JPH09233006A

JPH09233006A - フェージング等化器

Info

Publication number: JPH09233006A
Application number: JP8036525A
Authority: JP
Inventors: Makoto Uchijima; 誠内島; Hajime Hamada; 一浜田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1996-02-23
Filing date: 1996-02-23
Publication date: 1997-09-05

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、フェージング等化器に関し、実際
のフェージングに適応しつつ動的に等化処理を行うこと
を目的とする。【解決手段】情報信号点列に一定間隔で既知の(2N-1)
個のパイロット信号点が順に共通の周期で挿入された被
変調波信号から連続するＮ個の伝送期間の信号を個別に
抽出するＮ個の抽出手段と、抽出された信号に対して標
本化定理が成立する伝達特性を有して時間関数の基準信
号を得るＮ個の濾波手段と、連続したＮ個のＮ組のパイ
ロット信号点の個々について、フェージングを時間関数
で示すベクトルとの積和と基準信号とが等しいことを示
す連立方程式を解いてこれらのベクトルを得るフェージ
ングベクトル算出手段と、これらの手段の遅延時間に等
しい遅延を被変調波信号に与える遅延手段と、その被変
調波信号にこれらのベクトルを無線伝送路の伝送特性と
して等化処理を施す処理手段とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線伝送路を介し
て受信された受信波にフェージングに起因して生じた歪
みの補償を行うフェージング等化器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、市場の自由化と複数の通信事業体
による競争との下で移動通信システム等のように、無線
伝送路を介して通信サービスを提供する多くの無線通信
システムが運用されている。また、このような無線通信
システムでは、ディジタル伝送技術が適用されて多様な
サービスが提供され、かつ低廉化、小型化および軽量化
を実現する多くの技術の適用の下で加入者数や伝送情報
の情報量の増大に対する適応がはかられると共に、無線
伝送路の伝送特性の変動に起因した伝送品質の劣化を抑
圧するためにフェージング等化器が適用されている。

【０００３】図６は、フェージング等化器が適用された
移動通信システムの構成例を示す図である。図におい
て、変調器５１を含む送信端５２は受信端５３と無線伝
送路を介して対向し、その受信端は従属接続された復調
器５４とフェージング等化器５５とを有する。

【０００４】このような構成の移動通信システムでは、
送信端５２に備えられた変調器５１は、図７に示すよう
に、所定の語長の伝送情報（通話信号を示すビット列を
その語長で分割することにより生成された部分伝送情報
を含む。）にトレーニングワードが付加されてなるフレ
ームの単位に順次送信を行う。受信端５３では、復調器
５４は、無線伝送路を介して送信端５２から受信される
受信波を復調することによりベースバンド信号を生成す
る。フェージング等化器５５は、このようなベースバン
ド信号に含まれるトレーニングワードが既知であるか
ら、そのベースバンドの先頭を示す状態Ｘに対して実際
に送信された信号点Ｄ_X 、その信号点が伝送される時点
ｔにおいて受信端５３に到来する先行波に対して推定さ
れる無線伝送路のインパルス応答（以下、単に「ＣＩＲ
（ChannelImpulse Response）」という。）Ｃ₀,_X,_t 、
状態Ｘに後続する状態Ｙに対して実際にトレーニング信
号として送信された信号点Ｄ_Y 、その先行波に１シンボ
ル遅延して受信端５３に到来する遅延波に対して同様に
推定されるＣＩＲであるＣ_-1,_X,_tに対してＲ_X,_Y,_t＝Ｃ₀,_X,_t-1・Ｄ_Y＋Ｃ_-1,_X,_t-1・Ｄ_X ・・・(1) の式で示される算術演算を行うことによりレプリカ信号
Ｒ_X,_Y,_t を求める。

【０００５】さらに、フェージング等化器５５は、上述
した時点ｔに受信端５３に実際に到来した受信信号Ｓ_t
を求めると共に、Ｅ_X,_Y,_t＝Ｓ_t−Ｒ_X,_Y,_t の式で示される算術演算を行うことにより誤差信号Ｅ_X,
_Y,_t を求め、その誤差信号に基づいてＣ₀,_X,_t と
Ｃ_-1,_X,_tとを更新する処理を上述したトレーニング信号
を時系列の順に示す一連のシンボルについて反復する。

