TWI431988B - 接收機及其符元解碼器 - Google Patents

接收機及其符元解碼器 Download PDF

Info

Publication number
TWI431988B
TWI431988B TW099124499A TW99124499A TWI431988B TW I431988 B TWI431988 B TW I431988B TW 099124499 A TW099124499 A TW 099124499A TW 99124499 A TW99124499 A TW 99124499A TW I431988 B TWI431988 B TW I431988B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
bit
symbol
styles
bits
mapping
Prior art date
Application number
TW099124499A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201132065A (en
Inventor
Wei-Chung Pen
Jeng-Hong Chen
Pansop Kim
Original Assignee
Issc Technologies Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Issc Technologies Corp filed Critical Issc Technologies Corp
Publication of TW201132065A publication Critical patent/TW201132065A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI431988B publication Critical patent/TWI431988B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0067—Phase error detectors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

接收機及其符元解碼器
本發明係關於通訊系統中的接收機。更特定而言，本發明係關於在一無線通訊系統中能夠基於先前、目前及後續符元的資訊而對於目前符元進行解碼的接收機。
在無線通訊系統中，符元間干擾(Inter-symbol-interference，ISI)由於多重路徑傳遞及/或濾波而造成。大致上會需要發射機濾波來降低或最小化波段外寄生信號發射。再者，會需要接收機濾波來排除相鄰波段干擾與接收機雜訊。因為多重路徑傳遞在無線頻道中很常見，ISI效應需要在該接收機處減輕。
概言之，一按位元解碼器在當忽略ISI效應時一次可以解碼一個符元。一決策回饋(Decision-feedback，DF)解碼器可以藉由使用一先前符元(或多個先前符元)的決策來估計與移除來自該等先前符元的干擾而以符元速率解碼目前的符元，而一最大可能性(Maximum-likelihood，ML)解碼器可以最適化地找出解碼位元之最有可能的串流。
對於一高斯頻移鍵控(Gaussian Frequency Shift Keying，GFSK)信號，鑑頻器式的GFSK接收機揭示於R. Schiphorst 等人提出的「藍芽解調變演算法與其效能」(“Bluetooth Demodulation Algorithms and Their Performance”)及H. Darabil 等人提出的「藍芽的2.4-GHz CMOS收發機」(“A 2.4-GHz CMOS Transceiver for Bluetooth”)。但是，這些簡單的按位元鑑頻器式接收機可能無法達到想要的效能。在由Soltanian 等人(以下稱之為「Soltanian」)提出的「衰減頻散頻道與干擾中藍芽系統效能」(Performance of the Bluetooth System in Fading Dispersive Channels and Interference)中，一(近)ML解碼器被揭示其考慮到在一發射機中高斯濾波器所造成的ISI效應，其可對照一按位元解碼器來增進一接收機之靈敏性效能。但是，該近ML解碼器可能太複雜以致於不能實作在掌上型裝置，例如藍芽耳機。L. Lampe,R. Schober 及M. Jain 所提出藍芽系統之「非同調序列偵測接收機」(Noncoherent Sequence Detection Receiver for Bluetooth Systems)揭示另一種近ML解碼器，其使用由P. Laurent (以下稱之為”Laurent”)在「藉由疊加振幅調變的脈衝(Amplitude Modulated Pulses，AMP)之數位相位調變的準確與近似構造」(Exact and Approximate Construction of Digital Phase Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses(AMP))中提出的分解及一維特比(Viterbi)解碼器來找出解碼的位元之最可能的串流。但是，這種近ML解碼器的效能對於不確定參數會很敏感，例如相位、頻率偏移及/或調變索引h。
再者，在Y. Iwanami 提出的「利用限制器-鍵頻器偵測之窄波段數位FM信號之序列估計方式的效能」(Performance of Sequence Estimation Scheme of Narrowband Digital FM Signals with Limiter-Discriminator Detection)中，具有鍵頻器輸出之次最適化DF及/或ML接收機對於數位FM信號做解釋係假設在該鍵頻器輸出處的雜訊為相加的零平均無關相同分佈(Independent identically distributed，i.i.d.)高斯雜訊。雖然這些接收機由於它們雜訊特性而距離該最適化接收機相當遠，其仍需要有效的效能增益。
藍芽為無線通訊裝置的一種標準。在無線電規格中，像是2004年11月4日發行的”藍芽系統2.0+EDR規格書”，其使用GFSK調變於「基本速率」傳輸，其中GFSK調變的頻寬周期乘積(Bandwidth-period product，BT)將為0.5(即BT=0.5)，而該調變索引h將在0.28與0.35之間。再者，對於GFSK調變，一符元代表一個位元，其中二元值「1」由GFSK波形表示成一正頻率偏差，而二元值「0」由GFSK波形表示成一負頻率偏差。
圖1為例示在使用GFSK調變的習用通訊系統10中一發射機與一接收機的圖示。請參照圖1，1與0的二元值資料可在傳送通過由頻率調變器104所跟隨的高斯濾波器102之前由一非歸零(Non-return-to-zero，NRZ)轉換器100轉換成非歸零信號。將bn (為「0」或「1」)表示成第n個資訊位元。對於一給定的資訊位元流，非歸零轉換器100之輸出可表示成：
其中
在上式中，T s 為該符元周期，對於藍芽而言為1μs。在由頻率調變器104調變之後(細節在以下提供)，該二元值資料即被升頻到一射頻(Radio frequency，RF)信號，並由射頻發射機106做為一射頻信號傳送。在該接收機側處，一收到的射頻信號之一相對應接收路徑可以包括一射頻接收機及濾波器108，鑑頻器(frequency discriminator)110，濾波器112以及按位元解碼器114。在該收到的射頻信號由射頻接收機及濾波器108被降頻到一複數基頻信號(包括一實數部份「I」及一虛數部份「Q」)，該實數部份I及該虛數部份Q的頻率偏差資訊可被擷取來依此由鑑頻器110產生一接收到符元r n 。該接收到符元r n 可在鑑頻器110之輸出處於正確的時序點被取樣並且經由濾波器112而進行濾波處理。該取樣以及濾波後的符元r n 而後由該按位元解碼器114進行處理。該按位元解碼器114，可以解碼該收到符元r n ，其中在當r n 為正時即解碼為二元值「1」，或者在當r n 為負時即解碼為二元值「0」。GFSK調變與其它另外的架構之更多細節亦可見於J. Proakis (以下稱之為”Proakis”)提出的「數位通訊第4版」(Digital Communications,4th Ed.)。
圖2A為圖1所示之鑑頻器110與按位元解碼器114之方塊圖。請參照圖2A，鑑頻器110可以包括一相位偵測器11、一微分器12及一含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器13。在該收到的射頻信號被降頻到該複數基頻信號I及Q，並由一接收濾波器(濾波器108)濾波之後，相位偵測器11基本上可以在該符元速率的整數倍數下運算，且其基於下標為「m」之收到的I及Q之取樣值之輸出可表示如下：
在上式中，m做為一下標，以區別於用於第n個符元的”n”。耦合於相位偵測器11之微分器12可以基於序列導出正比於該頻率偏差的一度量ΔΦ m ，如下所示：
ΔΦ m =Φ m -Φ m -1 .
