CN100534007C - 接收同步信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

为了提高移动电话探测来自与其关联的邻近基站的频率信号和/或同步信号的灵敏度，在常用的获取信号程序不成功的情况下启动特殊的获取程序。这个特殊程序可以采用对本地移动电话振荡器的归附频率进行校正的形式、缩短接收到的信号的分析窗口的形式、偏移扫描频率的形式、分两阶段探测同步信号的形式或者延长移动电话的空闲时段的形式。

Description

接收同步信号的方法和装置

技术领域

本发明的目的是一种接收和处理频率信号和/或同步信号的方法和装置。这种信号通常由移动电话网络的基站发送，用于在遵守由网络的持久性支配的约束条件的情况下允许与这些基站联系的移动电话在频率和时间上定位。本发明的目的是应用于所有的移动电话网络，尤其是，但不限于GSM、UMTS、DCS、PCS以及其他类型的网络。

背景技术

在这些网络中，可以根据帧模式而使用发送和接收节奏(速率，cadencement)，每帧均可各自分割为若干个时隙。特别是在使用频分多址(在英语中称为FDMA)的GSM模式中，设立了在实际应用中为200千赫的窄带频率信道，它们彼此相邻地组成整个频带。在UMTS模式中，设立了码分多址(英语称为CDMA)。该模式导致更宽的信道，在实际应用中是200千赫基带的2的n次方倍。而且，不论传输在频率方面是否灵活，接收器定位在准确的发送频率上是一个尤其严格的限制条件。该限制条件也同样适用于频分系统或码分系统。该限制条件要求移动电话接收器的振荡器(合成器)的频率定位的精度接近仅百万分之几。

从传统意义上说，移动电话系统使用业务信道和信标信道。通过业务信道传送用户间交换的信息或数据，通过信标信道移动电话网络向移动电话传送信令，尤其是关于网络状态的信令。与基站联系的移动电话，不论是处于待机状态，或是处于数据输送状态(当它利用网络发送和接收时)，都还应监测该基站附近的基站。这种监测包括对于每一个邻近的基站而言测量移动电话所感知到的接收质量，并向自己的基站传输相应信息(在自身的业务信道上)。通过这种方式，该基站可以组织移动电话的迁移，也就是说当该基站与移动电话之间的传输条件变得不足的时候，通过另一个基站来保证通信进行。

在GSM领域中，更广泛地说，在移动电话领域中，基站和移动电话之间交换的信号一方面用于调制载频Fp以便传送用户编辑的数据。频率Fp是在可用于这种联络的所有载频中选择的。另一方面，信令信号用于向移动电话指示当它被呼叫时将在其上进行通话的频率Fp。

此外，对于使用频率Fp的语音，可通过分割分配给用户和其他一个或几个用户的时间来建立信道，这种模式在英语中被称为TDMA。在这种情况下，可建立时隙。在一个例子中，尤其是在GSM的情况下，这种时隙的持续时间为577微秒。因此，对于相继的时隙，就建立了可实现多种通信的很多信道，将很多通话对象聚集在一起，并允许他们相互通话。因此，在实际应用中，可建立具有一定数量的时隙的帧。在一个每帧有八个时隙的例子中，每帧的持续时间为4.615毫秒。时隙在帧中的排列位置也是应在信令信号中向移动电话传达的指示之一，用于告诉移动电话如何在它和呼叫它的通话对象之间交换各种信息。

在GPRS(通用分组无线业务)模式中，不是只向移动电话分配每帧一个时隙用于接收基站的数据，而是使传输模式是不平衡的。例如，在一帧中，一定数量的相继的时隙被移动电话用于接收，而数目更为有限的时隙则被移动电话用于发送。这种不平衡的模式是合理的，尤其是对于Internet(因特网)类型的查询，其中问题是简短的，但来自因特网的应答却较长(尤其是图像的传输)。

因此在GPRS模式中限定了24个通信等级。在通信等级8(称作GPRS 4+1)中，一台移动电话在相继的四个时隙期间接收来自网络的信息，而只在一个时隙期间发送请求。本发明主要参考该GPRS4+1模式进行描述，也涉及到GPRS 5+1模式(对于这种模式，实施本发明的约束条件更加严格)以及其他常用的业务模式。

除了分配给与基站联系的移动电话的业务信道、频率Fp以及时隙q之外，该基站还应以信标频率Fb发送一个信号。调制信标频率Fb的信号包括信令，所述信令尤其允许移动电话向该基站问询情形以便知道其待机状态是否能在附加序列期间持续或是否有发送给它的呼入呼叫。基站的天线装置能够同时在频率Fb上发送信令信号和在频率Fp上发送通信信号。

在实际应用中信标信道的构成与用于语音或数据的业务信道相似。在信标信道中，可实现帧和这些帧中的时隙。为了组织休眠状态(图1a)，规定在信标信道上的可用信号包括每51帧(即大约每235毫秒)重复一次的复帧。这种复帧包括帧的集合，每个集合有九或十帧。该复帧的第一集合1和随后的集合2到集合4不同，在组成集合1的十帧的每一帧中分别包括称作FCCH、SCH、BCCH以及CCCH的信号。这些信号由分别面对其所属的帧的字母F、S、B以及C表示。在图1a所示的实际应用中，虽然只在帧的第一时隙TS0中进行信号发送，但仍然用对应于整个帧的时隙来表示它们。

