JPH1051363A

JPH1051363A - ビタビ等化器

Info

Publication number: JPH1051363A
Application number: JP19893596A
Authority: JP
Inventors: Yukihide Kamio; 享秀神尾; Makoto Onishi; 誠大西; Takehiko Kobayashi; 岳彦小林
Original assignee: Hitachi Denshi KK; Communications Research Laboratory
Current assignee: Hitachi Denshi KK; Communications Research Laboratory
Priority date: 1996-07-29
Filing date: 1996-07-29
Publication date: 1998-02-20

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】絶対位相π／４シフトＱＰＳＫ変調方式、或
いは差動位相π／４シフトＱＰＳＫ変調方式の無線伝送
システムにも容易に適用可能なビタビ等化器を提供す
る。【解決手段】伝搬路係数推定部１、レプリカ計算部
２、整合フィルタ３、それにブランチメトリック計算部
とＡＣＳ部７、パスメトリックメモリ８、最尤復号部９
からなる最尤系列推定部１０とからなるビタビ等化器の
本体に、シンボルタイミング同期回路４とπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調信号のシンボル時点偶奇切替制御回路５を
設け、シンボル時点の偶奇を判別して偶奇情報を取り出
し、この偶奇情報をシンボル時点での偶奇の切替を要す
る伝搬路係数推定部１とレプリカ計算部２、それにブラ
ンチメトリック計算部６に供給して、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式による送信データのシンボル波形がシンボ
ル時点の偶奇で変わるのに応じて動作の切替を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信システムの伝搬路歪等化器に係り、特に、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式のディジタル無線受信機の波形等化
器として好適なビタビ等化器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、マルチメディア関連技術の進展は
目覚ましく、例えば運行中の車両から動画像情報などの
伝送が可能な移動体高速データ通信についても、需要が
喚起されるようになっているが、ここで、このようなデ
ィジタル無線通信により移動体高速通信を行う際に問題
になるのは、フェーディングによる伝搬歪と送信電力増
幅器での非線形歪である。

【０００３】ここで、まず、上記の伝搬歪は、次の理由
により発生する。すなわち、送信機から発射された電波
は様々な伝搬経路を介して受信機に到達するが、このと
き、複数の伝搬経路間で伝搬時間に差があり、この伝搬
時間差がデータ伝送周期よりも大きくなってしまったと
きには、フェーディングによって符号間干渉が生じ、伝
搬歪が発生してしまうのである。

【０００４】このような伝搬時間の差によるフェーデイ
ングを周波数選択性フェーディングと呼び、その対策と
して波形等化器が必要になる。そして、このフェーデイ
ング対策用の波形等化器としては、従来から再帰最小二
乗等化器、判定帰還型等化器、双方向等化器、それに最
尤等化器などが知られているが、この中でも、特に最尤
等化のためにビタビ(Viterbi)アルゴリズムを用いたビ
タビ等化器は、その等化能力の高さから移動体高速デー
タ通信用の等化器として注目されている。

【０００５】次に、上記の非線形歪は、次の理由により
発生する。すなわち、移動端末無線機の小型化と低消費
電力化により、電力増幅に用いる増幅素子の線形特性が
悪化してしまうからである。そして、この非線形歪の増
加は、不要電波の増加や伝送符号誤り率の増加などを招
いてしまう。

【０００６】そこで、これを抑えるため、リニアアナラ
イザ(線形性改善回路)を用いたり、ＭＳＫ変調方式やπ
／４シフトＱＰＳＫ変調方式などの信号振幅変動範囲の
狭い変調方式を用いていた。

【０００７】ところで、上記のビタビ等化器は、変調信
号点の数がＭで、補償シンボル遅延数がＬの伝送路イン
パルス応答で決まるＭ＾Ｌ個(ここで、＾はべき乗を表
わす。従って、ここでは、ＭのＬ乗を表わす。)の状態
に対する信号系列の中から、送信系列に最も近くなる系
列をビタビアルゴリズムによって最尤推定するのである
が、このとき最尤推定に必要な演算量は状態数に比例す
るので、補償シンボル遅延数Ｌが大きくなるにつれ、演
算処理量は指数関数的に増加し、ハードウェア化が困難
になってゆく。