因為ΔΦ m 基本上以該符元速率的整數倍數來運算，且r n 僅在實際為該符元速率時才需要，一含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器(integrate and dump filter)13基本上可以用於由該ΔΦ m 序列導出該正確的符元時序，並對於該ΔΦ m 序列進行適當地濾波以及向下取樣，以得到該r n 序列。接著，按位元解碼器114可以解碼該收到的符元r n ，如果r n 為正時即產生二元值「1」位元，如果r n 為負時，即產生二元值「0」位元。
請再次參照圖1，如果在發射機側與接收機側處的濾波效果被忽略，對應於一傳送的資料位元「1」之鑑頻器輸出為一成比例的傳送高斯脈衝：πh Π(t )*g (t )在稍後關聯於圖3到圖4提供有該傳送的高斯脈衝之詳細說明。在此例中，按位元解碼器114，藉助於含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器13，可以在其正尖峰處取樣該鑑頻器輸出，並利用適當恢復的符元時序輸出一解碼的位元「1」。類似地，一傳送的「0」可出現在該鑑頻器輸出處做為一負比例調整傳送的高斯脈衝，標示為-πh Π(t )*g (t )，且按位元解碼器114可以在其負尖峰處取樣該鑑頻器輸出，並輸出一解碼的位元0。總而言之，說明一種習用鑑頻器110，其包括相位偵測器11、微分器12及含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器13。此鑑頻器可用於取得GFSK符元解碼的r n 序列。
用 b 來代表一N ×1資訊向量，以資訊位元b n 做為其元素，然後 b 可表示成：
b =[b 0 b 1 …b n …b N -1 ] T ,
其中b n {0,1}及n 為符元時間的下標。
亦用 r 來代表一N ×1收到向量，其具有由鑑頻器110產生的收到符元r n 做為其元素，則 r 可表示成：
r =[r 0 r 1 …r n …r N -1 ] T .
請注意到該資訊向量 b 之元素數目及該收到的向量r n 由於前序信號位元(preamble bits)而不同，其可假設為在該資訊向量 b 中的該等資訊位元。
再者， r 亦可表示成：
r = y ( b )+ n
其中該N ×1向量y ( b )可代表沒有雜訊的該等信號，但可以包括由於每一次濾波造成的影響，例如高斯濾波器，該發射機濾波器及在該接收機處的濾波。由該無線頻道進行的濾波通常可被忽略。
再者，由該資訊向量 b 映射到該向量y ( b )可預先計算成：
其中y n 為該向量y ( b )的一元素，且h l 為該等濾波器之複合脈衝響應。
由Proakis得知，一最適化最大可能性序列偵測(Maximum-likelihood sequence detection，MLSD)解碼器之一第n個解碼的位元可表示成：
其中P ( r | y ( b ))為給定 y ( b )之下 r 的一條件式機率，而“ b :b n ”代表符合於b n (即一位元)的所有可能的 b (即一序列)。但是，熟習此項技藝者可瞭解到一最適化MLSD解碼器很難來實作。
一次最適化MLSD解碼器可由假設雜訊做為加入式i.i.d.高斯雜訊來開發，其中一第n個解碼的位元可以表示成：
上述的按位元解碼器可以由另一個次最適化MLSD解碼器取代來增進編碼增益。圖2B為例示鑑頻器110與一次最適化MLSD解碼器(即維特比(Viterbi)解碼器，VD)200之方塊圖。但是，熟習此項技藝者可容易地瞭解到一維特比解碼器太複雜以致於不能實作，除非其棚架狀態(trellis state)的數目可降低到4或8，其亦稱之為一「截斷」維特比解碼器。
Laurent提出一種線性近似，所以可使用一簡化的c 0 匹配濾波器做為一近似的匹配濾波器接收機，用於實作該最適化解碼器。但是，對於像是藍芽的應用，該GFSK調變之調變索引h 可在0.28及0.35之間。在Soltanian提出的維特比解碼器在這種調變索引h 下會造成不準確，因此其僅對於該調變索引h 的變化在0.01之內(即|Δh |≦0.01)才會穩健。類似地，所提出的Laurent-分解式近最適化接收機可發現到需要一非常準確的h 估計。
因此其需要有一種次最適化接收機，其具有簡單及對於該等不確定參數呈現穩健的解碼器，並可應用到使用GFSK調變之單載波通訊系統，用於解調變及/或解碼一GFSK信號。
本發明之範例提供一種在高斯頻移鍵控通訊系統中能夠基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的接收機，該接收機包含一鑑頻器，其針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元，一第一查詢表，其儲存複數個位元樣式、複數個樣式索引以及映射樣式，並且輸出該等位元樣式其中之一者，其中該每一位元樣式的型式為該位元序列中的一組連續位元，而該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，並且該等樣式索引其中之每一者各別對應於該等位元樣式其中之一者，此外，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到，一計算器，其自該鑑頻器接收一組連續符元，並計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值，一比較器，其藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者，以及一記憶體模組，該記憶體模組輸出儲存於該第一查詢表(LUT)之該等位元樣式其中之一者的一中間位元，而該等位元樣式其中之該者對應於該樣式索引，並且對應於該等映射樣式其中之被辨識出之一者。
本發明之其他範例亦可提供一種在高斯頻移鍵控通訊系統中能夠基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的接收機，該接收機包含一鑑頻器，其針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元，一第一查詢表，其儲存複數個位元樣式、複數個樣式索引以及映射樣式，並且輸出該等位元樣式其中之一者，其中該每一位元樣式的型式為一組(2n+1)個連續位元，而該每一位元樣式的前導「n」個位元已完成解碼，其中「n」為一大於或等於「2」之整數，並且該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，此外，該等樣式索引其中之每一者各別對應於該等位元樣式其中之一者，並且，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到，一計算器，其自該鑑頻器接收一組(2n+1)個連續符元，並計算該組(2n+1)個連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值，一比較器，其藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者，以及一記憶體模組，該記憶體模組輸出儲存於該第一查詢表(LUT)之該等位元樣式其中之一者的一中間位元，而該等位元樣式其中之該者對應於該樣式索引，因而對應於該等映射樣式其中之被辨識出之一者。
本發明之另一範例亦可提供一種在高斯頻移鍵控通訊系統中基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的方法，該方法包含針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元，提供一第一查詢表，其組態為儲存複數個位元樣式及其對應之映射樣式，其中該每一位元樣式的型式為該位元序列中的一組連續位元，而該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，並且，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到，接收一組連續符元，計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值，藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者，以及辨識出該等位元樣式其中對應於該辨識出的映射樣式之一者，該辨識出的位元樣式之中間位元係做為該符元的一已解碼位元
本發明之更一範例亦提供一種在高斯頻移鍵控通訊系統中基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的方法，該方法包含針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元，提供一第一查詢表，其組態為儲存複數個位元樣式及其對應之映射樣式，其中該每一位元樣式的型式為一組(2n+1)個連續位元，而該每一位元樣式的前導「n」個位元已完成解碼，且該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，而「n」為等於或大於2之整數，並且，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到；接收一組連續符元；計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值；藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者；以及辨識出該等位元樣式其中對應於該辨識出的映射樣式之一者，該辨識出的位元樣式之中間位元係做為該符元的一已解碼位元
於下文的說明中將部份提出本發明的其他特點與優點，而且從該說明中將瞭解本發明其中一部份，或者藉由實施本發明亦可習得。藉由附隨之申請專利範圍中特別列出的元件及組合將可瞭解且達成本發明的特點與優點。
應該瞭解的係，上文的概要說明及下文的詳細說明都僅供作例示與解釋，其並未限制本文所主張之發明，
現將詳細參照於本發明之目前的範例，其實施例圖解於附圖之中。盡其可能，所有圖式中將依相同元件符號以代表相同或類似的部件。
圖3為根據本發明一範例之一通訊系統30之方塊圖。請參照圖3，該通訊系統30尤其可以包括位在該接收機側的一鑑頻器400及一共同符元解碼器(Joint symbol decoder，JSD)402。再者，通訊系統30可選擇性的包括一在鑑頻器400與共同符元解碼器402之間的濾波器(圖3中未示出)。
圖4所示為基於圖3所示之高斯濾波器102 g(t)一GFSK調變信號之傳送的高斯脈衝之數位化實作，再參照到圖3，高斯濾波器102之脈衝響應可表示成：
其中，在藍芽應用中,。
因為非歸零轉換器100之輸出可表示成： 該數位化實作可以包括Π(t )*g (t )的一複合脈衝響應，其中「*」代表旋積(convolution)。請參照圖4，其中f 代表該複合脈衝響應在4MHz取樣速率下的一示例性數位化實作，並且f 由f 0 ,f 1 ,...,f 8 之數值表示。雖然圖4將f 顯示為具有八個片段的片段式線性曲線，當該接收機在正確的時序點該收到的信號進行取樣時，該片段式線性曲線中僅有九個取樣點具有作用。該曲線為對稱實因該複合脈衝響應Π(t /T s )*g (t /T s )為對稱。此處可看出f 4 可以表示一所想要的符元之脈衝響應於時間軸上被正確地取樣的一取樣點，且該第一取樣點f 0 及該最後取樣點f 8 可以代表分別在解碼一先前符元及後續符元時的ISI。
基於以上之論述，高斯濾波器102之輸出可表示為：x g (t)=x (t )*g (t )
並且，基於高斯濾波器102之輸出x g (t)，頻率調變器104可以產生一調變的信號，該調變的信號亦為一基頻信號，並可表示成下列之等效低通訊號：
接著，射頻發射機106可以對於該基頻信號x m (t)與一載波進行混頻，而將該基頻信號x m (t)升頻，並產生一傳送的射頻信號，其型式為：
其中f c 為該載波之中心頻率，並且為初始相位。在一跳頻系統中的藍芽應用之範例中，f c 可為2402,2403,2404，...或2480MHz。
在射頻接收機及濾波器108中，該收到的射頻信號可被降頻為複數基頻信號I及Q。然後頻率偏差的資訊可由鑑頻器400所擷取。
在一範例中，如果該雜訊及濾波器失真是可被忽略的，則鑑頻器400之輸出可表示成：r (t )=πh x (t )*g (t ).
