JPH0626346B2 - 畳込み符号化直交ｆｍ・ビタビ受信方式 - Google Patents
畳込み符号化直交ｆｍ・ビタビ受信方式Info
- Publication number
- JPH0626346B2 JPH0626346B2 JP2108864A JP10886490A JPH0626346B2 JP H0626346 B2 JPH0626346 B2 JP H0626346B2 JP 2108864 A JP2108864 A JP 2108864A JP 10886490 A JP10886490 A JP 10886490A JP H0626346 B2 JPH0626346 B2 JP H0626346B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- viterbi
- modulation
- converter
- convolutional
- reception
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 21
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
- H04L1/0042—Encoding specially adapted to other signal generation operation, e.g. in order to reduce transmit distortions, jitter, or to improve signal shape
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
- H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
- H04L25/4919—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using balanced multilevel codes
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、有線回線に比べ回線品質の劣る無線回線とり
わけ移動・携帯無線回線、小型局衛生回線、又は短波固
定回線でのディジタル信号伝送の高信頼度化・高能率化
のための変復調と符号化復号方式に関するものである。
わけ移動・携帯無線回線、小型局衛生回線、又は短波固
定回線でのディジタル信号伝送の高信頼度化・高能率化
のための変復調と符号化復号方式に関するものである。
［従来の技術］ 従来より、レベル変動が大きく，電力余裕が少ない通信
回線では飽和増幅器・リミッタの使用が可能な定包絡線
変調方式が、言い替えれば振幅変調方式よりも位相・周
波数変調方式が好ましいとされている。また周波数利用
効率が高く、帯域制限の影響を受けにくいためにはスペ
クトルの集中性の高い変調方式が適している。ディジタ
ル変調方式では一般に位相変調方式よりも周波数変調方
式の方がスペクトルの集中性が高い。
回線では飽和増幅器・リミッタの使用が可能な定包絡線
変調方式が、言い替えれば振幅変調方式よりも位相・周
波数変調方式が好ましいとされている。また周波数利用
効率が高く、帯域制限の影響を受けにくいためにはスペ
クトルの集中性の高い変調方式が適している。ディジタ
ル変調方式では一般に位相変調方式よりも周波数変調方
式の方がスペクトルの集中性が高い。
定包絡線性を有し、スペクトルの集中性に優れ、かつ耐
雑音性（Ｅｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性）も、アンチポーダル
な変調方式と同等にできるディジタル信号の伝送方式と
して変調指数ｈを０．５としたデユオバイナリＦＭ・ビ
タビ受信方式がある。
雑音性（Ｅｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性）も、アンチポーダル
な変調方式と同等にできるディジタル信号の伝送方式と
して変調指数ｈを０．５としたデユオバイナリＦＭ・ビ
タビ受信方式がある。
品質の劣る回線において、ディジタル信号伝送の高信頼
度化・高能率化を図るためにはＦＥＣ（前方誤り訂正）
符号の導入は不可欠であり、現在最も強力な（符号化利
得の大きい）ＦＥＣ符号として畳込み符号化ビタビ復号
方式が知られている。
度化・高能率化を図るためにはＦＥＣ（前方誤り訂正）
符号の導入は不可欠であり、現在最も強力な（符号化利
得の大きい）ＦＥＣ符号として畳込み符号化ビタビ復号
方式が知られている。
［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、デュオバイナリＦＭ・ビタビ受信方式は （ａ）遷移状態の異なる２つの状態遷移表（又は図）に
基づいてビタビ復号を行なうため、いわゆる送受信間の
ブロック同期を必要とする、 （ｂ）それ自身の復調のために拘束長Ｋ＝３、状態数Ｓ
