WO2011070822A1

WO2011070822A1 - 受信装置、受信方法、及び受信プログラム

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Publication number: WO2011070822A1
Application number: PCT/JP2010/063625
Authority: WO
Inventors: 勝也加藤; 貴司吉本; 良太山田
Original assignee: シャープ株式会社
Priority date: 2009-12-11
Filing date: 2010-08-11
Publication date: 2011-06-16
Also published as: JP5371722B2; JP2011124839A; EA201290471A1; US8718162B2; US20120243628A1

Abstract

伝搬路推定部（ｂ１０７）は伝搬路推定値を推定する。シンボルレプリカ生成部（ｂ１１１）は、復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成する。信号抽出部（Ｂ１）は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて受信信号から遅延波を除去し、遅延波を除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出する。復調部（ｂ１０９）は、信号抽出部（Ｂ１）が抽出した各サブキャリア成分の信号を復調する。

Description

受信装置、受信方法、及び受信プログラム

　本発明は、受信装置、受信方法、及び受信プログラムに関する。
　本願は、２００９年１２月１１日に、日本に出願された特願２００９－２８１４５５号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

　無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在し、シンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ　Ｓｙｍｂｏｌ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ；ＩＳＩ）となる。このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；直交周波数分割多重）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ；直交周波数分割多元接続）、ＭＣ－ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ　Ｃａｒｒｉｅｒ－Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；マルチキャリア－符号分割多重）などのマルチキャリア伝送では、マルチキャリアの時間領域の信号にガードインターバル（ＧＩ：Ｇｕａｒｄ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ）を付加することで、ＧＩ以内の遅延パスであればＩＳＩが生じることを防止する。しかしながら、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、ＩＳＩに加え、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の周期性が崩れるためにＩＣＩ（キャリア間干渉：Ｉｎｔｅｒ　Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）も生じる。また、受信装置が高速に移動している場合、１つのＯＦＤＭシンボル内における伝搬路変動が大きくなり、これによってもＩＣＩが生じる。ＩＳＩやＩＣＩは受信性能を大幅に劣化させる。

　非特許文献１には、ターボ等化技術が記載されている。具体的に、非特許文献１には、誤り訂正復号結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ：Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）からＩＳＩとＩＣＩのレプリカを生成し、生成したレプリカを受信信号から除去することでＩＳＩとＩＣＩを抑圧し、除去後の残った信号に対してＩＳＩとＩＣＩの除去残差抑圧と最適検出を行うことが記載されている。

加藤勝也、須山聡、鈴木博、府川和彦、「マルチパス遅延がＧＩを超える高速フェージング環境におけるスキャッタード・パイロットＯＦＤＭ用ターボ等化受信」、２００８年電子情報通信学会総合大会、Ｂ－５－２９、２００８年３月

　しかしながら、非特許文献１の技術では、サブキャリア毎に最適検出を行うため、計算量が増大する。具体的には、非特許文献１の技術では、サブキャリア毎の検出処理の乗算回数のオーダはＯ（Ｎ）（ＮはＦＦＴのポイント数、つまりＦＦＴポイント数のオーダ）であるため、全体ではＯ（Ｎ^２）のオーダとなる問題があった。また、非特許文献１の技術では、最適検出フィルタを生成するのにＯ（Ｎ^２ｌｏｇ_２Ｎ）の乗算回数がかかり、それらを保存しておくために大量のメモリを必要とする問題があった。
　このように、従来の技術では、ＧＩを超える遅延パスが存在する高速フェージング環境で受信信号から情報を検出するときに計算量が増大するという欠点があった。

　本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、ＧＩを超える遅延パスが存在する高速フェージング環境で受信信号から情報を検出するときに計算量の増大を防止することができる受信装置、受信方法、及び受信プログラムを提供する。

　（１）本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、本発明は、受信信号から情報を復調する受信装置において、伝搬路推定値を推定する伝搬路推定部と、復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を複数の時間区間で抽出する信号抽出部と、前記信号抽出部が抽出した複数の時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する復調部と、を備えることを特徴とする受信装置である。
　上記構成によると、受信装置は、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出し、抽出した各サブキャリア成分の信号を復調する。これにより、受信装置は、計算量の増大を防止することができる。

　（２）また、本発明は、上記の受信装置において、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、前記減算部が減算した信号から複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、を備えることを特徴とする。

　（３）また、本発明は、上記の受信装置において、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、前記受信信号と前記受信信号レプリカから複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の受信信号と受信信号レプリカを、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の受信信号から受信信号レプリカを減算する減算部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記減算部が減算した信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、を備えることを特徴とする。

　（４）また、本発明は、上記の受信装置において、前記フィルタ部は、周波数時間変換をしたシンボルレプリカと前記伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号レプリカを生成することを特徴とする。

　（５）また、本発明は、上記の受信装置において、前記区間抽出部は、信号を抽出する２個の時間区間のうち、一方の時間区間の始まりを先行波の先端とし、他方の時間区間の終わりを最大遅延パスの信号の後端とすることを特徴とする。

　（６）また、本発明は、上記の受信装置において、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分を加算することを特徴とする。

　（７）また、本発明は、上記の受信装置において、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号のサブキャリア成分であって当該サブキャリアに近接するサブキャリアの成分を加算することを特徴とする。

　（８）また、本発明は、上記の受信装置において、前記受信装置は、複数のアンテナを備え、前記受信装置は、送信装置とＭＩＭＯ伝送方式の通信を行うことを特徴とする。

　（９）また、本発明は、上記の受信装置において、前記復調部は、前記伝搬路推定値に基づいてＭＩＭＯ分離を行うことを特徴とする。

　（１０）また、本発明は、上記の受信装置において、前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、前記減算部が減算した信号から複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、を備え、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち所望のストリーム成分を加算することを特徴とする。

　（１１）また、本発明は、上記の受信装置において、前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、前記信号抽出部は、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、前記減算部が減算した信号から複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、を備え、前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち全てのストリーム成分を加算することを特徴とする。

　（１２）また、本発明は、上記の受信装置において、前記復調部は、最小平均２乗誤差基準で信号を復調することを特徴とする。

　（１３）また、本発明は、受信信号から情報を復調する受信装置における受信方法において、伝搬路推定部が、伝搬路推定値を推定する第１の過程と、シンボルレプリカ生成部が、復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成する第２の過程と、信号抽出部前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を複数の時間区間で抽出する第３の過程と、復調部が、前記第３の過程にて抽出した複数の時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する第４の過程と、を有することを特徴とする受信方法である。

　（１４）また、本発明は、受信信号から情報を復調する受信装置のコンピュータを、伝搬路推定値を推定する伝搬路推定手段、復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成手段、前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を複数の時間区間で抽出する信号抽出手段、前記信号抽出手段にて抽出した複数の時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する復調手段、として機能させる受信プログラムである。

　本発明によれば、無線通信の受信装置において、遅延パスが存在する環境で受信信号から情報を検出するときに計算量の増大を防止することができる。

本発明の第１の実施形態に係る通信システムの概念図である。本実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。本実施形態に係る受信装置が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。本発明の第２の実施形態に係る受信装置が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。本実施形態に係る受信装置が選択するＦＦＴ区間の別の一例を示す概略図である。本発明の第３の実施形態に係る送信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信信号レプリカ生成部の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。

（第１の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第１の実施形態について詳しく説明する。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る通信システムの概念図である。
　この図において、通信システムは、送信装置Ａ及び受信装置Ｂを具備する。この図は、送信装置Ａから送信された送信信号が、建物等の反射により、Ｄ＋１個（図１ではＤ＝３）の伝搬路（パスとも呼ぶ）ｄ（ｄ＝０、１、２、・・・、Ｄ）を介して受信装置Ｂに受信されることを示す。なお、ｄは短い伝搬路の順（伝搬路を介した信号の到達時間が早い順）に、昇順に番号付けされている（ｄを伝搬路番号と呼ぶ）。ここで、ｄ＝０、つまり、最短となるパスを介して受信した信号を先行波という。また、Ｄは最大の伝搬路番号を示し、例えばＤ＝３の場合に伝搬路は４個である。
　以下、本実施形態では、送信装置Ａを送信装置ａ１といい、受信装置Ｂを受信装置ｂ１という。

＜送信装置ａ１の構成について＞
　図２は、本実施形態に係る送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ１は、パイロット生成部ａ１０１、符号部ａ１０２、変調部ａ１０３、マッピング部ａ１０４、ＩＦＦＴ部ａ１０５、ＧＩ挿入部ａ１０６、送信部ａ１０７、及び送信アンテナ部ａ１０８を含んで構成される。

　パイロット生成部ａ１０１は、受信装置ｂ１がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ１０４に出力する。
　符号部ａ１０２は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ　Ｄｅｎｓｉｔｙ　Ｐａｒｉｔｙ　Ｃｈｅｃｋ：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０２は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０３に出力する。
　変調部ａ１０３は、符号部ａ１０２から入力された符号化ビットを、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：位相偏移変調）やＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０３は、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４に出力する。

　マッピング部ａ１０４は、パイロット生成部ａ１０１から入力されたパイロット信号、及び変調部ａ１０３から入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソース（時間－周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ１０５に出力する。なお、リソースとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置ａ１が決定し、送信装置ａ１から受信装置ｂ１へ予め通知される。
　ＩＦＦＴ部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４から入力された周波数領域の信号を周波数－時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部ａ１０５は、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０６に出力する。

　ＧＩ挿入部ａ１０６は、ＩＦＦＴ部ａ１０５から入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加する。ここで、ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであり、ＧＩ挿入部ａ１０６は、この複製した信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
　なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部ａ１０６がその時間区間の信号に付加したガードインターバルの時間区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部ａ１０６は、ガードインターバルを付加した信号を送信部ａ１０７に出力する。
　送信部ａ１０７は、ＧＩ挿入部ａ１０６から入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ１０７は、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１０８から受信装置ｂ１へ送信する。

＜受信装置ｂ１の構成について＞
　図３は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ１は、受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、減算部ｂ１０３、区間選択部ｂ１０４、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２、伝搬路推定部ｂ１０７、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２、復調部ｂ１０９、復号部ｂ１１０、シンボルレプリカ生成部ｂ１１１、ＩＦＦＴ部ｂ１１２、ＧＩ挿入部ｂ１１３、及びフィルタ部ｂ１１４を含んで構成される。ここで、減算部ｂ１０３、区間選択部ｂ１０４、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２、フィルタ部ａ１１４を信号抽出部Ｂ１という。

　受信部ｂ１０２は、送信装置ａ１が送信した送信信号を、受信アンテナｂ１０１を介して受信する。受信部ｂ１０２は、受信した信号に対して、周波数変換及びアナログ―デジタル変換を行う。受信部ｂ１０２は、変換を行った受信信号を記憶する。受信部ｂ１０２は、初回処理、及び、後述するフィルタ部ｂ１１４が減算部ｂ１０３に受信信号レプリカを入力するタイミングで、記憶する受信信号を減算部ｂ１０３及び伝搬路推定部ｂ１０７に出力する。

