JPH10285233A - デジタル変調復調方法およびデジタル通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 送信機の電力増幅器に要求される性能が緩和
され、受信機を簡単な受信回路で構成することができ、
なおかつ、占有帯域幅を広げることなく高速データが伝
送できると共に、移動中等の電波伝搬の悪い環境におい
ても十分なデータ伝送が可能なデジタル通信装置を提供
すること。 【解決手段】 入力された３ビットのデータに応じて、
ある時刻のシンボルが割り当てられる信号点がそのシン
ボルの内容に応じて、１つ前のシンボルが割り当てられ
た信号点に対し、それぞれ位相が±π／４，±２π／
４，±３π／４ラジアン変化し、振幅が第１のレベルと
なる６つの信号点、および、位相が±２π／４ラジアン
変化し、振幅が上記第１のレベルよりも低い第２のレベ
ルとなる２つの信号点のうち、いずれかの信号点となる
ように搬送波の位相及び振幅を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、移動体通信に用
いて好適なデジタル変調復調方法およびデジタル通信装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、π／４シフトＱＰＳＫ（Quad
rature Phase Shift Keying）は、フェージング等の影
響を受け難く、移動体通信に適したデジタル変調方式と
して知られている。このπ／４シフトＱＰＳＫは、搬送
波に４つの位相遷移状態を設け、各位相状態にそれぞれ
２ビットのデジタルデータを対応させることによって情
報の伝送を行うＱＰＳＫの一種である。

【０００３】ここで、図１０（ａ），（ｂ）を参照して
ＱＰＳＫおよびπ／４シフトＱＰＳＫにおける信号配置
について説明する。図１０（ａ），（ｂ）は、それぞれ
ＱＰＳＫおよびπ／４シフトＱＰＳＫによる変調信号を
極座標表示した信号空間図であり、図中、縦軸Ｑは変調
信号の直交成分を、横軸Ｉは変調信号を同相成分のレベ
ルを表している。また、以後、信号空間図中のプロット
を信号点と称す。

【０００４】まず、ＱＰＳＫは、搬送波に対する位相差
が±π／４，±３π／４となる４つの信号点を設け、各
信号点にそれぞれ２ビットのデジタルデータを対応させ
ている。したがって、ＱＰＳＫにおけるシンボル、すな
わち、ある決められた時間幅の中で信号がとる離散的な
状態は、４通り存在することになる。また、ＱＰＳＫに
おいて、連続するシンボル間の位相差は、０，±π／
２，πとなる。例えば、図１０（ａ）の場合、あるシン
ボル時刻におけるシンボルが信号点ａにあったとする
と、同図中矢印で示すように、次のシンボル時刻に伝送
するデータが、“００”の時は信号点ａへ（すなわち位
相変化なし）、“０１”の時は信号点ｂへ、“１１”の
時は信号点ｃへ、“１０”の時は信号点ｄへと、シンボ
ルの位相状態が変化する。

【０００５】これに対して、π／４シフトＱＰＳＫで
は、連続するシンボル間の位相差が、±π／４，±３π
／４πとなる。すなわち、例えば、図１０（ｂ）の場
合、あるシンボル時刻におけるシンボルが信号点ａにあ
ったとすると、同図中、矢印で示すように、次のシンボ
ル時刻に伝送するデータが“００”の時は信号点ａ’
へ、“０１”の時は信号点ｂ’へ、“１１”の時は信号
点ｃ’へ、“１０”の時は信号点ｄ’へと、シンボルの
位相状態が変化する。

【０００６】このように、π／４シフトＱＰＳＫの信号
点は、各シンボル時刻毎に同図中、「○」または「●」
で示す点を交互にとる。したがって、π／４シフトＱＰ
ＳＫは、信号空間において見かけ上８つの信号点が存在
することになるが、１シンボル時刻後に取り得る位相状
態が４つに制限されていることから、１シンボル当たり
２ビットの情報を伝送することになる。

【０００７】また、上述したπ／４シフトＱＰＳＫにお
いては、図１０（ｂ）に示すように、変調信号の位相が
変化する際、信号空間図の原点を通過することがない。
このため、変調波包絡線の振幅変動を低減することがで
き、通信装置内の電力増幅器における非線形歪みの発生
を抑圧することができるという利点を有している。ま
た、ＱＰＳＫと異なり、同じデータが連続した場合でも
必ずπ／４ラジアンの位相変化が生じるため、変調信号
の位相が絶えず変化することになり、タイミング再生が
容易になるという利点を有している。

【０００８】また、他のデジタル変調方式として、振幅
位相変調（ＡＰＳＫ；Amplitude Phase Shift Keying）
がある。この振幅位相変調方式は、送信するデジタルデ
ータの値に応じて搬送波の振幅と位相の２つのパラメー
タを変調するものであり、その一例として１６ＱＡＭ
（Quadrature Amplitude Modulation）の信号配置を図
１１の信号空間図に示す。この図に示すように、１６Ｑ
ＡＭのような位相および振幅を変調する多値デジタル変
調では、信号空間図上において各シンボル（同図中、
「●」で示す点）が互いに均一なユークリッド距離を持
たせて配置される。

【０００９】このような信号配置は、例えば、互いに９
０゜位相が異なる正弦波信号に、それぞれ２ビットのデ
ータに基づいて４値ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）
変調を行った後、それら２つの変調信号を加算すること
によって得られる。このように、１６ＱＡＭは、１シン
ボル当たり４ビットのデータを有することになるので、
ＱＰＳＫやπ／４シフトＱＰＳＫに比べて伝送速度が向
上するという利点を有している。

