CN1009790B - 短波无线电网络的通信方法和设备 - Google Patents

Abstract

用由同步信号和地址信号组成的呼叫信号在个别站点之间建立通信联络。采用了与传输信道相适应的特殊同步信号，该同步信号由窄带传号信号和空号信号组成，后两种信号形成分集信号对的部分信号。本发明的设备包括一个同步信号接收机，该接收机带有单独检测和估值鉴定分集信号对各部分信号用的装置(18-22)和比较由此得出的结果用的装置。

Description

本发明是关于用同步信号和地址信号组成的由一个发射机发出的呼叫信号在具有若干带一个发射机和/或一个接收机的站点的短波无线电网络中进行通信的方法。

短波通信主要是利用在电离层被反射回来的天波的传播来实现远距离的信息传输。尽管天波通信在传输信道方面有许多不足的地方-例如，噪声之类的信道干扰，时变，离散信道效应和存在对干扰的选择性源等，但这种传输方法由于新型微处理技术的问世，和由于它比起卫星通信的成本低，因而日益显示其重要地位。

但在进行上述通信时，由于发射机和接收机的频率之间终是存在着或大或小的频率差（偏频），而且在发射机和接收机之间建立通信联系之前在时间上是不同步的，因而存在着一些特殊问题。

借助于单边带技术，现今通常的各种传输就可经济的利用频率源，在这种技术中，在发射机端进行信号频率的变换，将声频段（300赫至3.4千赫）变换成某一选用的高频段，相反的变换则由高频接收机完成。接收到的信号经低频区传到解调器和解码器电路。各高频接收机配备自动增益稳定器，其中在所选用的接收信道带宽的全部功率和电压形成输出量。在上述过程中，在宽的极限范围内变化的噪声和所希望的电平在输出端出现，这视所希望的和起干扰作用各信号的频谱范围而定。经常遇到的是那些特别加以选择的干扰源，这些干扰源的信号能量大于所希 望的信号，这时该信道通常可视为被占着。

在可选择的呼叫网络中，各站点不是令其个别接通，就是用集体字码接通。各站点的可选择的呼叫发射机和接收机系装在其调制器或解调器单元内。各呼叫信号由一组适当的振幅-时间-函数组成，这些函数可按信道噪声加以辨认，并可借助于专用接收机彼此区分开来。一方面，即使传输质量不高时，也决不能接通错的各站点，另一方面，所要求的各站点则必须予以接通。

由于错同步的可能性随着某些干扰的出现而增加，现今的导频声波传输，不能满足这些要求。

现在大家都知道除利用各站点的发射机-接收机部件之外如何利用价格较高的设备体系，用这些设备体系可以确定哪一个信道是闲着的而且不受邻近各发射机的干扰，还可以确定整个电离层的瞬时传输情况（频率管理系统，《国防电子学》，一九八0年五月号，第21、22页）。但用这种系统还不能实现短波全自动化通信。在人为干扰的情况下，事前进行的分析，用处不大，因为在各种情况下，使用中的信道会马上处于被阻塞状态。

本发明的目的是提供本说明书开端所述的那种方法，用这种方法则无线电网络各站点之间的短波通信可以完全自动进行，而且即使在传输质量差的情况下任何时候也只接通所要求的各站点。

根据本发明可以实现上述目的，具体的作法是应用与传输信道相适应的特殊同步信号，该同步信号由形成分集对的部分信号的空号信号和窄带传号信号所组成。

采用本发明的同步信号有这样的好处，即各站点之间的位同步可与频偏的测定同时进行，其中调制载波信号的调制信号的相位在接收位置测定。由于所期望的信号是已知的，因而调制信号可用精确的数学方法加以复原。通过这种方法可大大防止因出现某些干扰而引起错同步的可 能性的增加。从形成分集对的各部分信号的空号信号和窄带传号信号中组成同步信号使分开检测这些部分信号成为可能，这十分显著地提高了通信结构的可靠性。至于干扰源出现和在两分集信道中同时冲击传号信号的可能性则等于零。在干扰源和传号信号之间出现几赫的中心频率误差是无关大局的，这是因为每个为1赫的500个子信道是借助于信号处理的特殊操作，在250和750赫之间的区域中进行探测的。