　減算部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号から、後述するフィルタ部ｂ１１４から入力された受信信号レプリカを減算する。減算部ｂ１０３は、受信信号レプリカを減算した信号を区間選択部ｂ１０４に出力する。
　なお、初回処理の場合、フィルタ部ｂ１１４から減算部ｂ１０３への入力はなく（ゼロであり）、減算部ｂ１０３は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号をそのまま区間選択部ｂ１０４に出力する。

　区間選択部ｂ１０４は、後述する伝搬路推定部ｂ１０７から入力されたチャネルインパルス応答に基づいて、ＧＩを超える遅延パスが存在するか否かを判定する。
　ＧＩを超える遅延パスが存在しない場合、区間選択部ｂ１０４は、先行波のＦＦＴ区間を示す選択区間情報を伝搬路推定部ｂ１０７、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２、及びシンボルレプリカ生成部ｂ１１１に出力する。また、この場合、区間選択部ｂ１０４は、減算部ｂ１０３から入力された信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１に出力する。なお、この場合に、受信装置ｂ１の各部が行う処理を「ＧＩ内遅延処理」という。また、初回処理の場合、区間選択部ｂ１０４は、減算部ｂ１０３から入力された信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１に出力する。

　一方、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、区間選択部ｂ１０４は、先行波の先頭からＦＦＴ区間の長さの区間（前部ＦＦＴ区間という。図５参照）と、ｄ＝Ｄのパス、つまり、最大遅延パスを介して受信した信号のＦＦＴ区間（後部ＦＦＴ区間という）と、を選択する（各ＦＦＴ区間については図５を参照）。区間選択部ｂ１０４は、選択したＦＦＴ区間を示す選択区間情報を伝搬路推定部ｂ１０７、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２、及びシンボルレプリカ生成部ｂ１１１に出力する。ここで、区間選択部ｂ１０４は、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１には前部ＦＦＴ区間を示す選択区間情報を出力し、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－２には後部ＦＦＴ区間を示す選択区間情報を出力する。
　また、この場合、区間選択部ｂ１０４は、減算部ｂ１０３から入力された信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１及びｂ１０５－２に出力する。なお、この場合に、受信装置ｂ１の各部が行う処理を「ＧＩ超遅延処理」という。

　ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１は、区間選択部ｂ１０４から入力された信号から、選択区間情報が示すＦＦＴ区間（先行波のＦＦＴ区間、又は、前部ＦＦＴ区間）の信号を抽出する。ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１は、抽出した信号をＦＦＴ部ｂ１０６－１に出力する。なお、初回処理の場合、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０６－１は、先行波のＦＦＴ区間の信号を抽出する。
　ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－２は、区間選択部ｂ１０４から入力された信号から、選択区間情報が示すＦＦＴ区間（後部ＦＦＴ区間）の信号を抽出する。ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－２は、抽出した信号をＦＦＴ部ｂ１０６－２に出力する。なお、ＧＩ内遅延処理の場合、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－２には信号も選択区間情報も入力されず、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－２は処理を行わない。
　ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２は、それぞれ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号を復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２に出力する。

　伝搬路推定部ｂ１０７は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号、及び後述するＧＩ挿入部ｂ１１３から入力された送信信号レプリカ信号、に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間でチャネルインパルス応答を推定する。ここで、チャネルインパルス応答の推定には、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ　Ｌｅａｓｔ　Ｓｑｕａｒｅ：再帰最小自乗）アルゴリズムを用いてもよいし、その他のアルゴリズム、例えばＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ；最小平均２乗法）アルゴリズム等を用いてもよい。なお、初回の処理の場合、ＧＩ挿入部ｂ１１３から伝搬路推定部ｂ１０７への入力はなく（ゼロであり）、伝搬路推定部ｂ１０７は、予め記憶するパイロット信号、及び受信部ｂ１０２から入力された受信信号に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間で時間変動するチャネルインパルス応答を推定する。

　伝搬路推定部ｂ１０７は、推定したチャネルインパルス応答をフィルタ部ｂ１１４及び区間選択部ｂ１０４に出力する。また、伝搬路推定部ｂ１０７は、推定したチャネルインパルス応答に対して時間周波数変換を行う。伝搬路推定部ｂ１０７は、変換した周波数領域の信号である周波数応答であって、区間選択部ｂ１０４から入力された選択区間情報が示すＦＦＴ区間毎の周波数応答を、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２及び復調部ｂ１０９に出力する。
　具体的には、伝搬路推定部ｂ１０７は、ＧＩ内遅延処理のとき、復元部ｂ１０８－１には先行波のＦＦＴ区間の周波数応答を出力する。また、伝搬路推定部ｂ１０７は、ＧＩ超遅延処理のとき、復元部ｂ１０８－１には前部ＦＦＴ区間の周波数応答を出力し、復元部ｂ１０８－２には後部ＦＦＴ区間の周波数応答を復元部ｂ１０８－１に出力する。

　また、伝搬路推定部ｂ１０７は、推定した周波数応答と予め記憶するパイロット信号からパイロット信号のレプリカを生成する。伝搬路推定部ｂ１０７は、受信信号のパイロット信号と、生成したパイロット信号のレプリカと、に基づいて雑音電力を算出する。また、伝搬路推定部ｂ１０７は、推定した周波数応答とパイロット信号とに基づいてＩＣＩの電力（ＩＣＩ電力という）を算出する。なお、伝搬路推定部ｂ１０７が行う雑音電力及びＩＣＩ電力の算出処理の詳細については、動作原理と併せて後述する。伝搬路推定部ｂ１０７は、算出した雑音電力及びＩＣＩ電力を復調部ｂ１０９に出力する。

　復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、サブキャリア毎に、伝搬路推定部ｂ１０７から入力された周波数応答を、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ１１１から入力されたシンボルレプリカに乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号を生成する。復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、それぞれ、サブキャリア毎に、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２から入力された信号に生成したレプリカ信号を加算する。すなわち、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２が変換した周波数領域の信号に対してこの所望信号のレプリカ信号を加算し、受信信号の各サブキャリア成分を抽出する。
　復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、レプリカ信号を加算した信号を復調部ｂ１０９に出力する。
　なお、初回の処理の場合、シンボルレプリカ生成部ｂ１１１から復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２への入力はなく（ゼロであり）、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２から入力された信号をそのまま復調部ｂ１０９に出力する。
　以上のように、信号抽出部Ｂ１は、伝搬路推定値とシンボルレプリカとに基づいて受信信号から受信信号レプリカを除去し、所望信号を復元することでＩＳＩ及びＩＣＩ（干渉）を除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出する。

　復調部ｂ１０９は、伝搬路推定部ｂ１０７から入力された周波数応答、雑音電力、及びＩＣＩ電力を用いて、ＺＦ（Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）基準等を用いたフィルタ係数を算出する。復調部ｂ１０９は、算出したフィルタ係数を用いて、信号の振幅と位相の変動の補償（伝搬路補償という）を行う。復調部ｂ１０９は、伝搬路補償を行った信号を、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、デマッピングした信号に対して、復調処理を行う。復調部ｂ１０９は、復調処理の結果のビット対数尤度比（ＬＬＲ；Ｌｏｇ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒａｔｉｏ）を復号部ｂ１１０に出力する。

　復号部ｂ１１０は、復調部ｂ１０９から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法（ＭＬＤ；　Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｄｅｃｏｄｉｎｇ）、最大事後確率推定（ＭＡＰ；　Ｍａｘｉｍｕｍ　Ａ　ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ　Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）、ｌｏｇ－ＭＡＰ、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Ｓｏｆｔ　Ｏｕｔｐｕｔ　Ｖｉｔｅｒｂｉ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）等を用いて、復号処理を行う。
　この復号処理の結果、誤りが検出されなかったと判定した場合、もしくは、既定の回数の処理が行われたと判定した場合、復号部ｂ０９は、復号結果のビット対数尤度比を情報データビットとして出力する。一方、誤りが検出され、かつ、規定の回数の処理が行われていない、と判定した場合、復号部ｂ１１０は、復号結果のビット対数尤度比をシンボルレプリカ生成部ｂ１１１に出力する。

　シンボルレプリカ生成部ｂ１１１は、復号部ｂ１１０から入力されたビット対数尤度比の期待値を算出し、算出した期待値を変調して変調シンボル（シンボルレプリカという）を生成する。シンボルレプリカ生成部ｂ１１１は、生成したシンボルレプリカを、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてマッピングする。シンボルレプリカ生成部ｂ１１１は、マッピングしたシンボルレプリカを復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２及びＩＦＦＴ部ｂ１１２に出力する。

　ＩＦＦＴ部ｂ１１２は、シンボルレプリカ生成部ｂ１１１から入力されたシンボルレプリカに対して周波数時間変換を行い、変換した時間領域のレプリカ信号をＧＩ挿入部ｂ１１３に出力する。
　ＧＩ挿入部ｂ１１３は、ＩＦＦＴ部ｂ１１２から入力されたレプリカ信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加して、送信信号レプリカを生成する。ＧＩ挿入部ｂ１１３は、生成した送信信号レプリカを、伝搬路推定部ｂ１０７及びフィルタ部ｂ１１４に出力する。
　フィルタ部ｂ１１４は、伝搬路推定部ｂ１０７から入力されたチャネルインパルス応答と、ＧＩ挿入部ｂ１１３から入力された送信信号レプリカと、に基づいて、受信信号レプリカを生成する。フィルタ部ｂ１１４は、生成した受信信号レプリカを減算部ｂ１０３に出力する。
　受信装置ｂ１は、復号部ｂ１１０が誤りを検出しなくなるまで、又は、既定の回数まで、同じ信号に対して、上記の減算部ｂ１０３からフィルタ部ｂ１１４までの処理を繰り返し行う（繰り返し処理という）。

　図４は、本実施形態に係る受信信号の一例を示す概略図である。この図は、最大遅延がＧＩ長を超えず、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉は無い場合の図である。この場合、区間選択部ｂ１０４は、ＧＩを超える遅延パスが存在しないと判定し、受信装置ｂ１の各部は、ＧＩ内遅延処理を行う。
　この図において、図1の伝搬路番号１、２、３、４の伝搬路を介して受信した受信信号を、それぞれ、０ｔｈ　ｐａｔｈ（先行波のパス）、１ｓｔ　ｐａｔｈ、２ｎｄ　ｐａｔｈ、３ｒｄ　ｐａｔｈ（最大遅延パス）として、上から順に示す。
　なお、図４において、横軸は時間軸であり、予め定めた時間幅で区切られた離散時刻である。この図において、右斜め上がりの斜線でハッチングした領域は、ＧＩ（Ｇｕａｒｄ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ；ガードインターバル）を示す。また、左斜め上がりの斜線でハッチングした領域は前後のＯＦＤＭシンボルの受信信号を示す。
　また、ＮはＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；フーリエ変換）区間のポイント数（ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；逆フーリエ変換）区間のポイント数でもある）、Ｎ_ｇはＧＩのポイント数である。ここで、ポイント数とは離散時刻の数である。