【０００６】また、このようなトレーニングワードに後
続する伝送情報については、フェージング等化器５５
は、このようなアルゴリズムに基づいて求められたＣＩ
Ｒの下でＭＬＳＥ(Maximum Likelihood Sequence Estim
ator）を適用して等化処理を施すことにより、無線伝送
路で生じたフェージングに起因する伝送品質の劣化を抑
圧する。

【０００７】なお、上述した従来例では、トレーニング
ワードに基づいて求められたＣＩＲがそのトレーニング
ワードに後続する伝送情報に対して施される等化処理に
定常的に適用されているが、例えば、フェージングの周
期がフレームの長さに対して無視できない程度に短い場
合には、フェージング等化器５５に内蔵するパスメモリ
に逐次記録されたパスを参照しつつシンボル単位にＣＩ
Ｒを更新することも可能である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来例では、上式(1) に示すＣＩＲ(Ｃ₀,_X,_t-1、Ｃ_-1,_X,_t
_-1）は、無線伝送路におけるフェージングの発生の態様
とは何ら相関がない値に初期設定され、かつ上述したア
ルゴリズムに基づいて更新されるために、図８に示すよ
うに、ＳＮ比に対するビット誤り率の減少率はそのＳＮ
比が高い領域では著しく小さい値となった。

【０００９】したがって、移動局の移動に併せて地形や
地物に起因する複雑な反射の下でフェージングが数十デ
シベルの大きな幅で激しく生じたり、マルチパスに起因
する顕著な周波数選択性のフェージングが生じる移動通
信システム等では、従来例は、所望の伝送品質が確保で
きないために、適用できない場合があった。また、移動
通信システムにおける基地局と移動局との間や移動局相
互間における相対速度が大きい場合には、このような周
波数選択性のフェージングに併せて、両局に到来する受
信波に無視できないドップラーシフトが生じるために、
その受信波の電界強度の平均値が十分に高いにもかかわ
らずビット誤りが頻発して伝送品質や伝送効率が低下す
る可能性が高かった。

【００１０】本発明は、無線伝送路で実際に生じるフェ
ージングに適応したＣＩＲに基づいて動的に等化処理を
行うフェージング等化器を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】図１は、請求項１〜４に
記載の発明の原理ブロック図である。

【００１２】請求項１に記載の発明は、伝送情報を時系
列順に示す信号点からなる情報信号点列に、変調方式に
固有のシンボル周期で正規化された無線伝送路の伝搬遅
延時間の最大値と最小値との差と「１」との和以上の整数
Ｎに対して、時系列の順に一定の間隔で配置された既知
の(２Ｎ−１)個のパイロット信号点が個別に共通の周期
で挿入されてなり、かつその無線伝送路を介して得られ
た被変調波信号を取り込み、その被変調波信号の形式に
基づいて、時系列の順に連続するＮ個のパイロット信号
点が伝送されるべき期間における被変調波信号を個別に
抽出するＮ個の抽出手段１１₁〜１１_Nと、Ｎ個の抽出手
段１１₁〜１１_Nによって個別に抽出された被変調波信号
に対して周期の下で標本化定理が成立する伝達特性を有
し、これらの被変調波信号を個別に濾波してシンボル周
期で正規化された時間の関数である基準信号を生成する
Ｎ個の濾波手段１３₁〜１３_Nと、(２Ｎ−１)個のパイロ
ット信号点の内、時系列の順に生起するＮ個のパイロッ
ト信号点の集合からなるＮ個の異なる組み合わせをなす
パイロット信号点について、無線伝送路で生じたフェー
ジングに起因する変動分を時間の関数として示すベクト
ルとの積和と、Ｎ個の濾波手段１３₁〜１３_Nによって生
成された個々の基準信号の信号空間における位置とが等
しいことを示す連立方程式を解き、これらのベクトルを
求めるフェージングベクトル算出手段１５と、Ｎ個の抽
出手段１１₁〜１１_N、Ｎ個の濾波手段１３₁〜１３_Nおよ
びフェージングベクトル算出手段１５で生じる遅延時間
に等しい遅延を被変調波信号に与える遅延手段１７と、
フェージングベクトル算出手段１５によって求められた
ベクトルを無線伝送路のインパルス応答として、遅延手
段１７を介して与えられた無線周波信号にビタビアルゴ
リズムまたは逐次復号アルゴリズムに基づく等化処理を
施す処理手段１９とを備えたことを特徴とする。

