CN1164056C - 正交频分复用接收机中的粗略频偏估算器及其方法 - Google Patents

Abstract

正交频分复用接收机中的估算粗略频偏的设备，包括：缓冲器，接收解调符号X(k)和循环移位X(k)预定移位量d，输出移位符号X(k+d)；基准符号发生器，产生基准符号Z(k)；计数器，用于计数d；部分相关器，接收X(k+d)和Z(k)，计算部分相关值

，其中d的范围在-N/2和N/2之间；最大值检测器，得到部分相关值最大的量d，和输出d作为估算的粗略频移量。因此，可通过少量计算进行稳定的粗略频偏估算。

Description

正交频分复用接收机中的粗略 频偏估算器及其方法

技术领域

本发明涉及一种正交频分复用(OFDM)接收机，特别是涉及一种OFDM接收机中的粗略频偏估算器(coarse frequency offset estimator)，和一种估算粗略频偏的方法。

背景技术

图1是表示传统OFDM接收机结构的方框图。参照图1，传统的OFDM接收机包括OFDM解调器10和粗略频偏估算器12。OFDM解调器10包括射频(RF)接收机101、模/数转换器(ADC)102、同相/正交(I/Q)分离器103、频率校正器104、快速傅立叶变换器(FFT)105、和维特比(Viterbi)解码器106。粗略频偏估算器12包括寄存器121、复数数据乘法器122、快速傅立叶反变换(IFFT)123、最大值检测器124、计数器125、和基准符号发生器126。

在具有该结构的接收机操作过程中，首先，RF接收机101接收RF波并输出RF信号。ADC 102量化RF信号。I/Q分离器103从量化的RF信号中分离同相(I)分量和正交(Q)分量。频率校正器104执行频率校正。FFT 105接收校正了频率的信号，并对校正了频率的信号执行傅立叶变换，由此执行解调。维特比解码器106解码解调的信号。

同时，解调的信号存储在粗略频偏估算器12的寄存器121中，并作为接收的信号X输出。由基准符号发生器126输出的基准符号用Z表示。当接收的符号具有ω的帧同步偏移并且不存在频偏时，如果接收符号X和基准符号Z的第k个子载波分别是X_k和Z_k，则X_k和Z_k具有X_k＝Z_ke^-j2πω/N的关系。复数数据乘法器122使X_k的共轭值乘以Z_k的共轭值。由IFFT 123傅立叶反变换从复数数据乘法器122输出的信号，并输出下面的信号h_n：

$h_n=\mathrm{IFFT}\left\{{\mathrm{XZ}}^{*}\right\}$

$=1/N\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k{Z}_k^{*}{e}^{j2\mathrm{\πkn}/N}$

$=1/N\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_k{e}^{-j2\mathrm{\πk\ω}/N}{Z}_k^{*}{e}^{j2\mathrm{\πkn}/N}\·\·\·\left(1\right)$

$=1/N\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{{\left|Z_k\right|}^{2}e}^{j2\mathrm{\πk}(n-\mathrm{\ω})/N}$

$=\mathrm{\δ}(n-\mathrm{\ω})$

相对于发射的信号Z_k具有频偏Δf_i整数倍的接收符号X_k可以表示为Z_k-Δfi ^*e^-j2πkω/N，结果等式1可以表示为下面的等式2：

$h_n=\mathrm{IFFT}\left\{{\mathrm{XZ}}^{*}\right\}$

$=1/N\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k{Z}_k^{*}{e}^{j2\mathrm{\πkn}/N}\·\·\·\left(2\right)$

$=1/N\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{K-{\mathrm{\Δf}}_i}^{*}{e}^{-j2\mathrm{\πk\ω}/N}{Z}_k^{*}{e}^{j2\mathrm{\πkn}/N}$