【００１０】また、１６ＱＡＭ等の多値デジタル変調で
は、同じ位相情報を持つシンボルがどのレベルのシンボ
ルであるかを判定できないため、プリアンブル信号（図
１１中「○」で示す点）をある時間間隔で挿入し、その
信号の振幅を基準として、受信した信号の振幅の判定を
行っている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、π／４
シフトＱＰＳＫにおいて、高速データを伝送しようとす
ると、その速度に従って占有帯域幅が広くなってしま
い、通信に使用する周波数帯域を効率良く使用すること
ができなくなってしまうという問題があった。また、高
速データを伝送するために振幅位相変調を用いて多値化
した場合は、信号振幅のダイナミックレンジが広くなる
ため、送信電力増幅器の非線形歪みの影響を受けやすく
なり、大電力まで線形な電力増幅器が必要となる。この
ため、消費電流が大きく電力効率が悪いといった問題が
あった。

【００１２】また、多値化した振幅位相変調信号は、各
シンボル間のユークリッド距離、すなわち、極座標表示
された信号点間の距離が短いため、フェージングや雑音
に弱く高速の移動に耐えられない等の問題があり、受信
側においてそれら影響を補償するための回路を追加する
必要があった。このため、多値化した振幅位相変調は、
電波伝搬の良い環境では目的とする伝送速度で受信でき
るものの、移動中等のように、マルチパスフェージング
等が発生する電波伝搬の悪い環境では誤り率が高くな
り、実行伝送速度が、伝送速度の遅いπ／４シフトＱＰ
ＳＫと同等か、もしくはそれ以下になる場合があった。

【００１３】さらに、上述した１６ＱＡＭのように、プ
リアンブル信号をある時間間隔で挿入し、その信号の振
幅を基準として、受信した信号の振幅の判定を行う変調
方式を移動体通信に適用すると、フェージング環境下で
次のような問題が生じる。 プリアンブル信号の時間間隔内で、電波強度に激しい
振幅の変動が起きた場合、上記時間間隔の設定によって
は、ＡＳＫの判定に誤りが生じる可能性が高くなる（図
１２参照、図中、斜線部がプリアンブル信号）。 短い時間周期で起こるフェージングに対処するため
に、プリアンブル信号の挿入間隔を狭くすると、実際に
送信するデータ量がその分少なくなってしまう（図１３
参照）。

【００１４】この発明は、このような事情に鑑みてなさ
れたものであり、送信機の電力増幅器に要求される性能
が緩和され、受信機を簡単な受信回路で構成することが
でき、なおかつ、占有帯域幅を広げることなく高速デー
タが伝送できると共に、移動中等の電波伝搬の悪い環境
においても十分なデータ伝送が可能なデジタル変復調方
法およびデジタル通信装置を提供することを目的として
いる。

【００１５】さらに、位相および振幅を変調する従来の
多値デジタル変調方式のようにプリアンブル信号の挿入
を不要とし、これによりフェージンクが発生し得る環境
下においても正確、かつ、効率よくデータの授受を行う
ことができるデジタル変復調方法およびデジタル通信装
置を提供することを目的としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、位相振幅変調を行うデジタル変調方法において、一
定振幅レベルの位相変調と、その位相変調のうち一部の
位相変調において振幅変調成分を加えたシンボルの配置
とすることを特徴としている。ここで、上述した位相変
調とは、符号に応じて位相を変調するデジタル位相変調
（ＰＳＫ：PhaseShift Keying）はいうまでもなく、変
調の際に必ず位相遷移を加える差動位相変調（ＤＰＳ
Ｋ：Differential Phase Shift Keying）もこれに該当
する。

【００１７】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
のデジタル変調方法によって変調された変調波を復調す
る復調方法において、前記変調波を受信する際に、振幅
変調されない位相変調におけるシンボルの振幅レベルを
基準として、振幅変調成分を含む位相あるいは位相差の
シンボルの振幅レベルの判定を行うことを特徴としてい
る。

【００１８】請求項３に記載の発明は、ｎビット（ｎは
３以上の自然数）の情報に応じて搬送波の位相振幅変調
を行うデジタル変調方法において、前記ｎビットの情報
を表す２ⁿ 個のシンボルを、振幅と位相とによって表さ
れる２次元の信号空間に、重み付けの重いビットから順
次、“０”を表すシンボルと“１”を表すシンボルとの
間の最小ユークリッド距離を長くして配置することを特
徴とするデジタル変調方法である。

【００１９】請求項４に記載の発明は、請求項３に記載
のデジタル変調方法において、前記ｎビットのうちの１
ビットが同じ値を表しているシンボルからなる複数のグ
ループのうち、雑音，フェージング，電界強度の減衰等
よる通信品質の劣化に応じて、近接するシンボル間のユ
ークリッド距離が最も短いシンボルを有するグループに
属するシンボルを使用せずに、ｎ−１ビットの情報を伝
送する過程と、前記通信品質の劣化に応じて、前記過程
で使用されなかったシンボルを除いた残りのシンボルに
ついて、前記過程をさらに繰り返し、ｎ−ｋビット（ｋ
は１よりも大きくｎよりも小さい自然数）の情報を伝送
する過程とを有することを特徴とする。

【００２０】請求項５に記載の発明は、請求項３または
４に記載のデジタル変調方法において、前記ｎの値が３
であって、ある時刻におけるシンボル位置が、１シンボ
ル時刻前のシンボル位置に対し、＋π／４ラジアン位相
が変化し、振幅が第１のレベルとなる第１のシンボル位
置と、−π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１
のレベルとなる第２のシンボル位置と、＋３π／４ラジ
アン位相が変化し、振幅が前記第１のレベルとなる第３
のシンボル位置と、−３π／４ラジアン位相が変化し、
振幅が前記第１のレベルとなる第４のシンボル位置と、
＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
ベルとなる第５のシンボル位置と、−２π／４ラジアン
位相が変化し、振幅が前記第１のレベルとなる第６のシ
ンボル位置と、＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅
が前記第１のレベルよりも低い第２のレベルとなる第７
のシンボル位置と、−２π／４ラジアン位相が変化し、
振幅が前記第２のレベルとなる第８のシンボル位置のう
ちいずれかのシンボル位置にすることを特徴とする。