【００１３】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
のフェージング等化器において、パイロット信号点は、
そのパイロット信号点に時系列の順に隣接する全ての信
号点との位相差が整数Ｐに対して(2Ｐ＋1)πラジアン以
外の値となる信号点に設定されたことを特徴とする。請
求項３に記載の発明は、請求項１に記載のフェージング
等化器において、パイロット信号点は、変調方式の下で
信号空間ダイヤグラムの原点との相対距離が小さい信号
点のみから構成されることを特徴とする。

【００１４】請求項４に記載の発明は、請求項１ないし
請求項３の何れか１項に記載のフェージング等化器にお
いて、伝送情報は、変調方式に基づく変調に先行して無
線伝送路に適応した伝送路符号化が施され、処理手段１
９には、伝送路符号化に適応した伝送路復号化を行う手
段を含むことを特徴とする。請求項１に記載の発明にか
かわるフェージング等化器では、無線伝送路を介して伝
送される被変調波信号は、伝送情報を時系列順に示す信
号点からなる情報信号点列に、変調方式に固有のシンボ
ル周期で正規化された無線伝送路の伝搬遅延時間の最大
値と最小値との差と「１」との和以上の整数Ｎに対して、
時系列の順に一定の間隔で配置された既知の(２Ｎ−１)
個のパイロット信号点が個別に共通の周期で挿入されて
生成される。

【００１５】抽出手段１１₁〜１１_Nは、無線伝送路を介
してこのような被変調波信号を取り込み、その被変調波
信号の形式に基づいて、時系列の順に連続するＮ個のパ
イロット信号点が伝送されるべき期間における無線周波
数信号を個別に抽出する。濾波手段１３₁〜１３_Nは、こ
のようにして抽出された個々の被変調波信号に含まれる
低域の成分を抽出することにより、これらの無線周波数
信号について、個別に上述した周期で与えられる期間で
挟まれた時間軸上の区間の補間を行い、シンボル周期で
正規化された時間の関数である基準信号を生成する。フ
ェージングベクトル算出手段１５は、上述した(２Ｎ−
１)個のパイロット信号点の内、時系列の順に生起する
Ｎ個のパイロット信号点の集合からなるＮ個の異なる組
み合わせをなすパイロット信号点について、無線伝送路
で生じたフェージングに起因する変動分を上述した時間
の関数として示すベクトルとの積和と、濾波手段１３₁
〜１３_N によって生成された個々の基準信号の信号空間
における位置とが等しいことを示す連立方程式を解き、
これらのベクトルを求める。

【００１６】処理手段１９は、遅延手段１７によって抽
出手段１１₁〜１１_N、濾波手段１３ ₁〜１３_Nおよびフェ
ージングベクトル算出手段１５の遅延時間に等しい遅延
が与えられた被変調波信号に、このようにして求められ
たベクトルを無線伝送路のインパルス応答としてビタビ
アルゴリズムまたは逐次復号アルゴリズムを適用するこ
とにより、等化処理を施す。

【００１７】すなわち、既知のパイロット信号点に対応
して無線伝送路を介して与えられた被変調波信号に標本
化定理に基づく補間処理が施され、その被変調波信号の
成分の内、該当するパイロット信号点に応じて含まれる
成分が信号空間ダイヤグラム上でとる位置が求められる
と共に、このような位置に対応したフェージングを与え
るベクトルの成分の内、無線伝送路においてシンボル周
期単位に生じる異なるＮ個の伝搬遅延時間の成分が上述
した連立方程式の解として算術的に求められる。