等式2的结果与得到时域中两个信号卷积的过程相同，并且结果值h_n是信道脉冲响应(CIR)。如上所述，在频域具有基准符号的OFDM系统可以通过使用接收的符号得到CIR。这里，由于基准符号Z包含伪噪声(PN)序列，因此，只有频偏Δf_i等于零，或者只有得到具有较小值的噪声峰值时，才存在最大峰值。通过使用这种关系，粗略频偏估算器12相对于Δf_i移位(shift)接收的符号并且最大值检测器124根据等式2检测最大峰值。计数器125得到产生最大峰值的移位量Δf_i。移位量Δf_i成为作为将要检测的频偏的整数倍的偏移值F_o，偏移值F_o建立了如下面等式3所表示的关系：

$F_o{=}_{{\mathrm{\Δf}}_i}^{\max }\left\{\max \mathrm{amp}\right[\mathrm{IFFT}\left\{X_{R}Z\right\}\left]\right\}\·\·\·\left(3\right)$

其中Z表示基准符号，和X_R表示为通过在频域中把接收符号X的单个子载波X_k移位Δf_i得到的符号X_((k+Δfi))N。

根据该粗略频偏估算方法，如上所述的传统OFDM接收机可以在不考虑信道环境或帧同步差错的情况下理论和实践地估算基本精确的频偏。但是，该方法有太多的计算过程。因此，需要非常复杂的快速傅立叶反变换(IFFT)模块以便在预定的短时间周期内估算精确的频偏。而且，长的响应时间导致过多的时延。

为解决该问题，公开了另一种传统的粗略频偏估算方法。根据该方法，首先，为了求出频偏对接收符号的影响，定义f_k和f_off。这里，f_k表示第k个子载波的频率，和f_off表示实际的频偏。该频偏表示为几倍的子载波频率空隙(interspacing)。通常，频偏包括表示为子载波频率空隙的整数倍的偏移，和表示为子载波频率空隙的质数倍的偏移，并各自处理这些倍数。因此，f_k+f_off的每一项可以定义为下面的等式4：

$f_k=\frac{k}{T_s}$

$f_{\mathrm{off}}=\mathrm{\Δf}\frac{1}{T_s}=({\mathrm{\Δf}}_i+{\mathrm{\Δf}}_f)\frac{1}{T_s}\·\·\·\left(4\right)$

其中Δf表示由几倍的子载波频率空隙表示的子载波频偏。而且，Δf表示为整数Δf_i和满足状态-1/2＜Δf_f＜1/2的浮点数Δf_f的和。在该状态下，第n个符号的接收符号表示为下面的等式。但是，为了便于显示下面等式5，假设没有噪声存在。

$r_n\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}{e}^{j2\mathrm{\π}[\frac{k}{T_s}+(\mathrm{\Δ}{f}_i+{\mathrm{\Δf}}_f)\frac{1}{T_s}]\frac{T_s}{N}m}\·\·\·\left[5\right]$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}{e}^{j2\mathrm{\π}(k+\mathrm{\Δ}{f}_i+{\mathrm{\Δf}}_f)m/N}$

其中C_n，k表示频域中第n个符号的第k个子载波，和N表示OFDM子载波的数目。

同时，当频偏中的频偏Δf_i的整数倍是零时，解调信号

表示为下面的等式6：

${\hat{C}}_{n,p}^{\′}=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\πmp}/N}$

$=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}{e}^{j2\mathrm{\π}(k+{\mathrm{\Δf}}_i)\frac{m}{N}}{e}^{-j2\mathrm{\πmp}/N}$

$=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}(k+{\mathrm{\Δf}}_i-p)\frac{m}{N}}\·\·\·\left(6\right)$

$=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}\left\{e^{\mathrm{j\π}(k-p-{\mathrm{\Δf}}_f)}\frac{\sin \left(\mathrm{\π}(k-p-{\mathrm{\Δf}}_f)\right)}{N\sin (\mathrm{\π}/N(k-p-{\mathrm{\Δf}}_f))}\right\}$