本发明还涉及用同步信号接收机实现上述方法的设备。

根据本发明的设备的特征在于同步信号接收机具有单独检测和鉴定分集信号对的两部分信号的装置和比较由此获得的结果的装置。

下面就各图中的一个实施例详细说明本发明的内容。

图1是用发射机和接收机进行普通短波通信的模式模拟示意图。

图2是表示一个呼叫信号的示意图。

图3是表示本发明的一个同步信号的示意图。

图4是说明功能用的示意图。

图5是本发明同步信号接收机输入部分的方框示意图。

图6是表示图5输入端专用滤波器的频率合成的示意图。

图7a、7b是本发明同步信号接收机的数字信号处理的方框图。

图8说明功能用的示意图。

根据图1，目前采用的普通短波通信由发射机1和接收机2组成，信号通过传输媒体3在发射机1和接收机2之间传输。发射机侧的数据输入进入调制器/编码器电路4，一个时间基准5给予电路4。调制器/编码器电路4的输出信号是在300赫至3.4千赫之间的声频段的低频信号。利用发射机1来实现将这低频信号频率变换到所选定的高频带，该发射机是高频（单边带）发射机。图1中HF表示高频，NF表示低频。频率基准6给予高频段区的发射机1。发射机1发送到时变传输媒体3的高频输出信号在例为3兆赫和30兆赫之间的范围内。在传输媒体3中，附加 干扰噪声ST加到该高频信号上。在高频（单边带）接收机2（高频基准6′给予此接收机2），高频信号被变换成在传输侧声频段的低频信号，然后馈到解调器/解码器电路7（时间基准5′给予该电路7）。数据是在解调器/解码器电路7的输出端输出的。

若短波无线电网络形成一个所谓可选择的呼叫网络，则这时就有许多可个别加以接通或用集体呼叫予以接通的不同站点出现。为此，各有关站点要配备可选择的呼叫发射机和接收机，后两者系装设在图1布局中的调制器和解调器单元4或7中（见例如西德专利DE-PS    32    11    325）。呼叫用的信号，即所谓呼叫信号，由一组适当的振幅时间函数组成，这些函数可由信道噪声加以识别，还可以彼此由专用接收机加以区别。

图2是根据本发明的方法所采用的呼叫信号的示意图。按图中的符号，该呼叫信号由同步信号（SS）和地址信号（AS）组成。在任何一个时刻，接收机保持持续时间为T的时间间隔，并判定在各时间间隔内是否有同步信号（SS）出现。To为发送同步信号的时间间隔。观测时间间隔用窗口函数来加权（图4）。最好给同步信号（SS）预留2秒的持续时间，使在原去同步状态下至少有一个观测时间间隔与发射机信号完全重叠，T最长为4/3秒。这里观测时间间隔的持续时间T只是在它小于所收到信号的相干时间Tc时才有目的地进行选择的。在窗口时间选择好的情况下，Tc应大于 (T)/2 。进一步的一些条件，例如，由于传输通道上相位变化所造成的同步信号SS的频谱分量的扩大以及发射机和接收机站之间的频率漂移这两个均会缩短观察时间的条件，使观测时间间隔的持续时间T＝1秒。

在本发明的方法中，接收机不知道发射机确切的载波频率，但存在这样一个预期范围，在该范围中呼叫信号出现的概率非常高。该预期范围达500赫，这依赖于发射机和接收机所使用的技术，而在本说明书所介绍的实施例中该范围为±234赫。在该领域内，呼叫信号应能完全被检测出来，而且，根据这些信噪比，其频偏应能确定到至少±1赫的程 度。当带宽为2千赫时，应能明确地测定出至少达一24分贝的信噪比。

由于预期范围大，因而没有频带极窄的滤波器能用来将所要求的信号从噪声中过滤出来。特别是，干扰源是强有力及可选择时不能用普通的模拟技术来测定确切的频偏。因此，同步信号SS选用特殊的信号，该特殊信号与传输信道相适应，而且在多干扰的环境中易于进行检测。

图3是本发明方法中所使用的同步信号。图中以振幅V为纵坐标，时间t为横坐标。这个在时间T期间发送出的同步信号是一个低频载波信号，该低频载波信号用方波函数进行频率调制，是周知的频移键控（FSK）信号。根据上面的介绍，它由“传号”信号和“空号”信号组成。

有了同步信号SS，就有可能使各站点的位同步与频偏的测定同时进行，这时调制信号的相位是在接收地点测定的。在发射机侧事先以石英精确度给出调制频率，并且接收机知道这个调制频率。相位应能测定到至少0.5弧度的程度。