用r n 代表在該收到的信號之第n個符元(目前符元)的一波峰(不論是正的或負的波峰)處所進行取樣而得到的鑑頻器輸出。該r n 序列可被供給到JSD 402中，而用於針對JSD 402中第n個符元進行解碼，而對於目前符元進行解碼時，則參考及到一先前符元r n -1 (第(n-1)個符元)及後續符元r n +1 (第(n+1)個符元)之收到的資訊。
圖5所示為圖3所例示之鑑頻器400與共同符元解碼器(JSD)402之方塊圖。請參照圖5，鑑頻器400可以包括一相位偵測器41，一微分器42以及一含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器43。在該收到的射頻信號被降頻為該複數基頻信號I及Q之後，該實數部份信號I及該虛數部份信號Q之間的頻率偏差之資訊可藉由與相位偵測器11完全相同的運作方式，而由相位偵測器41所擷取。藉助於該含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器43，正確的符元時序可被導引出來，而依據正確的符元時序，該微分器42可以用與微分器12完全相同的運作方式來產生一序列的符元。
再者，JSD 402可以藉由使用所收到之先前、目前及後續符元之資訊以對於在一序列符元中的一目前符元進行解碼。在一範例中，JSD 402可以使用兩個先前符元(即兩個先前位元)及兩個後續符元(即兩個後續位元)之資訊來解碼該目前符元，其可以提供所想要的效能與適當的複雜性。然而在其它範例中，可以使用其它數目的先前符元或後續符元的資訊，而對於該目前符元進行解碼。
圖6為根據本發明之一範例之中，對於具有h=0.35之藍芽GFSK調變信號之鑑頻器400之輸出的眼圖。請參照圖6，在此範例中x-軸代表時間，單位是微秒(μs)，而該調變的信號之一符元時間T s 為1μs。再者，y-軸代表鑑頻器400之輸出，其單位是KHz。在鑑頻器400的輸出處，基於圖4所示的傳送之高斯脈衝，而假設該ISI展開1個符元周期到其先前及後續符元。在此範例中，，如果該收到的符元r n 代表具有數值為「1」之傳送資料位元，則在對於第n個正確符元時間T s 之鑑頻器400輸出處，一目前符元r n 可具有三個可能的屬性值a、d及c。另一方面，如果該目前符元r n 代表具有數值為「0」的傳送資料位元，則在鑑頻器400輸出處可取樣而得到另外三個可能的屬性值-a、-d、-c。該等屬性值±a,±d及±c可以反映出鑑頻器400之輸出處的符元之屬性，並且該等屬性質可在該符元的波形中被偵測到。其必須注意到濾波器效應在此範例中已經被忽略。對於一藍芽的GFSK調變而言，當一傳送的高斯脈衝具有圖4所示之特性時，一傳送的「1」或「0」即能夠發生三個可能的數值，且上述這種傳送的高斯脈衝並非不具有符元間干擾(ISI)。
請參照圖4及圖6，當傳送一資料位元「1」時，其可在鑑頻器400之輸出處被導出，
也就是說，如果關於該取樣的目前符元之傳送的資料位元為「1」，即有三個可能的鑑頻器輸出：
(1)　當該先前資料位元、該目前資料位元及該後續資料位元都等於1時，於鑑頻器400之輸出處之該取樣的數值等於「c」；
(2)　當該目前資料位元為1，且該先前資料位元及該後續資料位元都為0時，於鑑頻器400之輸出處之該取樣的數值等於「a」；
(3)　當該目前資料位元為1，且該先前資料位元及該後續資料位元不相同時，於鑑頻器400之輸出處之該取樣的數值等於「d」。
類似地，如果關於該取樣的目前符元之傳送的資料位元為「0」，即有另外三個可能的鑑頻器輸出：
(4)　當該先前資料位元、該目前資料位元及該後續資料位元都等於0時，於鑑頻器400之輸出處該取樣的數值等於「-c」；
(5)　當該目前資料位元為0，且該先前資料位元及該後續資料位元都為1時，於鑑頻器400之輸出處之該取樣的數值等於「-a」；
(6)　當該目前資料位元為0，且該先前資料位元及該後續資料位元不相同時，於鑑頻器400之輸出處該等取樣的數值等於「-d」。
在此範例中，用r n - 2 及r n - 1 代表在鑑頻器400之輸出處取樣而得到的兩個先前符元，用r n 代表在鑑頻器400之輸出處取樣而得到的該目前符元，而用r n + 1 及r n + 2 代表於鑑頻器400之輸出處取樣而得到的兩個後續符元。當傳送三個連續位元(b - 1 ,b 0 ,b 1 )時，可在表1中得到於鑑頻器400之輸出處之相對應的輸出樣式。
以位元樣式111為例，對於第一或最左方位元「1」而言，其先前位元為「0」或「1」。類似地，對於第三或最右方位元「1」而言，其下一個位元為「0」或「1」。因此，為了決定位元樣式111之可能收到的樣式，對於四個可能的位元序列，即01110、01111、11110及11111進行討論。對於可能的位元序列01110，因為第一個「1」在中間「1」之後及在「0」之前，根據以上規則(3)即指定一數值「d」。類似地，根據以上規則(1)，一數值「c」被指定給該中間「1」。再者，根據以上規則(3)，另一個「d」被指定給第三個「1」。因此，該位元序列01110之可能收到的樣式為(d,c,d)。
對於該可能的位元序列01111，因為第一個「1」在「0」及「1」之間，根據規則(3)一數值「d」被指定。類似地，根據以上規則(1)，一數值「c」被指定給該中間「1」。再者，因為第三個「1」在兩個「1」之間，根據以上規則(1)，另一個「c」被指定給第三個「1」。因此，該位元序列01111之可能收到的樣式為(d,c,c)。
類似地，該等位元序列11110及11111之可能收到的樣式分別為(c,c,d)及(c,c,c)。因此，即可決定位元樣式111之四個可能收到的樣式。
在表1中，一位元樣式對應於四個可能收到的樣式。為了使該映射關係更易於實施，在一範例中，相對於表1中一傳送的位元樣式之所有該等可能收到的樣式可被簡化為僅包括一個映射樣式，該映射樣式可例如為該等所有可能樣式的一平均接收樣式，而該一平均接收樣式則相對於表2中所示之每個傳送的連續三個位元。上述之方法，其利用表2而搜尋得相對應的三個連續傳送位元，而可因此減少用以檢查鑑頻器400之該等輸出樣式所進行之比較而耗費之時間。
