CN1531791A - 接收同步信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

为了提高移动电话探测来自与其关联的基站周围的邻近基站的频率信号和/或同步信号的灵敏度，在常用的获取信号程序不成功的情况下启动特殊的获取程序。这个特殊程序可以采用对移动电话本地振动器的连接频率进行校正的形式、缩短接收到的信号的分析窗口的形式、偏移扫描频率的形式、分两次探测同步信号的形式或者提高移动电话的空闲时段的形式。

Description

接收同步信号的方法和装置

本发明的主体是一个接收和处理频率信号和/或同步信号的方法和装置。这种信号通常由移动电话网络中的基站传递，用于在考虑到由于网络本身的稳定性而产生的限制的条件下使与这些基站关联的移动电话在频率和时间上都保持稳定。本发明的目的是应用于所有的移动电话网络，尤其是，但不仅仅是GSM，UMTS，DCS，PCS和其他类型的网络。

在这些网络中，可以根据一个帧模式使用一个发送和接收的节奏，每帧均可各自分割为若干个时隙。特别是在上述有频分多址输入口的GSM模式中(在英语中称为FDMA)，设立了相邻的在实际应用中为200千赫的窄带频率信道，它们组成整个输送带。在UMTS模式中(在英语称为CDMA)，设立了通过编码分配的多信道。该模式通向更宽的信道，在实际应用中是200千赫基本输送带的2的n次方倍。而且，不论传输的频率是否活动，接收器在精确发送频率上的定位是一个尤其严格的限制条件。该限制条件也同样存在于通过频率分配或编码分配的系统。这种限制条件要求移动电话接收器的振动器(合成器)的频率定位非常精确，接近每百万。

从传统意义上说，移动电话系统使用输送信道，通过这些信道传送用户间交换的信息和数据；还使用定位信道，移动电话网络通过这些信道向移动电话传送一组信号，主要是关于网络状态的信号。与某一基站关联的一台移动电话，不论是处于待机状态，或是处于数据输送状态(当它传输和接收时)，都还应监测该基站附近的基站。这种监测包括测算它所感知到的每一个临近的基站的接收质量，并向自己的基站传输相关信息(通过自身的输送信道)。通过这种方式，基站可以组织移动电话的漫游，也就是说当基站与移动电话之间的传输条件不能得到满足的时候，基站将通过另一个基站来保证通讯的进行。

在GSM领域里，更广泛地说，在移动电话领域里，基站和移动电话之间的信号交换一方面用于调制载频Fp以便传送用户编辑的数据。频率Fp是在该联络中可使用的所有载频中选择的。另一方面，指示信号用于向移动电话指示它被呼叫时将在其上进行通话的频率Fp。

此外，对于使用频率Fp的语音，可建立一个信道，分配给用户和其他一个或几个用户，这种模式在英语中被称为TDMA。在这种情况下，可建立时隙。在一个例子中，尤其是在GSM中，这种时隙的持续时间为577豪秒。因此，对于连续的时隙，建立可实现不同的通讯的不同的信道，将不同的通话对象聚集在一起，并可以相互通话。因此，在实际应用中，可建立带有一定数量的时隙的帧。在一个每帧有八个时隙的例子中，每帧的持续时间为4615毫秒。时隙在帧中的排列位置也是应通过指示信号向移动电话传达的一个指令，告诉移动电话如何在它和呼叫它的通话对象之间交换各种信息。

在GPRS(通用分组无线系统)模式中，没有采用只向移动电话分配每帧一个时隙用于接收基站数据的形式，该传输模式被认为是不平衡的。例如，在一个帧中，一定数量的连续的时隙被用于移动电话的发送。这种不平衡的模式已被证实，尤其是在使用因特网进行查询时，问题一般都是简短的，但来自因特网络的答复却很长(尤其是图片的传输)。

因此，在GPRS模式中，确定了24个通讯等级。在第八级通讯(也就是GPRS4+1)中，一台移动电话在连续四个时隙中接收来自网络的信息，而只用一个窗口传输请求。本发明的介绍主要以该GPRS4+1模式为参考，也参照GPRS5+1模式(在这种模式中，应用本发明的限制条件更加严格)，以及其他常用的传送模式。

除了配给与某一基站关联的移动电话的传送信道、频率Fp和窗口q之外，该基站还应以载频Fb发送一个信号。调制载频Fb的信号带有一个信号系统，可使移动电话向该基站进行查询以便知道其待机状态是否会在额外的序列中被扰乱或是否有发送给它的呼入电话。基站的无线装置能够同时发送Fb频率上的指示信号和Fp频率上的通讯信号。

在实际应用中负载信道的构成与语音和数据的传送信道一样。在负载信道中，建立帧并在帧中建立时隙。在进入待机状态时(图1a)，负载信道上的可用信号带有一个每51帧(即大约每235毫秒)重复一次的复帧。这个复帧带有帧集合，每个集合有10或11帧。复帧中的第一个集合1和后面的集合2到集合4不同，组成它的10帧每一帧分别带有所谓的FCCH、SCH、BCCH和CCCH信号。这些信号分别在其所属的帧的正面用字母F、S、B和C表示。在图1a所示的实际应用中，虽然只在某一帧中的第一个时隙TS0中产生信号发送，但仍然用整个帧中的所有时隙来表示。