传号信号和空号信号（各自均为调幅信号）是窄频带，这是为了在选择性衰落情况下对频谱最强的部分进行形状完全相同的变化而这样做的。它们之间的频差选择得尽量大，以便获得两个与选择性衰落不相关但均处在同一信道的信号。键控频率显然高于衰落频率，且实际工作时差应影响不大。

鉴于上述各种情况和考虑，选用调制频率为16赫，基带载波约为2千赫的传号信号，基带载波约为500赫的空号信号。但为了使各调幅信号可进行适应性的变换，该两种载波是可调的。

传号信号和空号信号是作为调幅分集信号对由接收机进行检测的，而且是分开加以检测的。这样做还有这样的好处，即检测的可靠性随着整个信道上不相等的干扰信号分布而大大提高。整个信号的功率恒定（没有频移键控和调幅部分），能进行非线性放大，使发射机级达到最佳的利用率，而且可以明确地与各选择性干扰信号加以区别。

若该高频接收机处在自动扫描操作情况下，例如CELLSCAN（罗克威尔一柯林斯公司的注册商标），必要时它就会在有同步信号时周期性地测定一定数目的程序控制信道。这由发射机发送，历时一个扫描周期。成功地检测出同步信号之后，接收机停止扫描操作，等候地址信号AS（图2）。

上面已经谈过，接收机观测时间间隔的持续时间为T，并判定在有关时间间隔内有无同步信号出现。这里，各观测时间间隔用窗口函数加权。图4中，持续时间为To的同步信号SS在线a上表示，各观测时间间隔窗口在线b和线c上表示（不按比例），偶数窗口F_n-2、F_n、F_n+2等在线b上表示，各非偶数窗口F_n-1、F_n+1等则在线C上表示。

比较图4的线b和线c可以看出，各时间间隔有一半时间是重叠的，这是为了能够在整个使用时间t内尽可能达到不间断观测的目的而这样做的。观测时间间隔持续时间T是1秒钟，它由同步信号SS的持续时间To和信道的相干时间T确定。

两重叠观测时间间隔的检测值由于窗口函数的关系实际上在统计学的观点看是不相关的，因而在同步信号SS的发射时间T期间，检测值大体上可以取2To/T。此外，适当选择窗口函数可以在进行快速傅立叶变换之后在频谱区有一个高比值的动态比（图7a）。

当然只有延长同步信号SS的发射时间才能提高检测的可能性。

然而，还有一个更大的优点是，由于在整个若干观测时间间隔中取中间测定值，因而接收机在一个“有耗的积分器”中或在一个数字低通滤波器中连续积累检测值。在该积分器中，所需用的分量象在一个谜中一样逐渐从随机分量中明朗化，从而在长达某一可使用的积分期间出现同步信号愈来愈突出的图象，由此可以确定载波频率和相角。

这样就可以把一个有效检测和同步化过程的最小信噪比在与同步信号发射持续时间的长短有关的一定范围内降低到在2千赫噪声带宽下约 一24分贝的程度。

在发射同步信号SS并对其进行检测之后，在同一个呼叫信道上的所有选择性呼叫接收机被同步。在同步信号SS之后，这时就有一个地址信号AS紧跟着，该地址信号提出了实际选择性的要求。成功检测出地址信号之后，这时就进行字的同步，即发射机和接收机之间在时间上的完全同步。

接收机对分集信号对的两个部分信号分别进行检测和求值，然后将各结果加以比较。在进行初步模拟处理（滤波和混频）之后，模数转换器就将两个附加受干扰的接收信号在各观测周期T内转换成一系列N个数值。在这个关系上，应该指出的是，这里靠着接收机的是指处于低NF频率范围的解调器/解码器（图1中解调器/解码器7）。

图5表示进行模似处理的同步信号接收机的输入部分E。收到的信号r（t）先令其通过通带范围为300赫至3.4千赫的总信道滤波器8，滤波器8的输出端则与分集信号对两部分信号的两通路9_A和9_B相连。借助于第一个混频器10_A或10_B，各通路中的信号用可调振荡器6（参看图6）混合成相同的接收频带A或B，然后由中频滤波器11_A、11_B进行滤波。中频滤波器11_A、11_B的传输曲线处在4.5千赫左右的范围内。这样就可以避免在该信号的预选过程中出现频谱重叠现象，从而以最佳方式避免接收机过载而且在数字信号处理中删除“混淆”现象（低于两倍最高信号频率的扫描频率）。