FCCH信号表示频率控制信道(Frequency Control CHannel)，法语译为频率信道(Canal de Fréquence)。FCCH信号实际上对应于由在信道中心67.7千赫上的纯正弦波调制的载频Fb(信令信号，des signaux designalisation)的发送。这种发送在整个时隙期间持续。因此刚开机的移动电话可以搜索对频率Fb进行调制的信号。由于与基站和它周围的任一移动电话之间所交换的其它信号相比载频Fb的发送功率更强，这就方便了开机时的搜索。为此，已知移动电话在开机的时候以及在之后的定期监测过程中，需进入信标载频探测程序，搜索那些它收到信号功率最强的频率。业务信道的载频Fp在一个时隙与另一个时隙之间具有频率的灵活性，而信标频率Fb则保持恒定。因此，移动电话只需视情况每隔十帧或十一帧监听它接收最强的频率Fb是多少。

一旦该频率Fb被识别出来，在下一帧中，但是针对相同排列位置的时隙，移动电话接收SCH(同步信道，Synchronous CHannel)信令信号。在本发明的相关方面，SCH信号包括一个允许精细(小于1微秒)的时间定位的训练序列(séquence d’apprentissage)，以及关于帧的编号、基站的特色以及接收到的信号S在具有51帧的复帧的帧集合中的排列位置的数据。

然后第一集合1包括四个时隙B的组，这些时隙B在相继的帧中组合起来，传送广播控制信道(BCCH，Broadcast Control CHannel)类型信号。这些包含在BCCH信号中的信息在此是规定移动电话必须执行以便知道可能的通知有呼入呼叫的信号何时会被发送过来的监听周期。在GSM系统中，这个必须执行的监听周期介于51帧的复帧的二倍和九倍之间。换句话说，在该51帧的复帧中，一旦一个信道被分配给一台移动电话(上述信道包括四个相继帧中的四个时隙)，移动电话就必须每隔51帧的n倍监听这四个时隙，n介于二和九之间。当然，BCCH信令信息还指出哪些是分配给移动电话用于通知这样的呼叫的存在的四个时隙。

BCCH信令信号还提供关于移动电话运行的其他参数的信息。尤其是，处在第一个基站辐射区域中的移动电话可以移动到邻近的被另一基站管理的区域。在其信令信号中，第一基站也向移动电话指出哪些蜂窝小区是移动电话应该测量信标频率接收等级的邻近蜂窝小区。后面将看到移动电话是如何接着将接收到的来自这些其他基站的信标信号等级通知第一基站的。总之，当移动电话移动以致通信不再由第一基站而是由另一邻近的基站保证时，这种通知显然是很有用的。

在第一个10帧集合1中，接着是四个帧，事实上是其四个时隙TS0，在所述四个时隙TS0中发送控制信道(CCCH，Control CHannel)信号。与被依附于基站的所有移动电话监听的BCCH型信号相对，CCCH信号只被一小组特殊的移动电话监听。继集合1之后的集合2到集合4也在集合开始处包括FCCH和SCH信号。每个集合包括分配给不同移动电话的两个组，每个组包括具有CCCH信号的四个时隙C。CCCH信号主要用于携带寻呼信道(PCH，Paging CHannel)上的呼叫信号。最后，对于移动电话而言，最主要的是要知道在分配给它的四个CCCH信号时隙中是否存在PCH信号，该信号通知移动电话是否有呼入呼叫。

所有这些程式引导待机的移动电话在51帧的集合的初始处监听FCCH信号和SCH信号以及BCCH信号的四个时隙。然后移动电话在时间上等待专用于它的CCCH信号6。因此图1b示出移动电话1应该监听可能在此集合6中发送的PCH信号。如果这样的信号由于移动电话1没有被呼叫而未被发送，则该移动电话应该调整至另一个用于接收其它可能有的PCH信号7的时间等待点，该PCH信号7与移动电话相关并且可能在51帧的n倍之后发送，n介于二和九之间，尤其由移动电话先前接收到的BCCH信号指示给移动电话。在实际应用中，n取决于基站的负荷。如果基站管理的移动电话数量很少，则n的值为二。反之，如果基站管理的通信量很大，直至81个通信，则n的值为九。

与图1a和图1b示出信标信道类似，图1c示出正常模式下的业务信道。在图3中，建立了26帧的周期。BCCH信号在每一帧中为移动电话和基站之间的联系分配了时隙8以便移动电话接收来自基站的语音信号(或其它信号)。与时隙8岔开至少两个时隙的时隙9使移动电话可以向基站目的地发送语音信号(或其它信号)。图1c在同一帧中用破折线示出在时隙8中接收到的信号而用实线示出在时隙9中发送的信号。因此26帧的周期包括三个四帧集合，其后面紧跟着一个SACCH帧，在SACCH帧中移动电话向基站发回对邻近基站所进行的测量结果。然后另外的三个四帧集合后面紧跟着一个空闲(IDLE)帧，在空闲帧中移动电话测量邻近基站的活动(尤其是预见切换)。

由于信标信道的复帧(与邻近基站的信标信道的复帧相似)有51帧(该帧数与26帧互质)，因此会随时间产生滑动，以致不论邻近哪个基站，其FCCH(或SCH)信道的时隙TS0终究会落在移动电话的监测该时隙的、滑动的空闲帧中。因此，对邻近基站活动的测量理论上总是可行的，由于事实上空闲时段不是仅从该帧的时隙TS0开始，而是从被移动电话用于与其基站通话的最后一个时隙的结尾处开始，所以这更加可行。或者，如果该最后一个所用时隙是TS7时隙(帧的最后一个时隙)，那么空闲时段延伸到下一业务帧的最开始的未用时隙上。因此，对基站的可用测量时段至少是九个时隙。甚至在GPRS传输模式中该测量时段至多是十个时隙。

事实上，在具有八个时隙的帧并且其中四个时隙用于接收而一个时隙用于发送的情况下，移动电话还应该能够快速地从接收转换到发送(时间Tta)以及反过来从发送转换到接收(时间Trb)。