FCCH信号表示频率控制信道。这种信号对应信道中心67.7千赫的纯粹的正弦曲线调制的载频Fb(指示信号)的发送。这种发送将持续一整个时隙。刚开机的移动电话籍此可以搜索调制频率Fb的信号。由于载频Fb的发送功率比基站和它周围的任一移动电话之间所交换的其他信号都要强大，这就方便了开机时的搜索。为此，移动电话在开机的时候以及在之后的定期监测过程中，需进入定向载波探测程序，搜索那些它所收到信号功率最大的频率。于是传送信道的载频Fp使用从一个时隙到另一个时隙的活动频率，定向频率Fb则保持恒定。因此，移动电话只需以每一个十帧集合或十一帧集合为单位来听那个频率Fb是它接收得最多的。

一旦频率Fb被识别出来，在同一行的窗口中的下一帧中，移动电话接收到一个同步信道(SCH)信号。在与本发明相关的方面，SCH信号带有一个适应微小的时间节奏(小于1毫秒)的尝试序列、查询一个帧号码的数据、基站的颜色以及接收到的信号S在51帧复帧的帧集合中排列位置。

接着第一个集合1将带有一组四个时隙的窗口组B，这些窗口与连续的帧配合，并输送广播控制信道(BCCH)信号。这些BCCH信号一方面规定移动电话必须接听的周期以便知道通知有呼入电话的信息何时会被发送过来。在GSM系统中，这个必须执行的接听周期介于51帧复帧的2倍和9倍之间。也就是说，在51帧复帧中，一旦一个信道被分配给一台移动电话(上述信道带有四个连续的帧中的四个时隙)，移动电话就须每隔51帧的n倍就接听这四个时隙，n介于2和9之间。当然，BCCH指示信息同样也指出哪些是分配给移动电话用于接听的四个时隙。

BCCH指示信号另外还提供移动电话运行的其他参数的查询，尤其是当处在第一个基站覆盖区域的移动电话移动到邻近的属于另一个基站管理的区域。在这些指示信号中，第一个基站也向移动电话指出移动电话应该测算哪些邻近基站的定向频率接收水平。在后面我们将看到移动电话是如何接着将所收到的来自这些邻近基站的定向信号水平通知第一个基站的。总之，当移动电话漫游、通讯将不由第一个基站而是由另一个邻近的基站保证时，这种通知显然是很有用的。

在第一个10帧复帧1中，接下来会有公共控制信号(CCCH)发送到四帧中，事实上也就是四个TS0时隙中。BCCH型信号被依附于某基站的所有移动电话接听，CCCH信号与之不同，它只被一个小的电话群，尤其是移动电话群接听。继集合1之后的集合2到集合4同样在复帧初始处带有FCCH和SCH信号。每个集合包括两个带有CCCH信号的四个窗口C的窗口组。CCCH信号主要用于携带寻呼信道(PCH)信号。最终，对于移动电话而言，最主要的是要知道在分配给它的CCCH信号的四个时隙中是否可以找到PCH信号，这种信号可以通知移动电话是否有呼入呼叫。

以上程序引导待机的移动电话在51帧的复帧的初始处接听FCCH信号和SCH信号以及BCCH信号的四个时隙。然后移动电话与其专用的CCCH6信号约定时间。图1b显示的是移动电话1应接听可能在这集合6中被发送的PCH信号。如果该信号由于移动电话1没有被呼叫没有被发送，则该移动电话应该进行调整，直至另一个约定的时间以便接收可能有的其它与之相关的可能在51帧的n倍后发送的PCH7信号。n介于2和9之间，在移动电话上主要由它在此之前接收到的BCCH信号显示。在实际应用中，n取决于基站的负荷。如果基站关联的移动电话数量很少，则n的值为2。反之，如果基站所管理的通讯量很大，直至81个通讯，则n的值为9。

在图1a和图1b中以何种程度显示了定向信道，在图1c中就以何种程度以正常模式显示传送信道。在该图中，建立了一个26帧的周期。BCCH信号在每一帧中向移动电话和基站之间的关系分配了一个时隙8以便移动电话能接收到来自基站的话音信号(或其他信号)。与时隙8间隔至少两个时隙的时隙9使移动电话可以向基站发送话音信号(或其他信号)。图1c中用虚线显示在时隙8中接收到的信号，用实线显示在同一帧的时隙9中发送的信号。26帧周期包括三个4帧集合，集合后紧跟着一个SACCH帧，在该帧中，移动电话向基站发回对邻近基站所进行的测算的信息。三个其它的4帧集合后紧跟着一个idel帧(空闲帧)，在空闲帧中移动电话测算邻近基站的活动(预设一个摆动-主要是切换)。

由于定向信道的复帧(哪怕是邻近基站的信道)是51帧的，是26帧的素数，因此会逐步生成一个滑动，以便不论邻近哪个基站，它的FCCH(SCH)信道时隙TS0始终落在监测它的移动电话滑动的空闲帧中。这样，对邻近基站活动的测算从理论上来讲始终是可以实现的。而且空闲阶段不仅仅是从该帧的时隙TS0开始，而事实上是从上一个被移动电话用于与其基站通话的时隙的结尾处开始。或者，如果这个被用于通话的时隙是一个T37时隙(帧的最后一个时隙)，那么空闲阶段延伸到下一个传送帧最开始处未使用的时隙。鉴于此，基站所拥有的测算时长至少有九个时隙，最多十个时隙，哪怕是在GPRS传送中。

事实上，如果一台移动电话有八个时隙的帧，其中四个时隙用于接收，一个时隙用于发送，该移动电话还应具备快速从接收转换到发送(时间Tta)的能力以及快速从发送转换到接收(时间Trb)的能力。