自动增益控制放大器12接到各中频率滤波器11_A、11_B上。为了保持扫描速率尽量低，在各部分9_A、9_B中用第二混频器13将500赫带宽的频域传号和空号都混合成250赫至750赫的基带，该基带即作为固定的处理频带用。然后接下去是用镜频滤波器14_A、14_B进行滤波，其目的是进行缓冲。镜频滤波器14_A或14_B的输出信号r_A（t）和r_B（t）分别加到带有达顶（topped）模数转换器16的取样器15中，取样器15的输出是信号矢 量 或

。

信号矢量

各具有N个值，它们首先存储在缓冲存储器中，然后再由信号处理机从该缓冲存储器中取出。缓冲存储器17由两个大小为N/2的部分存储器组成，一部分供模数转换器16使用，两部分供处理机处理时使用。

图6是通过输入部分E（图5）各不同滤波器的频率组成，其中频率f在横座标上以千赫表示。以虚线表示的特性曲线H₈（f）相当于总信道滤波器8的传输特性，点划线特性曲线H₁₄（f）相当于镜频滤波器14_A、14_B的传输特性，箭头P表示扫描信号。扫描信号的频率为2，048千赫。特性曲线H_C（f）表示固定处理频带（250至750赫基带），特性曲线H_A（f）表示一个部分信号（图5中的通路9_A，）的可调接收频带，特性曲线H_B（f）则为分集信号对另一个部分信号（图5中的通路9_B）的可调接收频带。H₁₁（f）为中频滤波器11_A、11_B（图5）的传输曲线。

在介绍图5的模拟线路之后，下面介绍同步信号接收机的数字信号处理过程，如图7的方框图所示。该方框图显示由信号处理机组成的同步接收机相应部分进行的信号处理的个别操作程序。图7中只说明半个分集接收机（观察信号矢量

），因为该接收机的结构是完全对称的。第二信号矢量 的信号处理与第一信号矢量 的相同，只是数值不同而已。为便于观察操作步骤，将图7划分为图7a和7b。图7a是到所谓前提判定阶段为止的信号处理过程，图7b则为剩下的各项操作程序。信号处理机根据数字信号进行处理的结果包括所选择的前提，同步信号存在（H₁）或不存在（H₀）。同步信号存在（H₁）时就给定出频偏的估算值以及关于其信噪比的两信号 的相位。通过数字信号处理（这时是按实时方式进行的）主要测试了N维矢量间隔TR的接收矢量 是否处在前提H₁或H₀的判定区域中。判定区域呈N维锥体形，锥体的顶尖在TR的原点。量

（或接收信号的总功率）不影响该判定过程，因为前提值只以 的方向为 依据。从而判定区域是一个n维立体角区域 与其判定域的关系是用下面结合图7即将谈到的计算算法进行研究的，图7是线性和非线性座标变换的示意图。

第一个对信号矢量

（也对

，但前面谈过，没有表示出来）的各N值的计算操作是用窗口函数加权，然后进行傅立叶变换。该后一项操作是将TR的矢量

画在TR′的矢量

′中。所采用的傅立叶变换是所谓快速傅立叶变换的那一种，这是离散变换在算述运算上较快的一种形式。鉴于同步信号实质上具有周期性，因而在转移到该频率区时， ′分解成实际信号和噪声分量。这种以滤波方式进行的分解对傅立叶变换的更高频谱分解来说就更好了。至于分解本身则是用观测时间T或快速傅立叶变换的“大小”确定的。

虽然插入窗口函数F时，主峰会扩大到2赫，而且使噪声频谱中相邻支持值之间具有相互关系，但在T＝1秒和扫描频率fr为2，048千赫或N＝2，048的情况下，原则上所产生的是1赫的频谱分解。但细致分解的结果会使载波与调幅信号16赫侧线之间产生充分的互不相关的计算值，以便能简单地估算噪声。由于信号与噪声分开，因而现在可以在适当的时候探测存在的同步信号，在250和750赫的频段内定位和确定调制相角。

傅立叶变换之后的信号处理部分是用以解调（识别）分集信号对、估计噪声、对准以检测但需用的信号进行信号积分（积累），并用以对前提进行判断。当然信号处理的所有这些部分是作为信号处理机的数字运算加以解决的。