【００２１】請求項６に記載の発明は、請求項５に記載
のデジタル変調方法前記第２のレベルは、前記第７のシ
ンボル位置から前記第１，第３のシンボル位置までの各
ユークリッド距離、および、前記第８のシンボル位置か
ら前記第２，第４の信号までの各ユークリッド距離が、
それぞれ、前記第５のシンボル位置から前記第１，第３
の信号までの各ユークリッド距離、および、前記第６の
シンボル位置から前記第２，第４の信号までの各ユーク
リッド距離と等しくなるように定められていることを特
徴とする。

【００２２】請求項７に記載の発明は、順次入力される
デジタルデータに応じて搬送波を離散的に振幅位相変復
調することにより、前記デジタルデータの送受信を行う
デジタル通信装置において、前記デジタルデータを３ビ
ットのパラレルデータに変換する変換手段と、前記変換
手段により変換された３ビットのパラレルデータに基づ
いて、ある時刻における変調信号の位相および振幅の状
態を、１シンボル時刻前の変調信号の位相および振幅の
状態に対し、＋π／４ラジアン位相が変化し、振幅が第
１のレベルとなる第１の状態と、−π／４ラジアン位相
が変化し、振幅が前記第１のレベルとなる第２の状態
と、＋３π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１
のレベルとなる第３の状態と、−３π／４ラジアン位相
が変化し、振幅が前記第１のレベルとなる第４の状態
と、＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１
のレベルとなる第５の状態と、−２π／４ラジアン位相
が変化し、振幅が前記第１のレベルとなる第６の状態
と、＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１
のレベルよりも低い第２のレベルとなる第７の状態と、
−２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第２のレ
ベルとなる第８の状態とのうちいずれかの状態に変化さ
せる変調手段とを具備することを特徴とするデジタル通
信装置である。

【００２３】請求項８に記載の発明は、請求項７に記載
のデジタル通信装置において、前記変換手段は、雑音，
フェージング，電界強度の減衰等による通信品質の劣化
に応じて、前記変調信号が、常に第１ないし第４の状態
のうちいずれかの状態となるように、出力する３ビット
のパラレルデータのうち所定のビットを一定の値に固定
すると共に、順次入力されるデジタルデータを２ビット
のパラレルデータに変換し、前記値を固定した所定のビ
ットと合わせて３ビットのパラレルデータとして出力す
ることを特徴とする。

【００２４】請求項９に記載の発明は、請求項８に記載
のデジタル通信装置において、前記変換手段は、前記通
信品質の劣化に応じて、前記変調信号が、常に第１また
は第４の状態、もしくは、第２または第３の状態、もし
くは、第５または第６の状態となるように、出力する３
ビットのパラレルデータのうち、前記所定のビットを一
定の値に固定すると共に前記所定のビットを除く２ビッ
トのうちの所定のビットを一定の値に固定し、前記順次
入力されるデジタルデータを１ビットのデータに変換し
て、前記値を固定した所定の２ビットと合わせて３ビッ
トのパラレルデータとして出力することを特徴とする。

【００２５】請求項１０に記載の発明は、請求項７ない
し９のうちいずれか１項に記載のデジタル通信装置前記
変調手段は、搬送波を発生する搬送波発生手段と、現在
の変調信号の、搬送波の位相に対する位相差の情報を記
憶した記憶手段と、前記変換手段から出力された３ビッ
トのパラレルデータの各ビットの値に応じて、前記第１
ないし第８の状態のうち、いずれか１つの状態を選択
し、該選択した状態における位相変化量と、前記記憶手
段に記憶された情報とから、前記搬送波の位相に対する
変調信号の位相の位相差を求め、該求めた位相差および
前記選択された状態における振幅とを指示する位相振幅
指示手段と、前記記憶手段に記憶された位相差の情報
を、前記位相振幅指示手段によって指示された位相差に
更新する情報更新手段と、前記位相振幅指示手段によっ
て指示された位相差および振幅となるように、前記搬送
波の位相および振幅を制御し、変調信号として出力する
位相振幅制御手段とからなることを特徴とする。

【００２６】請求項１１に記載の発明は、請求項１０に
記載のデジタル通信装置において、前記位相振幅指示手
段は、前記変換手段から出力される３ビットのパラレル
データに基づいて、該３ビットのうち所定の１ビットの
値に応じて、前記第１，第３，第５，第７の状態、また
は、前記第２，第４，第６，第８の状態のいずれかを選
択する第１の選択を行い、前記第１の選択後、前記３ビ
ットから前記第１のビットを除く２つのビットのうち所
定の１ビットの値に応じて、前記第１の選択によって第
１，第３，第５，第７の状態が選択された場合は、前記
第１，第３の状態、または、前記第５，第７の状態のい
ずれかを選択し、前記第１の選択により前記第２，第
４，第６，第８の状態が選択された場合は、前記第２，
第４の状態、または、前記第６，第８の状態のいずれか
を選択する第２の選択を行い、前記第２の判定後、前記
３ビットのうち最後の１ビットの値に応じて、前記第２
の選択によって選択された２つの状態のうちいずれか１
つの状態を選択することを特徴とする。

【００２７】請求項１２に記載の発明は、請求項１１に
記載のデジタル通信装置において、前記位相振幅制御手
段は、前記位相振幅指示手段から指示された振幅が前記
第１のレベルであった時は、変調信号の振幅が、前記搬
送波の振幅と同じレベルになるように制御し、前記位相
振幅指示手段から指示された振幅が前記第２のレベルで
あった時は、変調信号の振幅が、前記搬送波の振幅の２
^1/2−１ 倍となるように制御することを特徴とする。

