NO173760B - Fremgangsmaate og anordning for etablering av forbindelse i kortboelge-radionett - Google Patents

Abstract

Etablering av forbindelse mellom de enkelte stasjonene foregår ved hjelp av et anropssignal som består av et synkroniserings- og av et adressesignal. Det anvendes et markant synkroniseringssignal som er anpasset til overfringskanalen, som består av mark-og rom-signaler med smale bånd, som danner delsignalene i et diversitets-par. Anordningen inneholder en synkroniseringssignalmottager med midler for uavhengig påvisning og vurdering (18, 22) av begge delsignalene i diversitets-paret såvel med midler for sammenligning av de derav oppnådde resultatene.Ved hjelp av dette er den etablerte forbindelse mellom stasjonene i radionettet helautomatisk gjennom-frbar og også ved dårlig overføringskvalitet akti-. veres alltid bare denskede stasjonene.

Description

Oppfinnelsen gjelder en fremgangsmåte for etablering av forbindelse i kortbølge-radionett med flere stasjoner som oppviser en sender og/eller en mottager, ved hjelp av et anropssignal som sendes ut fra en sender og består av et synkroniserings- og av et adressesignal.

Kortbølgeforbindelser benytter hovedsakelig utbredelse av rombølger, som reflekteres i ionosfæren, for å gjennomføre en informasjonsoverføring over store distanser. På tross av utilstrekkelighetene til overføringskanalen for en rombølge-forbindelse - som for eksempel suslignende kanalforstyrrelser, tidsvarierende, dispersivt kanalforhold og nærvær av selektive forstyrrere - har denne overføringsmåten i den senere tid fått større betydning, takket være nye mikroprosessorteknikker og små kostnader i forhold til satellitter.

Spesielle problemer oppstår ved etablering av forbindelsen, fordi det alltid vil være en mer eller mindre stor frekvensdifferanse (offset) mellom sender- og mottager-frekvens og fordi det før oppkomst av forbindelse mellom sender og mottager ikke foreligger noen tidssynkronisering.

Overføringer foregår i dag vanligvis ved hjelp av enside-båndteknikk for økonomisk anvendelse av frekvensforrådet, hvorved det på sendersiden foretas en frekvensoversettelse av signalet fra tonefrekvensbåndet (300 Hz til 3,4 kHz) i et valgt HF-bånd og den omvendte operasjonen gjennomføres i HF-mottageren. Det mottatte signalet sendes videre i LF-området til demodulator- og dekoderkoblinger. HF-mottageren forføyer over automatiske forsterkningsreguleringer, hvorved total-ytelsen eller -spenningen innenfor den valgte mottakskanal-bredden danner regulerings-størrelsen. Derved innstiller det seg ved utgangen forskjellige støy- og nyttenivåer avhengig av spektralbredden av nytte- og forstyrrelsessignal, og dette innenfor vide grenser. Særlig hyppig påtreffes selektive forstyrrere, som oppviser mer signalenergi enn nyttesignalet, og kanalen virker da for det meste som opptatt.

Ved et selektivt anropsnett skal de forskjellige stasjonene la seg aktivere enkeltvis eller med et samleord. Selektivanropssenderen og -mottageren i de enkelte stasjonene er anbrakt i deres modulator - henholdsvis demodulatorblokk. Anropssignalene sammensettes av en setning av egnede amplityde-tid-funksjoner, som erkjennes av de enkelte mottagerne i kanalstøyen, og kan skilles fra hverandre. Også ved dårlig overføringskvalitet skal på den ene side ingen falske stasjoner og på den annen side de ønskede stasjoner alltid aktiveres.

Pilot-toneoverføringer, som er vanlige i dag, oppfyller ikke disse kravene, fordi feilsynkroniserings-sannsynligheten øker med nærvær av bestemte forstyrrelser.

Det er kjent, i tillegg til sender-mottagerdelene i stasjonene å anvende et relativt kostbart radioapparatsystem, med hvilket det kan fastslås, hvilken kanal som er fri og uforstyrret av nabosendere, og hvordan de momentane utbredelsesbetingelsene i ionosfæren er (Frequency Management System, Defence Electronics, Mai 1980, S. 21, 22). En helautomatisk etablering av en kortbølgeforbindelse er imidlertid ikke mulig med dette systemet. Ved forekomst av bevisst utsendte forstyrrelser (ECM) nytter en forutgående kanalanalyse bare lite, da den benyttede kanal straks forstyrres.

Endelig er det kjent fra internasjonal publikasjon

WO 82/02633 en HF-radiooverføringsmetode ved hvilken signalene blir kodet suksessivt med fem dobbelttone-kanaler. Et synkroniseringssignal sørger for nøyaktig taktstyring i mottakerne. Dette synkroniseringssignalet består også av fem dobbelttone-signaler av markerings- og mellomrom-type, som veksler serielt i en takt på 10 Hz, hvorved signalenes frekvens ligger i området fra 400 Hz til 2,7 kHz.

Det er oppfinnelsens oppgave å angi en fremgangsmåte av den innledningsvis nevnte art, med hvilken etableringen av kort-bølgeforbindelser mellom stasjonene i et radionett er helautomatisk gjennomførbar, hvorved også ved dårlig overføringskvalitet alltid bare de ønskede stasjonene skal aktiveres.