在实际应用中，在移动电话处发送帧的节奏与接收帧的节奏是不同相的。事实上，这些节奏在基站处是同相的，但在移动电话处产生偏移。该偏移等于称作TA(Timing Advance，时间提前)的往/返传播时间的两倍。此外，考虑到移动电话远离基站(TA)，考虑到移动电话的固有特性(Tta、Trb)，并考虑到根据选定的GPRS等级(4+1、5+1)的信道占用时段，移动电话具备的时段至少等于对应于其信道监测模式的一帧(八个时隙)，再加上移动电话的跳频残余(résidus des sauts enfréquence)。在GPRS 5+1模式中，只要提高归附速度，凭借持续时间小于半个时隙长度的跳频可获得9个连续的时隙(在GPRS 4+1模式中甚至可获得10个连续的时隙)以便对邻近的基站进行监测。

然而，在某些情形下，这样的自由时段不允许、甚至在理论上不允许测量邻近基站的特性。事实上，这便是当待测量的邻近基站的待监测的时隙部分地位于移动电话的接收帧的最后一个时隙中时的情况。

图2的上部a特别示出在GPRS 4+1类型传输的情况下这样的不利情形是如何出现的。事实上，图2在上部一侧示出了传输帧的节奏，每帧中带有四个接收时隙R以及一个发送时隙T，该发送时隙T与最后一个接收时隙分隔大约一个时隙的时段Tta，移动电话使用该发送时隙T向基站传输请求。可注意到事实上移动电话专有的时间Tta是可变的时间：它部分地取决于移动电话从一个频率到另一个频率(在此从接收频率到发送频率)的纯归附时间结合由时间TA所产生的偏移，时间TA是由移动电话和基站之间的传播所产生。因此这种GPRS 4+1模式使得在每帧结尾处出现时间为Trb的约两个时隙，移动电话可使用这些时隙来执行F型信号或S型信号的测量。

相反，图2的下部b示出，由于移动电话依附的基站和应该监测的基站不同步，待监测的时隙可能跨在空闲帧的开始处，而由于节奏(速率，cadencement)是26帧，在空闲帧期间移动电话是空闲的。在更下面的部分c，待监测的时隙甚至可能跨在前一个时隙上。

虽然各基站严格采用相同的同步节奏，但基站彼此之间不同步，这种情形会系统性地产生，这独立于数字26与51之间的互质特征所引起的滑动。结果是，如果移动电话在分析时段(DA)开始时没能足够快地去测量信F号，其自然不能在这个分析窗口结束时测量F信号。事实上，在b的情况下，待监测的基站的时隙TS0跨在紧跟空闲时段的第一个接收时隙上。或者，在c的情况下，待监测的时隙S(或F)位于分析时段的结束处。在这种情况下，留给移动电话用于归附随后的第一个接收时隙的接收频率的时间是不足够的。这些情形的结果是，在移动电话周围，存在一个完全适于接纳它的基站，但该基站的时间配置与该移动电话依附的基站的时间配置太接近了，以致移动电话甚至都无法测量它的存在并且向自己的基站指出它的存在，尤其是为了启动与这个基站的切换时。

发明内容

本发明旨在用多种方法解决该问题。总的来说，在本发明中提供了：如果通过如上述的传统的途径不能测出基站的存在，则移动电话将实施一个特殊的程序，该程序选自下面介绍的各程序。对移动电话而言激发这样的特殊程序是有可能的，因为在它的基站发送给它的邻近基站列表中，有些基站的信标频率它捕捉不到。对于后面这些基站，移动电话就必须尝试使用特殊的程序。

因此，本发明的目的是一种在移动电话中检测和测量频率信号和/或同步信号(分别称为FCCH和SCH)的方法，这些信号是按照符合GSM类型的移动电话的协议的多次出现被发送的，在该方法中：

—移动电话检测并且测量该频率信号和/或测量信号，如果该信号位于移动电话的某一分析窗口中的话，

其特征在于：

—如果该频率信号和/或同步信号部分地位于该分析窗口的最后一个时隙中，则移动电话启动检测和特殊的测量。

在其中的一个特殊程序中，本发明提出提高移动电话的归附速度的解决方案。在实际应用中，在这方面已进行了大量的技术上的努力。然而，这些努力的结果只是从一个频率(发送频率或接收频率)到另一个频率(接收频率或发送频率)的归附消耗大约半个时隙的时段。由于必须执行该操作两次，可以发现，在一个分析时段上，约有一个时隙的时段被这样消耗在归附上。使用本发明通过加速，将节省约半个时隙。

在这种情况下，本发明的原理在于，认为移动电话的既定归附时段事实上可以更短，比如是实际归附时段的一半。这相当于认为振荡器的合成器的频率在实际达到最终值之前就被锁定在最终值上。然而，如果就这样接受该频率在达到最终值之前就被锁定，并接着用未锁定频率的载波对接收到的信号进行解调，则解调是不正确的。

在本发明中，通过使用代表由于归附的结束而造成的解调失真的模型来校正这些不正确的解调。所用模型可以是理论性的模型。最好是一个测量出的模型。可以制表保存所述模型。对解调和抽样后的信号进行量化。然后对量化后的数值根据样本被提取的时刻进行校正。该时刻是相对于以下时刻被估算的：跳频开始的时刻，或(人为)估计振荡器的频率被锁定在最终值的时刻(尽管这个时刻是不准确的)，或甚至是发现锁定的时刻。