【００２８】請求項１３に記載の発明は、請求項７ない
し１２のうちいずれか１項に記載のデジタル通信装置前
記変調手段から出力された変調信号を受信する受信手段
と、前記受信手段によって受信された変調信号の包絡線
検波を行う検波手段と、連続するシンボル間の位相差を
検出する位相差検出手段と、前記検波手段から出力され
た検波信号のレベルと、前記位相差検出手段によって検
出された位相差に基づいて、３ビットのデジタルデータ
に復調する復調手段とを具備してなり、前記復調手段
は、前記位相差検出手段によって検出された位相差が、
進みか遅れかによって前記３ビットのうち１ビットの値
を決定し、前記位相差検出手段によって検出された位相
差が、±π／４および±３π／４のいずれかであるか否
かによって、前記３ビットの残り２ビットのうち１ビッ
トの値を決定し、前記位相差検出手段によって検出され
た位相差が、±π／４および±３π／４のいずれかであ
った場合は、位相差の値によって最後の１ビットの値を
決定し、±π／４および±３π／４のいずれかでなかっ
た場合は、前記検波手段の検波結果に基づいて最後のビ
ットの値を決定することを特徴とする。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照してこの発明に
ついて説明する。まず、図１を参照して、この発明によ
るデジタル変調方法およびデジタル通信装置の一実施形
態におけるシンボル配置について説明を行う。なお、以
下で説明するデジタル変調方法およびデジタル通信装置
におけるシンボル配置は、３ビットの情報を示す２³ 個
のシンボル配置について説明する。また、本実施形態に
おけるデジタル変調方法およびデジタル通信装置は、振
幅位相変調により、連続するシンボル間の位相および振
幅が、以下の如く変化するように定められている。

【００３０】まず、連続するシンボル間の位相変化が、
±π／４，±２π／４，±３π／４となる位置に信号点
を配置し、さらに、位相変化が±２π／４であり、それ
ぞれ、上記位相変化が＋２π／４の信号点から上記位相
変化が＋π／４，＋３π／４の信号点までの各ユークリ
ッド距離、および、上記位相変化が−２π／４の信号点
から上記位相変化が−π／４，−３π／４の信号点まで
の各ユークリッド距離と、同じユークリッド距離が得ら
れる位置に、ＡＳＫ信号の信号点を配置する。

【００３１】次に上述した信号配置について図１の信号
空間図を参照して説明する。例えば、図１（ａ）に示す
ように、１シンボル時刻前の信号が図中信号点ＳＰの位
置あった場合、現時点のシンボル時刻における信号位置
は、信号点ＳＰに対して、位相変化がそれぞれ、±π／
４（信号位置Ａ，Ｂ），±２π／４（信号点Ｃ，Ｄ），
±３π／４（信号点Ｅ，Ｆ）となる位置と、信号点Ｅ−
Ｃ，Ｃ−Ａ間の各ユークリッド距離と、同じユークリッ
ド距離が得られる位置（信号点Ｇ）と、信号点Ｆ−Ｄ，
Ｄ−Ｂ間の各ユークリッド距離と同じユークリッド距離
が得られる位置（信号点Ｈ）との、計８つの信号位置の
うちいずれかとなる。

【００３２】また、図１（ｂ）に示すように、１シンボ
ル時刻前の信号点ＳＰ’が、振幅を変化させたＡＳＫ信
号であった場合も、現時点のシンボル時刻における信号
位置は、図１（ａ）と同様である。

【００３３】ここで、上述した信号配置は、各シンボル
間の位相差が±π／４，±２π／４，±３π／４となる
一定振幅の位相変調（信号位置Ａ〜Ｆ）の内、一部の位
相変調（±２π／４の位相差）においてのみ振幅変調
（信号位置Ｇ，Ｈ）を加えたデジタル変調方法であると
見ることができる。また、別の見方をした場合、連続す
るシンボル間の位相差が、±π／４，±３π／４である
π／４シフトＱＰＳＫの信号位置（図１において、信号
点Ａ，Ｂ，Ｅ，Ｆ）に、位相変化が連続するで２値ＡＳ
Ｋ信号（図１において、信号点Ｃ，Ｄ，Ｇ，Ｈ）を加え
た配置であるともいえる。

【００３４】なお、連続するシンボル間の信号が上述し
たように変化する場合、信号点の数は見かけ上１６存在
することになるが、１シンボル時刻後に取り得る振幅位
相遷移状態は８つに制限されることから、１シンボル当
たり３ビットの情報を伝送することになる。

【００３５】次に、これら８つの信号点に対するシンボ
ルの割り当ては、ｎビット（ｎは３以上の自然数）の情
報を表す２ⁿ 個のシンボルを、振幅と位相とによって表
される２次元の信号空間に、重み付けの重いビットから
順次、“０”を表すシンボルと“１”を表すシンボルと
の間の最小ユークリッド距離を長くして配置するとい
う、本発明の一般的なルールに従って行われる。したが
って、図１に示される各信号点へのシンボルの割り当て
は、例えば以下のような手順で行われる。なお、各シン
ボルが表す３ビットの情報について、各ビットの重み付
けは、ＭＳＢ→ＬＳＢ→２ビット目（中間ビット）の順
に重み付けが軽くなるように定められているものとす
る。

【００３６】まず、ＬＳＢが“０”の４シンボルを、π
／４シフトＱＰＳＫと同じ、位相変化が±π／４，±３
π／４の信号点Ａ，Ｂ，Ｅ，Ｆに配置する。また、ＭＳ
Ｂが“０”のシンボルを位相変化がπ／４，３π／４の
信号点Ａ，Ｅに、“１”のシンボルを−π／４，−３π
／４の信号点Ｂ，Ｆに配置する。

【００３７】さらに、ＬＳＢが“１”の４シンボルを、
位相変化が±π／２で２値ＡＳＫ信号の信号点に配置す
る。このとき、ＬＳＢが“０”の場合と同様に、ＭＳＢ
が“０”のシンボルを位相変化が正（π／２の位相変
化）の信号点に、ＭＳＢが“１”のシンボルを位相変化
が負（−π／２の位相変化）の信号点に配置する。