Denne oppgaven løses ifølge oppfinnelsen med en fremgangsmåte for synkronisering av mottakere i et kortbølge-radionett med en sender i samme nett med det formål å opprette forbindelse, hvorved den aktuelle sender utsender gjentatte kallesignaler, som er sammensatt av et synkroniseringssignal med forhåndsgitt lengde og et etterfølgende adressesignal, hvorved synkroniseringssignalet består av smal-båndede markerings- og mellomrom-signaler, som danner delsignaler av et diversitets-par og veksler periodisk med en modulasjonsfrekvens i størrelsesorden 10 Hz, og hvorved basisbåndbæreren for markerings- og mellomrom-signalene er fritt valgbar innen et frekvensområde på omkring 300 til 3.400 Hz. Fremgangsmåten kjennetegnes særskilt ved at i hver mottaker dannes observasjonsintervaller hvis lengde tilsvarer omkring halve lengden av synkroniseringssignalene, at inngangssignalene som i løpet av observasjons-intervallet innkommer til mottakeren, tilføres til to bearbeidelses- og avgjørelsesbaner tilordnet diversitets-parets delsignaler, at i hver bane bearbeides signalene først analogt og deretter digitalt, hvorved observasjonsintervallet vektlegges med vindusfunksjoner, hvis intervaller overlapper hverandre, og at endelig treffes en avgjørelse om hvorvidt et synkroniseringssignal foreligger eller ikke.

Anvendelsen av synkroniseringssignalet ifølge oppfinnelsen har den fordel, at det samtidig med bestemmelsen av frekvensoffset muliggjør en "bit"-synkronisering mellom stasjonene, idet fasen til det modulasjonssignal som modulerer bærersignalet, bestemmes på mottagerstedet. Modulasjonssignalet oppnås matematisk eksakt, da det ventede signalet er kjent. Derved kan en økning av feilsynkroniserings-sannsynligheten som forårsakes av nærværet av bestemte forstyrrelser, i stor grad unngås. Etableringen av synkroniseringssignalet av markerings- og mellomrom-signaler med smale bånd, som danner delsignalet i et diversitets-par, åpner muligheten for en separat deteksjon av disse delsignalene, hvilket øker påliteligheten av den etablerte forbindelsen ganske betraktelig. For sannsynligheten for at det i begge diversitets-kanalene forekommer en forstyrrer som samtidig nøyaktig treffer på markør-signalet, er lik null. En frekvensforandring på noen få Hz mellom forstyrrer og markør-signal er allerde ukritisk, da 500 underkanaler på hver 1 Hz undersøkes i området mellom 250 og 750 Hz ved hjelp av en spesiell s igna1forarbe ide1sesoperasj on.

Oppfinnelsen gjelder videre en mottakeranordning for gjennomføring av den nevnte fremgangsmåten, hvilken mottakeranordning defineres nøyaktig i det vedføyde patentkrav 7.

I det følgende skal oppfinnelsen forklares nærmere ved hjelp av et utførelseseksempel som er vist i tegningene. Derved viser: Fig. 1 et blokk-koblingsbilde av en vanlig kortbølgefor-bindelse med sender og mottager,

Fig. 2 en skjematisk fremstilling av et anropssignal,

Fig. 3 en skjematisk fremstilling av et

synkroniseringssignal ifølge oppfinnelsen,

Fig. 4 et diagram for forklaring av funksjonen,

Fig. 5 et blokkskjerna av inngangsdelen i en synkroniseringssignal-mottager ifølge oppfinnelsen. Fig. 6 et diagram for fremstilling av frekvensbelegningen av de enkelte filtrene i inngangsdelen fra figur 5, Fig. 7a, 7b et blokkdiagram av den numeriske signalforarbeidelsen i en synkroniseringssignal-mottager ifølge oppfinnelsen, og

Fig. 8 et diagram for funksjonsforklaring.

Ifølge figur 1 består en kortbølgeforbindelse som er vanlig anvendt i dag av en sender 1 og en mottager 2 mellom hvilke signalene overføres via et overføringsmedium 3. Datainnleveringen på sendersiden foregår i en modulator-/kodekobling 4, som er tilordnet til en tidsbasis 5. Utgangssignalet fra modulator-/koderkoblingen 4 er et LF-signal i tonefrekvensbåndet mellom 300 Hz og 3,4 kHz. Med dette LF-signalet foretas en frekvensoverføring til et valgt HF-bånd gjennom senderen 1, som er en HF-SSB-sender. Til senderen 1 er det tilordnet en frekvensbasis 6 i HF-båndets område. HF-utgangssignalet fra senderen 1 som utsendes i det tidsvarierende overføringsmediet 3, ligger eksempelvis i området mellom 3 og 30 MHz. Til dette HF-signalet kommer i tillegg et forstyrrelsessus ST inn i overføringsmediet 3.

I HF-SSB-mottager 2 til hvilken er tilordnet en HF-frekvensbasis 6' overføres det mottatte HF-signalet til et LF-signal i samme tonefrekvensbånd som på sendersiden, og tilføres til en demodulator-/dekoderkobling 7 som er tilordnet en tidsbasis 5'. Ved utgangen av demodulator-/dekoder-koblingen 7 foregår datautleveringen.

Når et kortbølgeradionett danner et såkalt selektivt anropsnett, er det et antall forskjellige stasjoner for hånden, som kan aktiveres enkeltvis eller med et samleanrop. Får å oppnå dette har hver av de deltagende stasjoner en selektiv anropssender og -mottager, som er anbrakt i modulator- og demodulatorblokken 4 hhv 7 i anordningen på figur 1 (se i tillegg eksempelvis DE-PS 3211325). Oppropssignalene, de såkalte anropssignalene sammensettes av en setning med egnede amplityde-tids-funksjoner, som oppfattes inne i kanalstøyen av de enkelte mottagerne, og kan skilles fra hverandre.