在实际应用中，在移动电话处发送帧的节奏与接收帧的节奏不同相。事实上，这些节奏在基站处是同相的，但在移动电话处便有了相差。这个相差相当于被称为TA的往/返传播时间的两倍，。同样，考虑到移动电话远离基站(TA)，考虑到移动电话本身的特性(Tta和Trb)，并考虑到根据所采用的GPRS等级(4+1，5+1)所用的信道占用时长，移动电话所具备时长至少相当于对应其信道监测模式的一帧(8个时隙)再加上移动电话跳频的余数。在GPRS5+1模式中，在具备高速连接的条件下，时长小于半个时隙时长的跳频可使用户拥有9个连续的时隙(在GPRS4+1模式中可达到10个连续的时长)以便对邻近基站进行监测。

然而，在某些情形下，这样的自由时长不能使移动电话监测邻近基站的特性，哪怕是理论上也行不通。事实上，当待测算的邻近基站的待监测的时隙一部分位于移动电话接收帧的最后一个时隙中时便是这种情况。

图2上部的a部分主要显示在GPRS4+1类型的传输中这种不利的情形是如何出现的。事实上，图2一方面在上部显示了传输帧的节奏，每帧中带有四个接收时隙R以及被一个相当于一个时隙的Tta时长与最后一个接收时隙分隔的传输帧T，这个传输帧被移动电话用于向基站传输请求。值得注意的是，事实上移动电话自身的Tta时间是变化的：它从一方面取决于移动电话从一个频率接到另一个频率(在此为接收频率和发送频率)所需的纯连接时间，并结合由于移动电话到基站之间的传播所引起的TA时间而产生的相差。这种GPRS4+1M模式还使每帧结尾处出现约两个时隙，时间为Trb，移动电话可用这些时隙进行F型或S型信号。

相反，图2下部的b部分显示，由于移动电话依托的基站和它应监测的基站不同步，需监测的时隙可能会跨在空闲时隙的初始处，而由于节奏是26帧，在空闲时隙中移动电话是不活动的。在更往下的C部分，需监测的时隙甚至可以跨下一个时隙。

由于各基站严格采用同一个同步节奏，哪怕基站之间不同步，这种情形仍然会逐步产生，这与数字26与51的描述是一致的。结果是，如果移动电话在分析时长(DA)开始的时候没有足够快地去测算信号F，它自然也不能在这个分析窗口快结束的时候去测算。事实上，在b的情况下，待监测的基站的时隙TS0跨在紧跟空闲时长的第一个接收时隙上，或者，在c的情况下，待监测的时隙S(或F)位于分析时长的结束处。在这种情况下，留给移动电话用于回到下一个第一个接收时隙的接收频率的时间是不够的。这些情形的结果是，在移动电话周围，会有一个完全可以接纳它的基站，但该基站的时隙与该移动电话依附的基站的时隙太接近了，以至于移动电话甚至都无法测算它的存在，无法向自己的基站指出它的存在，尤其是为了与这个基站发生切换时。

本发明旨在用多种方式解决这一问题。总的来说，在本发明中设计了：如果通过上述传统的途径无法测出某一基站的存在，则移动电话将执行一个特殊的程序，这个程序选自下面介绍的各程序中。移动电话是可以激发这样一个特殊程序的，因为在它的基站发送给它的邻近基站清单中，有些基站的定向频率它捕捉不到。对于后面这些基站，移动电话就须使用特殊程序。

因此，本发明的主体是一个在移动电话中使用的探测和测算频率信号和/或同步信号(分别被称为FCCH信号和SCH信号)的方法，这些信号是根据某一GSM移动电话协议发送的。在该方法中：

移动电话探测并测算该频率信号和/或测算该信号是否位于移动电话的某一分析窗口中。

其特点是：

如果该频率信号和/或同步信号部分位于分析窗口的最后一个时隙中，则移动电话进行特殊探测或测算。

在其中的一个特殊程序中，本发明推行提高移动电话的连接速度这一解决方案。在实际应用中，在这方面进行了大量的技术上的努力。然而，这些努力的结果只是使一个频率(发送频率或接收频率)对另一个频率(接收频率或发送频率)的连接时长达到半个时隙时长。由于这个操作须执行两次，我们可以看到，在一个分析时长上，约有大约一个时隙的时长被连接过程损耗掉了。本发明提高连接速度，将节省大约半个时隙。

在上述情形下，本发明的原理是认为移动电话既定的连接时间事实上可以变得更短，比如是实际连接时间的一半。这就需要认为振动器的合成器的频率在实际达到最终值之前就被锁定在最终值上。但是，如果就这样接受该频率在达到其值之前就被锁定，并接着用一个未锁定的频率的载波对接收到的信号进行解调，则解调将是不正确的。

在本发明中，可使用一个有代表性的由于连接结束而造成的解调失真的模型来校正不正确的解调。它可以是一个理论性的模型。最好是一个测算出的模型，还应可以制表保存。作为样本的解调的信号是量化的。数值根据样本提取的日期来进行校正。计算这个日期是对照跳频发生的日期或对照振动器被锁定在最终值的那个人为估计的日期(尽管这个日期是不准确的)，或甚至是发现锁定现象的那个日期。