【０００８】すなわち、従来のビタビ等化器は、装置の
実現性の点から、等化可能なシンボル遅延数に制限を受
け、長い遅延時間のフェーディング等化用には適用が困
難であるという問題があった。

【０００９】しかして、近年、この問題に対する有力な
解決策として、簡略化ビタビ方式の等化器が提案され
た。この簡略化ビタビ方式による等化器は、特開平７−
１５３７９号公報により開示されているもので、以下、
図４により、この簡略化ビタビ等化器について、簡単に
説明する。

【００１０】この図４において、１は伝搬路係数推定
部、３は整合フィルタ、２０は最尤系列推定器、４０は
仮判定部、４１は符号間干渉除去部、４２は適用波選択
部である。なお、図中、破線で囲んだ部分は、簡略化ビ
タビ等化器を構成するために、従来のビタビ等化器に追
加した部分を表わしている。

【００１１】受信入力信号は、伝搬路係数推定部１から
入力され、順次、整合フィルタ３、符号間干渉除去部４
１に供給される。まず、伝搬路係数推定部１では、フェ
ーディング伝搬路のインパルス応答を推定する。こうし
て推定した推定伝搬路係数により、一方では整合フィル
タ３を構成し、仮判定部４０で仮判定データを復号す
る。

【００１２】他方、適用波選択部４２では、Ｌ個の推定
伝搬路係数から、振幅の大きいｎ個(ｎ＜Ｌ)のインパル
ス応答(それぞれ、フェーディング遅延波に対応する)だ
けを選択する。符号間干渉除去部４１では、仮判定デー
タと非適用波伝搬路係数を用いて非適用波符号間干渉を
求め、これを受信入力信号から差し引くと、ｎ個の適用
波だけからなるフェーディングを受けた受信信号が求め
られる。

【００１３】これを最尤系列推定器２０に入力し、ｎ個
の適用波に対して、ビタビアルゴリズムを分割適用(ｎ
個の適用波に対応して、受信信号系列も適用波の遅延シ
ンボル数毎にデータ分割する)して最尤系列推定等化を
行なうのである。

【００１４】次に、この最尤系列推定に用いられるビタ
ビアルコリズムについて、図３により説明する。この図
３は、一般的なビタビ等化器の従来例を示したもので、
図において、６はブランチメトリック計算部、７はＡＣ
Ｓ部、８はパスメトリックメモリ、９は最尤復号器、そ
して１０は最尤系列推定部であり、受信入力信号は、図
４の場合と同じく、伝搬路係数推定部１と整合フィルタ
３を経由して最尤系列推定部１０に入力される。

【００１５】最尤系列推定、すなわち、ビタビアルコリ
ズムでは、受信データを直ちに判定することはせず、送
信データの取り得る値のすべての組合わせ(これを状態
という)に対する(候補)受信データを、伝搬路係数推定
部１から得られる推定伝搬路係数を用いて計算し、ブラ
ンチメトリック計算部６で各候補受信データ(これをレ
プリカという)と実際の受信データを比較して、各レプ
リカの尤度(確からしさを示す値)を求める。

【００１６】つまり、シンボル周期毎に変わる受信デー
タ系列に対して、候補受信データもシンボル毎に状態が
遷移するものと考え、状態遷移系列(これをトレリスと
いう)に対する尤度(状態尤度：パスメトリック)をＡＣ
Ｓ部７で計算しながら、最も高い状態尤度を示すパス
(最尤系列)を復号データ系列として、出力するのであ
る。

【００１７】このＡＣＳ部７での状態尤度の計算は、パ
スメトリックメモリ８に記憶してある、或る状態に遷移
する１シンボル時間前の各状態の状態尤度に、状態遷移
したときに出力されるレプリカの尤度(枝尤度：ブラン
チメトリック)を加算し、加算した尤度を比較し、その
中の最大尤度を選択する、いわゆるＡＣＳ(Add Compare
Select：加算比較選択)演算である。