I figur 2 vises skjematisk et anropssignal som anvendes ved fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen. Dette består ifølge fremstillingen av et synkroniseringssignal SS og av et adressesignal AS. Mottageren betrakter i tidsintervallene lengden T og avgjør om det innenfor det aktuelle intervallet foreligger et synkroniseringssignal SS eller ikke. Iakttagerintervallene veies med en vindusfunksjon (figur 4). Fortrinnsvis reserveres en tidsvarighet på 2 s for synkroniseringssignalet SS. For at minst ett iakttagelsesintervall fullstendig skal overlappe sendersignalet i den opprinnelige, desynkrone tilstanden, kan T høyst oppgå til 4/3s. Derved er lengden T for iakttagelsesintervallet bare valgt riktig, når den er kortere enn koherenstiden Tc for det mottatte signalet. Med det valgte tidsvindu skal Tc > T/2. Andre kriterier som utbredelsen av de spektrale komponentene i synkroniseringssignalet SS ved fasevariasjoner på overføringskanalen og frekvensdriften mellom sende- og mottaksstasjon, som begge innskrenker iakttagelsestiden, har ført til en lengde på

iakttagelsesintervallet på T = ls.

Ved fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen kjenner mottageren ikke den nøyaktige bærerfrekvensen til senderen, men det foreligger imidlertid et ventet område i hvilket et anropssignal med størst sannsynlighet opptrer. Dette ventede område kan i avhengighet av teknologien i sender og mottager omfatte opptil 500 Hz og oppgår i det beskrevne utførelseseksempel til + 234 Hz. Innenfor dette området skal et anropssignal med sikkerhet være påvisbart, og dets frekvens offset skal avhengig av signal/støyforholdet bestemmes med en nøyaktighet på minst + 1 Hz. En entydig påvisning skal være mulig for et signal/støyforhold ned til minst - 24 dB, beregnet på 2 kHz båndbredde.

På grunn av det store ventede området kan det ikke anvendes noen meget smale filtere for filtrering av nyttesignalet fra støy. Særlig sterke, selektive forstyrrere hindrer en bestemmelse av nøyaktig frekvensoffset ved hjelp av vanlig analog teknikk. Derfor velges det et markant signal som synkroniseringssignal SS, som er tilpasset til overføringskanalen og godt kan påvises i en forstyrret omgivelse.

I figur 3 vises det synkroniseringssignal SS som anvendes i fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, hvorved amplityden V er oppført på diagrammets ordinat, og tiden t på abcissen. Dette synkroniseringssignalet som utsendes i løpet av tidsvarigheten T0, er et lavfrekvent bærersignal, som er frekvensmodulert med en firkantfunksjon og også er kjent som FSK-signal. Det består ifølge fremstillingen av "markerings"- og "mellomrom"-signaler.

Synkroniseringssignalet SS muliggjør samtidig ved bestemmelse av frekvensoffset en "bit"-synkronisering mellom stasjonene, idet fasen på modulasjonssignalet bestemmes på mottagerstedet. På sendersiden er modulasjonsfrekvensen forhåndsgitt kvarts-nøyaktig, og er kjent for mottageren. Fasen skal kunne bestemmes med en nøyaktighet på minst 0,5 rad.

Markerings- og mellomrom-signalene, hver for seg et AM-signal, er smalbåndede for å gi en likeformet variasjon av de mest intensive spektrale andelene ved selektiv fading. Frekvensavstanden mellom dem velges størst mulig, for å oppnå to signaler som er dekorrelert med hensyn på selektiv fading, men som begge imidlertid ligger innenfor de samme kanalene. Omtastfrekvensen er tydelig større enn fade-frekvensen, og tidsforløpsforskjeller skal spille en liten rolle.

På grunnlag av disse betingelsene og overlegningene velges en modulasjonsfrekvens på 16 Hz, for markerings-signalet en basisbåndbærer på 2 kHz og for mellomrom-signalet en basisbåndbærer på 500 Hz. Begge bærerne er imidlertid varierbare, for å muliggjøre adaptive forskyvninger av AM-signalene.

Markerings- og mellomrom-signalene betraktes av mottageren som et AM-diversitets-par og detekteres separat. Dette har den tilleggsfordelen, at deteksjonspåliteligheten stiger sterkt ved ulik forstyrrelsessignalfordeling på kanalen. Totalsignalet har konstant ytelse (ingen FSK, AM-andel), muliggjør en ikke-lineær forsterkerdrift og en optimal utnyttelse av sendertrinnet, og kan dessuten tydelig skilles fra selektive forstyrrelsessignaler.

Når HF-mottageren står i automatisk scan-drift, eksempelvis SELSCAN (registrert varemerke fra firma Rockwell-Collins), undersøker den periodisk ett bestemt antall programmerte kanaler på et mulig forekommende synkroniserings signal. Dette utsendes så lenge fra senderen, som en scan-syklus varer. Etter vellykket påvisning av et synkroniseringssignal stanser mottageren scan-driften og venter på adressesignalet AS (figur 2).

Som allerede nevnt, betrakter mottageren tidsintervaller av lengden T og avgjør, om det foreligger et

synkroniseringssignal innenfor det aktuelle intervallet. Derved veies iakttagerintervallet med en vindusfunksjon. I figur 4 vises i linje a et synkroniseringssignal SS av lengden T0, i linjene b og c (ikke i riktig målestokk) vinduene i observasjonsintervallene, og slik at det i linje b vises liketallige vinduer Fn_2, Fn, Fn+2 <o.>s.v. og i linje c de uliketallige Fn-1, <F>n+1, o.s.v.