　図５は、本実施形態に係る受信装置ｂ１が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。この図は、最大遅延がＧＩ長を超え、前のＯＦＤＭシンボルによる干渉がある場合の図である。この場合、区間選択部ｂ１０４は、ＧＩを超える遅延パスが存在すると判定し、受信装置ｂ１の各部は、ＧＩ超遅延処理を行う。
　この図において、パス（先行波のパスを含む）は１２個存在している。また、離散時刻０～Ｎ－１が前部ＦＦＴ区間であることを示し、最大遅延時間Ｋ_Ｄ後の離散時刻Ｎ_ｇ＋Ｋ_Ｄ～Ｎ_ｇ＋Ｋ_Ｄ＋Ｎ－１が後部ＦＦＴ区間であることを示す。すなわち、区間選択部ｂ１０４は、信号を抽出する２個のＦＦＴ区間のうち、一方のＦＦＴ区間の始まりを先行波の先端とし、他方のＦＦＴ区間の終わりを最大遅延パスの信号の後端として選択する。

＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ１の動作原理について、図３を参照ながら説明をする。まず、初回の処理についての動作原理について説明をする。

［初回処理について］
　受信部ｂ１０２が受信した第ｋ離散時刻の第ｉシンボルの受信信号ｒ_ｋ，ｉは、最大遅延がガードインターバルを超えない場合、次式（１）、（２）で表わされる。

　ここで、Ｄは最大の伝搬路番号、ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}は第ｉシンボルの伝搬路番号ｄのパス（第ｄパスという）における第ｋ離散時刻の複素振幅、ｓ_ｉ、ｋは第ｉシンボルの時間領域の送信信号であり、ｚ_ｉ，ｋは第ｉシンボルの時間領域の雑音である。また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓ_ｉ，ｎは第ｎサブキャリアの第ｉシンボルの変調信号、Ｎ_ｇはＧＩ区間のポイント数（図４参照）、ｊは虚数単位である。
　ＦＦＴ区間の受信信号ｒ_ｉ，ｋに対して、ＦＦＴ部ｂ１０６－１にて、時間周波数変換を行った後の信号Ｒ_ｉ，ｎは、次式（３）、（４）で表わされる。

　ここで、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ}は第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの信号の漏れ込み係数であり、また、Ｚ_ｉ，ｎは第ｎサブキャリアにおける雑音である。また、式（４）において、ｍ＝ｎである場合のＷ_{ｉ，ｎ，ｎ}は、第ｎサブキャリアの周波数応答であり、次式（５）で表わされる。

　なお、式（５）は、ＯＦＤＭシンボル内で時間変動しているチャネルインパルス応答の時間平均に対する離散フーリエ変換結果に一致する。初回処理において、伝搬路推定部ｂ１０７、パイロット信号を用いてＷ_{ｉ，ｎ，ｎ}を直接推定する。初回処理では、式（３）で示す信号は、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２から復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２を介して、そのまま復調部ｂ１０９に出力される。復調部ｂ１０９は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを次式（６）を用いて算出する。

　ここで、Ｙ^＊はＹの複素共役であることを示す。初回処理では、ＩＣＩが取り除かれることなく行われる受信処理であるため、その影響を受けて伝送特性は劣化する。また、式（６）において、σ_ｚ ^２は雑音電力、σ_Ｉ ^２はＩＣＩ電力であり、伝搬路推定部ｂ１０７は次式（７）、（８）を用いて算出する。

　ここで、Ｅ［Ｘ］は、Ｘのアンサンブル平均を示す。なお、本実施形態では、伝搬路推定部ｂ１０７がパイロット信号を用いてσ_ｚ ^２は雑音電力、σ_Ｉ ^２はＩＣＩ電力を算出し、その結果を式（６）に用いて復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出する。
　復調部ｂ１０９は、式（６）の復調シンボルＳ’_ｉ，ｎからビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（９）で表わされる第ｎサブキャリアの等価振幅利得μ_ｉ，ｎに対してと、ビット対数尤度比λは、次式（１０）、（１１）で表わされる。ここで、式（１０）、（１１）は、それぞれ、１ビット目のビットｂ_{ｉ，ｎ，０}、２ビット目のビットｂ_{ｉ，ｎ，１}のビット対数尤度比λ（ｂ_{ｉ，ｎ，０}）、λ（ｂ_{ｉ，ｎ，１}）である。

　次に、繰返し処理についての動作原理について、ＧＩ内遅延処理の場合とＧＩ超遅延処理の場合とに分けて説明をする。

［繰返し処理（ＧＩ内遅延処理）について］
　まず、ＧＩ内遅延処理の場合について説明をする。
　シンボルレプリカ生成部ｂ１１１は、復号部ｂ１１０が復号したビット対数尤度比の期待値を算出し、算出した期待値を変調してシンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎを生成する。シンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎは、ＩＦＦＴ部ｂ１１２で周波数時間変換され、ＧＩ挿入部ｂ１１３でＧＩが挿入される。ＧＩ挿入部ｂ１１３が出力する送信信号レプリカｓ’’_ｉ，ｋは、次式（１２）で表わされる。

　ここで、式（１２）の送信信号レプリカｓ’’_ｉ，ｋを生成するために、ＩＦＦＴ部ｂ１１２は逆高速フーリエ変換を行い、この変換での乗算回数のオーダはＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）である。
　伝搬路推定部ｂ１０７は、式（１２）で表わされた送信信号レプリカ、受信部ｂ１０２から入力された受信信号に基づいてチャネルインパルス応答ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}を推定する。また、伝搬路推定部ｂ１０７は、チャネルインパルス応答ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}を時間平均して時間周波数変換を行い、周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}を算出する。
　フィルタ部ｂ１１４は、チャネルインパルス応答ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ}と、式（１２）で表わされる送信信号レプリカｓ’’_ｉ，ｋと、に基づいて、次式（１３）で表わされる受信信号レプリカｒ’’_ｉ，ｋを生成する。

　なお、式（１３）の受信信号レプリカを生成するために、フィルタ部ｂ１１４が行う処理での乗算回数のオーダはＯ（ＤＮ）である。ここで、一般的にＤ＜＜Ｎであるため、Ｏ（Ｎ）と考えてもよい。
　減算部ｂ１０３は、式（１）で表わされる受信信号ｒ_ｉ，ｋから、式（１３）で表わされる受信信号レプリカｒ’’_ｉ，ｋを減算し、次式（１４）で表わされる信号ｒ’_ｉ，ｋを出力する。

　ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１は、ＦＦＴ区間の信号ｒ’_ｉ，ｋから先行波のＦＦＴ区間の信号を抽出し、ＦＦＴ部ｂ１０６－１は、その信号を時間周波数変換する。ＦＦＴ部ｂ１０６－１が出力する信号Ｒ’_ｉ，ｎは、次式（１５）で表わされる。

　ここで、式（１５）の信号Ｒ’_ｉ，ｎを生成するために、ＦＦＴ部ｂ１０６－１は高速フーリエ変換を行い、この変換での乗算回数のオーダはＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）である。
　復元部ｂ１０８－１は、シンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎに周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}を乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを生成する。復元部ｂ１０８－１は、式（１５）で表わされる信号Ｒ’_ｉ，ｎに生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}Ｓ’’_ｉ，ｎを加算する。この加算後の信号Ｙ_ｉ，ｎは、次式（１６）で表わされる。

　この式（１６）は、第ｎサブキャリアの所望信号が残り、ＩＣＩが除去された信号であることを意味する。ＩＣＩが除去されることで、信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が改善でき、伝送特性が改善される。
　また、復元部ｂ１０８－１は、式（１６）の信号Ｙ_ｉ，ｎを生成するための処理をサブキャリア毎に行うため、この処理での乗算回数のオーダはＯ（Ｎ）である。復調部ｂ１０９は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、式（１６）で表わされる信号Ｙ_ｉ，ｎから次式（１７）で表わされる第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出して復調する。

　なお、本実施形態では、復調部ｂ１０９は、後述する近似式（１９）を用いて復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出する。
　復号部ｂ１１０は、式（１７）で表わされる復調シンボルＳ’_ｉ，ｎのビット対数尤度比λ（ｂ_{ｉ，ｎ，０}）、λ（ｂ_{ｉ，ｎ，１}）に対して、復号処理を行う。
　なお、式（５）で表わされる周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}において、式（５）内のチャネルインパルス応答に代えて、変動しているチャネルインパルス応答のシンボルの中央の値を用いてもよい。この場合、式（５）に代えて用いられる周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}は、次式（１８）で表わされる。

　これにより、周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ}の算出処理を軽減することができる。
　また、式（１７）は、受信信号レプリカによる除去残差を正確に考慮し、復号処理によって事前情報が得られ、さらに、各サブキャリアの変調シンボルの電力が１に正規化できなくなることも考慮した場合の式である。これに対し、除去残差を雑音近似し、復調シンボルの電力を１に正規化してもよい。この場合、復調部ｂ１０９は、復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを次式（１９）を用いて算出する。

　ここで、σ_Ｉ’ ^２はＩＣＩ除去残差の電力（信号Ｒ’_ｉ，ｎのサブキャリアについてのアンサンブル平均）である。このようにしても特性は劣化しない。式（１７）では、分母の第２項のＩＣＩの除去残差項の計算のためにオーダＯ（Ｎ^２）の乗算回数が必要である。しかし、式（１９）を用いることで、オーダＯ（Ｎ）の乗算回数で処理をすることができ、乗算回数を大きく削減できる。よって、繰返し処理の各部における最大の乗算回数のオーダはＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）となり、受信装置ｂ１は、オーダＯ（Ｎｌｏｇ_２Ｎ）の乗算回数の処理で、繰返し処理を行うことができる。

［繰返し処理（ＧＩ超遅延処理）について］
　次に、ＧＩ超遅延処理の場合について説明をする。
　ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１は、ＦＦＴ区間の信号ｒ’_ｉ，ｋから前部ＦＦＴ区間の信号を抽出し、ＦＦＴ部ｂ１０６－１は、その信号を時間周波数変換する。ＦＦＴ部ｂ１０６－１が出力する信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，１}（添え字「１」は前部ＦＦＴ区間を表わす）は、次式（２０）で表わされる。

　ここで、Ｚ_{ｉ，ｎ，１}は前部ＦＦＴ区間の雑音を時間周波数変換したものである。また、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，１}は、前部ＦＦＴ区間における前後のシンボルからのＩＳＩ係数であり、第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの漏れ込み係数を表す。また、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，１}は、前部ＦＦＴ区間における周波数応答であり、次式（２１）で表わされる。なお、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ，１}は、前部ＦＦＴ区間における第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの漏れ込み係数である。