如等式6的最后一行所示，根据整数k计算解调信号

因此，如果质数倍的频偏Δf_i是零，则只在k等于p的频率处输出具有峰值的解调信号

并在其它频率处输出具有零峰值的解调信号

即，保持频率间的正交性。但是，如果频偏Δf_i不是零，则甚至在k等于p的频率处解调信号的峰值也会减小，并在其它频率输出具有零峰值以外峰值的解调信号这种现象引起子载波间的干扰，因此成为信道间干扰(ICI)的一个因素。从等式5的接收信号得到如下面等式7的解调信号

${\hat{C}}_{n,p}=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\πmp}/N}$

$=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{n,k}{e}^{j2\mathrm{\πkm}/N}{e}^{-j2\mathrm{\πm}(p-{\mathrm{\Δf}}_i)/N}\·\·\·\left(7\right)$

$={\hat{C}}_{n,p-{\mathrm{\Δf}}_i}^{\′}$

该结果表示当为子载波频率的整数倍的频偏是Δf_i时，要解调的信号移位Δf_i并解调。这里，等式7包括离散傅立叶变换(DFT)过程，并通过循环移位进行移位解调。

因此，根据另一个传统粗略频偏估算方法的例子，当循环移位已知的相位基准符号和一个符号周期的接收信号时得到相关值，和相关值最大的移位量确定为频偏的整数倍。该关系表示为下面的等式8：

其中((k+d))_N是表示模N加法操作。X(k)表示DTF后第k个接收的信号，和Z(k)表示第k个相位基准信号。而且，X(k)和Z(k)均是频域的信号。

但是，当没有达到帧同步时，该方法不能校正频偏。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种正交频分复用(OFDM)接收机中的粗略频偏估算器，由该粗略频偏估算器通过少量的计算稳定地执行频率同步。

本发明的另一个目的是提供一种由该设备执行的粗略频偏估算方法。

本发明的另一个目的是提供一种可以通过少量计算执行稳定频率同步的OFDM接收机。

相应的，为实现上述第一个目的，本发明提供一种在正交频分复用(OFDM)接收机中估算粗略频偏的设备，该设备包括：缓冲器，用于接收解调符号X(k)和将解调符号X(k)循环移位预定的移位值d并输出移位符号X(k+d)；基准符号发生器，用于产生基准符号Z(k)；计数器，用于计数移位值d；部分相关器，用于接收移位符号X(k+d)和相位基准符号Z(k)和关于K个划分的频段计算部分相关值 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|,$ 其中移位值d的范围在-N/2和N/2之间；和用于得到部分相关值最大的移位值d，和输出移位值d作为估算的粗略频移量的最大值检测器。

当帧同步可以覆盖的定时同步偏移设置为T_off时，划分的频段数K最好设置在2T_off之内。

为实现第二个目的，本发明提供一种在正交频分复用(OFDM)接收机中估算粗略频偏的方法，该方法包括下列步骤：(a)接收解调符号X(k)；(b)将解调符号X(k)循环移频预定的移位值d并输出移位符号X(k+d)；(c)产生基准符号Z(k)；(d)计数移位值d；(e)接收移位符号X(k+d)和相位基准符号Z(k)；(f)相对于K个划分的频段计算部分相关值 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|,$ 其中移位值d的范围在-N/2和N/2之间；和(g)得到部分相关值最大的移位值d，和输出移位值d作为估算的粗略频移量。

为实现第三个目的，本发明提供一种正交频分复用(OFDM)接收机，包括：缓冲器，用于接收解调符号X(k)和将解调符号X(k)循环移位预定的移位值(d)并输出移位符号X(k+d)；基准符号发生器，用于产生基准符号Z(k)；计数器，用于计数移位值d；部分相关器，用于接收移位符号X(k+d)和相位基准符号Z(k)并相对于K个划分的频段计算部分相关值 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|$ 的器，其中移位值d的范围在-N/2和N/2之间；和用于得到部分相关值最大的移位值d，和输出移位值d作为估算的粗略频移量的最大值检测器。

