することができる。

ここで、妨害波判定部１３は、この探索した時間的に周期性を有する値の当該周期が通信信号の周期と一致する場合には、この探索した時間的に周期性を有する値が妨害波による値ではないと判定する。図４（Ａ）および（Ｂ）は、通信信号および妨害波間における強度の大小のみを変え、他の条件が同一である場合における相関値（シミュレーション結果）をそれぞれ示す図であり、図４から分かるように、相関値の極大値における時間的な周期がそれぞれ異なっている。図４（Ａ）のケースでは、相関値の極大値の周期は、妨害波の周期であり、図４（Ｂ）のケースでは、相関値の極大値の周期は、通信信号の周期に起因している。このように、この探索した時間的に周期性を有する値の当該周期から通信信号の周期を除外することによって、通信信号と妨害波が適切に弁別され、妨害波を適切に探索することが可能となる。そして、このような例えば図４（Ｂ）に示す場合では、時間的に周期性を有する次に高い値を探索することによって、妨害波を探索することができ、妨害波判定部１３は、妨害波が受信波に含まれているか否かを判定することができる。妨害波が通信信号の強度に較べて小さい場合であっても実質的に通信に影響を与える場合があり、受信波での妨害波を抑制することは、有益であり、効果的である。

妨害波判定部１３は、受信波に妨害波が含まれていると判定すると、その旨を表す妨害波判定信号を平均値演算部１５へ出力する。一方、妨害波判定部１３は、受信波に妨害波が含まれていないと判定すると、本遅延時間での判定を終了して次の遅延時間での判定を行うべく、遅延制御部１４からの遅延制御信号（遅延量信号）が示す遅延時間に予め設定された遅延時間の変化分（変化量）を加えて新たな遅延時間として、この新たな遅延時間を表す遅延量調整信号を遅延制御部１４へ出力する。

遅延制御部１４は、妨害波判定部１３から入力された遅延量調整信号に従って、遅延処理部１１の遅延時間を制御する回路であり、前記遅延時間を表す遅延制御信号（遅延量信号）を遅延処理部１１および妨害波判定部１３へそれぞれ出力する。

ここで、妨害波判定部１３が遅延量を演算し、遅延量調整信号に前記遅延量の情報が含まれる場合には、遅延制御信号（遅延量信号）を遅延制御部１４から妨害波判定部１３へ出力する必要がない。一方、妨害波判定部１３が遅延制御部１４へ遅延指示だけを行って遅延量を演算せず、遅延制御部１４が遅延量の情報を管理して遅延処理部１１の遅延を制御している場合にはその遅延量を通知するために遅延制御信号（遅延量信号）が遅延制御部１４から妨害波判定部１３へ出力される。

平均値演算部１５は、中間周波数増幅部５から受信波が入力されると共に遅延処理部１１から遅延波が入力され、妨害波判定部１３で妨害波が受信波に含まれていると判定されて妨害波判定部１３から妨害波判定信号が入力されると、これら受信波と遅延波とを、妨害波判定部１３で探索された値の周期に基づいてこれらの位相を合わせて平均することによって平均波を演算する回路である。平均値演算部１５は、その出力（平均波）を擬似波として減算処理部１６へ出力する。ここで、妨害波判定部１３で妨害波が含まれていないと判定された場合には、妨害波判定部１３から平均値演算部１５に妨害波判定信号が入力されず、平均値演算部１５は、信号レベルが０であるヌル信号を擬似波として減算処理部１６へ出力する。

減算処理部１６は、中間周波数増幅部５から受信波が入力されると共に平均値演算部１５から擬似波が入力され、受信波と擬似波との差を演算する回路である。例えば、減算処理部１６は、受信波から擬似波を減算する。ここで、平均値演算部１５からヌル信号が入力された場合には、受信波とヌル信号との差が演算される。ここでは、受信波からヌル信号が減算される。したがって、平均値演算部１５からヌル信号が入力された場合には、減算処理部１６は、受信波をそのまま出力することになる。減算処理部１６の出力は、抽出信号としてＡＧＣ増幅部７へ出力される。