　また、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－２は、ＦＦＴ区間の信号ｒ’_ｉ，ｋから後部ＦＦＴ区間の信号を抽出し、ＦＦＴ部ｂ１０６－２は、その信号を時間周波数変換する。ＦＦＴ部ｂ１０６－２が出力する信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，２}（添え字「２」は後部ＦＦＴ区間を表わす）は、次式（２２）で表わされる。

　ここで、Ｚ_{ｉ，ｎ，２}は後部ＦＦＴ区間の雑音を時間周波数変換したものである。また、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，２}は、後部ＦＦＴ区間における前後のシンボルからのＩＳＩ係数であり、第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの漏れ込み係数を表す。また、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，２}は、後部ＦＦＴ区間における周波数応答であり、式（２２）の変数ａ_ｄを用いて次式（２３）で表わされる。なお、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ，２}は、前部ＦＦＴ区間における第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの漏れ込み係数である。

　復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、それぞれ、シンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎに周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，１}、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，２}を乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，１}Ｓ’’_ｉ，ｎ、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，２}Ｓ’’_ｉ，ｎを生成する。復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、式（２０）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，１}と、式（２２）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，２}に、それぞれ、生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，１}Ｓ’’_ｉ，ｎ、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，２}Ｓ’’_ｉ，ｎを加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｉ，ｎ，１}、Ｙ_{ｉ，ｎ，２}は、次式（２４）、（２５）で表わされる。

　この式（２４）、（２５）は、第ｎサブキャリアの所望信号が残り、ＩＣＩとＩＳＩが除去された信号であることを意味する。ＩＳＩとＩＣＩが除去されることで、信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）が改善でき、伝送特性が改善される。
　復調部ｂ１０９は、例えばＭＭＳＥ基準のフィルタリングを用いた場合、式（２４）、（２５）で表わされる信号Ｙ_{ｉ，ｎ，１}、Ｙ_{ｉ，ｎ，２}から次式（２６）で表わされる第ｎサブキャリアの第ｉシンボルの復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出して復調する。

　ただし、太字はベクトルおよび行列を表し、^Ｈは行列を複素共益転置することを表わす。ここで、式（２６）のベクトルＹ_ｉ，ｎは次式（２７）、また、その乗数は次式（２８）、（２９）で表わされる。

　ただし、^Ｔは行列を転置することを表す。
　なお、本実施形態では、復調部ｂ１０９は、後述する近似式（３４）を用いて復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出する。
　復号部ｂ１１０は、式（２６）で表わされる復調シンボルＳ’_ｉ，ｎのビット対数尤度比λ（ｂ_{ｉ，ｎ，０}）、λ（ｂ_{ｉ，ｎ，１}）に対して、復号処理を行う。その後は、繰返し処理をくり返す。以上説明した繰返し処理を繰り返すことで伝送特性を大幅に改善することができる。

　式（３０）は、前部ＦＦＴ区間と後部ＦＦＴ区間が重なる（オーバーラップする）ことによる雑音の相関を考慮した場合の式である。これに対し、オーバラップによる雑音の相関を考慮しない式で近似しても良い。この場合、復調部ｂ１０９は、式（３０）の代わりに、次式（３１）を用いて復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを算出する。

　また、式（２９）は、受信信号レプリカによる除去残差を正確に考慮し、復号処理によって事前情報が得られ、さらに、各サブキャリアの変調シンボルの電力が１に正規化できなくなることも考慮した場合の式である。これに対し、除去残差を雑音近似し、復調シンボルの電力を１に正規化してもよい。この場合、式（２８）、（２９）は、次式（３２）、（３３）で表わされる。

　式（３２）、（３３）と逆行列の補助定理を用いると、式（２６）は、次式（３４）で表わされる。この場合、復調部ｂ１０９は、復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを次式（３４）を用いて算出する。

　この場合、受信装置ｂ１は、計算量を減らすことができる。
　また、ＩＳＩとＩＣＩの電力と雑音電力を同一のものとし、さらに雑音相関を考慮してもよい。この場合、式（２９）、（３０）は、式（３３）、次式（３５）で表わされる。

　式（３３）、（３５）と逆行列の補助定理を用いると、式（２６）は、次式（３６）で表わされる。この場合、復調部ｂ１０９は、復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを次式（３６）を用いて算出する。この場合、受信装置ｂ１は、逆行列演算の回数を減らすことができる。

＜受信装置ｂ１の動作について＞
　図６は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図３の受信部ｂ１０２が初回に受信信号を減算部ｂ１０３に出力した後の処理である。

（ステップＳ１０１）減算部ｂ１０３は、受信信号から、後述するステップＳ１０８で生成された受信信号レプリカを減算する。その後、ステップＳ１０２へ進む。
（ステップＳ１０２）ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２は、ステップＳ１０１での減算結果の信号のうち区間選択部ｂ１０４が選択したＦＦＴ区間の信号に対して、時間周波数変換を行う。その後、ステップＳ１０３へ進む。
（ステップＳ１０３）復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、サブキャリア毎に、ステップＳ１０２での変換結果の信号に対して、後述するステップＳ１０７で生成するシンボルレプリカに、区間選択部ｂ１０４が選択したＦＦＴ区間の信号の周波数応答を乗算したレプリカ信号を加算する。その後、ステップＳ１０４へ進む。

（ステップＳ１０４）復調部ｂ１０９は、ステップＳ１０３での加算結果の信号に対して、伝搬路補償し、ビット対数尤度比を算出する。その後、ステップＳ１０５へ進む。
（ステップＳ１０５）復号部ｂ１１０は、ステップＳ１０４での算出結果のビット対数尤度比に対して、誤り訂正等の復号処理を行う。その後、ステップＳ１０６へ進む。
（ステップＳ１０６）復号部ｂ１１０は、ステップＳ１０５での復号結果に誤りが検出されなかったか、もしくは、既定の回数の処理が行われたかを判定する。これらのいずれかに該当する場合（Ｙｅｓ）、受信装置ｂ１は動作を終了する。一方、これらの両方に該当しない場合（Ｎｏ）、ステップＳ１０７へ進む。なお、復号結果に誤りがあるかの判定は、例えば、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉａ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）層で行ってもよい。

（ステップＳ１０７）シンボルレプリカ生成部ｂ１１１は、ステップＳ１０５での復号結果のビット対数尤度比からシンボルレプリカを生成する。その後、ステップＳ１０８へ進む。
（ステップＳ１０８）ＩＦＦＴ部ｂ１１２、ＧＩ挿入部ｂ１１３、及びフィルタ部ｂ１１４は、ステップＳ１０７で生成されたシンボルレプリカに基づいて受信信号レプリカを生成する。その後、ステップＳ１０１へ進む。

　このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ１は、ＩＳＩ及びＩＣＩを除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出し、抽出した各サブキャリア成分の信号を復調する。これにより、受信装置ｂ１は、計算量の増大を防止することができる。

　なお、上記第１の実施形態において、フィルタ部ｂ１１４が受信信号レプリカを生成し、減算部ｂ１０３がこの受信信号レプリカを減算し、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２が所望信号のレプリカ信号を加算して、サブキャリア毎に復調処理を行う場合について説明をした。しかし、最大遅延がガードインターバルを超えない場合は、本発明はこれに限らず、フィルタ部ｂ１１４が受信信号から所望信号の受信信号を除いた信号レプリカを生成し、減算部ｂ１０３がこの信号レプリカを減算し、サブキャリア毎に復調処理を行ってもよい。
　この場合、上記の式（１４）は、次式（３７）、（３８）で置き換えられる。

　また、上記第１の実施形態において、通信システムはマルチキャリア信号の通信を行う場合について説明したが、本発明はこれに限らず、ＦＦＴを用いてシングルキャリア信号の通信を行う場合にも、適用することができる。
　また、上記第１の実施形態において、所望サブキャリアの周辺のサブキャリアも復元して復調に取り入れてもよい。例えば、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、式（２４）、（２５）で表わされる信号を生成する際に、所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ，１}Ｓ’’_ｉ，ｎ、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ，２}Ｓ’’_ｉ，ｎを加算する。受信信号では周辺のサブキャリアにも所望信号が漏れ込んでいるため、受信装置ｂ１がそれらを合成することでＳＩＮＲを改善することができる。

（第２の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、受信装置ｂ１が前部ＦＦＴ区間及び後部ＦＦＴ区間の２個のＦＦＴ区間の信号を抽出し、信号を復調、復号する場合について説明をした。本実施形態では、受信装置がＮ_Ｂ個のＦＦＴ区間の信号を抽出し、信号を復調、復号する場合について説明する。
　なお、本実施形態に係る通信システムの概念図は第１の実施形態（図１）と同じであるので説明は省略する。ここで、本実施形態に係る送信装置Ａは、第１の実施形態と同じ送信装置ａ１であるので、説明は省略する。以下、本実施形態では、受信装置Ｂを受信装置ｂ２という。

　図７は、本発明の第２の実施形態に係る受信装置ｂ２が選択するＦＦＴ区間の一例を示す概略図である。この図において、受信信号は第１の実施形態に係る受信信号の一例（図５）と同じである。
　この図は、受信装置ｂ２がＮ_Ｂ＝３個のＦＦＴ区間の信号を抽出する場合の例を示す。具体的に、この図の例では、受信装置ｂ２は、ＦＦＴ区間ｆ＝１、３として第１の実施形態での前部ＦＦＴ区間、後部ＦＦＴ区間を選択し、それらに加えて、ＦＦＴ区間ｆ＝２を選択している（以下、ｆを区間番号という）。

　図８は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。本実施形態に係る受信装置ｂ２（図８）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１（図３）とを比較すると、信号抽出部Ｂ２の区間選択部ｂ２０４、及び復調部ｂ２０９が異なる。また、受信装置ｂ２は、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－ｆ、ＦＦＴ部ｂ１０６－ｆ、復元部ｂ１０８－ｆ（ｆ＝１、２、・・・、Ｎ_Ｂ）をＮ_Ｂ個備え、区間番号ｆのＦＦＴ区間の信号を抽出する点が異なる。しかし、他の構成要素（受信アンテナｂ１０１、受信部ｂ１０２、減算部ｂ１０３、復号部ｂ１１０、シンボルレプリカ生成部ｂ１１１、ＩＦＦＴ部ｂ１１２、ＧＩ挿入部ｂ１１３、及びフィルタ部ａ１１４）が持つ機能は第１の実施形態と同じである。また、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－ｆ、ＦＦＴ部ｂ１０６－ｆ、復元部ｂ１０８－ｆが持つ機能は、第１の実施形態に係るＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、復元部ｂ１０８－１と同じである。第１の実施形態と同じ機能の説明は省略する。