【００３８】そして、これらＬＳＢが“１”の４シンボ
ルのうち、２シンボルを、原点と、位相変化が±π／４
および±３π／４の信号点Ａ，Ｂ，Ｅ，Ｆとからなる円
の、同心円上に位置する信号点Ｃ，Ｄに配置する。ま
た、残りの２シンボルを、それぞれπ／４と３π／４、
および、−π／４と−３π／４の各信号点からのユーク
リッド距離が、先の２シンボルが配置された信号点Ｃ，
Ｄと等しい距離となる振幅の信号点Ｇ，Ｈに配置する。

【００３９】上述した手順によって配置された各シンボ
ルの位置を図２に示す。この図から明らかなように、最
も重く重み付けされたビット（ＭＳＢ）の値が“０”を
表すシンボル（信号点Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ）と“１”を表す
シンボル（信号点Ｂ，Ｃ，Ｆ，Ｈ）との間の最小ユーク
リッド距離（信号点Ｇ−Ｈ間の距離）は、次に重く重み
付けされたビット（ＬＳＢ）の値が“０”を表すシンボ
ル（信号点Ａ，Ｂ，Ｅ，Ｆ）と“１”を表すシンボル
（信号点Ｃ，Ｄ，Ｇ，Ｈ）との間の最小ユークリッド距
離（信号点Ａ−Ｃ間，信号点Ａ−Ｇ間等の距離）よりも
長くなっている。

【００４０】また、ＬＳＢの値が“０”を表すシンボル
と“１”を表すシンボルとの間の最小ユークリッド距離
は、次に重く重み付けされたビット（２ビット目）の値
が“０”を表すシンボル（信号点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）と
“１”を表すシンボル（信号点Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ）との間
の最小ユークリッド距離（信号点Ｃ−Ｇ間，信号点Ｄ−
Ｈ間の距離）よりも長くなっている。したがって、本実
施形態のデジタル変調方法における各シンボル間の最小
ユークリッド距離は、各ビットの重み付けにより次のよ
うになる。 ＭＳＢ＞ＬＳＢ＞２ビット目（中間ビット）

【００４１】一般に、デジタル変調における誤り率を劣
化させる主な要因は、各信号間のユークリッド距離によ
るため、これを如何に広くするかが重要となる。図２の
ように、ＡＳＫシンボル（図２の場合において、信号
Ｇ，Ｈに割り当てられたシンボル）を２個にして、前述
した条件を満足する位置に配置したことで、各シンボル
間のユークリッド距離を十分に得ることができる。これ
により、フェージングや雑音が復調の際にあまり影響し
ないので、受信回路の構成が簡単で、かつ、高速のデー
タを伝送することができる。また、デジタル通信装置の
移動中における誤り率も低く維持することができる。さ
らに、上述したようなビットの重み付けにより各シンボ
ルを配置することで、誤り訂正に必要な冗長信号が短く
なり、受信側の補償処理も簡単になると同時に、実行的
なデータの伝送速度も向上する。

【００４２】また、ＬＳＢを“０”に固定することで、
図２において３ビットの内、１ビットが同じ値を示すシ
ンボルからなる複数のグループ、すなわち、シンボル
（＝信号点）Ａ，Ｃ，Ｅ，Ｇ（共にＭＳＢの値が
“０”）、シンボルＢ，Ｄ，Ｆ，Ｈ（共にＭＳＢの値が
“１”）、シンボルＡ，Ｂ，Ｅ，Ｆ（共にＬＳＢの値が
“０”）、シンボルＣ，Ｄ，Ｇ，Ｈ（共にＬＳＢの値が
“１”）、シンボルＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ（共に２ビット目の
値が“０”）、シンボルＥ，Ｆ，Ｇ，Ｈ（共に２ビット
目の値が“１”）のグループのうち、近接するシンボル
間のユークリッド距離が最も短いシンボルを有する各グ
ループ（シンボルＣ，Ｄ，Ｇ，Ｈのグループ。「近接す
るシンボル」とはシンボルＣ，ＧおよびシンボルＤ，Ｈ
を指す）のシンボルが信号空間上に配置されなくなり、
この結果、図３に示すように、変調信号はπ／４シフト
ＱＰＳＫと全く同じになる。

【００４３】したがって、従来のπ／４シフトＱＰＳＫ
を用いた無線システムとの共用が可能となり、また、移
動中や建物の間で電波が遮蔽される等、電波伝搬の状態
が悪い場合に、伝送データを操作するだけで、上述した
デジタル変調方式から、π／４シフトＱＰＳＫに切り換
えることができ、信頼性の高い伝送路を確保することが
可能となる。なお、シンボルの配置に応じて、値を固定
するビット数を１ビットに限らず、より多くのビットの
値を固定することで、近接するシンボル間のユークリッ
ド距離がより長いシンボルのみを用いて情報の伝達を行
うようにしてもよい。この場合、伝送速度は低下する
が、伝送データを操作するだけで信頼性の高い伝送路を
確保することが可能となる。

【００４４】また、デジタル変調における周波数の占有
帯域幅は、伝送速度を１シンボル当たりのビット数で除
した値と、最大の振幅位相変化（極座標上の移動距離）
に比例して大きくなる。上述したシンボルの配置では、
何れもπ／４シフトＱＰＳＫの振幅位相変化より小さい
ため、占有帯域幅はπ／４シフトＱＰＳＫと同じで、伝
送速度を速くすることができる。

【００４５】ここで、図４にπ／４シフトＱＰＳＫと、
本実施形態における変調方法とにおいて、「伝送速度／
１シンボル当たりのビット数」を等しくした時の変調ス
ペクトラムを示す。この図から、π／４シフトＱＰＳＫ
の場合、４８００ｂｐｓであるのに対し、本実施形態に
おける変調方法では７２００ｂｐｓとなっているにも関
わらず、両者の占有帯域幅はほぼ同一になっていること
がわかる。