Som det fremgår ved en sammenligning av linjene b og c på figur 4, overlapper de enkelte intervallene hverandre i omtrent halvparten av tiden, for å muliggjøre en mest mulig fullstendig observasjon over tidsaksen t. Lengden T for et observasjonsintervall oppgår til 1 s og er bestemt av lengden T0 til synkroniseringssignalet SS og av koherenstiden Tc for kanalen.

Deteksjonsverdier for to observasjonsintervaller som overlapper hverandre, er på grunn av vindusfunksjonen praktisk talt statistisk uavhengige, slik at det under en varighet T for utsendelse av synkroniseringssignalet SS kan uttas omtrent 2 T0/T deteksjonsverdier. I tillegg muliggjør et egnet valg av vindusfunksjon en høy dynamikk i det spektrale området efter gjennomføring av den raske Fourier-transformasjonen FFT (figur 7a).

Ved en lengre utsendelse av synkroniseringssignalet SS ville det naturligvis oppstå en forhøyelse av påvisnings-sannsynligheten.

En vesentlig større tilleggsgevinst oppstår imidlertid når deteksjonsverdiene tas som middel av flere observasjonsintervaller. Mottageren akkumulerer derfor løpende påvisningsverdier i en "tapsbeheftet integrator" eller også i et digitalt lavpassfilter. I denne integratoren utkrystal-liseres de ønskede komponentene fra de stokatiske komponentene som i et puslespill stykke for stykke, slik at det til en viss nyttbar integreringstid oppstår et bilde av synkroniseringssignalet som blir merkbart skarpere, fra hvilket såvel bærerfrekvensen som også fasevinkelen kan bestemmes.

Det signal/støyforhold som minst er nødvendig for en vellykket påvisning og synkronisering, kan således innen visse grenser, avhengig av varigheten av utsendelsen av synkroniseringssignalet, senkes til ca. -24 dB ved 2 kHz støybånd-bredde.

Etter utsendelsen av synkroniseringssignalet SS og dettes deteksjon, er samtlige selektive anropsmottagere som står på den samme anropskanalen, synkronisert. Det følger nu umiddelbart etter synkroniseringssignalet SS et adressesignal AS, som foretar det egentlige, selektive opprop. Etter fore-tatt påvisning av adressesignalet er så også ordsynkroni-seringen, d.v.s. den fullstendige tidssynkroniseringen mellom sender og mottager, etablert.

Mottageren gjennomfører to uavhengige påvisninger og vurderinger av de to delsignalene i diversitets-paret og sammenligner resultatene etterpå. De to additivt forstyrrede mottaks-signalene omdannes i løpet av hver observasjonstid T av en A/D-omdanner etter foregående analog forarbeidelse (filtrering og blanding) i en sekvens på hver N numeriske verdier. I denne sammenheng skal det henvises til, at det her med en mottager menes en demodulator/dekoder i LF-frekvensområdet, sammenlign demodulator/dekoder 7 i figur 1).

I figur 5 vises inngangsdelen E i synkroniseringssignal-mottageren som gjennomfører analogforarbeidelsen. Det mottatte signalet r(t) føres først gjennom et felles kanalfilter 8 med et passbånd på 300 Hz til 3.4 kHz, ved hvis utgang er ansluttet to veier 9A og 9B for de to delsignalene i diversitets-paret. Med en første blander 10A henholdsvis 10B oppblandes signalene i hver vei ved hjelp av en variabel oscillator i det samme mottagerbånd A henholdsvis B (sammenlign figur 6) og filtreres deretter med et mellomfrekvens-filter, 11A, 11B, hvis passbånd ligger ved ca. 4,5 kHz. Derved unngås spektrale overskjæringer ved denne forseleksjon av signaler og dermed på best mulig måte en overstyring av mottageren såvel som den "aliasing"-effekt som utkobles ved den digitale signalforarbeidelsen (avtastings-frekvens mindre enn det dobbelte av høyeste frekvens av signalene).

En AGC-forsterker 12 er ansluttet til hvert av mellom-frekvensfilterne llA, iiB. For å holde avtastingshastigheten så lav som mulig, sammenblandes i hver vei 9A, 9B de to frekvensområdene mark og rom på 500 Hz båndbredde med en andre blander 13 i basisbåndet på 250 Hz til 750 Hz, som anvendes som fast forarbeidelsesbånd. Derefter følger en filtrering med et speilfrekvensfilter 14A, 14B, for å oppnå en dempning. Utgangssignalet rA(t) og rB(t) fra speilfrekvens-filteret 14A henholdsvis 14B kommer hvert inn i en prøvetager 15 med en etterkoblet A/D-omdanner 16, på hvis utgang det ligger en signalvektor r^ henholdsvis r^.

Signalvektoren ?A og rB inneholder hver N verdier, som først kommer til et bufferlager 17, hvorfra de kan anropes fra en signalprosessor. Bufferlageret 17 består av tre del-lagere av størrelse N/2. En del står til disposisjon for A/D-omdanneren 16 og to deler for bearbeidelse av prosessoren.

I figur 6 er frekvens-belegningen fremstilt ved de forskjellige filtere i inngangsdelen E (figur 5), hvorved frekvensen f er angitt på abcissen i kHz. Den strekede kjennelinjen H8(f) tilsvarer pass-karakteristikken for totalkanalfilteret 8, den strekpunkterte kjennelinjen H14(f) pass-karakteristikken for speilfrekvensfilteret 14A, 14B, og pilen P representerer avføler-signalet. Avfølerfrekvensen oppgår ifølge fremstillingen til 2,048 kHz. Kjennelinjen Hc(f) representerer det faste forarbeidelsesbåndet (basisbånd fra 250 til 750 Hz), kjennelinjen HA(f) det variable mottagerbåndet for det ene delsignalet (vei 9A, figur 5) og kjennelinjen HB(f) det variable mottagerbåndet for det andre delsignalet (vei 9B, figur 5) for diversitets-paret. H11(f) er endelig pass-kurven for mellomfrekvens-filteret 11A, 11B (figur 5).