以位元樣式111為例，給定表1中的四個可能收到的樣式為(c,c,c)、(c,c,d)、(d,c,c)及(d,c,d)，則該平均收到的樣式為((c+c+d+d)/4、(c+c+c+c)/4、(c+d+c+d)/4)，而得到如表2所示之((d+c)/2,c,(d+c)/2)。決定該平均收到的樣式時，該等四個可能接收的樣式之每一項目被給定相同的加權。例如，如果是(c+c+d+d)/4，第一個「c」來自該可能收到的樣式(c,c,c)之第一項目，第二個「c」來自該可能收到的樣式(c,c,d)之第一項目，第一個「d」來自該可能收到的樣式(d,c,c)之第一項目，而第二個「d」來自該可能收到的樣式(d,c,d)之第一項目，而每個第一個項目具有相同的加權。在表2中，該等位元樣式與該等可能的收到樣式具有一對一(1-1)的映射關係。也就是說，該每一位元樣式映射到該等可能收到的樣式中一個且僅有一個，反之亦然。
再者，因為鑑頻器400之輸出係對於1及0而對稱，在被傳送到JSD 402之一n位元序列之前及之後的GFSK符元所導致之平均ISI應該為零。因此，相對應於n位元序列之一「平均收到的樣式」亦可由基於一隔離的n位元序列之電腦模擬進行預先計算而得到。
再者，雖然鑑頻器400之輸出基於h =0.35而產生，對於藍芽應用，h之範圍由0.28到0.35，並且h之中間值為0.315。為了容許表2可應用到該h的範圍，該等a、d及c的值可由一縮放因子0.9(=0.315/0.35)來調整，如下表3所示，而其樣式索引亦可被引用到該第一欄中。
在表3中，該每一位元樣式具有彼此不同的一樣式索引，所以該等樣式索引與該等位元樣式具有一對一(1-1)的映射關係，因此如前所述，其與該平均接收的樣式具有一對一的映射關係。在根據本發明一範例中，一位元樣式的該樣式索引可由將第n個位元乘以2的(n-1)次方，然後加總該等乘積而計算得。將該位元樣式011做為範例，其樣式索引等於20 x 0+21 x 1+22 x 1=6。
一藍芽資料封包可以包含一已知樣式的前序信號及一同步字元，其包含封包取得、時序同步化、頻率偏移估計與補償之已知位元。因此，在另一範例中，該等已知樣式的前序信號及該同步字元亦可用於估計(或更新)該等平均接收樣式。
圖7A為根據本發明一範例之一共同符元解碼器402之方塊圖。請參照圖7A，該共同符元解碼器402可包括一第一緩衝器44-1，一第二緩衝器44-2以及一第三緩衝器44-3以及一查詢表(LUT)模組46。該共同符元解碼器402之輸入(r n - 1 ,r n ,r n + 1 )可先被暫存於該第一，第二以及第三緩衝器44-1，44-2以及44-3，而該第一，第二以及第三緩衝器44-1，44-2以及44-3所暫存之內容(即r n - 1 ,r n ,r n + 1 )而後將被輸入至該查詢表(LUT)模組46。如前文所述，r n - 1 ,r n 以及r n + 1 分別為在該鑑頻器400之輸出處所取樣而得到的第(n-1)個符元(即先前符元)，第n個符元(即目前符元)以及第(n+1)個符元(即後續符元)。
該第一，第二以及第三緩衝器44-1，44-2以及44-3之輸入即為在該鑑頻器400之輸出處所取樣而得的符元：r n - k .....r n - 1 ,r n ,r n + 1 .....r n + k 。在第(n+1)個符元週期，該第一緩衝器44-1可接收來自該第二緩衝器44-2之先前符元r n - 1 。在同一時間點，該第二緩衝器44-2可接收來自該第三緩衝器44-3之目前符元r n 。並且，同時地，該第三緩衝器44-3可接收該鑑頻器400所輸出之後續符元r n + 1 。因此，如圖7A所示，該查詢表(LUT)模組46可接收得一組連續符元(r n - 1 ,r n ,r n + 1 )。
圖7B為根據本發明一範例之一查詢表(LUT)模組46之方塊圖。請參照圖7B，查詢表(LUT)模組46可以包括一歐幾里德距離(Euclidean distance，ED)計算器46-1，一記憶體46-2及一ED比較器46-3。ED計算器46-1可組態為計算做為該組連續符元(r n - 1 ,r n , r n + 1 )及表3中該等簡化的平均接收樣式之每一者之間的歐幾里德距離ED n , i ，其中i=1到8，其代表(r n - 1 ,r n ,r n + 1 )及第i個簡化的平均接收樣式之間的一第i個歐幾里德距離。記憶體46-2可組態為儲存該表3，並基於一決定的樣式索引，而輸出用於計算一ED之該簡化的平均接收樣式，，並輸出該傳送的3-位元樣式(b-1 ,b0 ,b1 )。再者，ED比較器46-3可組態為比較每一個ED n , i ，以找出該等八個ED中最小的ED，並決定對應於該最小ED之一樣式索引。
圖8所示為使用本發明之表3之共同符元解碼器402的方法之流程圖。請參照圖8，於步驟802中，(r n - 1 ,r n ,r n + 1 )與自儲存表3之記憶體46-2輸出的簡化平均接收樣式(如表3中的欄3)之間每一個ED可由ED計算器46-1做計算。
接著，在步驟804中，所有計算出的ED可藉由ED比較器46-3彼此做比較，以由該等頻率鑑頻器輸出之該組連續符元(r n - 1 ,r n , r n + 1 )中辨識出具有最小ED之其簡化的平均接收樣式的一樣式索引。
然後該辨識的樣式索引可被供應回到記憶體46-2以查詢表3，找出其相對應的3-位元樣式，如步驟806。然後，該3-位元樣式之中央位元b0 可由共同符元解碼器402做為一已解碼的位元來輸出。
在另一範例中，在一傳送濾波器及/或一接收濾波器存在的前提之下，表3可基於電腦模擬結果來修正。如前所述，當該發射濾波器及/或該接收濾波器之效應被考慮到時，JSD 402在解碼一第n個符元時，會需要處理兩個先前符元，兩個後續符元，及該目前符元(即r n - 2 ,r n - 1 ,r n ,r n + 1 ,r n + 2 )。在此例中，最適化樣式可略微偏離差於僅由以下數值構成的樣式：+/-a,+/-d,+/-c,+/-(a+d)/2,及+/-(d+c)/2(如表2所示)，其係在被調整來進行一h調整之前(即調整表2的數值到表3的數值)。包括32個可能5-位元樣式之每一者有一樣式的一表格可建立在共同符元解碼器402之內，且解碼第n個符元(相對於該目前符元)之方法可以類似於那些參照圖8所述及所例示者。換言之，其可簡單地由現在儲存32個樣式之表格來取代儲存在記憶體46-2中的表3。