次に、本実施形態の動作について説明する。図５は、実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の動作を示しフローチャートである。図６は、実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の動作を説明するための図である。図６（Ａ）は、受信波を示し、図６（Ｂ）は、相関値最大での遅延波を示し、図６（Ｃ）は、擬似波を示し、図６（Ｄ）は、通信信号成分として受信波から抽出された信号を示し、そして、図６（Ｅ）は、最適な利得で増幅されたＡＧＣ増幅部の出力を示す。

図５において、まず、ステップＳ１１では、ノイズ抑制部６における必要な各部の初期設定が実行される。次に、ステップＳ１２では、遅延制御部１４によって遅延処理部１１の遅延時間が設定される。最初の遅延処理では、例えば、前記変化分に設定される。次に、ステップＳ１３では、遅延処理部１１によって受信波が遅延され、受信波の遅延波が自己相関演算部１２および平均値演算部１５へそれぞれ出力される。次に、ステップＳ１４では、自己相関演算部１２によって受信波と遅延波との相関演算が行われ、相関値が妨害波判定部１３へ出力される。

次に、ステップＳ１５では、妨害波判定部１３によって、自己相関演算部１２で演算された相関値に基づいて、受信波に妨害波が含まれているか否かが判定される。この判定の結果、受信波に妨害波が含まれていないと判定されると（ＮＯ）、妨害波判定部１３から妨害波判定信号が平均値演算部１５へ出力されずに、妨害波判定部１３によって遅延量調整信号が遅延制御部１４へ出力され、処理がステップＳ１２に戻される。これによって本遅延時間での判定が終了され、次の遅延時間での判定が実行される。一方、この判定の結果、受信波に妨害波が含まれていると判定されると（ＹＥＳ）、妨害波判定部１３によって妨害波判定信号が平均値演算部１５へ出力され、ステップＳ１６が実行される。

ステップＳ１６では、妨害波判定部１３から平均値演算部１５へ妨害波判定信号が入力されると、平均値演算部１５によって受信波と遅延波との平均が演算され、擬似波としての平均波が生成される。

図６（Ａ）および（Ｂ）に示すように、通信信号と妨害波との周期が異なっており、例えば、通信信号の周波数が妨害波の周波数よりも高く、そして、通信信号と妨害波との位相関係がばらついている結果、長期的には通信信号が妨害波にランダム（無作為）に重畳しているように見える場合では、この平均演算によって妨害波が強調される一方で通信信号が抑制されるため、この平均波（擬似波）は、妨害波、あるいは妨害波に近似した近似波となる（図６（Ｃ））。

次に、ステップＳ１７では、減算処理部１６によって受信波から擬似波が減算され、この減算結果が抽出信号としてＡＧＣ増幅部７へ出力される。すなわち、擬似波は、前述のように、妨害波、あるいはその近似波であるから、受信波から擬似波を減算することによって、受信波から通信信号が抽出される（図６（Ｄ））。したがって、ＡＧＣ増幅部７は、妨害波を抑制した受信波が入力されることから、受信波の信号強度に基づいて利得を適切に自動的に調整することができ、ＡＤ変換部８が飽和しないレベルで受信波を高利得で増幅することが可能となる（図６（Ｅ））。

このように本実施形態におけるＯＦＤＭ受信装置ＲＶおよび受信方法は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いることなく、遅延処理、相関演算処理、妨害波判定処理（周期探索処理）、平均値演算処理および減算処理という小型化の可能なより簡単な回路でノイズを検出して抑制することができる。このため、ＡＤ変換部８が飽和しないように、ＡＤ変換前の受信波を増幅するための利得が受信波の信号強度に基づいて適切に自動的に調整される。

そして、上述のように、妨害波判定部１３で妨害波が含まれていないと判定された場合にヌル信号が平均値演算部１５から減算処理部１６へ出力される。このため、減算処理部１６は、妨害波判定部１３の判定結果に依らず、常に、受信波と擬似波との差を演算すればよいので、減算処理部１６は、より簡単な回路構成とすることができる。