I tilslutning til den ved hjelp av figur 5 beskrevne analoge foregår den numeriske signalforarbeidelsen av synkroniserings-signalmottageren, som er fremstilt i figur 7 i blokkdiagram. Dette blokkdiagrammet viser de enkelte funksjonstrinnene ved signalforarbeidelsen, slik de gjennomføres av den tilsvarende del av synkroniseringsmottageren som er dannet ved hjelp av en signalprosessor. I sammenheng med figur 7, betraktes bare en halvpart av diversitets-mottakeren (signalvektor rt), da denne er oppbygget fullstendig symmetrisk. Med den andre signalvektoren (tb) foregår den samme signalforarbeidelsen i prosessoren som med den første ( xt) , bare med andre tallverdier. Figur 7 er på grunn av oversiktligheten oppdelt i to figurer, 7a og 7b. Figur 7a viser signalforarbeidelsen til den såkalte hypoteseavgjørelsen og figur 7b viser de gjenværende funksjonstrinnene.

Signalprosessorens resultat etter den numeriske signalforarbeidelsen inneholder den valgte hypotese, om det foreligger et synkroniseringssignal (Hi) eller ikke (Ho). Dersom det foreligger (Hi) avgis en vurdering for frekvensoffset og fasen for begge signalene r? og r? såvel som for verdiene fra deres signal/strøyforhold. Med den numeriske signalforarbeidelsen, som gjennomføres i sann tid, undersøkes i det vesentlige om mottagervektoren ~ r for det N-dimensjonale vektorrommet IR ligger i avgjørelsesområdet for hypotese Hi eller Ho. Avgjørelses-området har form av en N-dimensjonal kjegle med spissen i origo for rommet IR . Verdien av r<*> (eller total-ytelsen til mottagersignalet) påvirker ikke denne avgjørelsen. For hypoteseverdien baseres bare på retningen av Avgjør-elsesområdet er således et N-dimensjonalt romvinkelområde. Undersøkelsen av "r<*> når det gjelder dens avgjørelsesområde foregår ved hjelp av de regnealgoritmer som er beskrevet nedenfor i sammenheng med figur 7, som fremstiller lineære og ikke-lineære koordinattransformasjoner.

Den første regneoperasjonen, som de N verdiene for signalvektoren ta underkastes (og også tb , hvilken som nevnt, ikke er fremstilt), er vektleggingen med vindusfunksjonen F, og derefter følger en Fourier-transformasjon. Den sistnevnte avbilder vektoren "r<*> for rommet IK i r<*>'for rommet

Den anvendte Fourier-transformajonen er en såkalt rask Fourier-transformasjon FFT som utgjør en versjon av den diskrete Fourier-transformasjonen som er raskere å regne ut. Da synkroniseringssignalet er av periodisk natur, oppstår med overgangen til frekvensområdet ved —r ■+) en separasjon i egentlige signal- og støykomponenter. Denne separasjonen i form av en filtrering er bedre, jo høyere den spektrale oppløsningen av Fourier-transformasjonen er. Oppløsningen på sin side bestemmes ved observasjonstiden T eller "størrelsen" på FFT.

Med T = ls og en avfølerfrekvens fr på 2,048 kHz eller N = 2048 oppnås i hovedsak en spektral oppløsning på 1 Hz, ved innføring av en vindusfunksjon F oppstår riktignok en forbedring av hovedtoppen i nyttesignalspekteret på 2 Hz, og en korrelasjon av nabostøtteverdier i støyspekteret. Den fine oppløsningen gir imidlertid tilstrekkelig ukorrelerte regnever-dier mellom bæreren og de 16 Hz sidelinjene i det AM-modulerte signalet, til enkelt å kunne vurdere støyen. Oppdelingen i signal og støy muliggjør nu oppsøking av et mulig forekommende synkroniseringssignal, dets lokalisering i frekvensområdet mellom 250 og 750 Hz og bestemmelse av modulasjonsfasevinkelen.

Den del av signalforarbeidelsen som følger efter Fourier-transf ormas jonen FFT, tjener til demodulering (identifikasjon) av diversitets-paret, støy-estimering, signalintegrasjon (akkumulasjon) for vanskelig detekterbare nyttesignaler, og til hypoteseavgjørelse. Alle disse delene av signalforarbeidelsen løses naturligvis som numeriske operasjoner i signalprosessoren.

I det på forhånd beregnede spekteret foretas nå en demodulasjon som er spesielt tilpasset til markørsignalet, hvorved flest mulig karakteristiske kjennetegn bestemmes. Ved det viste utførelseseksempel gjennomføres en slags synkron AM-demodulasjon for en modulasjonsfrekvens A = 16 Hz, og dette for ethvert mulig oppholdssted m for signalet, dvs. når M = antall av verdier m, for ca. M = 500 verdier. Demodulasjonen foregår i frekvensområdet. Den anvendte metoden betegnes som en frekvens-autokorrelasjons-funksjon:

Derved er S(f+A) det øvre sidebåndet, S(f-A) det nedre sidebåndet og S(f) er bæreren, S<*> er den konjugerte, komplekse verdien.

Den numeriske versjon av frekvens-autokorrelasjonsfunksjonen lyder på følgende måte:

Derved er A = AT = 16 og fg vindusf unks jonens spektrale båndbredde.