＝４のビタビ復号を必要とするため、通常の方法で畳込
み符号のためのＣＯＤＥＣを付加すると、デュオバイナ
リＦＭ信号の復調のためと畳込み符号の復号のためにそ
れぞれ別のビタビ復号器を必要とすることになる、また
符号化率ｒを１／２とすると送受信のクロックレートを
２倍にしなければならない、 （ｃ）２次元信号空間内の円周四分点を受信機の内部状
態として、ビット間の相関に起因する２次元信号空間内
での信号点の動きの拘束性を利用してビタビ復号を行な
っているため、時間的（ビット）インタリーブを適用し
難い、 等の問題点を有する。
基づいてビタビ復号を行なうため、いわゆる送受信間の
ブロック同期を必要とする、 （ｂ）それ自身の復調のために拘束長Ｋ＝３、状態数Ｓ
＝４のビタビ復号を必要とするため、通常の方法で畳込
み符号のためのＣＯＤＥＣを付加すると、デュオバイナ
リＦＭ信号の復調のためと畳込み符号の復号のためにそ
れぞれ別のビタビ復号器を必要とすることになる、また
符号化率ｒを１／２とすると送受信のクロックレートを
２倍にしなければならない、 （ｃ）２次元信号空間内の円周四分点を受信機の内部状
態として、ビット間の相関に起因する２次元信号空間内
での信号点の動きの拘束性を利用してビタビ復号を行な
っているため、時間的（ビット）インタリーブを適用し
難い、 等の問題点を有する。
そこで、本発明の目的は畳込み符号化を取り込んだ直交
ＦＭ変調信号に対して軟判定ビタビ受信を適用すること
により、貧弱な回線でのディジタル信号伝送の高信頼度
・高能率化を図る畳込み符号化直交ＦＭ・ビタビ受信方
式を提供することにある。
ＦＭ変調信号に対して軟判定ビタビ受信を適用すること
により、貧弱な回線でのディジタル信号伝送の高信頼度
・高能率化を図る畳込み符号化直交ＦＭ・ビタビ受信方
式を提供することにある。
［課題を解決するための手段と作用］ 本発明は上記目的を達成するために、符号化率ｒ＝１／
２の畳込み符号器の２つの２値出力を４値化し更にデュ
オバイナリ変換器，ｍｏｄ．４変換器を通したあと変調
指数ｈ＝１の直交ＦＭ変調を施すディジタル変調方式に
おいて、通常のビタビ復号法で用いられるシンボルメト
リック、ステートメトリック，及びパスメモリの他に、
円周四分点の１つを示し次の信号が入力されるまでそれ
を記憶するメモリを備えることにより，畳込み符号器と
デュオバイナリ変換器，ｍｏｄ．４変換器を合わせたも
の全体の内部状態とその間の状態遷移則及び２次元信号
空間内の信号点の動きを追跡することを可能にし、これ
により送信情報ビットを直接軟判定ビタビ受信すること
を特徴とするものであり、畳込み符号化を取り込んだ直
交ＦＭ変調信号に対して軟判定ビタビ受信を適用するこ
とにより、貧弱な回線でのディジタル信号伝送の高信頼
度・高能率化を図ることができる。
２の畳込み符号器の２つの２値出力を４値化し更にデュ
オバイナリ変換器，ｍｏｄ．４変換器を通したあと変調
指数ｈ＝１の直交ＦＭ変調を施すディジタル変調方式に
おいて、通常のビタビ復号法で用いられるシンボルメト
リック、ステートメトリック，及びパスメモリの他に、
円周四分点の１つを示し次の信号が入力されるまでそれ
を記憶するメモリを備えることにより，畳込み符号器と
デュオバイナリ変換器，ｍｏｄ．４変換器を合わせたも
の全体の内部状態とその間の状態遷移則及び２次元信号
空間内の信号点の動きを追跡することを可能にし、これ
により送信情報ビットを直接軟判定ビタビ受信すること
を特徴とするものであり、畳込み符号化を取り込んだ直
交ＦＭ変調信号に対して軟判定ビタビ受信を適用するこ
とにより、貧弱な回線でのディジタル信号伝送の高信頼
度・高能率化を図ることができる。
［実施例］ 以下図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。
本発明の方式を実施するために必要となる機能を示すブ
ロック図を第１図に示す。即ち、第１図（ａ）に示すよ
うに、符号化率ｒ＝１／２の畳込み符号・４値化器１は
情報源データ０，１を畳込み符号化し、情報源クロック
当り２つの２値出力を交番２進符号と見なして４値化す
る。使用する畳込み符号としては、２値符号化（ｂｉｎ
ａｒｙ ｓｉｇｎａｌｌｉｎｇ）に対して良い符号とし
て知られているもの、例えばタップ係数で表すと（１１
１，１０１，）（１１１１，１１０１），（１１１０
１，１００１１）などを使用する。出力のデータは０，
１，２，３のいずれかになる。更にデュオバイナリ変換
器２とｍｏｄ．４変換器３を通すことにより−１，０，
＋１，±２のいずれかに変換する。ここで４値入力に対
するデュオバイナリ変換器２とは通常の２値入力に対す
るデュオバイナリ変換器のｍｏｄ．２の和と−１の加算
をそれぞれｍｏｄ．４の和と−３の加算に置き換えたも
の、またｍｏｄ．４変換器３とは−３を＋１に、＋３を
−１に変換するものを言う。次に、必要ならばロールオ
フフィルタを通してから、変調指数ｈ＝１の周波数変調
を施す。第１図で言うと直交ＦＭ変調器４に入力するこ
とに相当する。積分して最大位相偏移π［ｒａｄ］の線