なお、上述の実施形態では、平均値演算部１５は、遅延波と受信波との平均を演算し、擬似波を演算したが、ノイズ抑制部６は、複数の遅延波を用いて擬似波を演算するように構成されても良い。このように構成することによって、妨害波がより強調される一方で通信信号がより抑制され、妨害波をより高精度に演算することが可能となる。すなわち、擬似波をより妨害波に近づけることが可能となる。

図７は、実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の他の構成を示すブロック図である。このような構成のノイズ抑制部６Ａでは、図２に示すノイズ抑制部６に対し、さらに擬似波を記憶する記憶部２１が備えられ、平均値演算部１５Ａは、中間周波数増幅部５から受信波が入力されるとともに遅延処理部１１から遅延波が入力され、妨害波判定部１３から妨害波判定信号が入力されると、これら受信波と遅延波との平均を演算し、さらにこれらの平均値と記憶部２１の擬似波との平均を演算する。ここでは、受信波と遅延波の平均値と記憶部２１の擬似波との平均を演算する例を挙げたが、受信波と遅延波の平均値と記憶部２１の擬似波とにそれぞれ重み係数を掛けてもよい。ただし、重み係数の和は、１でなければならない。例えば、過去のサンプル数が多い場合には、記憶部２１の擬似波に０．５よりも大きい重み係数を乗算することで、最も新しい通信信号の影響を小さくでき、擬似波の精度を上げることができる。０．５よりも大きな重み係数は、０．８のように固定値にしてもよいし、過去のサンプル数に応じて決定してもよい。平均値演算部１５Ａは、その出力を擬似波として減算処理部１６および記憶部２１へ出力する。記憶部２１は、この擬似波を新たな擬似波として記憶する。

また、上述の実施形態では、１つの妨害波を探索し、受信波から１つの妨害波を抑圧したが、妨害波判定部１３は、所定の幅を持った互いに異なる複数の範囲を設定することによって、複数の妨害波を判定するように構成されてよい。このように構成されることによって、複数の妨害波が判定されるので、受信波から複数の擬似波（妨害波）の抑制が可能となる。したがって、これによって受信波の妨害波成分がより抑圧される。

図８は、２つの妨害波と通信信号とが重なった場合における受信波を説明するための図である。図８の上段から下段に向かって順に、妨害波２、妨害波１、通信信号および受信波が示されている。図９は、２つの妨害波と通信信号とが重なった場合における受信波とその遅延波との相関値を示す図である。図９（Ａ）は、前記受信波に対し第１範囲で時間的に周期性のある値を探索する場合を示し、図９（Ｂ）は、前記受信波に対し前記第１範囲と異なる第２範囲で時間的に周期性のある他の値を探索する場合を示す。図９の横軸は、遅延量（遅延時間）であり、その縦軸は、相関値である。

一例として、妨害波が２つである場合には、図８に示すように、通信信号の周波数よりも低周波であって互いに異なる周波数の妨害波１および妨害波２と通信信号とが重畳すると、受信波（これらの重畳波）は、図８の最下段の波形となる（妨害波２の周波数より妨害波１の周波数の方が低い）。このような波形の受信波に対し、この受信波とこの受信波の遅延波との相関値は、図９に示す波形となる。この図９に示す波形の相関値に対し、時間的な周期性を持つ極大値を探索すべく、最も大きな値で所定の幅を持った第１範囲で時間的に周期性を有する値が探索されると、図８に示す例では図９（Ａ）に示すように、妨害波１に起因する極大値が探索され、そして、第１範囲の次に大きな値で所定の幅を持った第２範囲で時間的に周期性を有する値が探索されると、図８に示す例では図９（Ｂ）に示すように、妨害波２に起因する極大値が探索される。このように妨害波１に起因する極大値と妨害波２に起因する極大値は、互いに異なる範囲に含まれる。ここでは、妨害波１に起因する極大値と妨害波２に起因する極大値が、互いに異なる範囲に含まれる場合の例を示したが、妨害波１と妨害波２の強度関係によっては、同じ範囲に入ることもある。ただし、その場合でも周期性が異なるため、各々の妨害波を検出することが可能である。したがって、相関値の極大値が、通信信号の周期および既に探索された妨害波の周期を除いて、その周期性が探索された場合には、他の妨害波が受信波に含まれると判断される。このため、既に探索された妨害波と同様に上述の妨害波抑制処理が実行されることが好ましい。