Forstyrrelsessignaler, også AM-signaler med en annen modulasjon enn 16 Hz gir derved tilsammen bare små signalener-gier, da vektorene for S(f+A), S(f~A) og S(f) ikke understøtter hverandre. I figur 7a er det inntegnet demodulatorer 18 og 19,

i den første demodulatoren 18 bestemmes vektoren av frekvens-auto-korrelasjonsfunksjonen f"^ (A) og i den andre demodulatoren 19 den tilsvarende feilvektor ^ Z~.% . Derved tas følgende kjennetegn for demodulasjonen i betraktning:

- Sidebåndlinjene må være på riktig frekvenssted.

- Sidebåndlinje-signalenergien må når det gjelder bærere, falle innenfor et visst område som er riktig for AM. —> - Vektoren 2^ for den numeriske versjonen av frekvens-autokorrelasjonsfunksjonen og den tilsvarende feilvektor, må ligge innenfor visse grenser. Ideelt var 2L-»e>o^ a2 0.

Denne numeriske synkroniseringssignal-demodulasjonen er fremstilt i figur 8. Det kan sees at det utgås fra bæreren r'^

(komponent av vektoren?' for S(f)), og fra det øvre og nedre sidebånd r^^hhv. r'™- Z (komponenter til vektoren £' for S(f+A) hhv. S(f-A).

Verdiene r* m_ x , r ' m+ x °<9> _T befinner seg i et frekvensstøtteverdilager 24. Den konjugert-komplekse verdien av r' rr>- X °9 av multipliseres med r'm hhv. med r' m+£ og resultatene av denne multiplikasjonen adderes og subtraheres, hvorved det dannes verdier for vektoren (numerisk versjon av frekvens-autokorrelasjonsfunksjonen) og for feilvektoren A —tDisse verdiene anbringes i tilsvarende lågere 25 og 26 for den numeriske versjonen av frekvens-autokorrelasjonsfunksjonen hhv. for feilvektoren.

Denne operasjonen er relativt enkel for et AM-signal. Men

i prinsippet eksisterer det en annen ideell demodulator for hver modulasjonsart og for hvert markørsignal. Med valget av fg . T = 0,5 ble den optimale og samtidig enkle demodulasjons-algoritme funnet. For bæreren m i AM-signalet gjelder i det valgte utf ørelseseksempel: 266 <_ m <^ 734. Resultatene av demodulasjonen for hver frekvens i det ventede signalområdet lagres først.

Støyestimatoren er betegnet med henvisningstallet 20 i figur 7a. Avgjørelsen over hypotesene, om det foreligger et synkroniseringssignal eller ikke, må bedømmes med grunnlag i signal/støyforholdet, da verken signalenergi eller støyeffekt på forhånd er kjent for mottageren. Avgjørelsesterskelen avledes fra feilalarmsannsynligheten.

Bestemmelsen av støyen (tilsvarer den antatte verdien av variansen J5.£ ) foregår ved hjelp av de spektrale støtte-verdiene som ligger i den nære omgivelse av . r' ~

m. ' — r*-A.

og r* m. x (figur 8) og leverer på denne måten en lokal effekt-tetthet i omgivelsene til synkroniseringssignalet. De utvalgte støtteverdiene demoduleres ganske likt som sidebåndene demoduleres ved hjelp av den demodulasjon som er beskrevet i figur 8. Men A er ikke mer lik 16.

—* Støyestimeringen skal være en kombinert variabel jL av støyenergi og støybedømmelse, for å oppfange såvel "hvit" støy som også forstyrrelsessignaler i sin innflytelse. De detek-terte Zpormeres for hver mulig frekvens etter den lokale støyvariable ( 5£ ) , og disse normerte verdiene (T, ^T) ledes inn til en avgjørelsesanordning 21, hvorved det for komponentene av og A. _1 gjelder:

Dersom det er et meget lavt signal/støyforhold, er det sørget for en akkumulasjon i form av digitalfiltere, som anvender verdiene 1_ og over flere observasjonsintervaller, hvilket fører til en forbedring av signal/støyforholdet. Et eksempel på en slik filtrering er i figur 7a betegnet med henvisningstallet 22. Gevinsten kan uten videre oppgå til 14 dB ved akkumulasjon av 20 observasjonsintervaller.

For signaldeteksjonen er alene grunnstøyen utslagsgivende, hvilket bestemmer deteksjonsterskelen. Enkelte smale linjer med store effekttettheter sammenlignet med denne grunnstøyen må fjernes fra støystatistikken. Ved hjelp av støybedømmelsen oppnås en beskyttelse mot farlige feilsignaler. Feilsignaler er derved signaler som ligner synkroniseringssignalet med eksempelvis nesten lik modulasjonsfrekvens eller for kort tilstede-værelsetid.

For å forhindre at slike feilsignaler på feilaktig måte bedømmes som synkroniseringssignal, dannes det en andre støystatistikk av direkte naboverdier til bæreren for demodulasjon og sidebånd r' hhv. r' , r' (modulas jonsf rekvens er lik 16 Hz), og de to støystatistikkene divideres, hvorved kvotienten avgjør, hvilken støystatistikk som skal anvendes. I allmennhet oppnås imidlertid den allerede nevnte, kombinerte variable

De teststørrelser 1 w , A J.m } ^ <>3 a / ^ som nå er normert, og som oppstår fra N avfølerverdier av en tidsfunksjon av varigheten T eller flere T, prøves i avgjørelsesanordningen 21 (Decision-Gate). For hvert observasjonsintervall T som overlapper det forangående og følgende intervall, tildeles først for hver frekvens m (266<_ m <_ 734) størrelsene _1 ^ og Al.** • Intervall-overlappinger anvendes bevisst ved den raske Fouriertransformasjonen FFT, for å tilbakevinne energitap ved hjelp av vindusfunksjonen F.