因為一收到的5-位元樣式[r n - 2 ,r n - 1 ,r n ,r n + 1 ,r n + 2 ]及32個樣式之間的ED會需要在解碼第n個符元之前被計算及決定，該表格之修正會需要該接收機處額外的複雜度、記憶體46-2之較大的記憶體。
再者，做為前述之該等方法及/或該等表格之一共同符元解碼演算法更可藉由採用一決策反饋解碼方式來簡化，其原因在於當解碼第n個符元時，第(n-2)及(n-1)個符元皆在先前被解碼。該等先前解碼的符元之資訊可用於降低要被比較之LUT的樣式數目由32降到8。
再者，例如一解碼演算法，其可使用包含平均接收樣式的一LUT來解碼5-位元序列。用Pk5 代表一平均接收的位元，其中：
Pk5 =[p-2,k5 ,p-1,k5 ,p0,k5 ,p1,k5 ,p2,k5 ],
並且Pk5 可被定義成一具有5個取樣點的鑑頻器輸出，其中該等5個取樣點皆為在正確符元時序處取得之不具有雜訊的取樣點。對應於一隔離的傳送5-位元序列，即一位元樣式Bk5 =[b - 2 ,b -1 ,b 0 ,b 1 ,b 2 ]，其中對於b i (i =-2,-1,0,1或2)可為1或0，且其樣式索引為k5 =b -2 +2b -1 +4b 0 +8b 1 +16b 2 ，其中在中間的「b0 」代表該目前位元、該等兩個位元b-2 及b-1 代表先前位元，而該等兩個位元b1 及b2 代表接下來的位元。請注意到如果沒有發射機及接收機濾波器，pi,k5 (i =-2,-1,0,1或2)對於h=0.35僅會等於+/-a,+/-d,+/-c,+/-(a+d)/2或+/-(d+c)/2。在JSD 402能夠運作之前，該樣式索引k5 =0到31之所有可能的平均接收樣式Pk5 ，由總共32個接收樣式構成，且其每一者對應於一可能傳送的5-位元序列Bk5 =[b -2 ,b -1 ,b 0 ,b 1 ,b 2 ]，其會需要事先知道。在另一範例中，所有該等平均收到樣式可經由考慮典型的發射機與接收機濾波器之ISI效應的電腦模擬來預先計算，並以固定數值儲存在JSD 402的LUT中。
假設一目前位元b0 之先前兩個位元為「b-2,dec 」及「b-1,dec 」。該JSD 402可以運算一收到的鑑頻器輸出樣式R=[r -2 ,r - 1 ,r 0 ,r 1 ,r 2 ]及該等八個可能的平均收到樣式Pk5 (其中樣式索引k5 分別將其b -2 及b -1 等於b -2 , dec 及b -1 , dec )之間的歐幾里德距離，並選擇具有最小歐幾里德距離之一樣式。然後該目前位元b 0 可根據一樣式索引k5,min 來解碼。表4A到4D顯示對於任何「中間」目前位元之所有四個可能的解碼表格，其具有至少兩個先前位元及兩個下位元，其中表4A到4D之第一欄顯示該樣式索引k5 ，該第二欄顯示該相對應傳送的5-位元序列Bk5 ，且該第三欄顯示該解碼的目前(中間)位元。再者，熟習此項技藝者可容易地瞭解四個表格4A到4D可形成為兩個「先前位元」之不同組合。
在本範例中，對於一鑑頻器式的解碼器，在該鑑頻器輸出樣式R中的5個r i ，其可應用來解碼該等兩個先前位元、該目前位元及該兩個接下來位元。但是，為了最適地利用JSD 402解碼該第一(或最後)位元，當沒有先前位元或接下來位元時，一平均收到樣式Pk3 =[p0,k3 ,p1,k3 ,p2,k3 ]，其為一具有3個取樣點之鑑頻器輸出，其中該等3個取樣點皆為在對應於一隔離的傳送3-位元序列之正確符元時序處所取得的取樣點，即一位元樣式Bk3 =[b 0 ,b 1 ,b 2 ]，其中其樣式索引k3 =b 0 +2b 1 +4b 2 及k3 之範圍由0到7，其可被預先運算，並儲存在另一個LUT中。表5所示為該第一位元或最後位元之一解碼表格。
熟習此項技藝者可瞭解到在藍芽資料封包中，已知的前序信號位元可在資料位元之前傳送。因此，該第一資料位元亦可具有兩個已知的先前位元(即屬於該前序信號位元)，因此該第一資料位元能夠如同可使用該等兩個先前位元來解碼。類似的觀念亦可應用於解碼該最後位元。
為了最適化地利用JSD 402解碼該第二資料位元，16個額外平均收到樣式Pk4 =[p-1,k4 ,p0,k4 ,p1,k4 ,p2,k4 ],其為利用於對應於一隔離的傳送4-位元序列(即一位元樣式Bk4 =[b -1 ,b 0 ,b 1 ,b 2 ])的該正確符元時序處取樣得之一具有4個取樣點的鑑頻器輸出，其中其樣式索引為k4 =b -1 +2b 0 +4b 1 +8b 2 ，其中k4 的範圍由0到15，其可被選擇來進行估計。類似於表4A到5，表6A及6B所示為可用於根據該第一位元的數值為一個1或0來解碼該第二資料位元之一個表格之該第二位元的兩個解碼表格。
再者，在該藍芽資料封包中該第二資料位元亦可如同兩個先前位元為已知時被解碼。
在一範例中，假設傳送一序列的n-位元T=[1,0,0,1,1,1,0,...,1,0,0,1,0]，而具有適當的取樣時序回復在鑑頻器400之輸出處一收到的信號為R=[r 1 ,r 2 ,r 3 ,r 4 , r 5 ,r 6 ,r 7 ,r 8 , ...,r n - 3 ,r n-2 ,r n-1 ,r n ]。為了簡化起見，在此範例中，該收到的信號亦可假設不會受到雜訊或干擾之擾亂。
對於JSD 402要解碼該第一資料位元，其會需要等待直到收到該第三符元r 3 。然後LUT模組46之ED計算器46-1可以計算[r1 ,r2 ,r3 ]與該等八個預先儲存(在表格中)縮短的收到樣式Pk3 =[p0 ,p1 ,p2 ]之間的歐幾里德距離，其中k3 =0到7。在此範例中，該前三個位元為[1,0,0]，因此對應於k3 =1的一者具有最小歐幾里德距離。因此，該解碼的第一位元等於1，其係參照儲存在記憶體46-2中的表5。