　区間選択部ｂ２０４は、伝搬路推定部ｂ１０７から入力されたチャネルインパルス応答に基づいて、ＧＩを超える遅延パスが存在するか否かを判定する。ＧＩを超える遅延パスが存在しない場合、受信装置ｂ２は、第１の実施形態と同様にＧＩ内遅延処理を行う。
　一方、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、区間選択部ｂ２０４は、予め定められた個数（Ｎ_Ｂ個）のＦＦＴ区間ｆを選択する。
　区間選択部ｂ２０４は、選択したＦＦＴ区間を示す選択区間情報を伝搬路推定部ｂ１０７、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１～ｂ１０５－Ｎ_Ｂ、及びシンボルレプリカ生成部ｂ１１１に出力する。ここで、区間選択部ｂ２０４は、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－ｆにはＦＦＴ区間ｆを示す選択区間情報を出力する。
　また、この場合、区間選択部ｂ２０４は、減算部ｂ１０３から入力された信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１～ｂ１０５－Ｎ_Ｂに出力する。なお、この場合に、受信装置ｂ１の各部が行う処理を「ＧＩ超遅延処理」という。

　復調部ｂ２０９は、伝搬路推定部ｂ１０７から入力された周波数応答、雑音電力、及びＩＣＩ電力を用いて、ＺＦ基準、ＭＭＳＥ基準等を用いたフィルタ係数を算出する。復調部ｂ２０９は、算出したフィルタ係数を用いて、伝搬路補償を行う。復調部ｂ２０９は、伝搬路補償を行った信号を、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、デマッピングした信号に対して、復調処理を行う。復調部ｂ２０９は、復調処理の結果のビット対数尤度比を復号部ｂ１１０に出力する。

＜動作原理について＞
　復元部ｂ１０８－ｆは、それぞれ、シンボルレプリカＳ’’_ｉ，ｎに周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｆ}を乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｆ}Ｓ’’_ｉ，ｎを生成する。復元部ｂ１０８－ｆは、式（１４）で表わされる信号ｒ’_ｉ，ｋのＦＦＴ区間ｆに対するＦＦＴ結果Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｆ}を次式（３９）とすると、これに、それぞれ、生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｆ}Ｓ’’_ｉ，ｎを加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｉ，ｎ，ｆ}は、次式（４０）で表わされる。

　ここで、ｆ_０はＦＦＴ区間ｆの先頭の離散時刻を表わし、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｆ}は、ＦＦＴ区間ｆにおける前後のシンボルからのＩＣＩ係数であり、第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの漏れ込み係数を表す。
　復調部ｂ１０９は、復調シンボルＳ’_ｉ，ｎを式（３４）を用いて算出する。ただし、ベクトルＹ_ｉ，ｎ及びベクトルＷ_{ｉ，ｎ，ｍ}は、次式（４１）、（４２）で表わされる。

＜受信装置ｂ２の動作について＞
　図９は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図８の受信部ｂ１０２が初回に受信信号を減算部ｂ１０３に出力した後の処理である。
　本実施形態に係る受信装置ｂ２の動作（図９）と第１の実施形態に係る受信装置ｂ１の動作（図６）とを比較すると、ステップＳ２０２～Ｓ２０４の処理が異なる。しかし、他の処理（ステップＳ１０１、Ｓ１０５～Ｓ１０８の処理）は第１の実施形態と同じである。第１の実施形態と同じ処理の説明は省略する。

（ステップＳ２０２）ＦＦＴ部ｂ１０６－ｆは、ステップＳ１０１での減算結果の信号のうち区間選択部ｂ２０４が選択したＦＦＴ区間ｆに対して、時間周波数変換を行う。その後、ステップＳ２０３へ進む。
（ステップＳ２０３）復元部ｂ１０８－ｆは、サブキャリア毎に、ステップＳ２０２での変換結果の信号に対して、Ｓ１０７で生成するシンボルレプリカに、区間選択部ｂ１０４が選択したＦＦＴ区間ｆの周波数応答を乗算したレプリカ信号を加算する。その後、ステップＳ２０４へ進む。
（ステップＳ２０４）復調部ｂ２０９は、ステップＳ２０３での加算結果の信号に対して、伝搬路補償し、ビット対数尤度比を算出する。その後、ステップＳ１０５へ進む。

　第１の実施形態の図５の例では、先行パスは、前部ＦＦＴ区間において不足なく抽出されており、最大遅延パスは、後部ＦＦＴ区間において不足なく抽出されているが、その他のパスに関しては、どちらの区間においても不足が生じている。この不足は、２つのＦＦＴ区間を合成することで解消されることが望ましいが、それには区間がオーバーラップすることによる雑音相関を正確に考慮する等の処理を行う必要がある。第１の実施形態で示したように、２つのＦＦＴ区間の同一のサブキャリアで相関を考慮することは容易に可能であるが、実際には全サブキャリアに渡って相関が生じており、それらを考慮することは計算量の観点からも現実的ではない。
　しかし、本実施形態によれば、ＦＦＴ区間の数を増加させることにより、パスに生じる不足による影響を解消している。図７の例では、４～７個目のパスは、ＦＦＴ区間２において不足が生じていない。このようにすることで、電力合成の性能が向上し、特性を改善することができる。
　このように本実施形態では、ＦＦＴ区間の設定により生じるパスの不足や、前後のシンボル区間の取り込みによる影響を低減することができる。

　なお、上記第２の実施形態において、Ｎ_Ｂ＝３の例を示したが、本発明はこれに限らず、Ｎ_Ｂ≧４であってもよい。例えば、Ｎ_Ｂを全パス数（図７の例ではＮ_Ｂ＝１２）としてもよい。
　このＮ_Ｂの値は、受信装置ｂ２を作成するときに予め決まった値を受信装置ｂ２の記憶部に記憶させてもよいし、送信装置ａ１が値を決定して送信して受信装置ｂ２の記憶部に記憶させてもよい。また、受信装置ｂ２が伝搬路状況に応じてＮ_Ｂの値を決定してもよく、例えば、受信装置ｂ２は遅延パスの遅延時間の長さや遅延パスの個数に基づいてＮ_Ｂの値を決定してもよい。なお、Ｎ_Ｂ＝３でも充分な効果が期待できる。

＜変形例＞
　図７では、第１の実施形態における前部ＦＦＴ区間（ＦＦＴ区間１）と後部ＦＦＴ区間（ＦＦＴ区間３）の２つに加えて、ＦＦＴ区間（ＦＦＴ区間２）を追加する場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、ＦＦＴ区間１の始まりを先行波の先端とし、ＦＦＴ区間３の終わりを最大遅延パスの信号の後端としなくてもよい。

　図１０は、本実施形態に係る受信装置ｂ２が選択するＦＦＴ区間の別の一例を示す概略図である。この図において、受信信号は図７の一例と同じである。この図は、受信装置ｂ２がＮ_Ｂ＝３個のＦＦＴ区間の信号を抽出する場合の例を示す。
　具体的に、この図の例では、受信装置ｂ２は、ＦＦＴ区間１の始まりを３番目のパス（伝搬路番号ｄ＝２）の先端として選択している。また、受信装置ｂ２は、ＦＦＴ区間３の終わりを１０番目のパス（伝搬路番号ｄ＝９）の後端（ＦＦＴ区間３の始まりを１０番目のパスのＧＩの後端とするとしてもよい）として選択している。このようにすることで、受信装置ｂ２は、前後のシンボル区間を取り込む量を減少させ、ＩＳＩの除去残差の影響を低減することができる。

（第３の実施形態）
　以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。本実施形態では、通信システムがＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ；多入力多出力）伝送方式の通信を行う場合について説明をする。
　本実施形態に係る通信システムの概念図は第１の実施形態（図１）と同じであるので説明は省略する。以下、本実施形態では、送信装置Ａを送信装置ａ３といい、受信装置Ｂを受信装置ｂ３という。なお、本実施形態では、Ｔ本のアンテナを備えた送信装置ａ３が送信した信号を、Ｒ本のアンテナを備えた受信装置ｂ３が受信する場合について説明をする。ここで、受信装置ｂ３は、送信装置ａ３からＴ本のアンテナで送信されたＴ個のストリームをＲ本のアンテナで受信し、ＭＩＭＯ分離を行う。

＜送信装置ａ３の構成について＞
　図１１は、本発明の第３の実施形態に係る送信装置ａ３の構成を示す概略ブロック図である。この図において、送信装置ａ３は、パイロット生成部ａ３０１－ｔ（ｔ＝１、２、・・・Ｔ、以下同じ）、符号部ａ３０２－ｔ、変調部ａ３０３－ｔ、マッピング部ａ３０４－ｔ、ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔ、ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔ、送信部ａ３０７－ｔ、及び送信アンテナ部ａ３０８－ｔを含んで構成される。

　パイロット生成部ａ３０１－ｔは、受信装置ｂ３がその波形（あるいは、その信号系列）の振幅値を予め記憶するパイロット信号を生成し、マッピング部ａ３０４－ｔに出力する。
　符号部ａ３０２－ｔは、受信装置ｂ３に送信する情報ビットに対して畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ３０２－ｔは、生成した符号化ビットを変調部ａ３０３－ｔに出力する。
　変調部ａ３０３－ｔは、符号部ａ３０２－ｔから入力された符号化ビットを、ＰＳＫやＱＡＭなどの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ３０３－ｔは、生成した変調シンボルをマッピング部ａ３０４－ｔに出力する。

　マッピング部ａ３０４－ｔは、パイロット生成部ａ３０１－ｔから入力されたパイロット信号、及び変調部ａ３０３－ｔから入力された変調シンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソースにマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔに出力する。また、マッピング情報は、送信装置ａ３が決定し、送信装置ａ３から受信装置ｂ３へ予め通知される。
　ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔは、マッピング部ａ３０４－ｔから入力された周波数領域の信号を周波数－時間変換し、時間領域の信号を生成する。ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ３０６－ｔに出力する。

　ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔは、ＩＦＦＴ部ａ３０５－ｔから入力された時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加する。ここで、ガードインターバルとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものであり、ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔは、この複製した信号をこのＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。
　ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔは、ガードインターバルを付加した信号を送信部ａ３０７－ｔに出力する。
　送信部ａ３０７－ｔは、ＧＩ挿入部ａ３０６－ｔから入力された信号をデジタル・アナログ変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ３０７－ｔは、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ３０８－ｔから受信装置ｂ３へ送信する。

＜受信装置ｂ３の構成について＞
　図１２は、本実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信装置ｂ３は、受信アンテナｂ３０１－ｒ（ｒ＝１、２、・・・Ｒ、以下同じ）、受信部ｂ３０２－ｒ、減算部ｂ３０３－ｒ、区間選択部ｂ３０４－ｒ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒ、復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２、復調部ｂ３０９、復号部ｂ３１０－ｔ、及び、シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔを含んで構成される。なお、減算部ｂ３０３－１～ｂ３０３－Ｒ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０４－１～ｂ３０４－Ｒ、ＦＦＴ部ｂ３０５－１～ｂ３０５－Ｒ、復元部ｂ３０７－１～ｂ３０７－Ｒ、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－１～Ｂ３－Ｒ（後述するフィルタ部ｂ３１４－１～ｂ３１４－Ｒ）を信号抽出部Ｂ３という。