因此，本发明的主体是一个移动电话信号接收方法，其中：

我们稳住一个振动器的频率，在第一个接收时隙开始之前(在这个时隙中该振动器应依照某一设定的频率振动)在振动器上加一个调节参数值，和

在这个时隙中我们用该振动器生成的一个信号对接收到的信号进行解调，

特点是：

由于没有在第一个时隙初始处与设定的频率会合，我们可以根据一个在该时隙中随着时间推移而变化的差值不断校正从振动器连向设定频率的连接解调。

根据另一个主要用于探测频率信号的解决方案，我们将使用比一个时隙更短的分析窗口，分析窗口最好等于半个时隙。借此，我们可以分辨出时长正好等于八个时隙的空闲帧，空闲帧表示分析的标准时长和分析的实际时长，实际时长包括空闲帧以及这之前和之后根据传送模式供移动电话使用的时隙。根据本发明的这一特性，我们最终分辨出一个分析窗口。分析窗口是使用移动电话的计算线路来提取在某一时隙中传送的比特含义的时隙。在现有的技术中，为了避免边际效应，过滤线路和处理线路都会采用一个稍长于一个时隙长度的分析窗口。

然而，如果振动器在测算时隙中才达到锁定值的话，则无法得到上述分析窗口。在本发明中，我们注意到，对于代表已被一个67.7千赫的调制信号调制过的载频的FCCH频率信号，这种与处理线路配合使用的分析窗口(其运作在后面介绍)用于从时间上探测峰值。这个峰值的日期用于测算被监测的基站的时隙的中段或初始的出现日期。事实上，由于分析窗口比一个时隙的标准时长(577微秒)更大，因此这个峰值稍有衰减，这使日期的确定没有我们希望的那么精确。但是在某些情况下我们可以取得精确值，须将峰值日期视为该峰值所处平台的初始和结束日期的时间中间值。

然而，由于被搜索的基站的帧在时间上的定位不准，我们可能无法得到F信号(随后的S信号)存在的完整的时隙用于执行测算，哪怕是在可能的情况下使用上述完善措施。如果被监测的时隙TS0过早出现，则无法正确探测到它。

于是，在本发明中，我们选择使用测算线路的分析窗口，它的时长小于一个时隙的标准时长。例如，该分析窗口的时长可等于标准时隙的半个时长。在这些条件下，我们发现是可以比较准确地识别F频率信号出现的平台的结束日期。根据平台的结束日期，我们可以推算出平台的初始日期，这个日期我们并不进行实际测算，因为同步器尚未与该频率相连。最终我们是借助该日期测算被监测基站的时隙日期。如果获得该日期，则我们可借助分析窗口来确定SCH信号的位置，并测算SCH信号中被称为中间码的部分(或称训练序列)。在同一个分析窗口中将这个中间码部分解码，便能非常精确地推算出被监测的邻近基站的时间定位。

因此，针对这种情况，本发明的主体是一个探测根据GSM移动电话协议发送的FCCH频率信号的接收日期的方法，其中：

我们将探测到的信号引入到一个分析窗口，

特点是：

分析窗口的时长被定为小于该协议下的一个传输帧的一个时隙的一个时长。

在第三种模式中，我们知道移动电话应搜索其周边所有可探测到的定位频率。然而，这些定位频率数量很大，在这一点上时间的一致性可能会被打乱，搜索便会花费较多的时间。费时较长便可能妨碍移动电话识别出某个邻近基站的存在，它本来可以非常方便地与这个基站进行通讯，但基站的定位频率处于移动电话的带的扫描极限上。由于移动电话在这个区域单元缺乏经历，移动电话可能会没有足够的时间将这个基站识别出来。

在这种情况下，在本发明中，我们同步执行对两个紧邻频率的定位频率的搜索。搜索以以下方式进行。在一个分析窗口上，我们可以将合成器从设定的频率岔开167.7千赫，这样就可以通过一个限制接收带的200千赫的信道过滤器探测频率信号是否在更高的带中和更低的带中出现。借此我们可以使搜索的速度快两倍。

在这些条件下，本发明的主体也是一个测算根据GSM移动电话协议发送的FCCH频率信号的方法，其中：

我们探测接收的信号，

通过一个本地振动器生成一个在某一解调频率上的信号，

通过这个在某一解调频率上的信号对探测到的信号进行解调，

然后在已解调的信号中测算频率信号。

特点是：

——本地振动器信号的解调频率的值保持稳定，为两个紧邻的设定频率之和的一半再加上一个调制该纯频率FCCH信号的信号的值。在第四种模式中涉及到同步信号SCH，我们分两次探测这种SCH信号。在第一次探测中，当SCH信号的第一个序列出现时，我们就想办法在其中识别中间码信号。借助这个中间码信号，我们可以进行精确的时间定位。接下来，当同一个基站的同样的SCH信号后接的序列出现时，我们测算在这个SCH信号所携带的数据，并以此推算出一个缩减帧号和/或一个基站颜色码。

因此本发明的主体也是一个探测和测算根据GSM移动电话协议发送的SCH同步信号的方法，其中：

我们从对SCH信号的测算中推断出一个该SCH信号节奏的精确的时间定位以及一个缩减帧号和/或第一个发送该SCH信号的基站的颜色码，

特点是：

我们在第一个日期，在第一个SCH信号序列中测算一个该信号携带的训练序列，并且以此推断出一个该SCH信号节奏的精确的时间定位，和

我们在第二个日期，在第一个序列后的第二个SCH信号序列中测算该信号携带的数据，并且以此推断出一个缩减帧号和/或第一个发送该SCH信号的基站的颜色码

根据第五个特殊模式，移动电话认识到，尽管有所有这些可采用的程序，尤其是前面所述程序，它仍然无法探测到某个已被告知存在的基站。在这些条件下，移动电话于是要求基站为它安排更长的分析窗口，在这个加长的分析窗口中不再向它传送数据并且在增加的时段中不再等待移动电话向基站传送数据。增加的空闲时段可以直接被加在某个空闲时段后，或在另一时间被获得(在移动电话发出的相关请求中被注明)。例如移动电话要求在连续的两帧中保持空闲，每26帧至少重复几次，以便可以借助滑动效应来回收时间同步性不适配的邻近基站的信息。