接著，當一鑑頻器輸出r 4 以被預備好並且可用來解碼該第二位元時，其代表該第二位元已經可以由JSD 402進行解碼。而為了對於該第二位元進行解碼，ED計算器46-1可以計算[r 1 ,r 2 ,r 3 ,r 4 ]與該等八個預先儲存的樣式Pk4 (其中k4 =1,3,5,7,9,11,13,15)之間的歐幾里德距離。在此範例中，由於該第一位元在已經被解碼成「1」，因此僅需對於該等八個樣式進行比較。該等相對應之所傳送的4-位元序列則列於儲存在記憶體46-2的表6B之中。在此範例中，由於該第一4-位元樣式為[1,0,0,1]，因此在該等平均接收樣式當中，對應於k4 =9之平均接收樣式可具有最小歐幾里德距離，並且因此已解碼的第二位元可被查詢出來而等於「0」。
接下來，當可使用該鑑頻器輸出r 5 時，該第三位元已預備好被解碼。因為該等兩個解碼的先前位元為「10」，LUT模組46可應用表4B來解碼該第三位元。為了解碼該第三位元，ED計算器46-1可以計算[r 1 ,r 2 ,r 3 ,r 4 ,r 5 ]及該等八個預先儲存的樣式Pk5 (其中k5 =1,5,9,13,17,21,25,29)之間的歐幾里德距離。利用為[1,0,0,1,1]之該第一5-位元樣式，其為對應於k5 =25之一者可以具有最小歐幾里德距離之平均，因此藉由參照儲存在記憶體46-2中的表4B，該解碼的第三位元必須等於「0」。
再者，為了解碼該第四位元，JSD 402可以等待該鑑頻器輸出r 6 可以使用時的另一符元時間。因為該等先前解碼的位元現在為「00」，可使用表4A。再次地，ED計算器46-1可以計算[r 2 ,r 3 ,r 4 ,r 5 ,r 6 ]與該等八個預先儲存樣式Pk5 (其中k5 =0,4,8,12,16,20,24,28)之間的歐幾里德距離。為何僅對於這八個樣式之歐幾里德距離做計算的原因為該等兩個先前解碼的位元為「00」。利用該傳送的5-位元樣式為[0,0,1,1,1]，其預期對應於k5 =28之一者可具有最小歐幾里德距離，因此該解碼的第四位元必須為「1」。
再者，為了解碼該等第二到最後位元，其可使用一縮短的接收鑑頻器輸出R=[r n -3 ,r n -2 ,r n -1 ,r n ]。假設該等兩個先前位元b n -3 及b n -2 被解碼成「00」。ED計算器46-1可以計算[r n -3 ,r n -2 ,r n -1 ,r n ]及該等四個預先儲存樣式Pk4 (其中k4 =0,4,8,12)之間的歐幾里德距離。利用該傳送的4-位元樣式為[0,0,1,0]，對應於k4 =4之樣式可具有最小歐幾里德距離，且因此該解碼的第二到最後位元必須為「1」(即在該傳送的樣式中該第三位元，因為其具有兩個先前位元及僅一個接下來的位元)。
為了解碼該最後位元，給定兩個先前位元「01」，在此範例中可以考慮表5中兩個可能傳送樣式Pk2 及Pk6 。其可預期Pk2 可具有最小歐幾里德距離，因此該最後位元必須被解碼為「0」。
一GFSK接收機之靈敏度係根據信號對雜訊比(Signal to Noise Ratio，SNR)需求。一典型的鑑頻器式的按位元解碼器可以在當SNR在15dB(h=0.35)到17dB(h=0.28)時，達到位元錯誤率(Bit Error Rate，BER)為10-3 。基於Laurent分解及Viterbi解碼的一接近最適化解碼器理論上可以在當SNR在9dB(h=0.35)到11dB(h=0.28)時，達到BER為10-3 。基於模擬結果，該等兩個提出的JSD之任一者可以在當SNR大約在12dB(h=0.35)到14dB(h=0.28)，達到BER為10-3 。如果h=0.28之樣式被用於解碼一收到的波形，其實際h=0.35或反之亦然時，其實作損耗基於該等模擬結果即小於0.5dB。再者，該Viterbi解碼會需要一準確的h估計，因此其效能對於一發射品質不良的藍芽封包(即包括嚴重的頻率偏移/漂移)可容易地降 級。在本發明中，對於該提出的共同符元解碼器並不需要一h估計，且該提出的共同符元解碼器之接收機靈敏度效能對於發射品質不良或非不良藍芽封包之間幾乎相同。
再者，請再次參照圖6，藉由在接收一藍芽封包期間更新(追蹤)「a、d及c」數值即可達到一較佳的接收機效能。如上所述，基於例如那些列在表3中的該等「a、d及c」數值的該等平均接收樣式可被預先計算，且因此不需要h-追蹤電路。但是基於模擬結果，可執行簡單的h-追蹤來提供最高0.5dB之接收機靈敏度增益。為了使用表3結合於所提出的GFSK共同符元解碼器來追蹤「a」數值，用an 代表在第n個符元之解碼之後的「a」數值，且用a0 代表「a」的初始值。而追蹤數值「a」之演算法可提出如下：
「a」之追蹤演算法
讓a0 =a(即「a」之初始值為一預先計算的數值)，則an 可被更新如下：(1)如果具有最小ED之樣式對於一第n個GFSK位元為「101」：an =(1-αa )＊an-1 -αa ＊r n ，其中0≦αa ≦1；(2)如果具有最小ED之樣式對於該第n個GFSK位元為「010」：an =(1-αa )＊an-1 +αa ＊r n ，其中0≦αa ≦1；(3)否則對an 不會更新：an =an-1 .
類似地，用於分別追蹤「d」及「c」數值之範例性演算法顯示如下：
「d」之追蹤演算法
讓d0 =d(即「d」之初始值為一預先計算的數值)，則dn 可被更新如下： (1)如果具有最小ED之樣式對於該第n個GFSK位元為「001」或「100」：dn =(1-αd )＊dn-1 -αd ＊r n ，其中0≦αd ≦1；(2)如果具有最小ED之樣式對於該第n個GFSK位元為「110」或「011」：dn =(1-αd )＊dn-1 +αd ＊r n ，其中0≦αd ≦1；(3)否則對dn 不會更新：dn =dn-1 .
「c」之追蹤演算法
讓c0 =c(即「c」之初始值為一預先計算的數值)，則cn 可被更新如下：(1)如果具有最小ED之樣式對於該第n個GFSK位元為「000」：cn =(1-αc )＊cn-1 -αc ＊r n ，其中0≦αc ≦1；(2)如果具有最小ED之樣式對於該第n個GFSK位元為「111」：cn =(1-αc )＊cn-1 +αc ＊r n ，其中0≦αc ≦1；(3)否則對cn 不會更新：cn =cn-1 .