【００１８】ここで、このＡＣＳ演算こそがビタビアル
ゴリズムの中心をなす演算であり、その処理演算量は状
態の数に比例する。前述したように、状態数はＭ＾Ｌ
(Ｍは変調信号点の数、Ｌは伝送路インパルス応答のシ
ンボル長)で与えられるが、ここで、この補償シンボル
遅延数Ｌは、充分な等化のためには、かなり大きな値と
なる。

【００１９】しかるに、簡略化ビタビ等化方式では、通
常、大きな数値に設定する必要がある補償シンボル遅延
数Ｌを、ｎ個(ｎ＜Ｌ)に置き換えることができるので、
最尤推定の演算処理量は指数関数的に減少(Ｍ＾ｎ＜Ｍ
＾Ｌ)され、この結果、容易に等化器を実現できるので
ある。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、π／
４シフトＱＰＳＫ変調方式の受信機に対するビタビ等化
方式の適用については特に配慮がされておらず、応用範
囲に限定が与えられてしまう点で問題があった。上記し
たように、簡略化ビタビ等化方式の適用により、理論上
は、シンボル遅延の大きいフェーディングに対しても、
ビタビ等化が可能になってきたが、実際のディジタル移
動無線システムによく使用されているπ／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式への適用については、何も開示しておら
ず、従って、適用範囲に限度が生じてしまうのである。

【００２１】本発明の目的は、絶対位相π／４シフトＱ
ＰＳＫ変調方式、或いは差動位相π／４シフトＱＰＳＫ
変調方式の無線伝送システムにも容易に適用可能なビタ
ビ等化器を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記目的は、識別を行な
う仮判定部や、最尤系列推定部の最尤復号など、また受
信信号を基準信号と比較する伝搬路推定部や、最尤系列
推定部のブランチメトリック計算回路などで、変調信号
配置をシンボル時点の偶奇により変えるようにして達成
される。

【００２３】ビタビ等化器、或いは簡略化されたビタビ
等化器を、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式に適用する場
合には、変調符号の信号点配置がＱＰＳＫ変調方式と異
なる点を考慮して信号処理を行なう必要がある。

【００２４】すなわち、このπ／４シフトＱＰＳＫ変調
方式では、シンボル周期毎にπ／４の奇数倍(±１倍、
±３倍)だけ、前のシンボル点から信号点位相をシフト
させており、従って、図５に示すように、偶数番目のシ
ンボル時点(黒丸で示す)の信号点と、白丸で表わす奇数
番目のシンボル時点の信号点の位相がπ／４シフトした
信号点配置になっているからである。

【００２５】そして、このとき、図５−ａに示す差動位
相π／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、変調符号をシフ
ト位相に対応させ、例えば、図示の信号点Ａから４個の
白丸の信号点へシフトする位相が変調符号に対応するも
のであり、図５−ｂに示す絶対位相π／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調方式では、偶数シンボル時点と奇数シンボル時点
でπ／４位相ずれした信号点配置の各々に変調符号を対
応させるものである。

【００２６】従って、識別を行なう仮判定部や、最尤系
列推定部の最尤復号など、また受信信号を基準信号と比
較する伝搬路推定部や、最尤系列推定部のブランチメト
リック計算回路などで、変調信号配置をシンボル時点の
偶奇によって変えるように構成するのである。

【００２７】この結果、識別や、受信信号と基準信号の
比較などの信号処理ブロックでは、π／４シフトＱＳＰ
Ｋ変調方式の信号点配置による基準信号を用い、シンボ
ル時点の偶奇を示す信号により切替えることにより処理
できる。

【００２８】また、ブランチメトリック計算部などの回
路では、レプリカを計算するとき、シンボル時点の偶奇
によって送信データの組合せに２通りの組合せが必要に
なるが、これもシンボル時点の偶奇に応じて切替えるこ
とにより処理できる。

【００２９】さらに、簡略化ビタビ等化器の場合には、
さらに分割処理(最尤系列推定を適用する適用選択波の
遅延シンボル数毎にデータを分割する処理)があるが、
これも適用波の遅延シンボル数の偶奇が影響するので、
同じく切替処理してやればよい。