【００１８】したがって、無線伝送路のインパルス応答
が上述したフェージングを与えるベクトルと何ら関係な
く初期設定され、かつ反復して適用されるアルゴリズム
に基づいて順次更新されていた従来例に比べて、精度よ
く等化処理が行われる。請求項２に記載の発明にかかわ
るフェージング等化器では、請求項１に記載のフェージ
ング等化器において、個々のパイロット信号点は、整数
Ｐに対してそのパイロット信号点に時系列の順に隣接す
る全ての信号点との位相差が(2Ｐ＋1)πラジアン以外の
値となる信号点に設定される。

【００１９】すなわち、パイロット信号点とそのパイロ
ット信号点に時系列の順に隣接する信号点（伝送情報を
示す信号点および他のパイロット信号点の双方）との位
相が逆転することなく無線伝送路が形成されるので、送
信端や受信端に固有の帯域制限に起因して発生する符号
間干渉の程度が小さく抑えられる。請求項３に記載の発
明にかかわるフェージング等化器では、請求項１に記載
のフェージング等化器において、個々のパイロット信号
点は、変調方式の下で信号空間ダイヤグラムの原点との
相対距離が小さい信号点のみから構成される。

【００２０】すなわち、パイロット信号点を示す被変調
波信号の送信電力が小さい値に制限されるので、そのパ
イロット信号点に時系列の順に隣接する信号点（伝送情
報を示す信号点および他のパイロット信号点の双方）を
示す信号に生じる符号間干渉は、その符号間干渉の源と
なる電力が小さいために抑圧される。請求項４に記載の
発明にかかわるフェージング等化器では、請求項１〜３
の何れか１項に記載のフェージング等化器において、伝
送情報は変調方式に基づく変調に先行して無線伝送路に
適応した伝送路符号化が施され、かつ処理手段１９はそ
の伝送路符号化に適応した伝送路復号化を行う。

【００２１】すなわち、処理手段１９が等化処理と伝送
路復号化とに共用されるので、ハードウエアの構成が簡
略化され、かつ伝送路符号化方式が適用された無線伝送
路が確実に形成される。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施形態について詳細に説明する。

【００２３】図２は、請求項１〜３に記載の発明に対応
した実施形態を示す図である。図において、遅延器３１
および抽出器３２₁、３２₂の入力には、「０」を含む序
数ｎと適用された変調方式の下で与えられるシンボルの
周期Ｔとに対してＲ_X(nＴ)で示される受信信号が与えら
れ、これらの抽出器の出力はそれぞれ低域フィルタ３３
₁、３３₂の入力に接続される。低域フィルタ３３₁、３
３₂の出力はマトリクス演算器３４の対応する入力に接
続され、そのマトリクス演算器の出力はトレリス復号器
３５の対応する係数入力に接続される。遅延器３１の出
力はトレリス復号器３５の復号入力に接続され、そのト
レリス復号器の復号出力には出力信号が得られる。

【００２４】なお、本実施形態と図１に示すブロック図
との対応関係については、抽出器３２₁、３２₂は抽出手
段１１₁〜１１_Nに対応し、低域フィルタ３３₁、３３₂は
濾波手段１３₁〜１３_Nに対応し、マトリクス演算器３４
はフェージングベクトル算出手段１５に対応し、遅延器
３１は遅延手段１７に対応し、トレリス復号器３５は処
理手段１９に対応する。

【００２５】図３は、本実施形態の動作を説明する図で
ある。以下、図２および図３を参照して請求項１に記載
の発明に対応した本実施形態の動作を説明する。遅延器
３１および抽出器３２₁、３２₂の入力に与えられる受信
信号Ｒ_X(nＴ)は、図３に示すように無線伝送路を介して
対向する送信端からシンボル単位に先行して到来する先
行波と、伝搬路がその先行波の伝搬路より長いために遅
延して到来する遅延波とのベクトル和として与えられ
る。