因此，本发明的目的是一种在移动电话上接收信号的方法，其中：

—在接收时隙开始之前通过向接收器的振荡器施加调整参数值以便使所述接收器的振荡器在频率上定位，在所述接收时隙期间所述振荡器应该以预定频率振荡，以及

—在所述接收时隙期间，使用所述振荡器产生的信号以解调所接收的信号，

其特征在于：

由于不是所述时隙一开始就达到所述预定频率，根据所述接收器的振荡器相对于所述预定频率的归附偏差对所述解调逐渐进行校正，所述归附偏差在所述时隙期间随时间变化。

根据另一个尤其用于检测频率信号的解决方案，将使用比一个时隙更短的分析窗口，其优选等于半个时隙。这里就要区别空闲帧与实际的分析时段，空闲帧时段正好等于8个时隙并表示标准的分析时段，实际的分析时段包括空闲帧以及空闲帧之前或之后的根据业务模式供移动电话使用的时隙。根据本发明的这个特性，最终辨别出分析窗口。分析窗口是使用移动电话的计算电路来提取在某一时隙中传送的比特的含义的窗口。在现有技术中，为了避免边缘效应，过滤电路和处理电路都会考虑时段稍长于一个时隙的分析窗口。

然而，如果振荡器仅在测量时隙中达到其锁定值，则无法得到这样的分析窗口。在本发明中，我们注意到，对于代表被67.7千赫的调制信号调制的载频的频率信号FCCH，这样的与处理电路(后面可见其功能)相关联的分析窗口用于从时间上检测峰值的出现。该峰值的时刻用于测量被监测的基站的时隙的中点或开始处的出现时刻。事实上，由于分析窗口比一个时隙的标准时段(577微秒)更大，因此该峰值稍有衰减，从而使时刻的确定没有所希望的那样精确。但是在某些情况下可以通过将该峰值推断为其所处平台的初始和结束时刻的时间平均值来获得这种精确性。

然而，由于被搜索的基站的帧在时间上处于不正确的位置，可能也无法得到F信号(或随后的S信号)出现的完整时隙以便能够执行测量，即使在必要时使用上述完善措施也无法执行测量。如果被监测的时隙TS0过早出现，则无法正确对其进行检测。

因此在本发明中，选择使用时段小于一个标准时隙时段的测量电路分析窗口。例如，该分析窗口时段可等于半个标准时隙时段。在这些条件下，发现能够足够准确地识别用于显现频率信号F的平台的结束时刻。根据平台的该结束时刻，可以推导出平台的初始时刻，该时刻并不被实际测量，因为合成器尚未归附该频率。最终，利用该时刻来测量被监测基站的时隙的时刻的定位。如果获得了该时刻，则可利用分析时段来定位SCH信号，尤其是来测量该SCH信号的称作midamble或训练序列的部分。通过在同一分析时段中对该训练序列部分进行译码，则可以非常精确地推导出被监测的邻近基站的时间定位。

因此，在这种情况下，本发明的目的是一个用于检测根据GSM类型的移动电话的协议而发送的频率信号FCCH的接收时刻的方法，其中：

—在分析窗口上对检测出的信号进行积分，

其特征在于：

—分析窗口的时段被选择为小于该协议的传输帧的一个时隙时段。

在第三个方法中，已知移动电话应搜索其附近的所有可检测的信标频率。然而，由于这些信标频率很多并且在该位置处时间的一致性可能是混乱的，所以搜索可能消耗较长的时段。较长的时段可能妨碍移动电话识别出本来可以非常方便地与之进行通信的某个邻近基站的存在，但该基站的信标频率处于移动电话的扫描频带的边界上。由于移动电话在该蜂窝小区中的时间不足，移动电话可能没有足够的时间来识别该基站。

在这种情况下，在本发明中，同时执行对两个相邻频率的信标频率的搜索。搜索进行如下：在分析窗口上，通过将合成器相对于预定频率岔开167.7千赫，则能够使用限制接收频带的200千赫的信道滤波器来检测频率信号在更大频带中或更小频带中的出现。由此可以以两倍的速度进行该搜索。

在这些条件下，本发明的目的还是一个测量根据GSM类型的移动电话的协议而在预定频率上发送的称作FCCH的频率信号的方法，其中：

—检测接收到的信号，

—使用本地振荡器生成解调频率上的信号，

—使用解调频率上的该信号对检测出的信号进行解调，

—并在解调后的信号中测量频率信号，

其特征在于：

—本地振荡器的信号的解调频率被定位为两个相邻的预定频率之和的一半再加上以纯频率调制FCCH信号的信号值。

在第四个方法中涉及到同步信号SCH，可分两次来检测此SCH信号。在第一次检测中，当SCH信号第一次出现时，力求在其中识别训练序列(midamble)信号的存在。借助该训练序列信号来进行精确的时间定位。接下来，当同一个基站的同样的SCH信号再次出现时，测量在该SCH信号中所携带的数据，并以此得出简化帧号和/或基站特色代码。

因此本发明的目的是一个检测和测量按照符合GSM类型的移动电话的协议的多次出现而发送的称作SCH的同步信号的方法，其中：

—从对该SCH信号的测量中推导出该SCH信号的节奏的精确时间定位以及发送该SCH信号的第一基站的简化帧号和/或特色代码，

其特征在于：

—在第一时刻，在SCH信号第一次出现时测量该信号携带的训练序列，并且以此推导出该SCH信号的节奏的精确时间定位，以及

—在第二时刻，在SCH信号在第一次出现后的第二次出现时测量该信号中携带的数据，并且以此推导出发送该SCH信号的基站的简化帧号和/或特色代码。

根据特殊的第五方法，移动电话认识到，尽管采用所有可想到的程序，尤其是上述的程序，它仍然无法检测到某个已被告知存在的基站。在这些条件下，移动电话就要求基站为它安排更长的分析时段，在这个更长的分析时段中不再向它发送数据并且在该附加的时段中不再等待移动电话向基站发送的数据。附加的空闲时段可以直接被添加在空闲时段后，或在另一时间获得(为此由移动电话在请求中特别指明)。例如移动电话要求在连续的两帧中保持空闲，每26帧至少重复一定次数，以便可以借助滑动效应来获得与时间同步性不合适的邻近基站相关的信息。