现在可以在原先计算出来的频谱上进行与传号信号相适应的特殊解调操作，确定具有显著特点的标志，标志数越多越好。在所介绍的实施例中，对调制频率λ＝16赫和对信号的每一个可能的停留点（即当M＝数值m的数目时，大致上M＝500个数值）进行了一种同步调幅解调。所使 用的方法可用下列频率自动相关函数来表征：

λ=16HzΓ(λ)= ${\∫}_{\mathrm{-\infty }}^{\infty }{\mathrm{s(f)s}}^{*}\mathrm{(f-\lambda )dt+}{\∫}_{\mathrm{-\infty }}^{\infty }{S}^{*}\mathrm{(f)S(f+\lambda )df}$

这里Γ（λ）、λ分别表示波长、频率，S（f+λ）为上边带，S（f-λ）为下边带，S（f）为载波，S＊为在各情况下为复数共轭值。

频率自动相关函数的数字形式如下：

这里，λ＝λ_t＝16，f_g为窗口函数的频谱带宽。

这里，干扰信号，甚至调制频率不是16赫的调幅信号在其中只产生小信号能量，这里因为S（f+λ）、S（f-λ）和S（f）的矢量不支持它们本身。图7a中画出了两个解调器18和19;在第一解调器18中确定频率自动相关函数Γm（

）的数字形式的矢量

，在第二解调器19中确定相应的误差矢量Δ

对下列解调特性要加以考虑：

-边带线应处在正确的频率位置上。

-相对于载波，边带线-信号能量应在调幅使用的确定范围内。

-频率自动相关函数的数字形式的矢量

和相应的误差矢量Δ

应在一定极限范围内;

以

→∞，Δ

＝0为最理想。

在图7a和7b中，在园圈中的符号∑表示加法运算;在园圈中的符号÷表示除法运算;数字22表示一阶数字滤波器，其中包括众知的加法器、滞后元件和系数元件。

图8是该数字同步信号解调过程的示意图。从图中可以看出，解调过程是从载波 （s（f）的矢量

的分量）和从上边带

和下边带 [（S（f+λ）和S（f-λ）的矢量

的分量]开始的。

是在频率支持值存储器24中的。

和/或

的复数共轭值在各情况下都乘以

或乘以

，将相乘的积相加和相减，通过这个方法得出矢量

（频率自动相关函数的数字形式）和误差矢量Δ

。这些值存储在频率自动相关函数数字形式的或误差矢量的相应存储器25和26中。

这个操作对调幅信号来说是较简单的。但一般说来，对每种调制过程和每个传号信号来说存在着不同的理想解调器的。选用fg·T＝0.5时可找出既最佳又简单的解调算法。在所选用的实施例中调幅信号的载波m为266≤m≤734。在信号期望区域中将各频率的解调结果先存储起来。

图7a中的编号20表示噪声计算机。鉴于对接收机来说，信号能量或噪声功率都不能事先知道，因此关于前提的判定，不管同步信号存在与否，应根据信噪比加以判断1。判定门限是从错误警报的概率推导出来的。

噪声（对应于变量 估算值）是用处在紧靠

和 （图8）附近的频谱支持值确定的，这样就可以在同步信号附近产生局部功率密度。将所选用的支持值按图8所述解调边带完全相同的解调方式进行解调。只是此时λ不再是等于16。

为了了解“白”噪声和干扰信号所起的影响，噪声估值应是一个组合变量

，该组合变量包括噪声能量和噪声估值。将检测出的

归化成每一个可能的频率的局部噪声变量（

），然后将该诸归化值（ ，Δ

）引入判定装置21中，其中，对各分量 和Δ

来说：

266≤m≤734

在信噪比极低的各情况下，采用呈数字滤波器形式的存储方式，在若干观测时间内都采用

和Δ

值，这样可以改善信噪比。这种滤波的实例如图7a所示，该滤波器编号22表示。从20个积累的观测时间间隔来看，信噪比不难改善到14分贝。

在对信号进行与检测门限有关的检测中，唯一起决定作用的因素是背景噪声。个别功率密度比该背景噪声大的窄带线路应从噪声统计中分离出来。借助于噪声估值可以达到对危险的错误信号进行屏蔽的目的。在上述过程中，错误信号是一些与同步信号类似的信号，例如，其调制频率几乎相同，或出现的持续时间较短。