【００４６】次に、上述した変調方法を実現する送受信
機のブロック図を図５、図６に示す。図５は上述した変
調方法による変調を行う送信機の構成を示すブロック図
であり、この図において、１は信号変換器であり、順次
１ビットずつ入力されるデータストリームを所定サンプ
リング時間毎に３ビットのパラレルデータに変換し、直
交振幅変換を行うＩ，Ｑ信号を発生するためのデジタル
データに変換する。この信号変換器１は、シリアル−パ
ラレル変換回路と８値−多値変換回路、あるいは、シリ
アル−パラレル変換回路とＲＯＭ ｔａｂｌｅからの読
み出しによる回路等によって実現可能である。また、上
記シリアル−パラレル変換回路は、必要に応じて入力さ
れたデータストリームを２ビットのパラレルデータに変
換して、３ビットの出力パラレルデータのＭＳＢと第２
ビット目とし、ＬＳＢを“０”固定にする機能を有して
いる。

【００４７】例えば、ＲＯＭ ｔａｂｌｅからの読み出
しによる回路によって、信号変換器１を実現した場合、
まず、ＲＯＭ ｔａｂｌｅ内に、搬送波の位相がそれぞ
れ０゜，４５゜，９０゜，１３５゜，１８０゜，２２５
゜，２７０゜，３１５゜変化し、各位相で振幅が１（＝
搬送波のレベル）と ２^1/2−１（＝搬送波のレベルの２
^1/2−１倍） とになる、計１６種類のＩ，Ｑ信号のデー
タを格納しておき、上述したシリアル−パラレル変換回
路によって３ビットのパラレルデータに変換された１つ
前のシンボルが“０１０”で、サンプリング時の位相が
４５゜，振幅が１であり、次のシンボルが“０００”で
あれば、信号変換器１は、位相が９０゜で振幅が１とな
るＩ，Ｑ信号のデータをＲＯＭ ｔａｂｌｅから読み出
してＤ／Ａコンバータ２，３へそれぞれ出力する。

【００４８】以下、表１に、１つ前のシンボルが“０１
０”で、サンプリング時の位相が４５゜，振幅が１だっ
た場合において、次のシンボルの各値に応じて出力され
る変調信号の位相および振幅を示す。上述した信号変換
器１は、各シンボルに対応して表１に示す変調信号が得
られるようなＩ，Ｑ信号のデータを出力する。

【表１】

【００４９】また、通信状態が悪化した場合等、上記シ
リアル−パラレル変換回路において、出力する３ビット
のパラレルデータのうち、ＬＳＢを“０”固定にすると
共に、データストリームを２ビットのパラレルデータに
変換して、そのデータを第２ビット目とＭＳＢとして出
力するように切り換える。これにより、信号変換器１か
らの出力は、最終的に出力される変調信号の振幅が１
で、位相変化が±π／４，±３π／４のいずれかとなる
従来のπ／４シフトＱＰＳＫと同様の直交位相変調を行
うためのＩ，Ｑ信号のデータが出力されることになる。

【００５０】Ｄ／Ａコンバータ２，３は、信号変換器１
から出力されたデジタルデータをアナログ信号に変換
し、それをＩ，Ｑ信号として出力する。４，５はそれぞ
れローパスフィルタであり、符号間干渉を起こさないよ
うなインパルス応答を持ったローパスフィルタ、例え
ば、ナイキストフィルタ等が使用される。このローパス
フィルタ４，５により、Ｄ／Ａコンバータ２，３から出
力されたアナログ信号の帯域を制限し、当該アナログ信
号に多く含まれている高調波信号を除去する。

【００５１】６は発振器であり、本実施形態におけるデ
ジタル通信装置の搬送波を発生する。７は移相器であ
り、発振器６から出力された搬送波の移相をπ／２遅ら
せる。８，９はそれぞれ乗算器であり、乗算器８はロー
パスフィルタ４から出力されたＩ’信号に発振器６から
出力された搬送波を乗算し、乗算器９は、ローパスフィ
ルタ５から出力されたＱ’信号に、移相器７から出力さ
れた位相がπ／２遅れた搬送波を乗算する。１０は加算
器であり、乗算器８，９からそれぞれ出力された信号を
加算し、アンテナＡＮＴに出力する。

【００５２】次に図６を参照して本実施形態のデジタル
通信装置における受信器の構成について説明する。この
図において、１１は周波数変換器であり、図７（ａ）に
示すように、ミキサ１３と局部発振器１４とバンドパス
フィルタ１５により構成される。そして、図６のアンテ
ナＡＮＴにより受信された信号が入力端子ＩＮに入力さ
れ、ミキサ１３において局部発振器１４から出力された
局発信号と乗算した後、バンドパスフィルタ１５によ
り、受信信号の周波数と局発信号の周波数との差の周波
数成分を通過させる。

【００５３】すなわち、図７（ａ）の構成はダウンコン
バータであり、一般に周波数が高いＲＦ信号に直接信号
処理を行うことが難しいため、より周波数の低いＩＦ信
号に周波数変換している。よって、アンテナＡＮＴによ
り受信された信号に直接信号処理が行える場合には、周
波数変換器１１は必要なくなる。図６に戻り、信号復調
器１２は、図７（ｂ）に示すように、ＡＭ復調器１６、
ＤＰＳＫ復調器１７、および、復号器１８により構成さ
れる。

【００５４】従来、ＱＡＭ等のようにＡＳＫを利用する
変調方法においては、受信機側で図５に示した送信機と
全く逆の動作を行い、Ｉ，Ｑ信号を再生して復号する必
要があったため、直交復調器やＡ／Ｄコンバータ等の高
価な回路を必要としていた。

【００５５】これに対して、本実施形態におけるデジタ
ル変調方法の場合、±π／４，±２π／４，±３π／４
の位相変調を行う一定の信号レベルの信号点（例えば図
２の信号点Ａ〜Ｆ）の内、±２π／４の位相変調におい
てのみ振幅成分があり（信号点Ｇ，Ｈ）、±π／４，±
３π／４の位相変調には振幅成分がない。したがって、
復調の際は、振幅成分を含まない位相差の時の信号レベ
ルを基準として、振幅成分を含んでいる位相情報が得ら
れたシンボルの振幅レベルを判定すればよい。このた
め、従来の多値デジタル変調方法のように、振幅成分の
基準となるプリアンブル信号が不要となる。