在这些条件下，本发明的主体也是一个在一台移动电话中探测和测算一个由第一个基站根据符合GSM移动电话协议的多功发送的FCCH频率信号和/或SCH同步信号的方法，它的特点是：

■移动电话向与它有活跃的通讯连接的第二个基站发出请求，要求

该基站在某一时段停止发送和接收涉及该移动电话的数据。对于所有这些方法，本发明也涉及了所有可能使用它们的移动电话。通过阅读下面的描述和察看所附的图纸，我们可以更好地弄懂本发明。描述和说明只是本发明的指导性文件，完全不是限制性文件。图纸展示的是：

图1a到1c：显示已经点评过的在一台移动电话和一个基站间的移动通讯领域中的定向通道和业务通道的形式。

图2：表现已点评过的在一台移动电话处不同基站的时隙。

图3：一台与一个基站相联并与多个基站相邻的用于本发明的移动电话的图示。

图4：显示被监测的基站的时隙的过早序列的结果的时间曲线图。

图5a和5b：表现校正前的被解调的作为样本的量化的信标信号(或其它信号)以及解码时的连接的延迟效应。

图6a和6b：一个处理线路的分析窗口的图示以及这样一个窗口的时长的缩减效应。

图7：一个由一个或几个信标发送的频率信号的频谱表现，显示了不同的定位，以便在毗连的信标频率中同步获得两个信号，或至少获得其中的一个。

图3显示了一台可使用本发明的方法的移动电话。移动电话10象征性地带有一个微处理器11，它通过控制/地址/数据总线12与程序存储器13、数据存储器14以及各种线路相关联。在这些线路中有一个时钟15，它可以从时间上定位接收和发送时与基站16之间交换的信号的帧的节奏的同步。相应的数据被储存在存储器14中。此外，时钟15还用于定位对应于移动电话10周边其他基站17的时间偏移，移动电话有可能在某次切换的时候与这些基站发生关系。在其他线路中，还有一台本地振动器18以及各解调线路，主要是正交解调线路，带有两个混合器19和20以及一个移项器21，还有采样线路22和量化线路23，它们生成由于解调而形成的量化的I和Q信号。紧接着这些I和Q信号在处理线路24中被处理以便被移动电话采用，在话音输送中被处理为声音形式，或被处理为数据形式被传输到计算机系统中。线路24还可以以软件的形式实现，在存储器13中储存一个程序包，并通过微处理器来进行工作。

图4以及图5a和5b有助于理解本发明的方法的第一个特殊实现模式。尤其是在图4中，显示了一个GPRS的时间曲线图，该曲线图展示了接收时隙(RX)和输送时隙(TX)的分布，这两种时隙相互间分别被时间Tra和Trb分隔。Trb时间比Tra时间更大，因为在协议业务的操作中一般可以在Trb时长内测算信标频率，从而在与接收频率会合之前将合成器固定在这个信标频率上。Tra时间相当于频率转换时间加上发送帧相对于接收帧的传播和偏移时间。时间曲线f显示的是在输送窗口TX结束时合成器的频率转换——从用于发送的频率fi转换到用于检测某个邻近基站的频率fj。在分析时段25结束时，振动器的频率也应同样从fi值转换到用于接收的频率fk。

频率的转换通常表现为单一的变化形式。从原则上来说，频率连接是通过一个伺服用过渡回答来完成的，无需振动。上部的曲线B显示了对邻近基站的信标信号而言在捕捉频率信号F和，同步信号S中所存在的困难。

在上部的B1部分中，频率信号F通常无法被捕获，否则振动器18就必须即时地进行频率转换。但在此处，信号S是可以被捕获的，因为它在下一帧中位于倒数第二个时隙，还留有一个时隙可以完成fj/fk间的转换。

在位于下方的时间曲线B2中，两个基站之间的时间偏移使被监测的基站的时隙TS0有一部分下行落在移动电话10的接收帧的倒数第二个时隙，一部分落在接收帧的最后一个时隙。如果这台移动电话10的上行时间足够快、既可以从频率fi升至频率fj又可以从频率fj升至频率fk的话，是可以在同一序列中测算信号F和S。可是，这会造成产生时长小于一个标准时隙时长的一半的频率转换。

在第三个曲线图B3中，偏移的程度使频率信号F可以捕获，而相关基站无法同步捕获同步信号S。因为没有足够的时间从频率fj转换到频率fk。

曲线图B2清晰地显示出，测算分析窗口25的有效时长被限制在9个标准时隙内，而且连接小于半个时隙，是足够迅速的。本发明的目的之一便是使分析窗口具备9.5个标准时隙的有效时长。同样也可以将连接时间变为标准时隙时长的四分之一。

由于这在实际操作中是不可行的，因此我们在发明中引入对接收到的信号的解调，主要是通过线路18和23进行，此时线路18尚未稳定，被锁定在设定频率。在实际应用中，我们可以认为线路22和23给出从信号I和信号Q从一个样本到另一个样本变化的测算值。如若不然，这个变化值可以通过两个连续的测算值相减得到。如果一个频率信号被一个67.7千赫的调制信号调制，且载频是稳定的，则各信号I和信号Q之间的差应该为0，增加了调制的恒定性。