【００３０】従って、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式の
信号点配置がシンボル時点の偶奇で変わることを考慮す
ることにより、簡略化されたものも含み、ビタビ等化器
をπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式に容易に適用させるこ
とができる。

【００３１】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるビタビ等化器
について、図示の実施形態により詳細に説明する。図１
は、本発明によるビタビ等化器を、π／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調方式のディジタル無線機の復調器に適用した場合
の一実施形態例である。

【００３２】図１において、１は伝搬路係数推定部、２
はレプリカ計算部、３は整合フィルタ、４はシンボルタ
イミング同期回路、５はπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号
のシンボル時点偶奇切替制御回路、６はブランチメトリ
ック計算部、７はＡＣＳ部、８はパスメトリックメモ
リ、９は最尤復号部、そして、１０は最尤系列推定部で
あり、従って、回路要素６から回路要素９により、最尤
系列推定部１０が構成されていることになる。

【００３３】そして、図示してない受信機の復調部で復
調されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式の受信データ信
号が、伝搬路係数推定部１と整合フィルタ４、それにシ
ンボルタイミング同期回路４に、入力信号として供給さ
れるようになっていて、これにより、まず、シンボルタ
イミング同期回路４では、π／４シフトＱＰＳＫ変調受
信データ信号からシンボルタイミング信号が抽出され、
シンボル時点偶奇切替制御回路５に供給される。

【００３４】そこで、このシンボル時点偶奇切替制御回
路５では、シンボル時点の偶奇を判別して偶奇情報を取
り出し、この偶奇情報をシンボル時点での偶奇の切替を
要する回路ブロック、すなわち、伝搬路係数推定部１と
レプリカ計算部２、それにブランチメトリック計算部６
に供給する。

【００３５】これにより、伝搬路係数推定部１では、受
信入力データのプリアンブルデータと、予め定められて
いるプリアンブル基準信号データを比較しながら、フェ
ーディング伝搬路の伝搬路係数ｈ_j(ｊ＝０〜Ｎ)を推定
する。

【００３６】このとき、入力データがπ／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式の信号であり、シンボル時点の偶奇により
プリアンブル基準信号の信号波形が切り替わるので、シ
ンボル時点偶奇切替制御回路５から供給されてくるシン
ボル時点の偶奇情報を参照して伝搬路係数ｈ_jを推定す
る。

【００３７】こうして得られた伝搬路係数ｈ_jはレプリ
カ計算部２と整合フィルタ３に転送される。まず、レプ
リカ計算部２では、予め定められたシンボル数の送信デ
ータに対するレプリカ(送信データの取り得る値の全て
の組合わせを、推定伝搬路係数のフェーディング伝送路
を通して受信したシンボル値)を計算する。

【００３８】このときも、入力データがπ／４シフトＱ
ＰＳＫ変調方式の信号なので、送信データがシンボル時
点の偶奇により変わるので、シンボル時点偶奇切替制御
回路５から供給されてくるシンボル時点の偶奇情報を参
照して計算する。得られたレプリカは、最尤系列推定部
１０のブランチメトリック計算部６に転送される。

【００３９】また、整合フィルタ４は、伝搬路係数ｈ_j
から整合フィルタを形成し、これにより受信入力データ
をフィルタ処理する。整合フィルタ３の出力データも最
尤系列推定部１０のブランチメトリック計算部６に転送
される。ブランチメトリック計算部では、整合フィルタ
３の出力データがレプリカ計算部３で求めたレプリカと
比較される。

【００４０】このとき、これら出力データとレプリカ
は、シンボル時点での偶奇によって変わるので、ここで
もシンボル時点偶奇切替制御回路５から供給されてくる
シンボル時点の偶奇情報を参照しながら比較を行ない、
枝尤度(ブランチメトリック)を計算し、これをＡＣＳ部
７に転送する。

【００４１】ＡＣＳ部７では、パスメトリックメモリ８
に記憶してあるパスメトリックと、ブランチメトリック
の加算比較選択(ＡＣＳ)演算を行って、パスメトリック
を更新し、パスメトリックメモリ８に記憶する。