【００２６】したがって、例えば、ＱＰＳＫ変調方式が
適用され、かつ上述した無線伝送路で先行波と遅延波と
に個別に生じたフェージングを示すフェージングベクト
ルがそれぞれa₀(nT)、a₁(nT)で示される場合には、受信
信号Ｒ_X(nT) は、送信端から送信された送信信号Ｔ_X(n
T)に対してＲ_X(nT)＝a₀(nT)・Ｔ_X(nT)＋a₁(nT)・Ｔ_X((n-1)T) ・・・(2) の式で与えられる。なお、ここでは、簡単のため、無線
伝送路の伝送特性に応じて先行波と遅延波との間に生じ
得る最大の遅延時間はシンボルの周期Ｔに等しいと仮定
する。

【００２７】また、フレームについては、図７に示すフ
レーム構成に代えて、図４に示すように、連続したＬ個
のシンボルの集合からなるフレームに、(Ｌ−３)個のシ
ンボルに相当する語長の単位に分割された伝送情報（部
分伝送情報）が個別に配置され、かつこれらの部分伝送
情報の両端に、「０」を含む序数ｋに対して信号空間上
で

【数１】の各式で示される既知のシンボル（以下、個別に「パイ
ロットシンボル」という。）の列（以下、「パイロット
シンボル列」という。）が配置されて構成される。

【００２８】なお、上式(3) において、「ｊ」は信号空
間において信号点の位置の縦軸の座標を虚数として示
し、その虚数を含む複素数の実部の各値は対応する信号
点の位置の横軸の座標を示す。一方、受信端では、抽出
器３２₁、３２₂は、このようなフレーム構成に基づいて
それぞれ上式(3) の第二式および第三式で示される信号
点をとるべき受信信号の値を抽出することにより、上式
(3) に併せてn=kL+1、n=kL+2の各式が上式(2)に代入さ
れてなるＲ_X((kL+1)T)＝｛a₀((kL+1)T)＋a₁((kL+1)T)｝・(1+j) …(4) Ｒ_X((kL+2)T)＝｛−a₀((kL+2)T)＋a₁((kL+2)T)｝・(1+j) …(5) の式で示される信号を出力する。

【００２９】低域フィルタ３３₁、３３₂は、共通のイン
パルス応答c(t)を有し、そのインパルス応答に対して

【数２】の各式に示すように、そのインパルス応答と上式(4)、
(5)で示される信号との畳み込み積分の値の列として、
一連の時刻ｎＴにおける２つの復調信号を順次出力す
る。

【００３０】マトリクス演算器３４は、このように上式
(6)、(7)の式の右辺の値に相当する復調信号の値に対し
てこれらの式をフェージングベクトルa₀(nT)、a₁(nT)を
根とする連立方程式と解くことにより、上述した先行波
と遅延波と共に含まれる一連の時刻ｎＴにおけるフェー
ジングベクトルを求める。

【００３１】また、遅延器３１は、抽出器３２₁(３
２₂)、低域フィルタ３３₁(３３₂)およびマトリクス演算
器３４に固有の伝搬遅延時間や演算所要時間の和に等し
い時間の遅延を受信信号Ｒ_X(nT) に与える。トレリス復
号器３５は、このようにして遅延器３１を介して与えら
れる受信信号Ｒ_X(nT) と、上述したようにマトリクス演
算器３４によって求められたフェージングベクトルa₀(n
T)、a₁(nT)とを取り込み、かつこれらのフェージングベ
クトルを従来例における先行波と遅延波とに対する時刻
ｎＴのＣＩＲと同様にしてＭＬＳＥを適用することによ
り、その受信信号に等化処理を施す。

【００３２】このように本実施形態によれば、無線伝送
路で実際に生じたフェージングを忠実に示すフェージン
グベクトルとしてＣＩＲが求められ、そのＣＩＲに基づ
いてこのようなフェージングに起因して生じた歪みの補
償が行われるので、図８に点線で示すように、ＳＮ比が
高いほど確実にビット誤り率が減少し、従来例に比べて
伝送品質が高められる。