【００５６】また、図８に示すように、送受信されるデ
ータ系列の内、最短の場合１シンボル間隔で基準値（図
８中、斜線部で示す部分）が更新されることになるの
で、フェージングにより電界強度が変動している時に基
準となる信号レベルを受信したとしても、電界強度の変
化量が小さくなる（例えば、図８中、Ａで示す箇所）、
よって、フェージングにより時々刻々と搬送波のレベル
が変動する移動体通信において、良好な復調特性を得る
ことができる。

【００５７】なお、上述の場合は、変調の際に必ず位相
遷移を加える差動位相変調を例にしていたが、図１０
（ａ）に示すＱＰＳＫの場合においても、信号点ａ〜ｄ
の信号レベルを一定とし、±π／４，±３π／４の位相
の内、いずれかに振幅変調成分を加えたシンボルを追加
して、信号点ａ〜ｄの信号レベルを基準とすることで、
少なくともプリアンブル信号が不要となるという効果が
得られる。

【００５８】このため、本実施形態において用いられる
復調器としては、図９（ａ）に示すように、変調波の信
号レベルを検出する包絡線検波器１９と、包絡線検波器
１９からの出力信号を、外部から供給されたサンプリン
グ信号に従って所定時間毎にサンプリングし、そのレベ
ルを判定する判定回路２０とによって構成される、簡単
なＡＭ復調器を使用することができる。

【００５９】また、位相判定については、従来から広く
用いられているＤＰＳＫ復調器１７を使用することがで
きる。このＤＰＳＫ復調器としては、図９（ｂ）に示す
遅延検波方式等がある。図９（ｂ）に示すＤＰＳＫ復調
器においては、リミットアンプ２１からの出力信号と、
その出力信号を１ビット遅延回路２２によって１シンボ
ル遅延させた信号とを、ミキサ２３において複素乗算し
て１シンボル間の位相差に対応する信号を得る。そし
て、その信号をローパスフィルタ２４に通した後、判定
回路２５において外部から供給されるサンプリング信号
に従って、所定時間毎に１シンボル間の位相差を判定す
る。

【００６０】そして、上述したＡＭ復調器１６およびＤ
ＰＳＫ復調器１７の出力に基づいて、複号器１８は送信
されたデジタルデータを複合する。すなわち、まず、Ｄ
ＰＳＫ復調器１７の出力により、正の位相変化であった
場合は、ＭＳＢを“０”とし、負の位相変化であった場
合は、ＭＳＢを“１”とする。次に、位相変化が±π／
４，±３π／４のいずれかであった場合はＬＳＢを
“０”にすると共に、位相変化量に応じて２ビット目の
値を、π／４シフトＱＰＳＫと同様に定める。また、位
相変化が±π／４，±３π／４のいずれでもなかった場
合はＬＳＢを“１”にすると共に、ＡＭ復調器１６の出
力に応じて中間ビットの値を定める。

【００６１】このように、本実施形態によるデジタル通
信装置では、以前より用いられている復調器を使用する
ことができるため、簡単かつ安価な受信器を構成するこ
とができる。

【００６２】また、図７（ｂ）に示した復号器１８にお
いても利点がある。従来、デジタル信号の伝送を行う
際、伝送時に生じる誤りを訂正する符号化技術を用いた
場合、例えば、ＢＣＨ符号を用いた場合、情報ビット４
に対して３ビットの誤り訂正符号が冗長される。全ての
ビットが同じ条件で送られてくる場合は、このような全
てのビットを訂正できる方法が必要となるが、本実施形
態におけるデジタル変調方法では、前述したようなビッ
トの重み付けによってシンボルが配置されていること
で、全てのビットが同じ条件（ここではユークリッド距
離）では送られてこないため、重み付けられたビットに
対して誤り訂正処理の負荷を変えることができる。この
ことから、復号器１８の処理能力の軽減や、冗長信号の
削減が可能となり、安価な構成で情報伝送量を多くする
ことができる。

【００６３】なお、図５の信号変換器１を構成するシリ
アル−パラレル変換回路では、ＬＳＢを“０”固定に
し、入力されたデータストリームを２ビットのパラレル
データに変換したものを、３ビットの出力パラレルデー
タのＭＳＢと第２ビット目としてＬＳＢ（値は“０”固
定）と共に出力する機能を有しているが、近接するシン
ボル間のユークリッド距離が最も短いシンボルを有する
グループの各シンボルが信号空間上に配置されないよう
に、シンボルの配置に応じてＬＳＢ以外のビット値を
“０”または“１”に固定してもよい。

【００６４】さらに、上記シリアル−パラレル変換回路
値において、値を固定するビットの数を増やし、近接す
るシンボル間のユークリッド距離がより長いシンボルの
みのデジタル変調を行うようにしてもよい。この場合、
伝送速度は低下するが、伝送データを操作するだけでよ
り信頼性の高い伝送路を確保することが可能となる。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
一定振幅の位相変調（変調の際に必ず位相遷移を加える
差動位相変調を含む）の内、一部の位相変調においての
み振幅変調を加えたデジタル変調を行い、また、この変
調波に対して、振幅成分を含まない位相または位相差の
時の信号レベルを基準として、振幅成分を含んでいる位
相情報が得られたシンボルの振幅レベルを判定するの
で、従来の多値デジタル変調方法のように、振幅成分の
基準となるプリアンブル信号を必要とせず、また、フェ
ージングにより時々刻々と搬送波のレベルが変動する移
動体通信において、良好な復調特性を得ることができ
る。

【００６６】また、ｎビットの情報を表す２ⁿ 個のシン
ボルを、振幅と位相とによって表される２次元の信号空
間に、重み付けの重いビットから順次、“０”を表すシ
ンボルと“１”を表すシンボルとの間の最小ユークリッ
ド距離を長くして配置するので、誤り訂正に必要な冗長
信号が短くなり、受信側の補償処理も簡単になると同時
に、実行的なデータの伝送速度も向上させることができ
る。