　受信部ｂ３０２－ｒは、送信装置ａ３が送信した送信信号を、受信アンテナｂ３０１－ｒを介して受信する。受信部ｂ３０２－ｒは、受信した信号に対して、周波数変換及びアナログ―デジタル変換を行う。受信部ｂ３０２－ｒは、変換を行った受信信号を記憶する。受信部ｂ３０２－ｒは、初回処理、及び、後述するフィルタ部ｂ３１４－ｒが減算部ｂ３０３－ｒに受信信号レプリカを入力するタイミングで、記憶する受信信号を減算部ｂ３０３－ｒ及び受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒに出力する。

　減算部ｂ３０３－ｒは、受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号から、後述する受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒから入力された受信信号レプリカを減算する。減算部ｂ３０３－ｒは、受信信号レプリカを減算した信号を区間選択部ｂ３０４－ｒに出力する。
　なお、初回処理の場合、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒから減算部ｂ３０３－ｒへの入力はなく（ゼロであり）、減算部ｂ３０３－ｒは、受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号をそのまま区間選択部ｂ３０４－ｒに出力する。

　区間選択部ｂ３０４－ｒは、後述する受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒから入力されたチャネルインパルス応答に基づいて、ＧＩを超える遅延パスが存在するか否かを判定する。
　ＧＩを超える遅延パスが存在しない場合、区間選択部ｂ３０４－ｒは、先行波のＦＦＴ区間を示す選択区間情報を受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２、及びシンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｒに出力する。また、この場合、区間選択部ｂ３０４－ｒは、減算部ｂ３０３－ｒから入力された信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１に出力する。なお、この場合に、受信装置ｂ３の各部が行う処理を「ＧＩ内遅延処理」という。また、初回処理の場合、区間選択部ｂ３０４－ｒは、減算部ｂ３０３－ｒから入力された信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１に出力する。

　一方、ＧＩを超える遅延パスが存在する場合、区間選択部ｂ３０４－ｒは、先行波の先頭からＦＦＴ区間の長さの区間（前部ＦＦＴ区間）と、ｄ＝Ｄのパス、つまり、最大遅延パスを介して受信した信号のＦＦＴ区間（後部ＦＦＴ区間）と、を選択する。区間選択部ｂ３０４－ｒは、選択したＦＦＴ区間を示す選択区間情報を受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２、及びシンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｒに出力する。ここで、区間選択部ｂ３０４－ｒは、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１には前部ＦＦＴ区間を示す選択区間情報を出力し、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－２には後部ＦＦＴ区間を示す選択区間情報を出力する。
　また、この場合、区間選択部ｂ３０４－ｒは、減算部ｂ３０３－ｒから入力された信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２に出力する。なお、この場合に、受信装置ｂ３の各部が行う処理を「ＧＩ超遅延処理」という。

　ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２は、区間選択部ｂ３０４－ｒから入力された信号から、選択区間情報が示すＦＦＴ区間（先行波のＦＦＴ区間、又は、後部ＦＦＴ区間。）の信号を抽出する。ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２は、抽出した信号をＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２に出力する。なお、初回処理の場合、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０６－ｒ－１は、先行波のＦＦＴ区間の信号を抽出する。
　ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２は、ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２から入力された時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号を復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２に出力する。

　受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、送信装置ａ３のアンテナａ３０８－ｔ（第ｔアンテナという）各々からアンテナｂ３０１－ｒ（第ｒアンテナという）への周波数応答を推定し、復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２及び復調部ｂ３０９に出力する。また、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、雑音電力及びＩＣＩ電力を算出し、復調部ｂ３０９に出力する。
　また、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔから入力されたシンボルレプリカから、第ｒアンテナで受信した受信信号の受信信号レプリカを生成し、減算部ｂ３０３－ｒに出力する。なお、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒの構成及び処理の詳細については、後述する。

　復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２は、サブキャリア毎に、伝搬路推定部ｂ３０７から入力された周波数応答を、後述するシンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔから入力されたシンボルレプリカに乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号を生成する。復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２は、サブキャリア毎に、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２から入力された信号に生成したレプリカ信号を加算する。すなわち、復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２は、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち所望のストリーム（第ｔストリーム）成分を加算する。復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２は、レプリカ信号を加算した信号を復調部ｂ３０９に出力する。
　なお、初回の処理の場合、シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔから復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２への入力はなく（ゼロであり）、シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔは、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２から入力された信号をそのまま復調部ｂ３０９に出力する。

　復調部ｂ３０９は、伝搬路推定部ｂ３０７－ｒから入力された周波数応答、雑音電力、及びＩＣＩ電力を用いて、ＺＦ基準、ＭＭＳＥ基準等を用いたフィルタ係数を算出する。復調部ｂ３０９は、算出したフィルタ係数を用いて、伝搬路補償を行う。復調部ｂ３０９は、伝搬路補償を行った信号を、送信装置ａ３から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、デマッピングした信号に対して、復調処理を行う。復調部ｂ３０９は、第ｔアンテナから送信された送信信号系列（第ｔストリームという）の信号について、復調処理の結果のビット対数尤度比を復号部ｂ３１０－ｔに出力する。

　復号部ｂ３１０－ｔは、復調部ｂ３０９から入力された復調シンボルに対して、例えば、最尤復号法、最大事後確率推定、ｌｏｇ－ＭＡＰ、Ｍａｘ－ｌｏｇ－ＭＡＰ、ＳＯＶＡ等を用いて、復号処理を行う。
　この復号処理の結果、誤りが検出されなかったと判定した場合、もしくは、既定の回数の処理が行われたと判定した場合、復号部ｂ３１０－ｔは、復号結果のビット対数尤度比を情報データビットとして出力する。一方、誤りが検出された、かつ、規定の回数の処理が行われていない、と判定した場合、復号部ｂ３１０－ｔは、復号結果のビット対数尤度比をシンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔに出力する。

　シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔは、復号部ｂ３１０－ｔから入力されたビット対数尤度比の期待値を算出し、算出した期待値を変調してシンボルレプリカを生成する。シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔは、生成したシンボルレプリカを、送信装置ａ３から予め通知されたマッピング情報に基づいてマッピングする。シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔは、マッピングしたシンボルレプリカを復元部ｂ３０７－１～ｂ３０７－Ｒ及び受信信号レプリカ生成部Ｂ３－１～Ｂ３－Ｒに出力する。

　図１３は、本実施形態に係る受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒの構成を示す概略ブロック図である。この図において、受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、ＩＦＦＴ部ｂ３１２－ｔ、ＧＩ挿入部ｂ３１３－ｔ、伝搬路推定部ｂ３０７、フィルタ部ｂ３１４－ｔ、及び、合計部ｂ３１５を含んで構成される。

　ＩＦＦＴ部ｂ３１２－ｔは、シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔから入力されたシンボルレプリカに対して周波数時間変換を行い、変換した時間領域のレプリカ信号をＧＩ挿入部ｂ３１３－ｔに出力する。
　ＧＩ挿入部ｂ３１３－ｔは、ＩＦＦＴ部ｂ３１２－ｔから入力されたレプリカ信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にガードインターバルを付加して、送信信号レプリカを生成する。ＧＩ挿入部ｂ３１３－ｔは、生成した送信信号レプリカを、伝搬路推定部ｂ３０７及びフィルタ部ｂ３１４－ｔに出力する。

　伝搬路推定部ｂ３０７は、受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号、及びＧＩ挿入部ｂ３１３－ｔから入力された送信信号レプリカ信号、に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間で、第ｔアンテナ各々から第ｒアンテナへの伝搬路のチャネルインパルス応答を推定する。なお、初回の処理の場合、ＧＩ挿入部ｂ３１３－ｔから伝搬路推定部ｂ３０７への入力はなく（ゼロであり）、伝搬路推定部ｂ３０７は、予め記憶するパイロット信号、及び受信部ｂ３０２－ｒから入力された受信信号に基づいて、ＯＦＤＭシンボル区間で時間変動するチャネルインパルス応答を推定する。
　伝搬路推定部ｂ３０７は、推定したチャネルインパルス応答をフィルタ部ｂ３１４－ｔに出力する。また、伝搬路推定部ｂ３０７は、推定したチャネルインパルス応答に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号である周波数応答を、復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２及び復調部ｂ３０９に出力する。

　また、伝搬路推定部ｂ３０７は、推定した周波数応答と予め記憶するパイロット信号からパイロット信号のレプリカを生成する。伝搬路推定部ｂ３０７は、受信信号のパイロット信号と、生成したパイロット信号のレプリカと、に基づいて雑音電力を算出する。また、伝搬路推定部ｂ３０７は、推定した周波数応答とパイロット信号とに基づいてＩＣＩの電力（ＩＣＩ電力という）を算出する。なお、伝搬路推定部ｂ３０７が行う雑音電力及びＩＣＩ電力の算出処理の詳細については、動作原理と併せて後述する。伝搬路推定部ｂ３０７は、算出した雑音電力及びＩＣＩ電力を復調部ｂ３０９に出力する。

　フィルタ部ｂ３１４－ｔは、伝搬路推定部ｂ３０７から入力されたチャネルインパルス応答と、ＧＩ挿入部ｂ３１３－ｔから入力された送信信号レプリカと、に基づいて、第ｒアンテナで受信した第ｔストリームの受信信号レプリカを生成する。フィルタ部ｂ３１４－ｔは、生成した受信信号レプリカを合成部ｂ３１５に出力する。
　合成部ｂ３１５は、フィルタ部ｂ３１４－ｔから入力された受信信号レプリカを合成し、第ｒアンテナで受信した受信信号の受信信号レプリカを生成する。合成部ｂ３１５は、生成した受信信号レプリカを減算部ｂ３０３－ｒに出力する。

＜動作原理について＞
　以下、受信装置ｂ３の動作原理について、図１２、１３を参照ながら説明をする。
　受信部ｂ３０２－ｒが受信した第ｋ離散時刻の第ｉシンボルの受信信号ｒ_{ｉ，ｋ，ｒ}は、次式（４３）、（４４）で表わされる。

　ここで、Ｔは送信装置ａ３のアンテナ数、Ｄは最大の伝搬路番号、ｈ_{ｉ，ｄ，ｋ，ｒ，ｔ}は、第ｔアンテナから第ｒアンテナへの第ｉシンボルの第ｄパスにおける第ｋ離散時刻の複素振幅である。また、ｓ_{ｉ，ｋ，ｔ}は第ｔストリームの第ｉシンボルの時間領域の送信信号であり、ｚ_{ｉ，ｋ，ｒ}は第ｒアンテナでの第ｉシンボルの時間領域の雑音である。
　また、ＮはＦＦＴ区間のポイント数、Ｓ_ｉ，ｎ,tは第ｔストリームの第ｉシンボルの第ｎサブキャリアの変調信号、Ｎ_ｇはＧＩ区間のポイント数、ｊは虚数単位である。