【００３３】なお、上述した実施形態では、トレリス復
号器３５が行う等化処理の過程において、送信ベクトル
ｔ_X(nT) についてｒ_X(nT|ｔ_X((n-1)T),ｔ_X(nT))＝a₀(nT)・ｔ_X(nT)＋a₁(n
T)・ｔ_X((n-1)T) の式で示されるレプリカ受信信号に対してｄ(nT|ｔ_X((n-1)T),ｔ_X(nT))＝[Re{Ｒ_X(nT)-ｒ_X(nT|ｔ_X
((n-1)T),ｔ_X(nT))}]²+[Im{Ｒ_X(nT)-ｒ_X(nT|ｔ_X((n-1)
T),ｔ_X(nT))}]² の式で定義される距離ｄ(nT|ｔ_X((n-1)T),ｔ_X(nT))が枝
尤度数として適用され、かつ受信信号Ｒ_X(kLT)〜Ｒ
_X(((k+1)L-1)T)に対するその距離が最小である送信ベク
トルｔ_X(kLT)〜ｔ_X(((k+1)L-1)T)が全てのｋの値(＝0、
1、2、…)について求められる。

【００３４】しかし、このような距離を示す算術演算の
過程で上式に示す二乗をとる演算が演算所要時間の増大
やソフトウエアの構造が複雑化する主要因となる場合に
は、伝送品質の劣化が許容される範囲において、例え
ば、ｄ′(nT|ｔ_X((n-1)T),ｔ_X(nT))＝|Re{Ｒ_X(nT)-ｒ_X(nT|
ｔ_X((n-1)T),ｔ_X(nT))}|+|Im{Ｒ_X(nT)-ｒ_X(nT|ｔ_X((n-
1)T),ｔ_X(nT))}| の式で示される近似値ｄ′(nT|ｔ_X((n-1)T),ｔ_X(nT))
を上述した距離ｄ(nT|ｔ_X((n-1)T),ｔ_X(nT))に代えて適
用することも可能である。

【００３５】以下、図２〜図４を参照して請求項２に記
載の発明に対応した本実施形態の動作を説明する。本実
施形態では、パイロットシンボルを与える個々の信号点
は、時系列の順に隣接する信号点と信号空間の原点を挟
んで対向して配置されたり、その原点に対してこれらの
信号点が有する相対距離の差が大きい値となる可能性が
最小となる信号点として予め設定される。

【００３６】すなわち、送信信号Ｔ_X(nT) を示す信号の
波形が時間軸に沿ってなだらかに変化するので、送信端
や受信端が行う帯域制限に起因して生じる符号間干渉の
程度が小さく抑えられる。以下、図２〜図４を参照して
請求項３に記載の発明に対応した本実施形態の動作を説
明する。

【００３７】本実施形態では、パイロットシンボル列
は、適用された変調方式の下で信号空間ダイヤグラムの
原点との相対距離が小さい信号点を示すシンボルのみか
ら構成される。すなわち、パイロットシンボル列がその
パイロットシンボル列に時系列の順に隣接して伝送情報
を示すシンボルに与える符号間干渉の程度が小さく抑え
られ、かつ送信端においてパイロットシンボルの送信に
供される電力が節減されると共に、その送信端が送信で
きる先頭電力の上限による制約が課されることなく伝送
歪みの発生が抑えられる。

【００３８】したがって、本実施形態では、請求項２に
記載の発明に対応した実施形態と同様にして送信端や受
信端における帯域制限によって生じる符号間干渉の程度
が小さく抑えられる。図５は、請求項４に記載の発明に
対応した実施形態を示す図である。図において、図６に
示すものと機能および構成が同じものについては、同じ
符号を付与して示し、ここではその説明を省略する。

【００３９】本実施形態と図６に示す従来例との構成の
相違点は、送信端５２に代わる送信端４１には変調器５
１の前段に伝送路符号化器４２が備えられ、受信端５３
に代わる受信端４３にはフェージング等化器５５に代え
てフェージング等化器４４が備えられた点にある。ま
た、フェージング等化器４４の構成については、トレリ
ス復号器３５に代えてトレリス復号器４５が備えられた
点を除き、図３に示すフェージング等化器の構成と同じ
である。