在这些条件下，本发明的目的是一种在移动电话中检测和测量由第一个基站按照符合GSM类型的移动电话的协议的多次出现而发送的频率信号和/或同步信号(分别称作FCCH和SCH)的方法，其特征在于：

—移动电话向与其有活跃的通信连接的第二基站发出请求，要求该基站在某一时段停止发送和接收涉及该移动电话的数据。

对于所有这些方法，本发明还涉及可实施这些方法的移动电话。

附图说明

通过阅读下面的描述和查对其附图可更好地理解本发明。所示附图仅作为参考而绝非限制本发明。附图示出：

—图1a至1c：描述过的在移动电话领域中的移动电话和基站之间的信标信道和业务信道状态图；

—图2：描述过的不同基站的时隙在一台移动电话处的位置交错图；

—图3：与一个基站联系的、位于其它基站的附近并用于实施本发明方法的移动电话的示意图；

—图4：示出待监测的附近基站的时隙的过早出现的结果的时间图；

—图5a和5b：在校正前经解调、抽样以及量化的信标信号(或其它信号)和相对于译码时刻的归附延迟效应的图示；

—图6a和6b：处理电路的分析窗口的示意图和缩减这样的窗口的时段的效果的示意图；

—图7：通过一个或几个信标发送的频率信号的频谱图，示出了不同的定位，以便在存在的情况下从相邻的信标频率中同时获得两个信号或至少获得其中的一个。

具体实施方式

图3示出了一台可用于实施本发明方法的移动电话。示意性地，移动电话10包括微处理器11，其通过控制、地址以及数据总线12与程序存储器13、数据存储器14以及各种电路联系。在这些电路中存在时钟15，其允许在时间上辨识在接收和发送时与基站16交换的信号帧的节奏的同步。相应的数据被存储在存储器14中。此外，时钟15还用于辨识与位于移动电话10附近的其它基站17对应的时间偏移，移动电话有可能在切换时与这些基站17建立联系。在其它电路中存在本地振荡器18以及各种解调电路，尤其是正交解调电路，其具有两个混频器19和20以及一个移相器21；还存在抽样电路22和量化电路23，其生成经量化的解调后的I和Q信号。然后这些I和Q信号在处理电路24中被处理以便以以下方式被移动电话使用：对于语音传输是声音，或在其它情况下在信息系统中是待传输的数据。电路24还可以通过子程序用软件的形式实现，该子程序存储在存储器13中并由微处理器11执行。

图4以及图5a和5b允许理解本发明的方法的第一特殊实施方式。尤其在图4中示出GPRS的时间图的一部分，其示出接收时隙RX和发送时隙TX的分布，这两种时隙彼此分别被时间Tta和Trb分隔。时间Trb比时间Tta更长，因为在常规业务操作时一般可以在时段Trb期间测量信标频率的存在，从而在达到接收频率之前将合成器定位在该信标频率上。时间Tta相当于频率转换的时间加上传播时间以及发送帧相对于接收帧的偏移时间。时间曲线图f示出：在发送时隙TX结束时合成器的频率转换，从用于发送的频率fi过渡到用于监测邻近基站的频率fj。在分析时段25结束时，振荡器的频率还应该从值fj转换到用于接收的频率fk。

频率转换通常表现为单调变化的形式。原则上频率归附是通过平滑响应、没有振荡的调节装置来完成。上部的图B示出对邻近的基站的信标频率而言在捕捉频率信号F和同步信号S时存在的困难。

在上面部分B1中，频率信号F通常无法被捕获，否则振荡器18就必须瞬时地进行频率转换。但在这种情况下，信号S是可以被捕获的，因为它在下一帧中位于倒数第二个时隙，还留有一个时隙以允许fj与fk间的转换。

在位于下方的时间图B2中，两个基站之间的时间偏移使得待监测的基站的时隙TS0部分地落在移动电话10的接收帧的倒数第二个时隙中而部分地落在最后一个时隙中。如果该移动电话10的跃变时间(tempsde monté)足够快以便既从频率fi达到频率fj又从频率fj达到频率fk，可在同一次测量信号F和S。然而这会造成产生时段小于半个标准时隙时段的频率转换。

在第三个图B3中，偏移使得可以捕获频率信号F，而无法同时捕获相关基站的同步信号S。因为没有留下足够的时间从频率fj转换到频率fk。

图B2清晰地示出，分析窗口25的有效测量时段被限制在9个标准时隙，而这还要在具有足够迅速的、小于半个时隙的时段的归附的条件下。本发明的一个目的是允许作用于该分析窗口，使其具备9.5个标准时隙的有效时段。这就等同于具有等于标准时隙时段的四分之一的归附时间。

由于这不是实际上的情形，因此在本发明中规定，在电路18尚未稳定并锁定在预定频率时尤其使用电路18至23对接收到的信号进行解调。在实际应用中，可以认为电路22和23给出I信号和Q信号从一个样本到下一个样本的变化的测量。或者，该变化可以通过两个相继的测量之间的算术减法来获得。在频率信号被67.7千赫的纯频率调制信号调制的情况下，并且如果载频是稳定的，则各I信号和Q信号之间的体现调制稳定性的偏差应该为0。