形位相変調を行なっても同じである。
ロック図を第１図に示す。即ち、第１図（ａ）に示すよ
うに、符号化率ｒ＝１／２の畳込み符号・４値化器１は
情報源データ０，１を畳込み符号化し、情報源クロック
当り２つの２値出力を交番２進符号と見なして４値化す
る。使用する畳込み符号としては、２値符号化（ｂｉｎ
ａｒｙ ｓｉｇｎａｌｌｉｎｇ）に対して良い符号とし
て知られているもの、例えばタップ係数で表すと（１１
１，１０１，）（１１１１，１１０１），（１１１０
１，１００１１）などを使用する。出力のデータは０，
１，２，３のいずれかになる。更にデュオバイナリ変換
器２とｍｏｄ．４変換器３を通すことにより−１，０，
＋１，±２のいずれかに変換する。ここで４値入力に対
するデュオバイナリ変換器２とは通常の２値入力に対す
るデュオバイナリ変換器のｍｏｄ．２の和と−１の加算
をそれぞれｍｏｄ．４の和と−３の加算に置き換えたも
の、またｍｏｄ．４変換器３とは−３を＋１に、＋３を
−１に変換するものを言う。次に、必要ならばロールオ
フフィルタを通してから、変調指数ｈ＝１の周波数変調
を施す。第１図で言うと直交ＦＭ変調器４に入力するこ
とに相当する。積分して最大位相偏移π［ｒａｄ］の線
形位相変調を行なっても同じである。
結果として出力される被変調波の２次元信号空間内の動
きは「０のとき同一信号点に留まる」、「＋１のとき＋
９０°回転する」、「−１のとき−９０°回転する」、
「±２のとき±１８０°回転する」となる。
きは「０のとき同一信号点に留まる」、「＋１のとき＋
９０°回転する」、「−１のとき−９０°回転する」、
「±２のとき±１８０°回転する」となる。
一方、受信側では第１図（ｂ）に示すように、まず雑音
制限用ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）５を通したあと直交
同期検波器６で直交同期検波される。次にシンボルメト
リック計数器７に入り、受信信号点から４つの円周四分
点に至るユークリッド距離ｄ（０），ｄ（１），ｄ
（２），ｄ（３）が計算される。これら４つの距離をシ
ンボルメトリックとして軟判定ビタビ復号器８で原デー
タが復号されるのであるが、本方式は周波数変調である
ので、情報は位相の変化量として担われている。従って
通常のビタビ復号法で用いられるシンボルメトリック、
ステートメトリック、及びパスメモリの他に、円周四分
点の１つを示し次の信号が入力されるまでそれを記憶す
るメモリ（以後信号点ポインタと呼ぶことにする）を備
える必要がある。例えば拘束長Ｋ＝４の畳込み符号を使
用するとすると、通常のビタビ復号方式ならば、内部状
態は畳込み符号・４値化器１のメモリＩＫ（０），ＩＫ
（１），ＩＫ（２）の内容が０か１かにより決まり、状
態数はＳ＝８となる。本発明の方式では畳込み符号・４
値化器１、デュオバイナリ変換器２、及びｍｏｄ．４変
換器３を合わせたもの全体の内部状態とその間の遷移則
に基づいてビタビ復号を行う。内部状態はＩＫ（０），
ＩＫ（１），ＩＫ（２）の他にデュオバイナリ変換器２
のメモリＩＢ（０）の内容が偶数か奇数かによって規定
される。従ってこのとき状態数はＳ＝１６となる。状態
番号と内部状態との対応及び状態遷移図を第２図に示
す。第２図から明らかなように同一状態から分岐あるい
は同一状態に合流する２つのパスに付与される伝送路シ
ンボル（図では出力データ）は情報ビット（図では入力
データ）の０と１に対してアンチポーダルになってい
る。軟判定ビタビ復号器の中のＡＣＳ（ＡＤＤ，ＣＯＭ
ＰＡＲＥ，ａｎｄ ＳＥＬＥＣＴ）回路ではこれら２つ
のパスに対するメトリックの小さい方（尤度の大きい
方）を生残りパスとして残し他を棄却するのであるが、
このとき信号点ポインタについても生残りパスに対応す
る方のみを残し他を棄却する。即ち、信号点ポインタに
より２次元信号空間内の信号点の動きを追跡することに
より、直交ＦＭ方式に対してビタビ復号が可能になる。
制限用ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）５を通したあと直交
同期検波器６で直交同期検波される。次にシンボルメト
リック計数器７に入り、受信信号点から４つの円周四分
点に至るユークリッド距離ｄ（０），ｄ（１），ｄ
（２），ｄ（３）が計算される。これら４つの距離をシ
ンボルメトリックとして軟判定ビタビ復号器８で原デー
タが復号されるのであるが、本方式は周波数変調である
ので、情報は位相の変化量として担われている。従って
通常のビタビ復号法で用いられるシンボルメトリック、
ステートメトリック、及びパスメモリの他に、円周四分
点の１つを示し次の信号が入力されるまでそれを記憶す
るメモリ（以後信号点ポインタと呼ぶことにする）を備
える必要がある。例えば拘束長Ｋ＝４の畳込み符号を使
用するとすると、通常のビタビ復号方式ならば、内部状
態は畳込み符号・４値化器１のメモリＩＫ（０），ＩＫ
（１），ＩＫ（２）の内容が０か１かにより決まり、状
態数はＳ＝８となる。本発明の方式では畳込み符号・４