【００４０】以下、図２、図４および図５を参照して本
実施形態の動作を説明する。送信端４１では、伝送路符
号化器４２は、図４に示すフレーム構成に従って情報フ
ィールドに配置されるべき伝送情報に予め決められた方
式に基づいて伝送路符号化処理を施す。一方、受信端４
３では、フェージング等化器４４は、復調器５４が行う
復調処理の下で与えられた受信信号Ｒ_X(nT) を取り込
み、その受信信号に請求項１ないし請求項３の何れか１
項に記載の発明に対応した実施形態と同様にして等化処
理を施す。なお、このような等化処理の過程におけるト
レリス復号器４５の動作については、図２に示すトレリ
ス復号器３５の動作と同じであるから、ここではその説
明を省略する。

【００４１】さらに、トレリス復号器４５は、このよう
な等化処理に併せて、その等化処理の下で得られた情報
フィールドの内容に上述した伝送路符号化の方式に適応
した復号化処理を施す。

【００４２】なお、これらの等化処理および復号化処理
の手順については、その復号化処理が共にビタビアルゴ
リズムや逐次復号化アルゴリズムに適応したものである
場合には、共通のハードウエアやソフトウエアの共用の
下で実現される。したがって、ハードウエアやソフトウ
エアの規模の拡大と構成の複雑化とを回避しつつ、伝送
品質が良好な無線伝送系が構成される。

【００４３】なお、上述した各実施形態では、受信端に
到来する先行波と遅延波との間の最大遅延時間が単一の
シンボル周期Ｔとなっているが、そのシンボル周期の複
数倍の時間であってもよい。また、このような場合に
は、パイロットシンボルに対応した各信号点について
は、上述した各実施形態に示すように信号空間において
各軸から隔たった点に配置されたものに限定されず、か
つ上述した最大遅延時間を示すシンボル周期の数ｎに対
して上式(4)、(5)に代えて、(ｎ＋１)個のフェージング
ベクトルa₀〜a_nを根とする(ｎ＋１)本の連立方式が得ら
れるならば、如何なる組み合わせで与えられてもよい。

【００４４】さらに、上述した各実施形態では、フェー
ジング等化器の最終段にＭＳＬＥが適用されたトレリス
復号器が適用されているが、本発明はこのような復号器
に限定されず、例えば、逐次復号器が適用されてもよ
い。ただし、このような逐次復号器が適用された場合に
は、算術演算の過程でオーバーフローが生じた場合に
は、等化処理の出力として初段に入力された受信信号を
選択して出力する手段を有することが望ましい。

【００４５】また、上述した各実施形態では、低域フィ
ルタ３３₁、３３₂、マトリクス演算器３４およびトレリ
ス復号器３５(４５)が行う算術演算については、実時間
で行うことができない場合には、演算対象（またはその
演算対象の組み合わせ）に対応した演算結果を予め格納
したメモリを稼働中に実際に得られる演算対象に基づい
て適宜参照することにより行われてもよい。

【００４６】さらに、上述した各実施形態では、適用さ
れるべき変調方式や多元接続方式が特定されていない
が、本発明は、上述したパイロットシンボル列が確実に
付加され、かつそのパイロットシンボル列と伝送情報と
を確実に分離して識別できるならば、如何なる変調方式
や多元接続方式が適用されてもよい。

【００４７】

【発明の効果】上述したように請求項１に記載の発明で
は、無線伝送路のインパルス応答が実際に発生したフェ
ージングを示すベクトルと何ら関係なく初期設定された
り更新されていた従来例より、精度よく等化処理が行わ
れる。

【００４８】請求項２に記載の発明では、時系列の順に
隣接する全ての信号点を示す信号の位相が逆転すること
なく確実に無線伝送路が形成されるので、送信端や受信
端に固有の帯域制限に起因して発生する符号間干渉の程
度が小さく抑えられる。請求項３に記載の発明では、送
信端における送信電力が小さい値に制限され、かつ請求
項２に記載の発明と同様にして符号間干渉の程度が小さ
く抑えられる。