不过，由于振荡器18的频率变化，所以至少在由于归附结束而解调开始时，由于发生了相移所以偏差不为0。因此，在图5a中，相对于开始频率转换的时刻t0，可确定第一时刻t1和时刻t2的位置，在时刻t1解调后的样本可以被考虑，前提是根据本发明对它们进行校正；在时刻t2可以认为本地振荡器已经锁定。在现有技术中，分隔时刻t0和t2的时段等于时段Tta减去传播时间，因此t0-t2时段不被利用。而在本发明中，考虑到在t1-t2时段中可执行解调，因此只有t0-t1的时段不被利用。

因此在图5b中示出，在时刻t1之后测量(也就是说解调和量化)第一个1号样本，以此类推并直至11号样本。1号样本和其后的样本被置于图5b的I-Q曲线图中，在与它们的量化相对应的位置。在图5a的曲线图中，在2号样本上加载了1号样本的相位和2号样本的相位之间的相位差。从3号样本到9号样本以此类推。10号样本和其后的样本出现在时刻t2之后，那时可以认为振荡器已锁定。

在图5a中观察到，在t1-t2期间，可以通过相对于时刻t0、t1以及t2中任一时刻的时间位置(以及其编号)而被确定位置的样本带有误差。根据本发明，这些误差是可以通过理论模型或通过直接测量被测量出来的，并且可以在解调和量化时用于校正。此外应注意，下述机制在移动电话中是已知的，其中为了考虑振荡器频率相对于校准频率的偏移，可想到根据预定频率安排一个偏差ε(见图5a)，从而影响频率信号样本的测量。相应地，已知该校正偏差ε被用于所有得到的样本，即使当振荡器18的解调频率已被很好地锁定时。

在本发明中，不是将相同的偏差ε施加到所有样本，而是决定施加增加了与频率归附相关的校正(正或负)的偏差ε。该校正随时间逐渐变化，越来越小。为此，在存储器14中(图3)储存了一个表，表中的记录以样本的相关时刻或编号作为地址，以相应的校正值作为内容。换句话说，该校正相当于在电路24中不再以测得的值来处理样本，而是以对测得的值进行校正后的值来处理样本，例如在图5a中用小方块表示(考虑了校正因素)。

表示要被指定的校正(相对于时间)的曲线26的形状可被模型化。例如其可以近似为指数函数或双曲线。优选地，曲线26可由测量得到。因此可以在检测容易获得的第一FCCH信号时延迟频率归附、测量经解调和量化的样本以及确定时刻t2的位置，从时刻t2开始相位变化是恒定的。从该时刻t2在时间上追溯回去，则可以推导出一定数量的样本的历史，并为这些样本定出校正值。例如，从样本10可以追溯直到样本2并因此节省测量时间。事实上，只需将这样测量出来的值导入表中借以推导出提供给下次出现的校正。最好如前所述，测量偏差的时隙是FCCH类型的时隙，这是因为，由于调制保持在67.7千赫，FCCH类型的时隙特别适合这种测量。上述校正是示意性的，更准确的校正可以包括统计研究(针对同样的关于时隙的t0、t1和t2时刻以及多个相继的测量)。

当然，校正最好取决于频率跳变的值。事实上，如果从频率fi到频率fj的跳变越大，校正应该受影响越大。对于大幅度跳变值，可以认为校正应该被加权，例如通过跳变幅度进行线性加权校正。相反，如果频率跳变幅度较小，则可以认为振荡器会更快地锁定。在这种情况下，可以不进行校正。因此加权包括取决于跳变幅度的倍增系数，在某些情况下该倍增系数可以为0。加权系数可以在另一个表中的地址对应于跳变幅度的记录处存取。

显然，本发明在GPRS模式下的数据传输领域中尤其有用，因为这个领域是频率转换要求最苛刻的领域之一。

图6a和6b示意性地示出电路24的处理方式。在这些图中，可见将借助分析窗口28被分析的标准时隙27。在一个简单的示例中，特别是对FCCH频率信号的测量而言，分析包括在整个窗口28的时段中累加解调和量化后的样本。分析窗口28是相对于窗口27的滑动窗口。换句话说，电路24，或存储器13中的执行该任务的程序部分，累加分布在分析窗口28中的一定数目的样本的结果。

简单地说，如果分析窗口28的持续时间与时隙27完全相同，当该分析窗口28的前端29经时隙27的起始处30进入到时隙27中时，对经解调和量化的信号进行累加才开始有意义。事实上，在这之前的累计是没有意义的，因为信号处于窗口之外且量化是随机的，它们的累加结果是零。这就是图6a在时刻t3处所示出的。然后窗口28沿着时隙27滑动直到时刻t4处，在此处窗口28的后端31超过时隙27的结束处32。在时刻t4处，累加重新变为零。

在时刻t3和时刻t4之间，显然累加的信号是不断增强的，直至时刻t5处达到顶点33，然后不断下降直至时刻t4。通常时刻t5便是时隙27的中点，从这个中点可以推导出时隙27的起始处30和结束处32。在现有技术中，考虑到分析窗口28比时隙27更长，出于谨慎起见，不去找到时刻t5，而是分别用平台34以及该平台的边缘35和36代替，这两个边缘在时间上对称地位于时刻t5的两边、也就是时刻t6和t7处。通过这样的窗口28从时刻t6和t7推导出时刻t5是已知的。

然而，在时隙F距离分析时段25的开始处太近的情况下(见图4)，振荡器18的归附就会非常不好，以致即使使用上述改进，仍然不会有任何有意义的校正会被考虑。在这些条件下，不能测量相应的FCCH信号。在本发明中，通过选用短的分析窗口37仍然对FCCH信号进行测量。与分析窗口28相比，在图6b中用影线表示窗口37。为了在示例中简单说明，选择了时段等于时隙27的一半的分析窗口37。不过可以采用更短的时段，例如时隙27的三分之一。在正常情况下，选择短的窗口37是不明智的。这样的选择也导致起始处和结尾处为39和40的平台38。但平台38的幅度更小。在现有技术中，不使用这样的更短的分析窗口，因为它最终导致更小的累加，因此最终更容易受测量的偶然性影响，结果比较不精确。