为防止把这类错误信号误认为同步信号，对直接与解调载波和边带

（调制频率等于16赫）毗邻的各值进行第二个噪声统计。将二个统计结果相除，所得的商用以确定应采用哪一个噪声统计量。但通常将已指出的组合变量

引入。

现在从持续时间T或若干持续时间T时间函数的N个扫描值得出的已归化的测定值

、是在判定装置21（判定门）中进行测试的。在每个由叠合上一个时间间隔与下一个时间间隔形成的观测时间间隔T中令

各值起作用，开始时是各频率m（266≤m≤734）起作用的。有意识地将时间间隔重叠部分用在快速傅立叶变换中，以便弥补由窗口函数F引起的能量损耗。

第一个测试是这样进行的：

266≤m≤734

若外部为正，即H₁（＝有同步信号存在），则测试：

在这个测定频谱对称情况所用的条件下，门限必须与| _m|的大小无关。第一测试的幅值a对该测试来说是噪声统计的一种确定的函数。对各所用噪声支持值的每一确定数来说，可能给出每一情况下的最佳门限，存储在随机存取存储器台中。若

_m或Δl_m满足不了测试要求，将这 些矢量分量调零。

的值按同样方法测定。

为确定信噪比组合值SNR_A（或分集信号对另一部分的SNR_B）（图7b），应求出| 。这时，此最大值等于同步信号附近该信道的信噪比。

为了利用某些种分集性确定所选定同步信号的频率和相位，需要进行所谓分集组合（图7）。这里，重要的一点是，在同步信号处理过程中获得的各个信号之间的已知固定关系。由于检波器的对称性，在所选定的分集信号对为2个调幅信号的情况下，只需考虑16赫调制信号通过角π的相位移即可，即形成

这样，若在两信道A和B都被判定出前提H₁，则这时只有分集相加23起作用。在组合的情况下，其结果是，相位和频率估值有3分贝的增益。但在各短波信道上，由于一个信道段往往衰落严重或大受衰落的干扰，频率分集的采用不可能有高增益。

频率和相位估值用下列这个和来实现：

若在频率取数上有若干处满足前提H₁，则选用|∑

_m|为最大的频率。这时 表示所估算的频率位置，相角ψ则由矢量分量

用带反正切值的表来确定。

按上述方式工作的同步信号接收机具有这样的优点，即由于接收机整个软仲是实行实时处理的，因而许多参数可以实现最佳化和加以改变。因此，例如，对原先给出估算的可靠性来说，检波灵敏度能被最佳化。接收机的主要优点在于技术条件适应性强，工作性能不随时间而变差， 检波的可靠性达到接近理论上能实现的最高程度。这是靠图7所示的操作实施情况和数字信号处理实现的，仅数字信号处理本身就能达到所要求的精确度。

信号可扩大到若干发射机信道以实现扫描操作而无需增加开支，并且微扫描操作（将3千赫宽的信号划分成500赫的信道段）也是可能的。此外，频率和相位漂移可以在检测自由度之后连续加以纠正，而且在新自由度取代现有已知自由度的场合会实现慢速数据通信以取代同步信号。有了上述硬件，就可以建立这样的一个可选择的呼叫系统，从而又可以得出用于低组合数据的数据调制解调器，从而以地址数据代替选择性呼叫。

此外，由于同步信号的预期的应用领域大，上述系统因本身具有自己的信道测量功能（等无源信道分析）一开始就具有很好的适应能力能够在干扰信号旁进行频率偏移而接收机无需为此而显示扫描操作过程。建立的通信联络始终被确保而无需更换信道，即合成器无需介入。但另一种无线电操作利用了本发明在S/J（信号对阻塞比）方面的优越性，即在那种操作方式下，用较小的发射机功率或“差”天线，即，匹配差或效率差的天线，可以以同样方式确实地建立通信。例如，作为电子反干扰操作时，是可以将我方的信号隐藏在（例如敌人的）强力发射机后面。这就不可能在建设网络或在网络控制/网络操作过程中很快进行定位或定出干扰源的位置。

Claims (17)

1、一种在短波无线电通信网络中建立通信联系的方法，该通信网络具有若干至少带一台发射机和一台接收机中之一的通信站，该方法包括经由传输信道(3)发送出呼叫信号的步骤，所述呼叫信号包括同步信号(SS)和地址信号，本发明的特征在于，同步信号包括形成分集信号对的部分信号的窄带传号和空号信号，所述分集信号对具有振幅恒定的波形；该方法还包括下列步骤；通过接收机(2)探测所述同步信号的重叠的时间间隔(T)，所述时间间隔由一窗口函数(F)加权；将所述部分信号变换成具有若干数值(N)的序列信号；然后在各所述时间间隔期间通过模拟预处理对所述部分信号进行数字处理。