値化器１、デュオバイナリ変換器２、及びｍｏｄ．４変
換器３を合わせたもの全体の内部状態とその間の遷移則
に基づいてビタビ復号を行う。内部状態はＩＫ（０），
ＩＫ（１），ＩＫ（２）の他にデュオバイナリ変換器２
のメモリＩＢ（０）の内容が偶数か奇数かによって規定
される。従ってこのとき状態数はＳ＝１６となる。状態
番号と内部状態との対応及び状態遷移図を第２図に示
す。第２図から明らかなように同一状態から分岐あるい
は同一状態に合流する２つのパスに付与される伝送路シ
ンボル（図では出力データ）は情報ビット（図では入力
データ）の０と１に対してアンチポーダルになってい
る。軟判定ビタビ復号器の中のＡＣＳ（ＡＤＤ，ＣＯＭ
ＰＡＲＥ，ａｎｄ ＳＥＬＥＣＴ）回路ではこれら２つ
のパスに対するメトリックの小さい方（尤度の大きい
方）を生残りパスとして残し他を棄却するのであるが、
このとき信号点ポインタについても生残りパスに対応す
る方のみを残し他を棄却する。即ち、信号点ポインタに
より２次元信号空間内の信号点の動きを追跡することに
より、直交ＦＭ方式に対してビタビ復号が可能になる。
第３図にパーソナルコンピュータ２台とＤ／Ａ（ディジ
タル／アナログ）変換器、Ａ／Ｄ変換器、及びガウス雑
音発生器を用いて測定したＥｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性を示
す。送信側コンピュータで送信情報データ及び等価低減
変換された形の送信波形を生成し、Ｄ／Ａ変換器を通し
て電気信号として出力する。ガウス雑音発生器からの雑
音を相加して、雑音制限のためのＬＰＦ（低域通過フィ
ルタ）とＡ／Ｄ変換器を通して受信側コンピュータにデ
ータを取り込む。このときサンプリングクロック信号は
送信側から直接受け取っている。受信側コンピュータで
前述の信号処理を行って情報データの復号を行う。送信
情報データ系列との比較と誤りパルスの計数を行い、全
情報データ数との比からＢＥＲを算出する。
タル／アナログ）変換器、Ａ／Ｄ変換器、及びガウス雑
音発生器を用いて測定したＥｂ／Ｎｏ対ＢＥＲ特性を示
す。送信側コンピュータで送信情報データ及び等価低減
変換された形の送信波形を生成し、Ｄ／Ａ変換器を通し
て電気信号として出力する。ガウス雑音発生器からの雑
音を相加して、雑音制限のためのＬＰＦ（低域通過フィ
ルタ）とＡ／Ｄ変換器を通して受信側コンピュータにデ
ータを取り込む。このときサンプリングクロック信号は
送信側から直接受け取っている。受信側コンピュータで
前述の信号処理を行って情報データの復号を行う。送信
情報データ系列との比較と誤りパルスの計数を行い、全
情報データ数との比からＢＥＲを算出する。
第３図には、実験の正当性を示すために、前置ＬＰＦの
規格化遮断周波数をＢｂＴ＝０．２５としたときのＧＭ
ＳＫ方式及び通常のデュオバイナリＦＭ・ビタビ受信方
式の測定値も併せて示してある。
規格化遮断周波数をＢｂＴ＝０．２５としたときのＧＭ
ＳＫ方式及び通常のデュオバイナリＦＭ・ビタビ受信方
式の測定値も併せて示してある。
第３図によるとＢＥＲ＝１％，０．１％，０．０１％の
ときそれぞれ２．７ｄＢ，３．７ｄＢ，４．２ｄＢの符
号化利得がある。なおパスメモリ長は２１ビットに設定
している。誤りパルスはビタビ復号器で誤ったパスが選
択されたときに発生し、かなりバースト的になる。本実
験ではＥｂ／Ｎｏ＝３ｄＢのとき１バースト当りの誤り
パルス数は１〜２８箇、平均で５．５箇であり、またＥ
ｂ／Ｎｏ＝４ｄＢのときはそれぞれ１〜１０箇、３．４
箇であった。
ときそれぞれ２．７ｄＢ，３．７ｄＢ，４．２ｄＢの符
号化利得がある。なおパスメモリ長は２１ビットに設定
している。誤りパルスはビタビ復号器で誤ったパスが選
択されたときに発生し、かなりバースト的になる。本実
験ではＥｂ／Ｎｏ＝３ｄＢのとき１バースト当りの誤り
パルス数は１〜２８箇、平均で５．５箇であり、またＥ
ｂ／Ｎｏ＝４ｄＢのときはそれぞれ１〜１０箇、３．４
箇であった。
［発明の効果］ 本発明の方式では （ａ）情報は搬送波位相の変化量として伝送されるた
め、同期検波の際に必要となる基準搬送波の絶対位相を
必要としない、言い替えれば再生基準搬送波の９０°位
相不確定性を許容する、 （ｂ）ブロック同期を必要としない、 （ｃ）変調指数ｈが２倍になるため、送受信のクロック
レートは情報ビットレートと同じでよい、 （ｄ）直交ＦＭ変調器の入力及びシンボルメトリック計
数器の出力にそれぞれインタリーバとデインタリーバを
挿入することにより時間的（ビット）インタリーブを取
り入れることが可能である、等の利点がある、なお、情
報が搬送波位相の変化量として伝送されることから伝送
路の位相変動いわゆるマルチパス歪や干渉に対しても効
果が期待される。
め、同期検波の際に必要となる基準搬送波の絶対位相を
必要としない、言い替えれば再生基準搬送波の９０°位
相不確定性を許容する、 （ｂ）ブロック同期を必要としない、 （ｃ）変調指数ｈが２倍になるため、送受信のクロック