根据本发明，在下述情况下采用较小尺寸的窗口充分体现了它的价值：时隙F距离分析窗口25的起始处太近，使用完整的分析窗口28进行解调、量化以及累加将没有意义。反之用较短的窗口37，则可以获得较小尺寸的平台41。除了体现振荡器18的频率锁定之外，平台41的前边缘42没有任何特殊意义。不过平台41同平台38一样，相对于同一时隙27在时刻t8上有结束处40。时刻t8被设置为与如果解调频率在接收时隙23之前就被锁定的情况下得到的时刻位置完全一样。因此时刻t8是准确的，同时允许有延迟的归附。在本发明中，利用时刻t8以便找到顶点33的时刻t5，或更广义地说，以便从时间上定位被监测的基站的帧。因此可以指出，分隔时刻t8和时隙27的结束处32的时段等于分析窗口37的时段的一半。换句话讲，找到时隙27的中点的时刻t5等同于在时刻t8上增加分析窗口37的一半的时段并扣除288.5微秒(577/2)。窗口37的时段越短，对于归附的延迟而言这种测量原理就越合适。然而，测量的稳定性会由此受损。较好的折衷办法是使用时段介于标准时隙时段的二分之一到三分之一之间的窗口37。

在本发明中，尤其可以在B1(图4)的情形下使用这种方法来检测F信号的结尾。事实上，该信号与移动电话的发送时隙TX的结尾非常接近，以致即使使用解调校正，也不能将整个信号F解码。但是，使用较短窗口37的方法可以将该信号F的结尾译码，在必要时对于平台38的靠近起始处42的某些部分使用上面研究的校正。既然得到了时刻t8就可以计算出顶点时刻33。

在这些条件下，考虑到SCH型的信号出现在8个时隙以后，而且也相对精确地知道被监测的基站的信标频率以及该被监测的基站和与移动电话联系的基站之间的时间节奏的偏移，就可以测量位于8个时隙之后的S信号。可观察到，通过这样的操作可以一次得到两个信号并将麻烦的情形转化为特别好处理的情形。

图7示意性地示出对于频率fi而言67.7千赫的分量43的频谱位置。它还示出对于相邻的频率fi+1而言，同样的67.7千赫的偏移分量44。通常，为了检测分量43或44，振荡器18应该稳定在频率fi或频率fi+1，位于频带的中心。在这些条件下，未在图3中示出但也可在处理电路24中得出的信道滤波器的带宽是200千赫。这样的信道滤波器允许非常容易地根据预定频率的定位来接收分量43或分量44。这种方法的缺点在于：每一个信标频率fi或fi+1必须分开测试。鉴于可用频率的数量以及由于时间的交错，尤其是在GPRS 4+1模式中，并不总能很容易地检测到FCCH型时隙的存在。可能必须等待比如510帧(也就是约2秒钟)才能捕获一个频率。如果预留类似的时段来捕获SCH型的信号，此外规定应搜索300个频率，可很快得到约20分钟的搜索时间，这有时比移动电话穿越蜂窝小区所需的时间还长。

此外在本发明中，不是先搜索频率fi再搜索频率fi+1并以此类推，而是按照以下方式搜索：对于FCCH型的信号，将频率稳定在fi+166.7千赫或者fi+1-33.3千赫的值上。考虑到本地振荡器18定位的合成特性，尤其是借助微处理器11时，可以强迫振荡器以在图7中标为45的频率振荡。自然地跟随振荡器18的频率的信道滤波器46由于处理解调后的信号，因此在其低频带中包括分量43而在其高频带中包括分量44。事实上，167.7千赫的偏移相当于100千赫的偏移(频率fi和fi+1之间的差的一半)加上67.7千赫的时间偏移。当然，例如对于通过对相邻的频率顺次编号而得到的i的所有数值对，每两个频率中仅搜索一个频率。

可以借助如图5b型的曲线图来示出：这样解调的样本不再是相移变化相当于67.7千赫的样本，而是相当于100千赫的样本。对于振荡器18的稳定在值fi上的频率，由于转换器22和23的抽样频率是270.800千赫，故样本通常位于图5b中的值10处。因此，调制为+100千赫或-100千赫的信号的样本间的相位差相对于解调频率45而言在图5b的曲线图上处于标注有+100和-100的位置。

于是通过在分析窗口时段上累加测得的样本可得到以下结果：如果+100的结果被找到，则说明fi+1的频率被分量44调制。如果累加的结果为-100，则说明fi的频率是被分量43调制的。如果累加的结果为0，则说明这两个频率都不是信标的载频。反之如果获得对应于样本11的结果，则说明两个频率fi和fi+1都是信标频率。

通常，除了通过上述量化法来测量样本，还可以采用Fourier(傅立叶)分析来进行，尤其是通过实现解调后信号的快速Fourier(傅立叶)变换的电路来进行。或者也可以实现在振荡器18的频率两边岔开+或-100千赫的选择滤波器，但在这种情况下相当于稍微改变电路24。在这种情况下，根据每一个滤波器的响应，可以检测到分量43或44的存在。在任何情况下，最主要的是振荡器的频率被置于上述的值45上。

为了使这个办法可以实施，最好考虑到振荡器的偏差。优选地如前面所示，预先得到偏移值ε，然后在电路24中对各待解调的频率进行相应的校正。

当然，可以同时执行上述两种方法，也就是说，一方面，如果此前分析窗口还未与时刻t2会合，则实施归附校正。另一方面，可以为了搜索时刻t8而在振荡器的定位频率被岔开167.7千赫的值的同时使用较小的分析时段37。