熟習此項技藝者可輕易瞭解到前述的演算法可共同被視為形成一種更新該等「a、d及c」數值之演算法。再者，利用在「a、d及c」數值中的該等更新(追蹤)，儲存平均接收樣式之有關的表格可在一GFSK符元速率之下被更新。
熟習此項技藝者將可瞭解到在設計無線通訊之接收機時，該接收機之複雜度與靈敏度增進之間的權衡在設計一種有競爭力產品時相當關鍵。例如，為了提供較長的電池壽命，一藍芽裝置可能需要同時提供較低的電力消耗與較佳的接收機靈敏度。在本發明中，兩種共同符元解碼器範例已經描述如上，其每一者在三個GFSK位元(符元)周期當中考慮總共八個截斷的樣式，以提供大約2dB接收機靈敏度的增益，其增益 係當與一傳統的鑑頻器式按位元解碼器比較，例如參照圖2B所述及所例示者。在我們的例示中，該等兩個共同符元解碼器之一可為一種決策回饋式的共同符元解碼器。在此例中，對於一先前符元之一錯誤決策會影響該目前符元之解碼。
熟習此項技藝者應即瞭解可對上述各項範例進行變化，而不致悖離其廣義之發明性概念。因此，應瞭解本發明並不限於所揭之特定範例，而係為涵蓋歸屬如後載各請求項所定義之本發明精神及範圍內的修飾。
另外，在說明本發明之代表性範例時，本說明書可將本發明之方法及/或流程表示為一特定之步驟次序。但是，某種程度上該方法或流程並不會依賴此處所提出的特定順序的步驟，該方法或流程必須不限於所述之該等步驟之特定順序。身為熟習本技藝者當會瞭解其它步驟次序也是可行的。所以，不應將本說明書所提出的特定步驟次序視為對於申請專利範圍的限制。此外，亦不應將有關本發明之方法及/或流程的申請專利範圍僅限制在以書面所載之步驟次序之實施，熟習此項技藝者易於瞭解，該等次序亦可加以改變，並且仍涵蓋於本發明之精神與範疇之內。
10．．．習知的通訊系統
11．．．相位偵測器
12．．．微分器
13．．．含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器
30．．．通訊系統
41．．．相位偵測器
42．．．微分器
43．．．含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器
44-1．．．第一緩衝器
44-2．．．第二緩衝器
44-3．．．第三緩衝器
46．．．查詢表(LUT)模組
46-1．．．歐幾里得距離計算器
46-2．．．記憶體(儲存表3)
46-3．．．歐幾里得距離比較器
100．．．非歸零轉換器
102．．．高斯濾波器g(t)
104．．．頻率調變器
106．．．射頻發射機
108．．．射頻接收機及濾波器
110．．．鑑頻器
112．．．濾波器
114．．．按位元解碼器
200．．．維特比(Viterbi)解碼器
400．．．鑑頻器
402．．．共同符元解碼器
a．．．可能的屬性值
d．．．可能的屬性值
c．．．可能的屬性值
當併同各隨附圖式而閱覽時，即可更佳瞭解本發明之前揭摘要以及上文詳細說明。為達本發明之說明目的，各圖式中繪有現屬較佳之各具體實施例。然應瞭解本發明並不限於所繪之精確排置方式及設備裝置。
在各圖式中：圖1為採用GFSK調變的一習用通訊系統的方塊圖；圖2A為圖1所示之一鑑頻器與一按位元解碼器之方塊圖；圖2B為習知技術中一鑑頻器與一維特比解碼器之方塊圖；
圖3為根據本發明一範例之一通訊系統之方塊圖；
圖4為基於圖3所例示之高斯濾波器該傳送的高斯脈衝之數位化實作；
圖5為根據本發明一範例之一鑑頻器及一共同符元解碼器之方塊圖；
圖6為根據本發明範例之一鑑頻器之輸出的眼圖；
圖7A為根據本發明一範例之一共同符元解碼器之方塊圖；
圖7B為根據本發明一範例之一查詢表(LUT)模組之方塊圖；及
圖8為根據本發明一範例中一種解碼一BT GFSK接收符元的方法之流程圖。
41．．．相位偵測器
42．．．微分器
43．．．含有符元時序恢復電路的積分與傾印濾波器
400．．．鑑頻器
402．．．共同符元解碼器

Claims (24)

  1. 一種在高斯頻移鍵控通訊系統中能夠基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的接收機，該接收機包含：一鑑頻器，其針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元；一第一查詢表，其儲存複數個位元樣式、複數個樣式索引以及映射樣式，並且輸出該等位元樣式其中之一者，其中該每一位元樣式的型式為該位元序列中的一組連續位元，而該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，並且該等樣式索引其中之每一者各別對應於該等位元樣式其中之一者，此外，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到；一計算器，其自該鑑頻器接收一組連續符元，並計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值；一比較器，其藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者；以及一記憶體模組，該記憶體模組輸出儲存於該第一查詢表(LUT)之該等位元樣式其中之一者的一中間位元，而該等位元樣式其中之該者對應於該樣式索引，並且對應於該等映射樣式其中之被辨識出之一者。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之接收機，其中該等屬性值包括值「a」,「d」及「c」,其中及，並且其中h代表一調變索引，Ts 代表一符元時間，f 4 代表一符元之脈衝響應於時間軸上被正確取樣的一取樣點，而f 0 代表一符元的脈衝響應於時間軸上對其前一符元的符元間干擾。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之接收機，其中該計算器組態為計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的歐幾里德距離。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之接收機，其中該等位元樣式之每一者包括一組「n」個連續位元，n為3,5及7中的一者。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之接收機，其更包含一第二查詢表，該第二查詢表儲存複數個具有n個位元的位元樣式，其中該等具有n個位元的位元樣式之每一者包括一組連續位元，而該組連續位元包含預知且相同的(n-1)/2個前導位元，並且n為3,5及7中的一者。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之接收機，其中該第二查詢表儲存複數個樣式索引，而該等樣式索引其中之每一者各別對應於在該第二查詢表中的該等位元樣式其中之一者。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之接收機，其更包含一第三查詢表，該第三查詢表儲存複數個位元樣式，該等位元樣式係用於對於在該位元序列中的該第一位元及該最後位元進行解碼，而該等位元樣式其中之每一者包括一組(n+1)/2個連續位元。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之接收機，其更包含一第四查詢表，該第四查詢表儲存複數個位元樣式，該等位元樣式係用於對於在該位元序列中的該第二位元及該第二到最後之位元進行解碼，而該等位元樣式其中之每一者包括一組(n+3)/2個連續位元。
  9. 一種在高斯頻移鍵控通訊系統中能夠基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的接收機，該接收機包含：一鑑頻器，其針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元；一第一查詢表，其儲存複數個位元樣式、複數個樣式索引以及映射樣式，並且輸出該等位元樣式其中之一者，其中該每一位元樣式的型式為一組(2n+1)個連續位元，而該每一位元樣式的前導「n」個位元已完成解碼，其中「n」為一大於或等於「2」之整數，並且該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，此外，該等樣式索引其中之每一者各別對應於該等位元樣式其中之一者，並且，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到；一計算器，其自該鑑頻器接收一組(2n+1)個連續符元，並計算該組(2n+1)個連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值；一比較器，其藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者；以及一記憶體模組，該記憶體模組輸出儲存於該第一查詢表(LUT)之該等位元樣式其中之一者的一中間位元，而該等位元樣式其中之該者對應於該樣式索引，因而對應於該等映射樣式其中之被辨識出之一者。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之接收機，其中該等屬性值包括值「a」、「d」及「c」,其中，並且其中h代表一調變索引，Ts 代表一符元時間，f 4 代表一符元之脈衝響應於時間軸上被正確取樣的一取樣點，而f 0 代表當一符元的脈衝響應於時間軸上對其前一符元的符元間干擾。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之接收機，其中該計算器組態為計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的歐幾里德距離。
  12. 如申請專利範圍第9項所述之接收機，其更包含一第二查詢表，該第二查詢表儲存複數個位元樣式，該等位元樣式用於對於在該位元序列中的該第一位元及該最後位元進行解碼，而該等位元樣式其中之每一者包括一組(n+1)個連續位元。
  13. 如申請專利範圍第9項所述之接收機，其更包含一第三查詢表，該第三查詢表儲存複數個位元樣式，該等位元樣式係用於對於在該位元序列中的該第二位元及該第二到最後位元進行解碼，而該等位元樣式其中之每一者包括一組(n+2)個連續位元。
  14. 一種在高斯頻移鍵控通訊系統中基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的方法，該方法包含：針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元；提供一第一查詢表，其組態為儲存複數個位元樣式及其對應之映射樣式，其中該每一位元樣式的型式為該位元序列中的一組連續位元，而該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，並且，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到；接收一組連續符元；計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值；藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者；以及辨識出該等位元樣式其中對應於該辨識出的映射樣式之一者，該辨識出的位元樣式之中間位元係做為該符元的一已解碼位元。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其中該第一查詢表儲存複數個樣式索引，而該等樣式索引其中之每一者各別對應於該等位元樣式其中之一者。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其中該第一查詢表輸出該等位元樣式其中對應於該樣式索引的一者，而該樣式索引則對應到該等映射樣式其中之一者。
  17. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其中該等屬性值包括值「a」、「d」及「c」，其中及，並且其中h代表一調變索引，Ts 代表一符元時間，f 4 代表一符元之脈衝響應於時間軸上被正確取樣的一取樣點，而f 0 代表當一符元的脈衝響應於時間軸上對其前一符元的符元間干擾。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之方法，在計算該距離值時，更包含計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的歐幾里德距離。
  19. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其中該等位元樣式之每一者包括一組「n」個連續位元，n為3,5及7中的一者。
  20. 如申請專利範圍第14項所述之方法，另包含提供一第二查詢表，該第二查詢表組態成儲存複數個具有n個位元的位元樣式，其中該等具有n個位元的位元樣式之每一者包括一組n個連續位元，而該組連續位元包含預知且相同的(n-1)/2個前導位元。