レートは情報ビットレートと同じでよい、 （ｄ）直交ＦＭ変調器の入力及びシンボルメトリック計
数器の出力にそれぞれインタリーバとデインタリーバを
挿入することにより時間的（ビット）インタリーブを取
り入れることが可能である、等の利点がある、なお、情
報が搬送波位相の変化量として伝送されることから伝送
路の位相変動いわゆるマルチパス歪や干渉に対しても効
果が期待される。
第１図は本発明の方式を実施するために必要となる機能
を示すブロック図、第２図は本発明の方式を拘束長Ｋ＝
４の畳込み符号に対して適用するときの内部状態とその
間の状態遷移を示す説明図、第３図は本発明の方式を第
１図及び第２図に基づいて実施したときに得られたＥｂ
／Ｎｏ対ＢＥＲ特性（図中の○印）を他方式（図中の
□，▽印）と比較しながら示した特性図である。 １……畳込み符号・４値化器、２……デュオバイナリ変
換器、３……ｍｏｄ．４変換器、４……直交ＦＭ変調
器、５……ＢＰＦ、６……直交同期検波器、７……シン
ボルメトリック計数器、８……軟判定ビタビ復号器。
を示すブロック図、第２図は本発明の方式を拘束長Ｋ＝
４の畳込み符号に対して適用するときの内部状態とその
間の状態遷移を示す説明図、第３図は本発明の方式を第
１図及び第２図に基づいて実施したときに得られたＥｂ
／Ｎｏ対ＢＥＲ特性（図中の○印）を他方式（図中の
□，▽印）と比較しながら示した特性図である。 １……畳込み符号・４値化器、２……デュオバイナリ変
換器、３……ｍｏｄ．４変換器、４……直交ＦＭ変調
器、５……ＢＰＦ、６……直交同期検波器、７……シン
ボルメトリック計数器、８……軟判定ビタビ復号器。
Claims (1)
- 【請求項１】符号化率ｒ＝１／２の畳込み符号器の２つ
の２値出力を４値化し更にデュオバイナリ変換器，ｍｏ
ｄ．４変換器を通したあと変調指数ｈ＝１の直交ＦＭ変
調を施すディジタル変調方式において、通常のビタビ複
号法で用いられるシンボルメトリック、ステートメトリ
ック，及びパスメモリの他に、円周四分点の１つを示し
次の信号が入力されるまでそれを記憶するメモリを備え
ることにより，畳込み符号器とデュオバイナリ変換器，
ｍｏｄ．４変換器を合わせたもの全体の内部状態とその
間の状態遷移則及び２次元信号空間内の信号点の動きを
追跡することを可能にし、これにより送信情報ビットを
直接軟判定ビタビ受信することを特徴とするディジタル
信号の畳込み符号化直交ＦＭ・ビタビ受信方式。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2108864A JPH0626346B2 (ja) | 1990-04-26 | 1990-04-26 | 畳込み符号化直交ｆｍ・ビタビ受信方式 |
| US07/691,833 US5173926A (en) | 1990-04-26 | 1991-04-26 | Convolutionally-encoded quadrature frequency-modulation system |
| EP91106846A EP0465782A1 (en) | 1990-04-26 | 1991-04-26 | Convolutionally-encoded quadrature frequency-modulation system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2108864A JPH0626346B2 (ja) | 1990-04-26 | 1990-04-26 | 畳込み符号化直交ｆｍ・ビタビ受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH048042A JPH048042A (ja) | 1992-01-13 |
| JPH0626346B2 true JPH0626346B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=14495524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2108864A Expired - Lifetime JPH0626346B2 (ja) | 1990-04-26 | 1990-04-26 | 畳込み符号化直交ｆｍ・ビタビ受信方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5173926A (ja) |
| EP (1) | EP0465782A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0626346B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2673389B2 (ja) * | 1991-03-07 | 1997-11-05 | 松下電器産業株式会社 | データ伝送装置 |