【００４９】請求項４に記載の発明では、ハードウエア
の構成が簡略化され、かつ伝送路符号化方式が適用され
た無線伝送路が確実に形成される。したがって、これら
の発明が適用された無線伝送系では、製造および運用に
要するコストの削減がはかられ、かつ伝送品質が高めら
れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１〜４に記載の発明の原理ブロック図で
ある。

【図２】請求項１〜３に記載の発明に対応した実施形態
を示す図である。

【図３】本実施形態の動作を説明する図である。

【図４】本実施形態に適用されたフレーム構成を示す図
である。

【図５】請求項４に記載の発明に対応した実施形態を示
す図である。

【図６】フェージング等化器が適用された移動通信シス
テムの構成例を示す図である。

【図７】従来例に適用されたフレーム構成を示す図であ
る。

【図８】従来例の課題を説明する図である。

【符号の説明】

１１抽出手段１３濾波手段１５フェージングベクトル算出手段１７遅延手段１９処理手段３１遅延器３２抽出器３３低域フィルタ３４マトリクス演算器３５，４５トレリス復号器４１，５２送信端４２伝送路符号化器４３，５３受信端４４，５５フェージング等化器５１変調器５４復調器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】伝送情報を時系列順に示す信号点からな
る情報信号点列に、変調方式に固有のシンボル周期で正
規化された無線伝送路の伝搬遅延時間の最大値と最小値
との差と「１」との和以上の整数Ｎに対して、時系列の順
に一定の間隔で配置された既知の(２Ｎ−１)個のパイロ
ット信号点が個別に共通の周期で挿入されてなり、かつ
その無線伝送路を介して得られた被変調波信号を取り込
み、その被変調波信号の形式に基づいて、時系列の順に
連続するＮ個のパイロット信号点が伝送されるべき期間
における被変調波信号を個別に抽出するＮ個の抽出手段
と、前記Ｎ個の抽出手段によって個別に抽出された被変調波
信号に対して前記周期の下で標本化定理が成立する伝達
特性を有し、これらの被変調波信号を個別に濾波して前
記シンボル周期で正規化された時間の関数である基準信
号を生成するＮ個の濾波手段と、前記(２Ｎ−１)個のパイロット信号点の内、時系列の順
に生起するＮ個のパイロット信号点の集合からなるＮ個
の異なる組み合わせをなすパイロット信号点について、
前記無線伝送路で生じたフェージングに起因する変動分
を前記時間の関数として示すベクトルとの積和と、前記
Ｎ個の濾波手段によって生成された個々の基準信号の信
号空間における位置とが等しいことを示す連立方程式を
解き、これらのベクトルを求めるフェージングベクトル
算出手段と、前記Ｎ個の抽出手段、前記Ｎ個の濾波手段および前記フ
ェージングベクトル算出手段で生じる遅延時間に等しい
遅延を前記被変調波信号に与える遅延手段と、前記フェージングベクトル算出手段によって求められた
ベクトルを前記無線伝送路のインパルス応答として、前
記遅延手段を介して与えられた無線周波信号にビタビア
ルゴリズムまたは逐次復号アルゴリズムに基づく等化処
理を施す処理手段とを備えたことを特徴とするフェージ
ング等化器。
【請求項２】請求項１に記載のフェージング等化器に
おいて、パイロット信号点は、そのパイロット信号点に時系列の順に隣接する全ての信
号点との位相差が整数Ｐに対して(2Ｐ＋1)πラジアン以
外の値となる信号点に設定されたことを特徴とするフェ
ージング等化器。
【請求項３】請求項１に記載のフェージング等化器に
おいて、パイロット信号点は、変調方式の下で信号空間ダイヤグラムの原点との相対距
離が小さい信号点のみから構成されることを特徴とする
フェージング等化器。
【請求項４】請求項１ないし請求項３の何れか１項に
記載のフェージング等化器において、伝送情報は、変調方式に基づく変調に先行して無線伝送路に適応した
伝送路符号化が施され、処理手段には、前記伝送路符号化に適応した伝送路復号化を行う手段を
含むことを特徴とするフェージング等化器。