  21. 如申請專利範圍第20項所述之方法，其中該第二查詢表儲存複數個樣式索引，而該等樣式索引其中之每一者各別對應於該第二查詢表中的該等位元樣式其中之一者。
  22. 如申請專利範圍第14項所述之方法，更包含提供一第三查詢表，該第三查詢表組態為儲存複數個位元樣式，該等位元樣式係用於對於在該位元序列中的該第一位元及該最後位元進行解碼，而該等位元樣式其中之每一者包括一組(n+1)/2個連續位元。
  23. 如申請專利範圍第14項所述之方法，其更包含提供一第四查詢表，該第四查詢表組態為儲存複數個位元樣式，該等位元樣式係用於對於在該位元序列中該第二位元及該第二到最後之位元進行解碼，而該等位元樣式其中之每一者包括一組(n+3)/2個連續位元。
  24. 一種在高斯頻移鍵控通訊系統中基於至少一個先前符元、一目前符元及至少一個後續符元上的資訊而對於該目前符元進行解碼的方法，該方法包含：針對於在一位元序列中的每一位元而產生一符元；提供一第一查詢表，其組態為儲存複數個位元樣式及其對應之映射樣式，其中該每一位元樣式的型式為一組(2n+1)個連續位元，而該每一位元樣式的前導「n」個位元已完成解碼，且該每一位元樣式各別對應於該等映射樣式其中之一者，而「n」為等於或大於2之整數，並且，該等映射樣式其中之每一者包括一組項目，而該組項目其中之每一者係藉由在一符元的波形中的取樣時間所進行的屬性值運算而得到；接收一組連續符元；計算該組連續符元與該等映射樣式其中之每一者之間的距離值；藉由比較來自該計算器之該等距離值而辨識出該等映射樣式其中具有最小距離值之一者；以及辨識出該等位元樣式其中對應於該辨識出的映射樣式之一者，該辨識出的位元樣式之中間位元係做為該符元的一已解碼位元。
TW099124499A 2009-12-14 2010-07-26 接收機及其符元解碼器 TWI431988B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/637,388 US8259862B2 (en) 2009-12-14 2009-12-14 Receivers and symbol decoders thereof

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201132065A TW201132065A (en) 2011-09-16
TWI431988B true TWI431988B (zh) 2014-03-21

Family

ID=44142890

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW099124499A TWI431988B (zh) 2009-12-14 2010-07-26 接收機及其符元解碼器

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8259862B2 (zh)
TW (1) TWI431988B (zh)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9298722B2 (en) 2009-07-16 2016-03-29 Novell, Inc. Optimal sequential (de)compression of digital data
US8243781B2 (en) * 2009-10-19 2012-08-14 Issc Technologies Corp. Apparatus and method for signal quality measurement on GFSK signals
US8831145B2 (en) * 2010-05-18 2014-09-09 Texas Instruments Incorporated Hart transmitter/receiver systems
US8625722B2 (en) * 2010-07-30 2014-01-07 Sensus Usa Inc. GFSK receiver architecture and methodology
US9154348B2 (en) 2013-11-07 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for improving communication sensitivity
GB2524944A (en) * 2014-02-24 2015-10-14 Neul Ltd Low complexity GMSK receiver for fast varying channels and narrow bandwidth channels
US9306781B2 (en) * 2014-04-01 2016-04-05 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for receiving signal in communication system supporting Gaussian frequency shift keying modulation scheme
US9276788B2 (en) * 2014-06-09 2016-03-01 Qualcomm Incorporated Joint demodulating and demapping of digital signal
US9276704B1 (en) * 2014-12-15 2016-03-01 Intel Corporation Maximum likelihood sequence detection in the phase domain
US9729364B1 (en) 2016-06-28 2017-08-08 Nxp Usa, Inc. Frequency shift keying (FSK) demodulator and method therefor
US9794056B1 (en) 2016-10-03 2017-10-17 Nxp Usa, Inc. Tone rejection during synchronization in frequency shift keyed modulation systems
US10575267B2 (en) 2017-01-05 2020-02-25 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for providing weighted pattern demapper for Bluetooth® low energy long range
US10819544B2 (en) 2019-03-29 2020-10-27 Nxp Usa, Inc. Symbol demodulator with error reduction
CN111277527B (zh) * 2020-01-15 2021-10-29 西安电子科技大学 N阶维特比思想应用在m-gfsk相位域的解调方法
GB2599139A (en) * 2020-09-25 2022-03-30 Nordic Semiconductor Asa FSK radio-frequency demodulations
CN113078982B (zh) * 2020-12-24 2022-09-13 珠海市杰理科技股份有限公司 蓝牙数据传输方法、装置、电路、电子设备和系统

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19815701A1 (de) * 1998-04-08 1999-10-14 Bosch Gmbh Robert Verfahren zum Demodulieren einer mit einer digitalen Symbolfolge modulierten Trägerwelle
US20030043947A1 (en) * 2001-05-17 2003-03-06 Ephi Zehavi GFSK receiver
DE102004052897B4 (de) * 2004-11-02 2017-03-30 Intel Deutschland Gmbh Funkempfänger und Verfahren für den Empfang von mit zwei Modulationsarten modulierten Datenbursts

Also Published As

Publication number Publication date
US20110142173A1 (en) 2011-06-16
US8259862B2 (en) 2012-09-04
TW201132065A (en) 2011-09-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI431988B (zh) 接收機及其符元解碼器
CA2658148C (en) A receiver structure and method for the demodulation of a quadrature-modulated signal
EP0550143B1 (en) Method for decoding a time varying channel
US6711218B2 (en) System and method for received signal decoding
US7564926B2 (en) Method and device for calculating zero-crossing reference sequences for signal detection of angle-modulated signals based on zero crossings of the received signal
EP1645093A1 (en) Channel estimation and sequence estimation for the reception of optical signal
KR100626103B1 (ko) 디지털 전송 시스템용 수신기
EP1712030A1 (en) Clock recovery circuit and receiver using the circuit
CN109818894B (zh) 多径信道下gmsk信号检测方法及检测装置
EP0983670A2 (en) Modulation detection method and apparatus
JP2009188759A (ja) 差動位相偏移変調（ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）された信号の復調回路、それを利用した無線機器
US6993097B2 (en) Demodulation method and demodulator for CPFSK-modulated signals
Zhang et al. A New Multiple‐Symbol Differential Detection Strategy for Error‐Floor Elimination of IEEE 802.15. 4 BPSK Receivers Impaired by Carrier Frequency Offset
JP3880339B2 (ja) パルス変調によりエンコードされた信号のパルス位置を決定する装置及び方法
CN101521556B (zh) 一种低复杂度的均衡方法
CN1437820A (zh) 采用连续相位移频键控信号线性逼近方法的连续相位移频键控调制信号解调器
CN102571113B (zh) 接收机及其符号解码方法
US7760797B2 (en) Method of reducing a number of computations in an equalization process and apparatus for performing the same
JPH06232930A (ja) クロック再生回路
JPH05335893A (ja) 等化方法及び装置
Speth et al. MLSE based detection for GFSK signals with arbitrary modulation index
KR20120107091A (ko) 무선 경로를 통해 디지털 신호를 전송 및 수신하기 위한 시스템 및 방법
CN117981283A (zh) 已知符号间干扰情况下的稳健均衡方法
Zhang et al. Simplified detection algorithm in STBC-MSK system over flat fading channel
Kratochwil A simple algorithm for asymptotically optimal reduced-state sequence estimation