［繰返し処理（ＧＩ内遅延処理）について］
　減算部ｂ３０３－ｒは、式（４３）で表わされる信号ｒ_{ｉ，ｋ，ｒ}から受信信号レプリカを減算する。ＦＦＴ区間抽出部ｂ３０５－ｒ－１は、減算結果のＦＦＴ区間の信号からＧＩを除去し、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１は、ＧＩを除去した信号を時間周波数変換する。ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１が出力する信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ}は、次式（４５）、（４６）で表わされる。

　ここで、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｒ，ｔ}は第ｒアンテナが受信した第ｔストリームの第ｉシンボルについての第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの信号の漏れ込み係数であり、ｍ＝ｎの場合の漏れ込み係数Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}は周波数応答である。また、Ｓ’’_{ｉ，ｍ，ｔ}は第ｔストリームの第ｍサブキャリアの信号のシンボルレプリカである。
　復元部ｂ３０８－ｒ－１は、シンボルレプリカＳ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}に伝搬路推定部ｂ３０７から入力された周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}を乗算して、伝搬路の影響を受けて第ｒアンテナが受信した第ｔストリームの第ｉシンボルの第ｎサブキャリアについての所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を生成する。復元部ｂ３０８－ｒ－１は、式（４５）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ}に生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ}Ｓ’’_{ｉ，ｍ，ｔ}を加算する。すなわち、復元部ｂ３０８－ｒ－１は、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち所望のストリーム成分を加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｉ，ｎ，ｒ，ｔ}は、次式（４７）で表わされる。

　ここで、式（４７）の第３項は、他のストリームの信号が除去されていることを示すので、式（４７）はＭＩＭＯ分離されたことを意味する。
　復調部ｂ３０９は、第ｔストリームの第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_{ｉ，ｎ，ｔ}を次式（４８）を用いて算出する。ただし、次式（４８）は、除去残差を雑音近似し、復調シンボルの電力を１に正規化した場合の式である。

［繰返し処理（ＧＩ超遅延処理）について］
　ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１が出力する信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ，１}、及び、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１が出力する信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ，２}は、次式（４９）、（５０）で表わされる。

　ここで、Ｚ_{ｉ，ｎ，ｒ，１}、Ｚ_{ｉ，ｎ，ｒ，２}は、それぞれ、第ｒアンテナでの前部ＦＦＴ区間、後部ＦＦＴ区間の雑音を時間周波数変換したものである。また、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｒ，ｔ，１}、Ｖ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｒ，ｔ，２}は、それぞれ、第ｒアンテナが受信した第ｔストリームの前部ＦＦＴ区間、後部ＦＦＴ区間における前後のシンボルからのＩＳＩ係数であり、第ｍサブキャリアから第ｎサブキャリアへの漏れ込み係数を表す。また、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，１}、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，２}は、それぞれ、第ｒアンテナが受信した第ｔストリームの前部ＦＦＴ区間、後部ＦＦＴ区間における周波数応答であり、次式（５１）、（５２）で表わされる。

　復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２は、それぞれ、シンボルレプリカＳ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}に周波数応答Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，１}、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，２}を乗算して、伝搬路の影響を受けた所望信号のレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，１}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}、Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，２}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を生成する。復元部ｂ３０８－ｒ－１は、式（４９）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ，１}に生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，１}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を加算し、また、復元部ｂ３０８－ｒ－２は、式（５０）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ，２}に生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，２}Ｓ’’_{ｉ，ｎ，ｔ}を加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｉ，ｎ，ｒ，ｔ，１}、Ｙ_{ｉ，ｎ，ｒ，ｔ，２}は、次式（５３）、（５４）で表わされる。

　復調部ｂ３０９は、第ｔストリームの第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_{ｉ，ｎ，ｔ}を次式（５５）を用いて算出する。ただし、次式（５５）は、除去残差を雑音近似し、復調シンボルの電力を１に正規化した場合の式である。

　ただし、ベクトルＹ_{ｉ，ｎ，ｒ，ｔ}及びベクトルＷ_{ｉ，ｎ，ｍ，ｒ，ｔ}は、次式（５６）、（５７）で表わされる。

＜受信装置ｂ３の動作について＞
　図１４は、本実施形態に係る受信装置ｂ３の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１２の受信部ｂ３０２－ｒが、初回に受信信号を減算部ｂ３０３－ｒに出力した後の処理である。

（ステップＳ３０１）減算部ｂ３０３－ｒは、受信信号から、後述するステップＳ３０８から入力された受信信号レプリカを減算する。その後、ステップＳ３０２へ進む。
（ステップＳ３０２）ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２は、ステップＳ３０１での減算結果の信号のうち区間選択部ｂ３０４－ｒが選択したＦＦＴ区間の信号に対して時間周波数変換を行う。その後、ステップＳ３０３へ進む。
（ステップＳ３０３）復元部ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２は、サブキャリア毎に、ステップＳ３０２での変換結果の信号に対して、後述するステップＳ３０７で生成するシンボルレプリカに、区間選択部ｂ３０４－ｒが選択したＦＦＴ区間の信号の周波数応答を乗算したレプリカ信号を加算する。その後、ステップＳ３０４へ進む。

（ステップＳ３０４）復調部ｂ３０９は、ステップＳ３０３での加算結果の信号に対して、伝搬路補償し、ビット対数尤度比を算出する。その後、ステップＳ３０５へ進む。
（ステップＳ３０５）復号部ｂ３１０－ｔは、ステップＳ３０４での算出結果のビット対数尤度比に対して、誤り訂正等の復号処理を行う。その後、ステップＳ３０６へ進む。
（ステップＳ３０６）復号部ｂ３１０－ｔは、ステップＳ３０５での復号結果に誤りが検出されなかったか、もしくは、既定の回数の処理が行われたかを判定する。これらのいずれかに該当する場合（Ｙｅｓ）、受信装置ｂ３は動作を終了する。一方、これらの両方に該当しない場合（Ｎｏ）、ステップＳ３０７へ進む。

（ステップＳ３０７）シンボルレプリカ生成部ｂ３１１－ｔは、ステップＳ３０５での復号結果のビット対数尤度比からシンボルレプリカを生成する。その後、ステップＳ３０８へ進む。
（ステップＳ３０８）受信信号レプリカ生成部Ｂ３－ｒは、ステップＳ３０７で生成されたシンボルレプリカに基づいて受信信号レプリカを生成する。その後、ステップＳ３０１へ進む。

　このように、本実施形態によれば、受信装置ｂ３は、ＩＳＩ及びＩＣＩを除去した受信信号の各サブキャリア成分を抽出し、抽出した各サブキャリア成分の信号を復調する。これにより、受信装置ｂ３は、ＭＩＭＯ伝送方式の場合でも、計算量の増大を防止することができる。

　なお、上記第３の実施形態において、受信装置ｂ３は、所望サブキャリアであっても、他ストリームの信号は復元していないが、復元してもよい。すなわち、式（４７）、（５３）、（５４）の第３項を復元してもよい。この場合は、復調部がＭＩＭＯ分離を行うことになり、ＺＦやＭＭＳＥのような線形処理だけではなく、最尤検出（ＭＬＤ；Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ、以下では、ＭＬＤという略語は最尤検出を意味する）のような非線形処理を行うことも可能となる。
　以下、他ストリームの信号も復元したときに、受信装置ｂ３がＭＬＤを用いて行うビット対数尤度比の算出処理の原理について説明をする。なお、以下では、ＧＩ超遅延処理をする場合について説明するが、ＧＩ内遅延処理の場合も同様である。

　復元部ｂ３０８－ｒ－１は、式（４９）で表わされる信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，ｒ，１}に生成したレプリカ信号Ｗ_{ｉ，ｎ，ｎ，ｒ，ｔ，１}Ｓ’’_{ｉ，ｍ，ｔ，１}をすべてのｔについて加算する。すなわち、復元部ｂ３０８－ｒ－１は、ＦＦＴ部ｂ３０６－ｒ－１が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち全てのストリーム成分を加算する。この加算後の信号Ｙ_{ｎ，ｒ，ｔ，１}、Ｙ_{ｎ，ｒ，ｔ，１}は、次式（５８）～（６０）で表わされる。

　これらの式（５８）～（６０）をベクトル表記すると、次式（６２）～（６５）で表わされる。

　ここで、式（６４）のベクトルＳ_ｉ，ｎを構成するビット系列β_ｉ，ｎを次式（６６）とする。

　ただし、Ｍは変調多値数であり、例えばＱＰＳＫのときはＭ＝２、１６ＱＡＭのときはＭ＝４である。また、ｂ_{ｉ，ｎ，ｔ，ｑ}はベクトルＳ_ｉ，ｎを構成する第ｔストリームのｑ番目のビットを表わす。以後、説明では第ｉシンボル第ｎサブキャリアを表わすものとし、添え字のｉとｎは省略する。すなわち、β_ｉ，ｎをβ、ｂ_{ｉ，ｎ，ｔ，ｑ}をｂ_ｔ，ｑと表記する。式（６６）のビットｂ_{ｉ，ｔ，ｑ}のビット対数尤度比λ（ｂ_{ｉ，ｔ，ｑ}）は次式（６７）で表わされる。

　ここで、ベイズの定理、ｐ（Ａ｜Ｂ）ｐ（Ｂ）＝ｐ（Ｂ｜Ａ）ｐ（Ａ）を用いると、式（６７）のビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、次式（６８）で表わされる。

　また、Ｚ’_{ｉ，ｎ，ｒ}がガウス過程に従うと仮定し、Ｍａｘ－ｌｏｇ近似を用いると、式（６８）のビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、次式（６９）で表わされる。

　式（６９）でのｐ（β）は、各ビットが独立であると仮定すると、以下の式（７０）で表わされる。

　ここで、ｐ（ｂ_{ｔ’，ｑ’}）は、復号部ｂ３１０－ｔ’が出力するビット対数尤度比λ_ａ（ｂ_{ｔ’，ｑ’}）を用いて計算することができる。また、このようにして得られたビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、ビット対数尤度比λ_ａ（ｂ_ｔ，ｑ）を用いて計算されているため、その分は減算するのが一般的である。すなわち、復調部ｂ３０９が復号部ｂ３１０－ｔへ出力する値は、λ（ｂ_ｔ，ｑ）－λ_ａ（ｂ_ｔ，ｑ）である。
　なお、簡単のため、事前情報が無いものと仮定してＬＬＲを計算してもよい。この場合、ビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）は、次式（７１）で表わされる。