附图说明

通过参照附图详细描述优选实施例，本发明的上述目的和优点将变得更加清楚，附图中：

图1是说明传统正交频分复用(OFDM)接收机结构例子的方框图；

图2是说明根据本发明的帧定时偏移和相对于具有帧定时偏移和原始符号的延时符号的延时相关带宽之间关系的图形，用于解释估算粗略频偏的设备和方法；

图3是说明根据本发明实施例的包括粗略频偏估算设备的OFDM接收机结构的方框图；

图4是说明根据本发明实施例的粗略频偏估算方法的基本步骤的流程图；

图5A和图5B是说明根据本发明根据检测粗略频偏的方法的仿真结果的图形；

图6A和图6B是根据检测粗略频偏的传统方法的仿真结果的图形；和

图7A到图7D是表示根据帧同步偏移范围比较理论精度和模拟精度的图形，用于说明根据本发明粗略频偏估算方法的偏移检测精度。

具体实施方式

根据本发明，使用相关值和延时相关带宽。现在将详细描述相关值和延时相关带宽，以便易于理解根据本发明的粗略频偏估算设备和方法。

通过分析接收符号和相位基准符号之间的延时相关带宽可以解决当没有实现帧同步时不能校正频偏的问题。

现在通过举个使用OFDM的数字音频广播(DAB)系统的例子描述接收符号和相位基准符号之间的延时相关带宽。通常，信道的相关带宽意味着可以认为是传送信号的信道的统计测量的频带，结果相对于所有的频谱分量得到大致相同的增益和相位。换句话说，在特定的频带内，任意两个不同的频率分量之间具有强相关性的频带宽度叫做信道的相关带宽。如果信道的相关带宽是B_c，则具有大于B_c的较大频差的两个正弦波信号在信道中受到不同的影响，这意味着不能确定两个信号之间的相关性。

当离散傅立叶变换在时域其间具有延时关系的两个相同的信号，和在频域得到两个变换信号的相关值时，存在保持两个信号的相关性的频率部分。该频率部分定义为延时相关带宽。如果参照上述的信道相关带宽描述该关系，则相应于延时相关带宽的频带中的两个信号彼此总具有强相关性。

在OFDM系统中，时域信号设置为z(t)，和具有z(t)的T_off的帧同步偏移的延时信号设置为z(t+T_off)。而且，如果离散傅立叶变换的频域信号是Z(k)，通过离散傅立叶变换信号z(t+T_off)得到的频域信号可以表示为下面的等式9：

$\mathrm{DFT}\left\{z(T+T_{\mathrm{off}})\right\}=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N}Z\left(k\right)\·\·\·\left(9\right)$

其中为了便于等式推导，假设没有噪声和频偏，和N表示子载波的数目。

同时，延时相关带宽定义为任意频带内两个信号彼此之间总具有强相关的频带。即，延时相关带宽表示最大频带B，在该最大频带B中两个信号Z(k)和e^j2πkToff/NZ(k)之间的相关值总是门限或更高。该关系表示为下面的等式10：

其中T_c表示门限，和N表示子载波的数目。如果OFDM信号满足|Z(k)|＝1，则等式10的右侧可以表示为下面的等式11：

$\left|\underset{k=m}{\overset{m+B-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}^{*}\left(k\right)e^{j2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N}Z\left(k\right)\right|=\left|\underset{k=m}{\overset{m+B-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{T}_{\mathrm{off}}/N}\right|$

$=\sqrt{{\left|\underset{k=m}{\overset{m+B-1}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2+{\left|\underset{k=m}{\overset{m+B-1}{\mathrm{\Σ}}}\sin (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2}---0\≤m\≤N-B\·\·\·\left(11\right)$

其中该状态相应于OFDM系统的情况。

为了在积分部分不依赖开始位置m，等式11可以表示为下面的等式12：

$=\sqrt{{\left|\underset{k=m}{\overset{m+B-1}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2+{\left|\underset{k=m}{\overset{m+B-1}{\mathrm{\Σ}}}\sin (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2}$

$=\sqrt{{\left|\underset{k=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2+{\left|\underset{k=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}\sin (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2}\·\·\·\left(12\right)$