不过，由于振动器18的频率变化，至少在由于连接结束而引发的解调开始时会有一个差由于相移相遇而不为0。因此，在图5a中，我们对照开始频率转换的日期t0，便可确定第一个日期t1的位置，在这个日期，被解调的样本可以被考虑，条件是根据本发明对他们进行校正。我们还可以日期t2，在这个日期上，我们可以认为本地振动器已经被锁定。在原有的技术中，分隔日期t0和t2的时长等于Tta时长(约等于传播时间)，因此t0-t2时长是被抵消的。而在本发明中，考虑到在t1-t2时长中可执行解调，因此只有t0-t1的时长会被抵消。

因此在图5b中显示出，在t1日期之后开始测算(也就是说解调和量化)第一个样本1号样本，并直至11号样本。1号样本和其后的样本被置于图5b中的I-Q曲线图中与它们的量化相对应的位置上。在图5a的曲线图中，在2号样本上加载了1号样本和2号样本的相差。从3号样本到9号样本以此类推。10号样本和其后的样本出现在日期t2之后，因为我们可以认为振动器被锁定了。

我们在图5a中观察到，在t1-t2期间，可以通过它们相对于t0、t1和t2中的某个日期的时间位置(以及它们的号码)而被确定位置的样本带有错误。根据本发明，这些错误是可以通过理论模型或通过直接模型被测算出来的，并且可以在解调和量化的过程中被校正过来。不过还应注意到，这种机制在移动通讯中已经广为人知：为了解决振动器频率相对于校准频率的偏移，人们在某一设定频率上测算一个影响频率信号样本测算的公差ε(见图5)。相应地，这个校正公差ε被用于所有找到的样本，哪怕振动器18的解调频率已被很好地锁定。

在本发明中，我们不是在所有的样本上使用同一个公差ε，而是使用加上与频率连接相关的校正值(正或负)的公差ε。该校正值随着时间的推移而逐渐变化，越来越小。为此，在存储器14中(图3)储存了一个表格，表中数据带有用地址方式记录的与样本相关的日期或样本的号码，并带有相应的校正值。换句话说，校正会回到线路24中对样本进行处理，此时样本的值不再是被测算出来的值，而是被测算并校正的值，在图5a中用小方块表示(考虑了校正因素)。

曲线26表示随着时间的推移所应执行的校正，它的外形可以建模。比如它可以类似指数函数或双曲线。曲线26最好是一次测算的结果。这样就可以在探测第一个FCCH信号时将频率连接迟延岔开，可以测算已解调和已量化的样本，并可以确定t2日期的位置，在这个日期之后，相的变化变得恒定了。从这个日期t2追溯回去，就可能在一定数量的样本上推论出一个发展规律并为这些样本研究出校正值。例如，从样本10可以追溯到样本2，并可以节省测算时间。事实上，我们只需将这样测算出来的值导入表格中借以推算出用于下一个序列的校正值。最好象前面所说的那样，测算公差的时隙是一个FCCH类型的时隙，因为由于调制保持在67.7千赫，后者特别适合这种测算。上述校正是图示的，而另一种更准确的校正则包括统计研究(针对同样的关于某个时隙的t0、t1和t2日期以及若干连续的测算)。

显然，校正最好取决于跳频的值。事实上，如果从频率fi到频率fj的跳频更大，校正也应相应更大。对于大幅度跳频值，我们可以接受进行计权校正，例如通过跳频高度进行线性计权校正。相反，如果跳频幅度很小，则我们可以认为振动器会更快地锁定。在这种情况下，我们可以不进行校正。加权包括一个取决于跳频高度的乘数系数，在某些情况下这个成熟系数可以为0。加权系数还可以在另一个表格中被另一个地址相当于跳频高度的数据录入所使用。

显然，本发明在GPRS模式下的数据传输领域中尤其有用，因为这个领域是频率转换要求最苛刻的领域之一。

图6a和6b用图示的方式显示了线路24的处理模式。在这些图中，我们可以看到一个标准时隙27，它将借助分析窗口28被分析。在一个简单的例子中，特别是对FCCH频率信号的测算而言，分析是在整个窗口28的时长中累加已解调和已量化的样本。分析窗口28是一个相对于时隙27的滑动窗口。换句话说，线路24，或储存器13中的执行该任务的程序部分，累计分布在分析窗口28中的一定数目的样本的结果。

简单地说，如果分析窗口28的时长与时隙27完全一致，当该分析窗口28的前部29在时隙27的起始处30嵌入到时隙27中时，对已解调和已量化的信号进行累加才开始有意义。事实上，在这之前的累计是没有意义的，因为信号处于窗口之外且量化是随机的，它们的累计结果是没有价值的。这就是在图6a中在日期t3处所显示的。然后窗口28沿着时隙27滑动到日期t4处，在此处窗口28的尾部31超过时隙27的结束处32。在日期t4处，累计重又变得没有价值。

在日期t3和日期t4之间，显然累计信号是不断增强，直至日期t5处达到最高点33，然后不断下降直至日期t4。通常日期t5便是时隙27的中点，从这个中点我们可以推算出时隙27的起始处30和结尾处32。在已有的技术中，考虑到窗口28比时隙27更长，出于谨慎起见，日期t5处不会被会合，而是被一个平台34以及该平台的边缘35和36所代替，这两个边缘在时间上对称地位于日期t5的两边、也就是日期t6和t7处。大家都知道通过这样一个窗口28可以从日期t6和t7推算出日期t5。