【００４２】また、このとき比較選択によって最後に残
ったパス(生き残りパス)を求め、最尤度復号部９に転送
する。そこで、最尤復号部９では、生き残りパスを遡っ
て辿ることにより、復号データ系列を得、復号データと
して出力するのである。

【００４３】従って、この図１の実施形態によれば、π
／４シフトＱＰＳＫ変調方式による送信データのシンボ
ル波形がシンボル時点の偶奇で変わるのに応じて、動作
の切替が行なわれることになり、π／４シフトＱＰＳＫ
変調方式の無線機の復調器として適用されたビタビ等化
器を容易に得ることができる。

【００４４】次に、本発明の他の実施形態について、図
２により説明する。この図２の実施形態は、本発明を、
π／４シフトＱＰＳＫ変調方式の無線機の復調器を対象
とし、簡略化されたビタビ等化器として実施したもの
で、まず、図において、伝搬路係数推定部１、レプリカ
計算部２、整合フィルタ３、シンボルタイミング同期回
路４、π／４シフトＱＰＳＫ変調信号のシンボル時点偶
奇切替制御回路５、ブランチメトリック計算部６、ＡＣ
Ｓ部７、パスメトリックメモリ８、それに最尤復号部９
は、図１で説明した実施形態と同じである。

【００４５】つぎに、２０は最尤系列推定部、２１は簡
略化のための主力遅延波を選択する主力波検出部、２２
は第１の仮判定部、２３は第２の仮判定部、２４は非主
力波による符号間干渉を除去するための非主力波干渉除
去部、２５は整合フィルタ、２６は受信信号を主力波の
シンボル遅延間隔毎のデータ群に分割するΔ分割部であ
り、従って、この実施形態では、回路要素６から回路要
素９までの要素にΔ分割部２６を加えて最尤系列推定部
２０が構成されていることになる。

【００４６】そして、図１の実施形態と同様に、図示し
てない受信機の復調部で復調されたπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調受信データ信号が、伝搬路係数推定部１と整合フ
ィルタ４、それにシンボルタイミング同期回路４に、入
力信号として供給されるようになっている。

【００４７】そして、これも図１の実施形態と同様に、
シンボルタイミング同期回路４でπ／４シフトＱＰＳＫ
変調受信データ信号からシンボルタイミング信号を抽出
し、シンボル時点偶奇切替制御回路５では、シンボル時
点の偶奇を判別して偶奇情報を取り出し、この偶奇情報
がシンボル時点での偶奇の切替を要する回路、すなわ
ち、伝搬路係数推定部１とレプリカ計算部２、ブランチ
メトリック計算部６に供給され、さらに仮判定部２２、
２３にも供給される。

【００４８】伝搬路係数推定部１では、受信入力データ
のプリアンブルデータと、予め定められているプリアン
ブル基準信号データを比較しながら、フェーディング伝
搬路の伝搬路係数ｈ_j(ｊ＝０〜Ｎ)を推定するのである
が、このとき、これも図１の実施形態と同様に、シンボ
ル時点偶奇切替制御回路５から供給されてくるシンボル
時点の偶奇情報を参照して伝搬路係数ｈ_jを推定する。

【００４９】こうして得られた伝搬路係数ｈ_jは主力波
検出部２１と整合フィルタ４に転送され、まず、整合フ
ィルタ４では、この伝搬路係数ｈ_jから整合フィルタを
形成し、受信入力データをフィルタ処理し、その出力デ
ータを仮判定部２２、２３及び非主力波干渉除去部２４
に転送する。

【００５０】他方、主力波検出部２１では、この伝搬路
係数ｈ_jから、係数振幅の大きい２種の係数ｈ_M1、ｈ
_M2(遅延波に対応する)を選び出し、主力２波のシンボル
遅延間隔Δ(＝Ｍ２−Ｍ１)を求め、これをレプリカ計算
部２に転送すると共に、入力された伝搬路係数を、仮判
定部２２、２３、非主力波干渉除去部２４、整合フィル
タ２５、それにΔ分割部２６に転送する。