而且，当等式12代入等式10时，根据帧定时偏移的改变延时相关带宽可以表示为下面的等式13：

$=\sqrt{{\left|\underset{k=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2+{\left|\underset{k=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}\sin (2\mathrm{\πk}{T}_{\mathrm{off}}/N)\right|}^2}\≥T_c\·\·\·\left(13\right)$

等式13的左侧得到原始符号z(t)和相对于最大带宽B具有T_off时偏的延时符号z(t+T_off)之间的相关值。即，延时相关带宽表示最大带宽B，在最大带宽B中原始符号和延时符号Z之间的相关值总是大于门限T_c。

图2是表示帧定时偏移与相对于具有帧定时偏移和原始符号的延时符号的延时相关带宽之间关系的图形，通过计算机仿真得到该关系。参照图2，带宽表示为几倍的子载波之间空隙，和信道的总带宽设置为1024。而且，当相关带宽门限(T_c)设置为0.2、0.5、0.9和0.99时，从不存在时间同步偏移的时候到存在时间同步偏移的时候得到延时相关带宽，即，100.0的样值。从图2中可以看出，随着相关带宽门限(T_c)的增加，延时相关带宽减少。

而且，图2表示时间同步偏移(T_off)、时延因子、和相关带宽之间的关系，用于描述时延因子是相关带宽的倒数的事实。在该图中，用BW/2T_off定义该关系。参照由BW/2 T_off定义的关系，关于时间同步偏移的带宽的变化类似于当相关带宽门限(T_c)设置为0.5时带宽的变化。因此，在本发明中，使用近似于 $\frac{1}{{2T}_{\mathrm{off}}}\×\mathrm{BW}$ 的延时相关带宽。

现在将详细描述根据本发明的OFDM接收机中的粗略频率同步。首先，当等式8的Z(k)是基准符号信号时，通过对接收符号X(k)进行傅立叶反变换得到的信号x(t)称作接收信号，和接收信号x(t)具有Δt的时延，即，根据上述的关系，帧定时偏移，帧定时偏移Δt成为频率轴上延时相关带宽的倒数。这表示随着帧定时偏移的增加，频域中的延时相关带宽减少。

根据本发明的粗略频偏估算是使用利用基准值的相关值的基本粗略频率同步。根据本发明，当得到互相关值时，积分部分设置为小于由基准信号和具有时间同步偏移的信号得到的延时相关带宽。即，为了得到基准信号和接收信号之间的互相关值，积分部分的大小减少到两个信号之间的延时相关带宽内，得到若干小积分部分块的部分相关值，和采用得到的部分相关值的平均值或总和。本方法排除由于相位基准信号和接收信号之间的不精确帧同步形成的不相关频段，以致互相关值总是很明显的。因此，在可以由帧同步保证的时间同步偏移范围内执行相对精确的粗略频率同步。这些原理用于根据本发明的粗略频偏估算设备和方法中。

图3是说明根据本发明实施例包括粗略频偏估算器的OFDM接收机结构例子的方框图。参照图3，OFDM接收机包括OFDM解调器30和粗略频偏估算器32。OFDM接收机30包括RF接收机301、ADC 302、I/Q分离器303、频率校正器304、FFT 305和维特比解码器306。粗略频偏估算器32包括寄存器321、部分相关器322、最大值检测器323、计数器324、和基准符号发生器325。

在根据本发明的OFDM接收机中，粗略频偏估算器执行粗略频率同步。图4是说明根据本发明实施例的OFDM接收机中的粗略频偏估算方法的基本步骤。参照图4，在根据本发明的粗略频偏估算方法中，在步骤40，在2T_off的范围内确定积分部分K。接着，在步骤42，接收解调符号，和存储并输出循环移位预定移位量d的符号X(k+d)。接着，在步骤44产生相位基准符号Z(k)。接下来，在步骤46，在计算移位量d时接收接收信号X(k+d)和相位基准符号Z(k)，和计算 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|$ 作为K个划分频段的部分相关值。接着，在步骤48，输出部分相关值最大的移位量d作为估算的粗略频偏值。