不过，如果时隙F离分析时段25太近(见图4)，振动器28的连接就会非常不好，以至于哪怕执行了上述完善措施，仍然不会有任何有意义的校正会被采用。在这些条件下，无法测算相应的FCCH信号。在本发明中，我们选用一个短的分析窗口37对FCCH信号进行测算。相对分析窗口28，窗口37在图6b中用斜线表示。为了在例子中简单说明，我们选择了一个时长等于时隙27的一半的窗口37。不过还可以取更短的时长，比如三分之一时隙。在正常时间，选择一个短的窗口37是不明智的。这个选择仍然要引出一个起始处和结尾处为39和40的平台38。但平台38的幅宽更小。在已有的技术下，这样一个更短一些的分析窗口并不被采用，因为它最终会导致累计数更小，最终更容易进入测算的偶然性，结果也就没那么精确。

根据本发明，在下列情形下采用一个缩小的窗口是很有好处的：时隙F离分析窗口25太近，如使用一个完整的分析窗口28，则解调、量化和累计将没有任何价值。但是，如果采用一个短窗口37，我们则可以享有一个缩小的平台41。除了用来使振动器18的频率锁定具体化之外，平台41的前边缘42没有任何特殊意义。平台41就象平台38一样，相对于时隙27在日期t38处有一个结尾处40。日期40的位置和如果解调频率在窗口23接收之前就被锁定的情况下得到的日期的位置完全一样。因此日期t8是准确的，并完全可以允许有延迟的连接。在本发明中，我们借助日期t8来找到顶点33的日期t5，或更广义地说，为了从时间上使被监测的基站的帧保持稳定。因此我们可以指出，分隔日期t8和时隙27的结尾处32的时长等于分析窗口37的时长的一半。换而言之，为了找到时隙27的中点——日期t5，应在日期t8之上加上分析窗口27的一半时长，扣除288.5微妙(577/2)。窗口27的时长越短，对于连接的迟延这种测算原理就越受欢迎。然而，测算的耐用性会受损。较好的折衷办法是使用一个时长介于一个标准时隙时长的一半到三分之一之间的窗口37。

在本发明中，我们尤其可以在B1(图4)的情形下使用这种办法探测信号F的结尾。事实上，这个信号与移动电话的发送时隙TX的结尾非常接近，它很容易引起错觉，哪怕使用解调校正以便将整个信号F解码。但是，使用短窗口37这种办法，可以根据需要使用平台38靠近上述校正的起始处42的某些部分将这个信号F的结尾处解码。在得到日期t8后我们就可以计算出顶点日期33。

在这些条件下，考虑到一个SCH型的信号将在8个时隙后出现，而且我们也相对精确地知道被监测的基站的信标信号频率以及这个被监测的基站和与移动电话关联的基站间的时间节奏的偏移，我们就可以测量这个位于8个时隙之后的S信号。我们将观察到，通过这样的操作，我们可以一次得到两个信号并将麻烦的情形转化为开发得特别好的情形。

图7用图示的方式显示了对于一个频率fi而言一个43到67.7千赫的分量的频谱位置。它还显示了对于毗邻的频率fi+1而言，同样的分量44(被偏移至67.7千赫)的位置。特别是，要想探测分量43或44，振动器18应被稳定在频率fi或频率fi+1，位于带的中心。在这些条件下，一个未在图3中显示但却可由处理24中得出的信道滤波器的带宽应为200千赫。这个信道滤波器可以使我们非常容易地根据保持的频率的定位接收分量43或分量44。这种办法的不足之处在于：每一个信标频率fi或fi+1须分别测试。鉴于可用的频率数量以及在时间上的混乱，尤其是在GPRS4+1模式中，并不总能很容易地探测到FCCH型的时隙的存在。可能必须等待比如510帧(也就是2秒钟)才能捕获FCH型的信号，此外按规定应探测300个频率，我们很快就能得出，搜索时间达20分钟左右，这有时比一台移动电话穿越这个区域的时间还长。

在本发明中，我们不是先搜索频率fi在搜索频率fi+1并以此类推，而是按照以下方式搜索：对于FCCH型的信号，将频率稳定在等于fi+166.7千赫或者fi+1-33.3千赫的值上。考虑到本地振动器18定位的合成特性，并且尤其是借助微处理器11的协助，可以强迫后者以在图7中标为45的频率振动。自然地跟随振动器18的频率信道的滤波器46由于处理已解调的信号，故在低带中带有分量33，在高带中带有分量44。事实上，67.7千赫的偏移相当于一个100千赫的偏移(频率fi和fi+1间的差的一半)加上67.7千赫的时间偏移。自然，我们只在一半的频率上进行这项搜索，比如将毗邻的频率顺次编号，搜索所有I为偶数值的频率。

我们可以借助一个如图5b的曲线图来显示：照此方式解调的样本不再是相移变化为67.7千赫的样本，而是相当于100千赫的样本。对于振动器18的稳定在fi值上的频率，由于交换器22和23取样用的频率是270,800千赫，故样本通常位于图5b中10这个值的地方。因此，调制为+100千赫或-100千赫的信号的样本间的相差相对于解调频率45而言在图5b的曲线图上处于标注有+100或-100的位置。

于是我们通过在分析窗口累加测算过的样本可得到以下结果：如果+100的结果被找到，则说明fi+1的频率是被一个分量44调制的。如果累加-100的结果，则说明fi的频率是被一个分量43调制的。如果累加的结果为0，则说明这两个频率都是信标频率。