【００５１】まず、レプリカ計算部３では、主力２波に
対するレプリカ(送信データの取り得る値の全ての組合
わせを、主力波のみのフェーディング伝送路を通して受
信したシンボル値)を計算し、ブランチメトリック計算
部１０に転送する。このとき、送信データが、シンボル
時点の偶奇で変わるので、図１の実施形態と同じく、シ
ンボル時点偶奇切替制御回路５から供給される偶奇情報
を参照しながらレプリカ計算を行ない、結果をブランチ
メトリック計算部６に転送するのである。

【００５２】また、第１仮判定部２２では、直接波を除
く伝搬路係数ｈｉ(ｉ＝１〜Ｎ≠０)に仮判定した送信符
号系列を乗算し、直接波以外の遅延波による符号間干渉
成分を生成させ、これを受信信号系列から差し引いて直
接波のみの受信波を推定し、識別することにより、仮判
定した送信符号系列を得る。得られた仮判定データは第
２仮判定部２３に転送する。

【００５３】第２仮判定部２３では、最大主力遅延波ｈ
Ｍ(ｈ_M1、ｈ_M2の大きい方)を除く伝搬路係数ｈｉ(ｉ＝
０〜Ｎ≠Ｍ)に仮判定部２２で求めた仮判定データを乗
算し、主力波以外の遅延波及び先行波による符号間干渉
成分を生成して、これを受信信号系列から差し引き、識
別することによって仮判定データを得る。

【００５４】このとき、同じく、送信データがπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調方式であるため、そのシンボル波形が
シンボル時点の偶奇で変わるので、図１の実施形態と同
様、シンボル時点偶奇切替制御回路５から供給される偶
奇情報を入力し、識別判定値を切替るようにする。

【００５５】以上のように、この実施形態では、仮判定
を２回行なうことにより、仮判定した送信符号系列の推
定精度が高められるように構成してある。こうして、仮
判定部２３で求めた仮判定データは、非主力波干渉除去
部２４に転送される。

【００５６】非主力波干渉除去部２４では、入力された
仮判定データに主力２波を除く伝搬路係数ｈｉ(ｉ＝０
〜Ｎ≠Ｍ１、Ｍ２)を乗算し、主力２波以外の遅延波及
び先行波による符号間干渉成分を生成し、これを受信信
号系列から差し引き、主力２波のみによるフェーディン
グを受けた受信波を推定し、整合フィルタ２５に転送す
る。

【００５７】整合フィルタ２５では、主力２波の伝搬路
係数から整合フィルタを形成し、主力２波受信データを
フィルタ処理して最尤系列推定部２０に転送する。この
最尤系列推定部２０は前述の通り、Δ分割部２６、ブラ
ンチメトリック計算部６、ＡＣＳ部７、パスメトリック
メモリ８、それに最尤復号部９から構成されている。

【００５８】そして、まずΔ分割部２６では、主力２波
受信データからΔシンボル間隔で抜き出したデータを１
個の集合に纏め、Δ個の集合に分割する。ここで、この
ような簡略化ビタビ等化方式では、主力２波のみの符号
間干渉となるので、Δ分割部２６を設け、Δ個に分割し
た集合のΔシンボル間隔のデータに対して最尤系列推定
を行なうのである。

【００５９】Δ分割部２６でΔ分割した受信データは、
ブランチメトリック計算部６に転送される。そして、こ
こでレプリカ計算部３で求めたレプリカと比較され、枝
尤度(ブランチメトリック)が計算される。このとき、送
信データがπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式であるため、
受信データとレプリカは、シンボル時点の偶奇で変わ
り、さらに、ここでは、受信データがΔ分割されている
ので、このΔ(主力２波受信データのシンボル間隔)の偶
奇によっても変わる。

【００６０】そこで、ブランチメトリック計算部６は、
図１の実施形態と同様、シンボル時点偶奇切替制御回路
５から供給される偶奇情報を入力し、これを参照しなが
ら枝尤度計算を行ない、計算結果をＡＣＳ部７に転送す
る。ＡＣＳ部７では、入力されたブランチメトリック
を、パスメトリックメモリ８２に記憶してあるパスメト
リックと加算比較選択(ＡＣＳ)演算を行って、パスメト
リックを更新し、パスメトリックメモリ８に記憶する。