Den første test lyder:

Er utgangen positiv, altså Hi (=synkroniseringssignal foreligger) så undersøkes:

Ved denne betingelse, med hvilken den spektrale symmetrien undersøkes, må terskelen være avhengig av størrelsen I iM | , Størrelsen a i den første testen er på sin side en viss funksjon av støystatistikken. For et bestemt antall anvendte støystøtte-verdier lar det seg angi en optimal terskel, som lagres i en RAM-tabell. Dersom JL m hhv A 1. m ikke oppfyller denne testen, så settes disse vektorkomponentene lik null. Verdiene i.'^» og A^l'^ avgjøres ifølge samme fremgangsmåte.

For bestemmelse av signal/støy-kombinasjonsstørrelsene SNRa (hhv. SNRb i den andre delen av diversitets-paret) (figur 7b) behøver bare maksimum for og / i'm / å søkes. Dette maksimum er da lik signal/støyforholdet for denne kanalen i omgivelsene av synkroniseringssignalet.

For bestemmelse av frekvensen og fasen til synkroniseringssignalet er det for det valgte synkroniseringssignalet ved anvendelse av en hvilken som helst type diversitet nødvendig med en såkalt ""Diversity Combining" (figur 7b). Derved er det viktig, at det ved synkroniseringssignal-oppbyggingen hersker kjente, faste betingelser mellom de enkelte signalene. Ved valgte diversitets-par av to AM-signaler er det takket være detektorsymmetrien bare å ta i betraktning faseforskyvingen av modulasjons-signalene på 16Hz med vinkelen Tf , dvs. det dannes:

Bare når det på begge kanalene A og B avgjøres Hi for hypotesen finner det sted en diversitetskombinasjon 23 . i tilfelle av en kombinering oppnås således en gevinst på 3 dB for fase- og frekvensestimeringen. På kortbølgekanaler er imidlertid allerede anvendelsen av frekvensdiversitet i og for seg beheftet med en høy gevinst, da en kanal ofte er sterkt forstyrret eller lider under fading.

Frekvens- og faseestimeringen gjennomføres på summen

Dersom Hi oppfylles på flere steder på frekvensaksen, utvelges den frekvens som har den høyeste ™ betegner da den antatte frekvensstillingen og fasen <fi bestemmes i en tabell med arctg-verdier av vektorkomponentene

Den synkroniseringssignal-mottaker som arbeider ifølge den beskrevne fremgangsmåten, har den fordel, at mange parametere kan optimeres og varieres takket være fullstendig "software"-sanntid-realisasjon av mottageren. Deteksjonsfølsomheten kan eksempelvis optimeres for en på forhånd gitt estimerings-pålitelighet. Hovedfordelen med mottageren består i den store fleksibiliteten i spesifikasjonen, i den aldringsfrie gjennom-føringen og i oppnåelsen av en deteksjonssikkerhet som ligger nær den teoretisk maksimalt oppnåelige. Dette muliggjøres ved hjelp av det operasjonsforløpet som er vist i figur 7 og ved den digitale signalforarbeidelsen, som først muliggjør den fordrede nøyaktighet.

Systemet kan utvides uten merutgifter til flere sender-kanaler for scan-drift og det er også mulig med mikro-scan-drift (oppdeling av en kanal med 3 kHz bredde i 500 Hz delkanaler). Dessuten kan avdrift korrigeres løpende efter deteksjonpåvisning av frihetsgradene frekvens og fase og istedenfor synkroniseringssignalet kan det på lignende måte inngå en langsom datafor-bindelse, idet de nå kjente frihetsgradene erstattes med nye. Med den beskrevne "hardware" kan det således oppstilles et selektivt anropssystem og av dette kan det igjen avledes et datamodem for lave baud-hastigheter, idet data inngår istedet for den selektive anropsadresse.

Dessuten er det beskrevne systemet takket være det store forventningsområdet for synkroniseringssignalet i stand til, på grunn av egne kanalmålinger (= passiv kanalanalyse) adaptivt i begynnelsen å foreta en frekvensforskyvning ved siden av forstyrrelses-signalet, uten at mottageren derfor må oppvise en scan-drift. En forbindelse-oppbygging oppnås praktisk talt alltid uten kanalveksling, d.v.s. uten syntheziser-inngrep.

Enda et annet slag av radio-drift benytter oppfinnelsens store S/N-overlegenhet, idet nemlig forbindelser med svake sende-effekter og "dårlige" antenner kan oppstilles på denne måten.

Som ECCM-drift er det eksempelvis mulig å gjemme det egne signalet bak sterke (eksempelvis fiendtlige) sendere. Dette gjør det umulig med en rask peiling eller forstyrrelse under nettopp-bygging eller under nettkontroll/nettdrift.