図１０は、実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部のさらに他の構成を示すブロック図である。このような複数の妨害波を抑制可能なノイズ抑制部６Ｂは、例えば、図１０に示すように、図２に示すノイズ抑制部６に対し、平均値演算部１５に変え平均値演算部１５Ｂを備え、記憶部２１Ｂおよび第２減算処理部３１がさらに備えられる。

第２減算処理部３１は、当該ノイズ抑制部６Ｂの入力段に設けられる。このため、図２に示すノイズ抑制部６では、遅延処理部１１、自己相関演算部１２、平均値演算部１５および減算処理部１６は、中間周波数増幅部５の出力（受信波）が入力されたが、図１０に示すノイズ抑制部６Ｂでは、第２減算処理部３１の出力がこれら遅延処理部１１、自己相関演算部１２、平均値演算部１５Ｂおよび減算処理部１６へそれぞれ入力される。

記憶部２１Ｂは、擬似波を記憶するとともに、この記憶した擬似波を平均値演算部１５Ｂおよび第２減算処理部３１へそれぞれ出力する。平均値演算部１５Ｂは、第２減算処理部３１の出力が入力されるとともに遅延処理部１１から遅延波が入力され、妨害波判定部１３から妨害波判定信号が入力されると、これら第２減算処理部３１の出力と遅延波との平均を演算し、さらにこれらの平均値と記憶部２１Ｂの擬似波との平均を演算する。ここでは、第２減算処理部３１の出力と遅延波の平均値と記憶部２１Ｂの擬似波との平均を演算する例を挙げたが、第２減算処理部３１の出力と遅延波の平均値と記憶部２１Ｂの擬似波とにそれぞれ重み係数を掛けてもよい。ただし、重み係数の和は、１でなければならない。例えば、過去のサンプル数が多い場合には、記憶部２１Ｂの擬似波に０．５よりも大きい重み係数を乗算することで、最も新しい通信信号の影響を小さくでき、擬似波の精度を上げることができる。０．５よりも大きな重み係数は、０．８のように固定値にしてもよいし、過去のサンプル数に応じて決定してもよい。平均値演算部１５Ｂは、その出力を擬似波として減算処理部１６および記憶部２１Ｂへ出力する。記憶部２１Ｂは、この擬似波を新たな擬似波として記憶する。そして、第２減算処理部３１は、中間周波数増幅部５から受信波が入力されるとともに記憶部２１Ｂから擬似波が入力され、中間周波数増幅部５からの受信波と記憶部２１Ｂからの擬似波との差を演算する。例えば、第２減算処理部３１は、中間周波数増幅部５からの受信波から記憶部２１Ｂからの擬似波を減算する。そして、この減算結果を、上述したように、第２減算処理部３１は、遅延処理部１１、自己相関演算部１２、平均値演算部１５Ｂおよび減算処理部１６へそれぞれ出力する。

このような構成では、上述の実施形態と同様の妨害波抑制処理が実行されることによって、妨害波１に相当する擬似波が平均値演算部１５Ｂから出力され、この妨害波１に相当する擬似波がまず記憶部２１Ｂに記憶される。そして、第２減算処理部３１で受信波からこの妨害波１に相当する擬似波が減算され、受信波から妨害波１が抑制される。

この妨害波１を抑制した受信波に対し、上述の実施形態と同様の妨害波抑制処理が実行されることによって、妨害波２に相当する擬似波が平均値演算部１５Ｂから出力され、妨害波１および妨害波２の和に相当する擬似波が記憶部２１Ｂに記憶される。以下、同様に上述の各処理が繰り返されることによって、他の妨害波が受信波に含まれる場合には、受信波から他の妨害波も抑制される。