通常，与其通过上述量化法来测算样本，我们还可以采用Fourier(傅立叶)分析法，尤其是当线路可以实现解调信号的快速Fourier(傅立叶)传输时。或者也可以在振动器18的频率两边岔开+或-100千赫建立选择性滤波器，但这会稍微改变线路24。在这种情况下，根据每一个滤波器的答复，我们可以探测到分量43或44的出现。在任何情况下，最主要的时振动器的频率要被置于上述的45的值上。

为了使这个办法可以用于实践，应该考虑到振动器的偏转。最好如前面所示，预先得到一个ε值，然后在线路24里为各待解调的频率进行相应的校正。

当然，我们可以同步执行上述两种办法，也就是说一方面如果日期t2没有在分析窗口之前被会合就可以实施连接校正。另一方面，我们可以为了搜索日期18而在振动器的稳定频率被从167.7千赫的值上岔开的同时使用一个缩小的分析时长37。

在使用缩小的分析窗口的情况下，我们也可以进行两个同步的分析：一个分析使用同分析窗口28一样的长分析窗口，一个分析使用同分析窗口37一样的短分析窗口，正如前面所示，SCH型信号带有一个特殊结构。它们首先带有一个宽的训练序列，被置于64比特的中继位置，另外在这个训练序列的两边还带有2倍于39比特的数据，数据本身在开始和结尾处带有3比特。在64比特宽上的训练序列带有一个特殊的复帧，在所有GSM网络上的所有基站上这个训练序列是相同的。它可移动电话可以进行精确的信道分析并在被监测基站的TDMA结构上同步。

在实际应用中，这个64比特的序列在空中被解码，并生成一个信号，该信号可以以精确到1微秒以下的精确度稳定两个基站之间的帧节奏的偏移。如图4的b3曲线图所示，很有可能SCH型信号在时间上的位置非常不利，以至于对它的解码能会部分受到近旁发生的向移动电话接收时隙的摆动所妨碍。结果是，SCH信号可能无法被完全解码。在本发明中，在这种情况下将进行两次解码。第一次解码时只将训练序列解码，通过训练序列推断出该SCH信号节奏的准确时间定位。然后在同一个SCH信号之后的继第一个重合过程之后的重合过程中，我们测量这个SCH信号携带的数据，这些数据包含在2X39比特中。

这样的一个过程会导致分析时长要比必要的分析时长长两倍。但是我们应注意到，这个过程可以取得在别的情形下无法取得的结果。然而，为了避免浪费时间，考虑到SCH信号的第二次重合是在510帧后才发生，我们可以开始执行同样的但针对在两次重合之间已经确定位置的另一个信标频率的过程。这样我们就引发了SCH型信号交织探测，这些信号每次都被探测一部分。我们可以很容易地看到本方法没有使整个分析时长翻两番，它只是稍微有所增长。

根据以本发明为依据的另一个方法，尤其是在GPRS5+1模式中，最大窗口的数量可以被减少到9个，我们可以使用不同的程序，移动电话通过这个程序向基站申请增加空闲时长以便使它从一帧延至两帧。这样，上面引发的所有问题就可以轻易地被解决了。如果是移动电话提出请求，则基站可以接受在下一个空闲帧后紧接的第一个帧中不向移动电话发送信息，也不等待任何来自移动电话的请求。例如，图1C中的26帧分布示意图中，与收8、发送9在一起的帧也会被保持空闲。如有需要，这个26帧的复帧可带着中和的第一帧(8-9)连续维持51帧，以便涵盖信标频率相对于输送节奏的滑动。

为了向基站发出让基站停止向移动电话发送或接收数据的请求，移动电话可以向基站方向发送一个信号，发送时机可以在最后一个时隙TX，在它的空闲帧之前，其训练序列与GPRS使用中的训练序列不同。这个不同的训练序列将被基站认出并被翻译成建立一个或多个附加空闲帧的申请。移动电话在做如上中断申请的同时甚至可以细化它所希望处于空闲状态的附加帧的数量和时限。在这种情况下，附加空闲帧的数量或位置将会包含在训练序列的彼此的数据的比特中。

Claims (8)

1、一种移动电话信号接收方法，

稳住一个振动器的频率，在第一个接收时隙开始之前(在这个时隙中该振动器应依照某一设定的频率振动)在振动器上加一个调节参数值，和

在这个时隙中用该振动器生成的一个信号对接收到的信号进行解调，

其特征在于：

由于没有在第一个时隙初始处与设定的频率会合，根据一个在该时隙中随着时间推移而变化的差值不断校正从振动器连向设定频率的连接解调。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于：通过校正被振动器生成的信号用正交解调的I和Q信号来校正解调。

3、如权利要求1和2的任何一项所述的方法，其特征在于：

选取接收到的已解调的信号，和

将解调样本的校正值引入一个表格，地址对应获取日期或这些已解调的样本的号码。

4、如权利要求1到3的任何一项所述的方法，其特征在于：

选取接收到的已解调的信号，和

通过一个模型，最好是指数模型，生成已解调的样本的校正值，日期与对应获取日期或这些已解调的样本的号码。

5、如权利要求1到4的任何一项所述的方法，其特征在于：

在上述一个时隙中测算递增的连接偏差以便一次推算出已解调信号的校正值。

6、如权利要求5所述的方法，其特征在于：前面的时隙是GSM移动通讯协议的一个FCCH信道的时隙，

最好借助一个仍在同一个FCCH信道之前的窗口在时间上保持稳定。

7、如权利要求1到6的任何一项所述的方法，其特征在于：

将根据连接之前介于振动频率和设定频率之间的公差被解调的信号的修正值乘以加权系数。

8、一种用于实现以权利要求1到7的任何一项所述的方法的主要用于传输GPRS型数据包的移动电话。

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