2、根据权利要求1的方法，其特征在于，传号和空号信号的基带载波是从约300至约3400赫频率范围独立选取，无需将所述传号和空号信号的确切位置通知接收机（2）。

3、根据权利要求2的方法，其特征在于，为了获得在选择性衰落附近的两个不相关信号，传号信号的基带载波的频率取为约2千赫，空号信号的基带载波的频率取为约500赫，所述传号和空号信号处在同一个基带信道中，且其中所述键控信号是一个16赫的极窄信号。

4、根据权利要求1的方法，其特征在于信号的数字处理是在250赫和750赫之间的固定处理频带内进行。

5、根据权利要求4的方法，其特征在于模拟信号处理变换成一系列数值后的输出信号形成分集信号对各部分信号的矢量（

），该矢量具有相应于数值数目（N）的若干值，而且借助于数字信号处理可以测试该矢量是处在有同步信号存在（Hi）的前提判断区域或者处在无同步信号存在（Ho）的前提判断区域。

6、根据权利要求5的方法，其特征在于数字信号处理的第一步操作是通过快速傅立叶变换进行的，在该变换中是将数字信号分离成实际信号和噪声分量。

7、根据权利要求6的方法，其特征在于在进行快速傅立叶变换之后，进行分集信号对的解调（18，19）、噪声的估值（20），必要时对所需要的但难以检测的各信号加以积分（22），这些操作结果即作为前提判断（21）的依据。

8、根据权利要求7的方法，其特征在于所需要的信号相对于噪声进行标定，从而使得只有与信噪比有关的量到达前提判断（21）处，各干扰载波和错误信号都通过数字精密解调加以清除。

9、根据权利要求8的方法，其特征在于分集信号对两部分信号的数字信号处理分开进行，且在进行前提判断（21）之后，进行分集组合，由此确定同步信号的频率（

）和相位（ ）。

10、一种在短波无线电通信网络中建立通信联系用的设备，该通信网络具有若干至少带一台发射机和一台接收机中之一的通信站，发射机装置（1）经由传输信道（3）发送出呼叫信号，所述呼叫信号包括同步信号（SS）和地址信号，所述接收机中包括一同步信号接收机，本发明的特征在于，同步信号包括形成分集信号对的部分信号的窄带传号和空号信号;接收机包括探测所述同步信号的时间间隔（T）用的装置和在各所述时间间隔期间对所述诸部分信号进行数值处理的装置;以及同步信号接收机包括数字信号处理装置，用以独立检测和估值鉴定所述分集信号对的各部分信号。

11、根据权利要求10的设备，其特征在于，同步信号接收机包括模拟装置-输入部分（E），用以将所述分集信号对分离成所述部分信号。

12、根据权利要求11的设备，其特征在于，所述输入部分（E）包括总信道滤波器（8），用以将各部分信号耦合到接收机通路（9A，9B）。

13、根据权利要求12的设备，其特征在于，两条通路（9A，9B）的每一个通路都包括第一混频器（10A，10B）和第二混频器（13），以及在所述第一和第二混频器之间的中频滤波器（11A，11B）。

14、根据权利要求13的设备，其特征在于，各通路（9A，9B）包括模/数转换器（16），该转换器的输出信号产生为进行所述数字处理而形成的矢量 的N个值，以及缓冲存储器（17）耦合到各模/数转换器，所述缓冲存储器配置给所述N个值。

15、根据权利要求14的设备，其特征在于，所述缓冲存储器（17）耦合有一信号处理机，所述信号处理机执行快速傅里叶变换，对所述分集信号对进行解调（第一解调器18，第二解调器19），对噪声进行估值（噪声估值器20），并对是否存在同步信号的前提进行判断（判断门21）。

16、根据权利要求15的设备，其特征在于，若前提判断（判断门21）的结果表明信号存在，信号处理机就送出供分集信号对两部分信号的信噪比（SNR_A，SNR_B）使用的输出信号。

17、根据权利要求16的设备，其特征在于，信号处理机同时进行分集相加的运算与前提判断（判断门21），在该操作中确定同步信号的频率（ ）和相位（

）。

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