【００６１】また、このとき、比較選択によって最後に
残ったパス(生き残りパス)を求め、最尤度復号部９に転
送する。そこで、最尤復号部１３では、生き残りパスを
遡って辿ることにより、復号データ系列を得、Δ分割を
元に戻して復号データとして出力するのである。

【００６２】従って、この図２の実施形態によれば、π
／４シフトＱＰＳＫ変調方式による送信データのシンボ
ル波形がシンボル時点の偶奇で変わるのに応じて、動作
の切換が適切に行なわれることになり、π／４シフトＱ
ＰＳＫ変調方式の無線機の復調器として適用された簡略
化ビタビ等化器を容易に得ることができる。

【００６３】なお、以上の実施形態では、本発明をπ／
４シフトＱＰＳＫ変調方式の復調器に適用した場合につ
いて説明したが、本発明の実施形態は、これに限るもの
ではなく、１６ＱＡＭ変調など、他の変調方式にも適用
可能なことは、言うまでもない。

【００６４】

【発明の効果】本発明によれば、π／４シフトＱＰＳＫ
変調方式の信号点配置がシンボル時点の偶奇で変わるこ
とが考慮された結果、簡略化されたものも含み、ビタビ
等化器をπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式に容易に適用さ
せることができ、適用範囲の広いビタビ等化器を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるビタビ等化器の一実施形態を示す
ブロック構成図である。

【図２】本発明によるビタビ等化器の他の一実施形態を
示すブロック構成図である。

【図３】ビタビ等化器の従来例を示すブロック構成図で
ある。

【図４】簡略化ビタビ等化器の従来例を示すブロック構
成図である。

【図５】π／４シフトＱＰＫ変調方式における信号点配
置の説明図である。

【符号の説明】

１伝搬路係数推定部２レプリカ計算部３、２５整合フィルタ４シンボルタイミング同期回路５シンボル時点偶奇切替制御回路６ブランチメトリック計算部７ＡＣＳ部８パスメトリックメモリ９最尤復号部１０、２０最尤系列推定部２２、２３仮判定部２４非主力波干渉除去部２６ Δ分割部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者小林岳彦東京都小平市御幸町32番地日立電子株式会社小金井工場内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周波数選択性フェーディングに起因する
符号間干渉を生じる伝搬路のインパルス応答を推定する
伝搬路係数推定処理部と、該伝搬路係数推定処理部の出
力である推定伝搬路係数に基づいて構成した整合フィル
タ処理部と、該整合フィルタ処理部の出力と前記推定伝
搬路係数から送信シンボル系列をビタビアルゴリズムに
よって最尤推定する最尤系列推定処理部とを備え、絶対
位相又は差動位相π／４シフトＱＰＳＫ変調方式のディ
ジタル無線受信機の波形等化器として用いるビタビ等化
器において、前記伝搬路係数推定処理部及び前記最尤系列推定処理部
が、前記絶対位相又は差動位相π／４シフトＱＰＳＫ変調方
式の信号のシンボル時点の偶奇に応じて信号点配置を切
換えて信号を処理するデータ処理回路で構成されている
ことを特徴とするビタビ等化器。
【請求項２】請求項１の発明において、受信シンボル系列から仮の復号データである仮判定デー
タを得る仮判定処理部と、前記推定伝搬路係数から前記ビタビアルゴリズムを適用
する受信波成分を選択する適用波選択処理部と、前記仮判定データと前記推定伝搬路係数を用い、選択さ
れた受信波成分以外の符号間干渉信号成分を除去する符
号間干渉除去処理部とを付加し、前記適用波選択処理部により選択した受信波成分によっ
て定まる所定の状態のときだけ、前記符号間干渉除去処
理部の出力に対して、前記最尤系列推定処理部によるビ
タビアルゴリズムを適用するように構成さていることを
特徴とするビタビ等化器。