| EP0543070A1 (en) * | 1991-11-21 | 1993-05-26 | International Business Machines Corporation | Coding system and method using quaternary codes |
| WO1997016910A1 (en) * | 1995-10-31 | 1997-05-09 | Motorola Inc. | Method and apparatus for the provision and reception of symbols |
| GB2309867A (en) * | 1996-01-30 | 1997-08-06 | Sony Corp | Reliability data in decoding apparatus |
| US6320914B1 (en) * | 1996-12-18 | 2001-11-20 | Ericsson Inc. | Spectrally efficient modulation using overlapped GMSK |
| US6141384A (en) * | 1997-02-14 | 2000-10-31 | Philips Electronics North America Corporation | Decoder for trellis encoded interleaved data stream and HDTV receiver including such a decoder |
| US20060262832A1 (en) * | 1997-03-12 | 2006-11-23 | Interdigital Technology Corporation | Convolutionally encoding and decoding multiple data streams |
| US6005898A (en) * | 1997-03-12 | 1999-12-21 | Interdigital Technology Corporation | Multichannel viterbi decoder |
| US6404828B2 (en) | 1997-03-12 | 2002-06-11 | Interdigital Technology Corporation | Multichannel decoder |
| TW200723789A (en) * | 2005-12-14 | 2007-06-16 | Chung Shan Inst Of Science | Method for correlatively encoding and decoding |
| JP5100797B2 (ja) * | 2010-08-09 | 2012-12-19 | 株式会社九州テン | デジタル無線信号の復調回路およびそれを用いた無線受信装置 |
| CN113283419B (zh) * | 2021-04-29 | 2022-07-05 | 国网浙江省电力有限公司湖州供电公司 | 基于注意力的卷积神经网络指针式仪表图像读数识别方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NZ198844A (en) * | 1980-11-14 | 1984-05-31 | Plessey Overseas | Digital information transmission: two dimensional code |
| JPS6081925A (ja) * | 1983-10-12 | 1985-05-10 | Nec Corp | 誤り訂正装置 |
| US4802174A (en) * | 1986-02-19 | 1989-01-31 | Sony Corporation | Viterbi decoder with detection of synchronous or asynchronous states |
| JPH0691520B2 (ja) * | 1986-03-24 | 1994-11-14 | 日本電気株式会社 | フレ−ム同期はずれ検出方式 |
| US4748626A (en) * | 1987-01-28 | 1988-05-31 | Racal Data Communications Inc. | Viterbi decoder with reduced number of data move operations |
-
1990
- 1990-04-26 JP JP2108864A patent/JPH0626346B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-04-26 EP EP91106846A patent/EP0465782A1/en not_active Ceased
- 1991-04-26 US US07/691,833 patent/US5173926A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0465782A1 (en) | 1992-01-15 |