Claims (12)

1. Fremgangsmåte for synkronisering av mottakere (2) i et kortbølgeradionett med en sender (1) i samme nett med det formål å opprette forbindelse, hvorved den aktuelle sender (1) utsender gjentatte kallesignaler, som er sammensatt av et synkroniseringssignal (SS) med forhåndsgitt lengde (T0) og et etterfølgende adressesignal (AS), hvorved synkroniseringssignalet (SS) består av smal-båndede markerings- og mellomrom-signaler, som danner delsignaler av et diversitets-par og veksler periodisk med en modulasjonsfrekvens i størrelsesorden 10 Hz, og hvorved basisbåndbæreren for markerings- og mellomrom-signalene er fritt valgbar innen et frekvensområde på omkring 300 til 3.400 Hz, karakterisert ved at i hver mottaker (2) dannes observasjonsintervaller hvis lengde (T) tilsvarer omkring halve lengden (T0) av synkroniseringssignalene (SS), at inngangssignalene (r(t)) som i løpet av observasjons-intervallet innkommer til mottakeren (2), tilføres til to bearbeidelses- og avgjørelsesbaner (9A, 9B) tilordnet diversitets-parets delsignaler, at i hver bane (9A, 9B) bearbeides signalene først analogt og deretter digitalt, hvorved observasjonsintervallet vektlegges med vindusfunksjoner (F), hvis intervaller overlapper hverandre, og at endelig treffes en avgjørelse om hvorvidt et synkroniseringssignal (SS) foreligger (Hx) eller ikke (Hg)•

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at i hver bane (9A, 9B) omvandles signalene på slutten av den analoge bearbeidelse til en sekvens med et antall (N) av —*» —» numeriske verdier, som danner vektorer (rA, rB) med et antall vektorverdier som tilsvarer det aktuelle antall (N) numeriske verdier, og at det med den digitale bearbeidelse testes hvorvidt ■■i i Jr \p vektorene (rA, rB) ligger innen avgjørelsesområdet for en hypotese <synkroniseringssignal (SS) foreligger ( E-^) eller foreligger ikke (H0)>.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 2, karakterisert ved at den første operasjon i den digitale bearbeidelse utgjøres av en hurtig Fourier-transf ormas jon (FFT), som resulterer i en separasjon i egentlige signal- og støykomponenter.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3, karakterisert ved at i tillegg til den hurtige Fouriertransformasjonen (FFT) foretas en demodulering av diversitets-paret, en støy-estimering og eventuelt en signalintegrering for vanskelig detekterbare nyttesignaler, og at resultatene av disse operasjonene danner basis for avgjørelsen <synkroniseringssignal (SS) foreligger ( H-^) eller foreligger ikke (H0)>.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 4, karakterisert ved at nyttesignalene normeres med hensyn på støy, slik at bare størrelser som er avhengige av signal/støyforholdet (SNR) for avgjørelsen <synkroniserings-signal (SS) foreligger (H-^) eller foreligger ikke (H0)> oppnås, og forstyrrelsesbærere og feilsignaler elimineres på forhånd.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 5, karakterisert ved at etter avgjørelsen <synkroniseringssignal (SS) foreligger (H-jJ eller foreligger ikke (H0)>, finner det sted en diversitetskombinasjon, som frekvensen (m) og fasen (cp) for et kjent synkroniseringssignal (SS) bestemmes på grunnlag av.

7. Mottakeranordning i en mottaker (2) i et kortbølge-radionett for mottaking og gjenkjennelse av synkroniserings-signaler (SS) som utsendes periodisk fra en sender (1) i nettet med det formål å opprette forbindelse, hvorved synkroniserings-signalene (SS) består av smal-båndede markerings- og mellomrom-signaler, som utgjør delsignaler av et diversitets-par, som veksler periodisk med en modulasjonsfrekvens i størrelsesorden 10 Hz, og som et adressesignal (AS) følger etter, og hvorved basisbåndbæreren for markerings- og mellomrom-signalene er fritt valgbar innen et frekvensområde på omkring 300 til 3.400 Hz, karakterisert ved midler for bearbeidelse og evaluering av signalene (r(t)) som ligger på mottakeranordningens inngang, to bearbeidelsesbaner (9A, 9B) som er oppbygd likt, og som er tilordnet delsignalene i diversitets-paret, analogt arbeidende enheter (10-15) omfattende en A/D-omformer (16) i en første del av hver bearbeidelsesbane (9A/ 9B)/ og digitalt arbeidende enheter i en andre del av hver bearbeidelsesbane (9A, 9B), hvorved denne andre del oppviser minst en vindus-danner (F) for vektlegging av tidsintervaller, en hurtig Fouriertransformasjons-enhet (FFT), en demodulasjonsenhet (18, 19) for diversitets-paret, en støy-estimator (20) og en avgjørelsesenhet (21) for å gi en avgjørelse for hypotesen <synkroniseringssignal (SS) foreligger (H^) eller foreligger ikke (H0)>.

8. Anordning ifølge krav 7, karakterisert ved at det er anordnet et total-kanalfilter (8) som er ansluttet foran begge baner (9A, 9B).

9. Anordning ifølge krav 7, karakterisert ved at hver av banene (9A, 9B) i sin første del har minst en første og en andre blander (10A, 10B, 13), et mellomfrekvens-filter (HA, 11B) mellom blanderne og en samplingsanordning (15) og en A/D-omvandler (16) .

10. Anordning ifølge krav 9, karakterisert ved at hver A/D-omvandler (16) er koplet etter et bufferlager (17) for lagring av et antall (N) utgangsverdier fra A/D-omvandleren, som danner inngangs-størrelsene for den andre del av hver bane (9A, 9B).

11. Anordning ifølge krav 7, karakterisert ved at det er anordnet en signalprosessor som leverer signal/støy-kombinasjonsstørrelser (SNRA, SNRB) for de gjenkjente delsignaler i diversitets-paret ved en avgjørelse <Synkroniseringssignal (SS) tilstede>.

12. Anordning ifølge krav 11, karakterisert ved at signalprosessoren er utformet for å foreta en diversitets-kombinasjonsoperasjon etter avgjørelsen <Synkroniserings-signal (SS) tilstede>, gjennom hvilken frekvensen (m) og fasen (cp) for det gjenkjente synkroniseringssignalet (SS) kan bestemmes.