　復調部ｂ３０９は、復調処理の結果のビット対数尤度比λ（ｂ_ｔ，ｑ）を式（７１）を用いて算出し、復号部ｂ３１０－ｔに出力する。

　また、上記第３の実施形態において、受信装置ｂ３は、前部ＦＦＴ区間と後部ＦＦＴ区間の２つのＦＦＴ区間を選択しているが、第２の実施形態のように３以上の区間を選択し、また、ＦＦＴ区間の位置を図１０で示したように選択してもよい。
　また、上記第３の実施形態において、送信装置ａ３（図１１）は、１個のアンテナａ３０８－ｔに対して１個の符号部ａ３０２－ｔが備えられているが、本発明はこれに限らず、複数のアンテナに対して１個の符号部を備えてもよい。例えば、送信装置ｂ３は、１個の符号部を備え、誤り訂正符号化した結果を、予め決められたパターンに従って変調部ａ３０３－１～ａ３０３－Ｔに振り分けて出力してもよい。
　また、上記第３の実施形態において、第１～第Ｔストリームには、同じ情報データ信号系列の送信信号が含まれてもよいし、全て異なる情報データ信号系列の送信信号であってもよい。例えば、送信装置ａ３は、２つの情報データ信号系列を送信する場合、一方の情報データ系列を第１、２ストリームとして送信し、他方の情報データ信号系列を第３、４ストリームとして送信してもよい。

　なお、上記各実施形態において、受信装置ｂ１、ｂ２、ｂ３は、時間領域において受信信号から受信信号レプリカを減算する場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、周波数領域において受信信号から受信信号レプリカを減算してもよい。この場合、例えば、受信装置ｂ１では、受信部ｂ１０２が受信信号をＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２に出力し、また、フィルタ部ｂ１１４が受信信号レプリカをＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２に出力する。ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２は、受信部ｂ１０２から入力された受信信号及びフィルタ部ｂ１１４から入力された受信信号レプリカから、選択区間情報が示すＦＦＴ区間の信号を抽出する。ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２は、それぞれ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２が抽出した信号に対して時間周波数変換を行う。復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、それぞれ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２が時間周波数変換を行ったＦＦＴ区間の受信信号から受信信号レプリカを減算する。復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２は、それぞれ、減算した信号を式（２０）、（２２）の信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，１}、信号Ｒ’_{ｉ，ｎ，２}として、レプリカ信号を加算する。

　また、上記各実施形態において、区間選択部ｂ１０４、ｂ２０４、ｂ３０４－ｒがＧＩを超える遅延パスが存在するか否かを判定する場合について説明をした。しかし本発明はこれに限らず、区間選択部ｂ１０４、ｂ２０４、ｂ３０４－ｒがＧＩを超える遅延パスが存在するか否かを判定しなくてもよい。この場合、受信装置ｂ１、ｂ２、ｂ３がＧＩ内遅延処理は行わず、ＧＩ超遅延処理のみを行う。

　また、上記各実施形態において、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２、ｂ２０７、ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２（以下、単に復元部という）が、それぞれ、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２、ｂ２０５、ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２（以下、単にＦＦＴ部という）が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分を加算する場合について説明をした。しかし、本発明はこれに限らず、復元部は、第ｎサブキャリアから第ｎ＋ｌ（ｌ＝１、－１、２、－２、・・・、Ｌ、－Ｌ）サブキャリアに漏れ込んだ所望信号のレプリカ信号を生成し、ＦＦＴ部が変換した周波数領域の信号の第ｎサブキャリアに対して、生成したレプリカ信号を加算するようにしてもよい。すなわち、復元部は、ＦＦＴ部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、所望信号のレプリカ信号のサブキャリア成分であって当該サブキャリアに近接するサブキャリアの成分を加算する。
　この場合、復調部ｂ１０９、ｂ２０８、ｂ３０９は、第ｎサブキャリアの復調シンボルＳ’_ｎを次式（７２）を用いて算出する。ただし、次式（７２）は、除去残差を雑音近似し、復調シンボルの電力を１に正規化した場合の式である。

　なお、上述した実施形態における受信装置ｂ１、ｂ２、ｂ３の一部、例えば、受信部ｂ１０２、ｂ３０２－ｒ、減算部ｂ１０３、ｂ３０３－ｒ、ＦＦＴ区間抽出部ｂ１０５－１、ｂ１０５－２、ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２、ＦＦＴ部ｂ１０６－１、ｂ１０６－２、ｂ２０５、ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２、伝搬路推定部ｂ１０７、ｂ２０６、ｂ３０７、復元部ｂ１０８－１、ｂ１０８－２、ｂ２０７、ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２、復調部ｂ１０９、ｂ２０８、ｂ３０９、復号部ｂ１１０、ｂ３１０－ｔ、シンボルレプリカ生成部ｂ１１１、ｂ３１１－ｔ、ＩＦＦＴ部ｂ１１２、ｂ３１２－ｔ、ＧＩ挿入部ｂ１１３、ｂ３１３－ｔ、フィルタ部ｂ１１４、ｂ３１４－ｔ、合成部ｂ３１５をコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、受信装置ｂ１、ｂ２、ｂ３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

　以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。

　本発明は、無線通信の受信に用いて好適である。

　Ａ、ａ１、ａ３・・・送信装置、Ｂ、ｂ１、ｂ２、ｂ３・・・受信装置、ａ１０１、ａ３０１－ｔ・・・パイロット生成部、ａ１０２、ａ３０２－ｔ・・・符号部、ａ１０３、ａ３０３－ｔ・・・変調部、ａ１０４、ａ３０４－ｔ・・・マッピング部、ａ１０５、ａ３０５－ｔ・・・ＩＦＦＴ部、ａ１０６、ａ３０６－ｔ・・・ＧＩ挿入部、ａ１０７、ａ３０７－ｔ・・・送信部、ａ１０８、ａ３０８－ｔ・・・送信アンテナ部、ｂ１０１、ｂ３０１－ｒ・・・受信アンテナ、ｂ１０２、ｂ３０２－ｒ・・・受信部、ｂ１０３、ｂ３０３－ｒ・・・減算部、ｂ１０４、ｂ２０４、ｂ３０４・・・区間選択部、ｂ１０５－１、ｂ１０５－２、ｂ１０５－ｉ、ｂ３０５－ｒ－１、ｂ３０５－ｒ－２・・・ＦＦＴ区間抽出部、ｂ１０６－１、ｂ１０６－２、ｂ１０６－ｉ、ｂ３０６－ｒ－１、ｂ３０６－ｒ－２・・・ＦＦＴ部、ｂ１０７、ｂ３０７・・・伝搬路推定部、ｂ１０８－１、ｂ１０８－２、ｂ１０８－ｉ、ｂ３０８－ｒ－１、ｂ３０８－ｒ－２・・・復元部、ｂ１０９、ｂ３０９・・・復調部、ｂ１１０、ｂ３１０－ｔ・・・復号部、ｂ１１１、ｂ３１１－ｔ・・・シンボルレプリカ生成部、ｂ１１２、ｂ３１２－ｔ・・・ＩＦＦＴ部、ｂ１１３、ｂ３１３－ｔ・・・ＧＩ挿入部、ｂ１１４、ｂ３１４－ｔ・・・フィルタ部、Ｂ３－ｒ・・・受信信号レプリカ生成部、ｂ３１５・・・合成部

Claims

　受信信号から情報を復調する受信装置において、
　伝搬路推定値を推定する伝搬路推定部と、
　復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を複数の時間区間で抽出する信号抽出部と、
　前記信号抽出部が抽出した複数の時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する復調部と、
　を備えることを特徴とする受信装置。
　前記信号抽出部は、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、
　前記減算部が減算した信号から複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、
　前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、
　を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記信号抽出部は、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　前記受信信号と前記受信信号レプリカから複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、
　前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の受信信号と受信信号レプリカを、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の受信信号から受信信号レプリカを減算する減算部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記減算部が減算した信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、
　を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
　前記フィルタ部は、周波数時間変換をしたシンボルレプリカと前記伝搬路推定値に基づいて、前記受信信号レプリカを生成することを特徴とする請求項１乃至３に記載の受信装置。
　前記区間抽出部は、信号を抽出する２個の時間区間のうち、一方の時間区間の始まりを先行波の先端とし、他方の時間区間の終わりを最大遅延パスの信号の後端とすることを特徴とする請求項２乃至４に記載の受信装置。
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分を加算することを特徴とする請求項２乃至５に記載の受信装置。
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号のサブキャリア成分であって当該サブキャリアに近接するサブキャリアの成分を加算することを特徴とする請求項２乃至５に記載の受信装置。
　前記受信装置は、複数のアンテナを備え、
　前記受信装置は、送信装置とＭＩＭＯ伝送方式の通信を行うことを特徴とする請求項１乃至７に記載の受信装置。
　前記復調部は、前記伝搬路推定値に基づいてＭＩＭＯ分離を行うことを特徴とする請求項８に記載の受信装置。
　前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、
　前記信号抽出部は、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、
　前記減算部が減算した信号から複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、
　前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、
　を備え、
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち所望のストリーム成分を加算することを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
　前記受信装置は、送信装置が備える複数のアンテナ各々から送信された信号系列であるストリームの信号を、前記受信信号として受信し、
　前記信号抽出部は、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、時間領域での受信信号のレプリカである受信信号レプリカを生成するフィルタ部と、
　前記受信信号から前記受信信号レプリカを減算する減算部と、
　前記減算部が減算した信号から複数の時間区間の信号を抽出する区間抽出部と、
　前記区間抽出部が抽出した時間区間各々の信号を、周波数領域の信号に変換する時間周波数変換部と、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて所望信号のレプリカ信号を生成し、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号に対して前記所望信号のレプリカ信号を加算し、複数の時間区間での受信信号の各サブキャリア成分を抽出する復元部と、
　を備え、
　前記復元部は、前記時間周波数変換部が変換した周波数領域の信号のサブキャリア成分を抽出し、抽出したサブキャリア成分の信号に対して、前記所望信号のレプリカ信号の当該サブキャリア成分のうち全てのストリーム成分を加算することを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
　前記復調部は、最小平均２乗誤差基準で信号を復調することを特徴とする請求項１乃至１１に記載の受信装置。
　受信信号から情報を復調する受信装置における受信方法において、
　伝搬路推定部が、伝搬路推定値を推定する第１の過程と、
　シンボルレプリカ生成部が、復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成する第２の過程と、
　信号抽出部前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を複数の時間区間で抽出する第３の過程と、
　復調部が、前記第３の過程にて抽出した複数の時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する第４の過程と、
　を有することを特徴とする受信方法。
　受信信号から情報を復調する受信装置のコンピュータを、
　伝搬路推定値を推定する伝搬路推定手段、
　復調した情報の変調シンボルであるシンボルレプリカを生成するシンボルレプリカ生成手段、
　前記伝搬路推定値と前記シンボルレプリカとに基づいて、干渉を除去した受信信号の各サブキャリア成分を複数の時間区間で抽出する信号抽出手段、
　前記信号抽出手段にて抽出した複数の時間区間の信号に基づいて、前記受信信号の各サブキャリア成分の信号を復調する復調手段、
　として機能させる受信プログラム。