本発明を表現するために、上述において図面を参照しながら実施形態を通して本発明を適切且つ十分に説明したが、当業者であれば上述の実施形態を変更および／または改良することは容易に為し得ることであると認識すべきである。したがって、当業者が実施する変更形態または改良形態が、請求の範囲に記載された請求項の権利範囲を離脱するレベルのものでない限り、当該変更形態または当該改良形態は、当該請求項の権利範囲に包括されると解釈される。

実施形態におけるＯＦＤＭ方式受信装置の構成を示すブロック図である。実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の構成を示すブロック図である。実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置における妨害波判定処理を説明するための図である。通信信号および妨害波間における強度の大小と相関値との関係を示す図である。実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の動作を示しフローチャートである。実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の動作を説明するための図である。実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部の他の構成を示すブロック図である。２つの妨害波と通信信号とが重なった場合における受信波を説明するための図である。２つの妨害波と通信信号とが重なった場合における受信波とその遅延波との相関値を示す図である。実施形態のＯＦＤＭ方式受信装置におけるノイズ抑制部のさらに他の構成を示すブロック図である。ノイズが通信信号に重畳している場合における受信波とＡＧＣ制御された増幅器の出力とを示す図である。特許文献１に開示のスペクトラム拡散通信方式の受信機の構成を示すブロック図である。

符号の説明

ＲＶ受信装置
６ノイズ抑制部
１１遅延処理部
１２自己相関演算部
１３妨害波判定部
１４遅延制御部
１５、１５Ａ、１５Ｂ平均値演算部
１６減算処理部
２１、２１Ｂ記憶部
３１第２減算処理部

Claims

通信信号を受信する受信装置において、
受信波を所定の時間だけ遅延させた遅延波を生成する遅延処理部と、
受信波と前記遅延処理部で生成した遅延波との相関演算を行うことによってこれらの相関値を演算する相関演算部と、
前記相関演算部で演算された相関値のうち、所定の幅を持った範囲内にあって時間的に周期性を有する値を探索することによって、前記通信信号の信号波を除いた妨害波が受信波に含まれているか否かを判定する妨害波判定部と、
前記妨害波判定部で妨害波が含まれていると判定された場合に、受信波と前記遅延処理部で生成した遅延波とを、前記妨害波判定部で探索された値の周期に基づいてこれらの位相を合わせて平均することによって、擬似波として平均波を演算する平均値演算部と、
受信波と前記平均値演算部で演算された擬似波との差を演算する減算処理部とを備え、
前記妨害波判定部は、前記所定の幅を持った互いに異なる複数の範囲を設定することによって、複数の妨害波を判定すること
を特徴とする受信装置。
前記平均値演算部は、複数の遅延波を用いて前記擬似波を演算すること
を特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記平均値演算部は、前記妨害波判定部で妨害波が含まれていないと判定された場合に、信号レベルが０であるヌル信号を前記擬似波として前記減算処理部へ出力すること
を特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信装置。
前記妨害波判定部は、前記探索した時間的に周期性を有する値の該周期が前記通信信号の周期と一致する場合には、前記探索した時間的に周期性を有する値が妨害波による値ではないと判定すること
を特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の受信装置。
通信信号を受信する受信方法において、
受信波を所定の時間だけ遅延させた遅延波を生成する遅延処理工程と、
受信波と前記遅延処理工程で生成した遅延波との相関演算を行うことによってこれらの相関値を演算する相関演算工程と、
前記相関演算工程で演算された相関値のうち、所定の幅を持った範囲内にあって時間的に周期性を有する値を探索することによって、前記通信信号の信号波を除いた妨害波が受信波に含まれているか否かを判定する妨害波判定工程と、
前記妨害波判定工程で妨害波が含まれていると判定された場合に、受信波と前記遅延処理工程で生成した遅延波とを、前記妨害波判定工程で探索された値の周期に基づいてこれらの位相を合わせて平均することによって、擬似波として平均波を演算する平均値演算工程と、
受信波と前記平均値演算工程で演算された擬似波との差を演算する減算処理工程とを備え、
前記妨害波判定工程は、前記所定の幅を持った互いに異なる複数の範囲を設定することによって、複数の妨害波を判定すること
を特徴とする受信方法。