再参照图3，在根据本发明实施例的粗略频偏估算器的操作过程中，寄存器321接收解调的符号X(k)，存储并输出已经循环移位预定移位量d的符号X(k+d)。计数器324计算移位量d。基准符号发生器325产生相位基准符号Z(k)。部分相关器322接收接收符号X(k+d)和基准符号Z(k)，和计算 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|$ 作为K个划分频段的部分相关值。最大值检测器323得到和输出部分相关值最大的移位量d。结果，根据本发明的粗略频偏估算器使用下面的式子14：

$\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|\·\·\·\left(14\right)$

其中N表示子载波的数目，和K表示相关函数积分部分被划分的部分的数目。即，一个积分部分相应于N/K个子载波频段。而且，如果划分的单个频段是BW_s，则K个划分频段中的划分频段BW的大小是1/K BW(其中BW表示信道的整个频段)。

执行仿真以便证实根据本发明的方法和设备能否正确检测粗略频率同步偏移。图5A和图5B以图的形式表示上述仿真的结果，和图6A和图6B表示根据检测粗略频率同步偏移的传统方法的仿真结果，以便比较传统的仿真和根据本发明的仿真。在实验的仿真状态，使用具有5dB信噪比(SNR)的高斯(Gaussian)信道，子载波的数目是1024，和频偏是子载波数目的-62.4倍。图5A和图6A表示当帧定时偏移是0.0时执行仿真的结果，和图5B和图6B表示当帧定时偏移是10.0时执行仿真的结果。根据传统的粗略频偏估算方法的粗略频率同步偏移检测的仿真相对关于高斯信道全频段应用相关函数。而且，在根据本发明关于粗略频偏估算方法的粗略频率定时偏移检测仿真中，划分频段的数目设置为32，并对划分频段的相关值相加。在图5A和图5B，和图6A和图6B中，横轴表示频率和竖轴表示相关值。在这种情况下，给出的频率定时偏移是-62.4，结果在横轴的-62上最大峰值的产生表示频偏的精确粗略检测。

参照图5A和图5B，根据本发明相对于粗略频偏估算方法的仿真结果表示不仅当图5A中不存在时间偏移时(即，当时间偏移是0.0时)而且当图5B中存在时间偏移时(即，当时间偏移是10.0时)，在相应于给出的频率定时偏移的-62频率处产生最大峰值。因此，可以证实相对精确地执行粗略频偏检测。但是，在根据本发明的粗略频偏估算中，时间同步偏移最好小于所划分频段数的一半。

另一方面，参照表示传统的粗略频率定时差错检测方法的仿真结果的图6A和图6B，当不存在帧定时偏移时，即，当帧定时偏移是0.0时，如图6A所示粗略频偏的精确检测是可能的。但是，当存在帧定时偏移时，即，当帧定时偏移是10.0时，如图6B所示，在相应给出的频率定时偏移的-62频率处没有产生峰值。这表示粗略频偏的检测是不可能的。

图7A到图7D是表示根据帧定时偏移范围比较理论精度和模拟精度的图形，用于解释根据本发明的粗略频偏估算方法的差错检测精度。在仿真状态下，使用具有5dB的SNR的高斯信道，应用-50和50之间的时间同步偏移样值部分，和频偏相应于-510和510之间的任意值。

在图7A到图7D中，比较可以根据本发明的粗略频偏估算方法精确检测频率定时偏移的理论部分和通过仿真得到的部分。用粗实线表示理论部分，和用细实线表示通过仿真得到的部分。而且，在仿真中，应用1024个子载波和2048个子载波，保护间隔相应于128个样值，和通过对每个时间同步偏移应用100个任意频偏得到精确获取频偏的可能性。