| US5173926A (en) | 1992-12-22 |
| JPH048042A (ja) | 1992-01-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6662337B1 (en) | Digital transmission system and method | |
| AU721048B2 (en) | Iterative demapping | |
| USRE38010E1 (en) | Trellis encoder and decoder based upon punctured rate ½ convolutional codes | |
| US20010031024A1 (en) | Receiver and method for detecting and decoding a DQPSK modulated and channel encoded receiving signal | |
| EP0633680A1 (en) | A trellis coded modulation scheme with low envelope variation for mobile radio | |
| RU96112180A (ru) | Способ и устройство для передачи цифровых данных с переменной скоростью передачи | |
| US4993046A (en) | Coded modulation communication system | |
| EA031912B1 (ru) | Комбинированная амплитудно-временная и фазовая модуляция | |
| JPH0626346B2 (ja) | 畳込み符号化直交ｆｍ・ビタビ受信方式 | |
| JPH02195732A (ja) | 誤り訂正連接符号化装置および誤り訂正連接符号復号化装置 | |
| US11283545B2 (en) | Modulation method and apparatus | |
| US20030118122A1 (en) | Method and apparatus for channel coding and decoding for modulation schemes with memory | |
| US5920593A (en) | Device for personal digital cellular telephones | |
| US7239667B2 (en) | 8 PSK rotationally invariant turbo trellis coded modulation without parallel transitions | |
| Cheun et al. | Performance of robust metrics with convolutional coding and diversity in FHSS systems under partial-band noise jamming | |
| US6424690B1 (en) | Two-thirds rate modulation and coding scheme for Rayleigh fading channels | |
| JP3218474B2 (ja) | 受信用ａｇｃ回路 | |
| Zhou et al. | A cyclic redundancy check‐based non‐coherent receiver for automatic identification system signals | |
| WO2004032335A1 (ja) | ディジタル通信方法、及びディジタル通信装置 | |
| Riedel et al. | Optimal Ring Codes for Phase-Modulated Communication Systems | |
| KR20030017886A (ko) | 비트 단위 복호를 위한 소프트 비트 값 산출 방법 및 이방법을 사용하는 통신 시스템 | |
| JP2751271B2 (ja) | ディジタル送受信装置 | |
| Kons et al. | Adjacent channel interference susceptibility of serial concatenated continuous phase modulation | |
| Li et al. | Low complexity iterative detection of CPM with strong and fast varying phase noise | |
| KR0150093B1 (ko) | 비터비 복호기에서의 펀츄어 패턴 동기/비동기 및 위상이동 검출 방법 |