在使用较小的分析窗口的情况下，也可以进行两个同时的分析：一个分析使用如同分析窗口28的较长分析窗口，一个分析使用如同分析窗口37的较短分析窗口。如前面所述，SCH型信号包括特殊的结构。其首先包括位于中间的64个比特的扩展的训练序列midamble码，以及在该训练序列的两侧还包括2倍于39个比特的数据，所述数据本身分别被开始和结尾处的3个比特所封装。扩展在64个比特上的训练序列具有特殊的模式。该训练序列为所有GSM类型网络上的所有基站所共有。其允许移动电话进行精确的信道分析并在被监测基站的TDMA型结构上同步。

在实际应用中，该64个比特的序列被很快译码，并生成允许以1微秒以下的精确度来定位两个基站之间的帧节奏的偏移。如图4的曲线图B3所示，很有可能SCH型信号位于不利的时刻，以致其解码可能由于靠近向移动电话的接收时隙的转换而部分地受到妨碍。因此SCH信号可能无法被完全解码。在本发明中，在这种情况下可规定提供对SCH信号的两次译码。第一次译码时只将训练序列译码，通过训练序列推导出该SCH信号的节奏的准确时间定位。然后在同一个SCH信号的继第一次出现的下一次出现时，可测量该SCH信号中所携带的包含在2×39比特中的数据。

这样的过程会导致分析时段是必要的分析时段的两倍。但是应注意到，这个过程允许获得在别的情况下不能获得的正确结果。然而，为了避免消耗时间，考虑到信号SCH仅在510帧后才出现，可以规定在分隔这两次出现的时段中执行同样的但针对先前定位的另一个信标频率的过程。这样引出了SCH型信号的每次被检测一部分的交叉检测。可以容易地看出本方法没有使总分析时段翻倍，总分析时段仅稍微有所增加。

根据以本发明为依据的另一个方法，尤其是在GPRS 5+1模式的情况下，最大的时隙数量可以被减少到9个，可以规定不同的程序，其中移动电话向基站申请增加空闲期间的时段以例如使其从一帧过渡至两帧。这样，上述的所有问题就可以容易地解决。如果事实上提出请求的是移动电话，基站可以允许在下一个空闲帧后的第一帧中不向移动电话发送任何信息，也不等待移动电话的任何请求。例如，在图1c的26帧分布示意图中，具有接收8和发送9的第一帧也会被保持空闲。如有需要，这个具有26帧且第一帧(8-9)不被使用的复帧连续维持51帧的期间，以便考虑到信标频率相对于业务节奏的滑动。

为了向基站发出请求(基站凭借该请求来命令移动电话停止发送或接收数据)，移动电话可以在其空闲帧之前(例如在最后一个时隙TX中)向基站方向发送一个信号，该信号的训练序列与用于GPRS类型的应用的训练序列不同。但是该不同的训练序列是基站认识的训练序列并被解释成相当于建立一个或多个附加空闲帧的请求。根据这些多样化的请求，移动电话在向基站作这样的停止请求的同时甚至可以明确指出需要保持在空闲状态的附加帧的数量和/或周期性。在这种情况下，附加的空闲帧的数量和/或位置将会包含在训练序列的两侧的数据比特中。

Claims (11)

1.一种在移动电话上接收信号的方法，其中

—在接收时隙开始之前通过向接收器的振荡器施加调整参数值以便使所述接收器的振荡器在频率上定位，在所述接收时隙期间所述振荡器应该以预定频率振荡，以及

—在所述接收时隙期间，使用所述振荡器产生的信号来解调所述接收器接收到的信号，

其特征在于：

—由于不是从所述接收时隙一开始就达到所述预定频率，根据所述接收器的振荡器的归附偏差对解调后的所述信号逐渐进行校正，所述归附偏差在所述接收时隙期间随时间变化，所述归附偏差是所述接收器的振荡器的瞬时频率和所述振荡器尚未达到的所述预定频率之间的偏差。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：通过校正对所述接收器的振荡器产生的信号的正交解调得到的I和Q信号来对解调后的所述信号进行校正。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于：

—对所述接收器接收到的、解调后的信号进行抽样，以及

—在一个表中，在对应于解调后的样本的编号或者样本提取时刻的地址处，提取解调后的样本的校正值，所述表被存储在存储器中，所述表中的记录以样本的提取时刻或编号作为地址，以相应的校正值作为内容。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

—对所述接收器接收到的、解调后的信号进行抽样，以及

—使用模型来产生在对应于解调后的样本的编号或者样本提取时刻的时刻的解调后的样本的校正值。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

—在所述接收时隙的前一个时隙中测量归附偏差，以便根据所述偏差推导出解调后的信号的校正值。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于：所述接收时隙的前一个时隙是GSM类型的移动电话的协议的频率控制信道(FCCH)的时隙。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

—根据归附之前介于所述振荡器的振荡频率和所述预定频率之间的偏差对解调后的信号的校正值进行加权。

8.如权利要求4所述的方法，其特征在于：

所述模型为指数模型。

9.如权利要求6所述的方法，其特征在于：

所述接收时隙的前一个时隙是借助所述同一个频率控制信道(FCCH)的所述接收时隙之前第二个时隙在时间上定位的。

10.一种用于实施如权利要求1至9之一所述的方法的移动电话，包括：

存储器，其中存储有一个表，所述表中的记录以样本的提取时刻或编号作为地址，以相应的校正值作为内容。

11.如权利要求10所述的移动电话，其特征在于是用于在GPRS模式中传输数据分组的移动电话。

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