参照图7A到图7D，当根据本发明理论建议的K个划分频段中的划分频段BW_s(＝1/K BW)用作相关函数的积分部分时，这表示当表示为子载波倍数的时间偏移在K/2内时粗略频偏检测总是可能的。图7A指的是划分频段BW_s是1/8 BW的情况，图7B指的是划分频段BW_s是1/16 BW的情况，图7C指的是划分频段BW_s是1/32 BW的情况，图7D指的是划分频段BW_s是1/64 BW的情况。参照估算根据本发明方法的性能的仿真结果，与积分部分没有被划分的情况相比，根据本发明划分积分部分和得到相关值的方法可以相对于可由帧同步覆盖的时间同步偏移精确检测粗略频率定时偏移。

根据如上所述的本发明的方法，当复数乘法的计算量基于使用N个子载波的OFDM系统时，根据本发明方法的计算量正比于N²。但是，使用响应信道的单元响应的传统方法需要正比于 $N\×(N+\frac{N}{2}{\log }_{2}N)$ 的计算量。因此，根据本发明的方法可以减少 $\frac{N^2}{2}{\log }_{2}N$ 的计算量，而在粗略帧定时算法的偏移范围内与传统方法一样稳定地执行。当比较减少的计算量与传统方法中的计算量相比时，使用1024个子载波的情况只需要相应于传统方法计算量的1/6倍的计算量，使用2048个子载波的情况只需要相应于传统方法计算量的1/11倍的计算量。而且，减少的计算量与去除N个IFFT处理得到的计算量相同。这里，N是子载波的数目。

如上所述，在OFDM接收机中估算粗略频偏的方法和设备中，可以通过少量的计算进行稳定的粗略频偏估算。

Claims (6)

1.一种估算粗略频偏的设备，该设备包括在正交频分复用OFDM接收机的频偏估算器中，该设备包括：

缓冲器，用于接收解调符号X(k)和将所述解调符号X(k)循环移位预定的移位值d，并输出移位符号X(k+d)；

基准符号发生器，用于产生基准符号Z(k)；

计数器，用于计数移位值d；

部分相关器，用于接收移位符号X(k+d)和相位基准符号Z(k)，并且相对于K个划分的频段计算部分相关值 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|,$ 其中移位值d的范围在-N/2和N/2之间；和

最大值检测器，用于得到部分相关值最大的移位值d，和输出移位值d作为估算的粗略频移量。

2.根据权利要求1所述的设备，其中，当帧同步可以覆盖的定时同步偏移设置为T_off时，划分的波段数K设置在2T_off之内。

3.一种在执行正交频分复用OFDM解调和频率同步的正交频分复用OFDM接收机中估算粗略频偏的方法，该方法包括下列步骤：

(a)接收解调符号X(k)；

(b)将所述解调符号X(k)循环移位预定的移位值d并输出移位符号X(k+d)；(c)产生基准符号Z(k)；

(d)计数移位值d；

(e)接收移位符号X(k+d)和相位基准符号Z(k)；

(f)相对于K个划分的频段计算部分相关值 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|,$ 其中移位值d的范围在-N/2和N/2之间；和

(g)得到部分相关值最大的移位值d，和输出移位值d作为估算的粗略频移量。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，当帧同步可以覆盖的定时同步偏移设置为T_off时，划分的波段数K设置在2T_off之内。

5.一种正交频分复用OFDM接收机，包括：

缓冲器，用于接收解调符号X(k)和将解调符号X(k)循环移位预定的移位值d，并输出移位符号X(k+d)；

基准符号发生器，用于产生基准符号Z(k)；

计数器，用于计数移位值d；

部分相关器，用于接收移位符号X(k+d)和相位基准符号Z(k)和相对于K个划分的频段计算部分相关值 $\underset{m=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\underset{k=m(N/K)}{\overset{(m+1)(N/K)-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left({\left((k+d)\right)}_N\right)Z^{*}\left(k\right)\right|,$ 其中移位值d的范围在-N/2和N/2之间；和

最大值检测器，用于得到部分相关值最大的移位值d，和输出移位值d作为估算的粗略频移量。

6.根据权利要求5所述的接收机，其中当帧同步可以覆盖的定时同步偏移设置为T_off时，划分的波段数K设置在2T_off之内。

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