【００６７】また、前記ｎビットのうちの１ビットが同
じ値を表しているシンボルからなる複数のグループのう
ち、雑音，フェージング，電界強度の減衰等よる通信品
質の劣化に応じて、近接するシンボル間のユークリッド
距離が最も短いシンボルを有するグループに属するシン
ボルを使用せずに、ｎ−１ビットの情報を伝送する過程
と、前記通信品質の劣化に応じて、前記過程で使用され
なかったシンボルを除いた残りのシンボルについて、前
記過程をさらに繰り返し、ｎ−ｋビット（ｋは１よりも
大きくｎよりも小さい自然数）の情報を伝送する過程と
を有するので、通信品質が劣化した場合でも、伝送に用
いるシンボル間のユークリッド距離を大きく取ることが
でき、信頼性のより高い伝送路を確保することが可能と
なる。

【００６８】また、上記ｎが３の値となる時、連続する
シンボル間の位相および振幅の変化が、位相については
±π／４，±２π／４，±３π／４ラジアン変化し、振
幅については第１のレベルとなる６つのシンボルと、位
相が±２π／４ラジアン変化し、振幅が上記第１のレベ
ルよりも低い第２のレベルとなる２つのシンボルとのう
ち、いずれかのシンボルとなるので、π／４シフトＱＰ
ＳＫと同様に、信号軌跡が信号空間図中、原点を通ら
ず、信号のダイナミックレンジが狭いため、高性能の線
形増幅器を必要としないことから、簡単かつ電力効率の
良い送信機を用いることができる。

【００６９】また、ＡＳＫシンボルを位相がπだけ異な
る２つにしたことから、復調の際の判別が容易になり、
受信機を簡単な回路構成にすることができる。さらに、
振幅位相変化がπ／４シフトＱＰＳＫと同等若しくはそ
れ以下であることから、占有帯域幅が同じであるにも関
わらず、１シンボル当たりのビット数を１つ多くするこ
とができる。これにより、π／４シフトＱＰＳＫと同じ
占有帯域幅で、約１．５倍の速度で伝送することができ
る。

【００７０】また、上記８つの信号点に対する３ビット
のデジタルデータの各ビットの重み付けが、第１のビッ
トについては、π／４シフトＱＰＳＫと同じ信号点か否
かによって重み付けられ、かつ、第２，第３のビットに
ついては、π／４シフトＱＰＳＫと同じ信号点に対し、
π／４シフトＱＰＳＫと同様の重み付けがなされるの
で、任意の１ビットを固定することでπ／４シフトＱＰ
ＳＫと同じ信号配置となり、これにより、π／４シフト
ＱＰＳＫを用いた無線システムとの共用が可能となると
共に、電波伝搬の状態が悪い場合に変復調を本発明のデ
ジタル通信装置における変調方法から従来のπ／４シフ
トＱＰＳＫに切り替えることで、信頼性の高い伝送路を
確保することができる。

【００７１】また、この切り替えは、伝送データの操
作、すなわち、３ビットのデータのうち、所定のビット
を一定値とするだけで可能となるので、簡単なシステム
で上記切り替え操作が可能となる。さらには、各シンボ
ル間のユークリッド距離が十分に保たれるので、多値Ｑ
ＡＭ等に比べ、フェージングや雑音に対して受信時の影
響が少なくなり、移動中の通信においても安定した受信
を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施形態におけるデジタル通信
装置の各信号位置を示す信号空間図である。

【図２】 同デジタル通信装置の各信号位置に割り当て
られたシンボル配置を示す信号空間図である。

【図３】 同デジタル通信装置に入力された３ビットの
デジタルデータを“０”に固定した時の振幅位相変化を
示す信号空間図である。

【図４】 同デジタル通信装置の変調方法と、π／４シ
フトＱＰＳＫとにおいて、伝送速度／１シンボル当たり
のビット数を同じにした時の変調スペクトラムを示すグ
ラフである。

【図５】 同デジタル通信装置の送信機の構成を示すブ
ロック図である。

【図６】 同デジタル通信装置の受信機の構成を示すブ
ロック図である。

【図７】 同受信機を構成する各部の構成を示すブロッ
ク図であり、（ａ）は周波数変換器の、（ｂ）は信号復
調器の構成を示すブロック図である。

【図８】 フェージングによる電界強度の変化と、送受
信するデータ系列内に存在する基準信号レベルの関係を
説明するための説明図である。

【図９】 図７（ｂ）の信号復調器を構成する各部の構
成を示すブロック図であり、（ａ）はＡＭ復調器の、
（ｂ）はＤＰＳＫ復調器の構成を示すブロック図であ
る。

【図１０】 ＱＰＳＫおよびπ／４シフトＱＰＳＫにお
ける信号位置を示す信号空間図である。

【図１１】 １６ＱＡＭにおける信号位置を示す信号空
間図である。

【図１２】 フェージングによる電界強度の変化により
送受信するデータ系列におけるプリアンブル信号のレベ
ルが変動する様子を説明するための説明図である。

【図１３】 プリアンブル信号の挿入間隔と実際に送信
されるデータ量との関係を説明するための説明図であ
る。

【符号の説明】

１ 信号変換器 ２，３ Ｄ／Ａコンバータ ４，５ ローパスフィルタ ６ 発振器 ７ 移相器 ８，９ 乗算器 １０ 加算器

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 位相振幅変調を行うデジタル変調方法に
   おいて、 一定振幅レベルの位相変調と、その位相変調のうち一部
   の位相変調において振幅変調成分を加えたシンボルの配
   置とすることを特徴とするデジタル変調方法。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のデジタル変調方法によ
   って変調された変調波を復調する復調方法において、 前記変調波を受信する際に、振幅変調されない位相変調
   におけるシンボルの振幅レベルを基準として、振幅変調
   成分を含む位相あるいは位相差のシンボルの振幅レベル
   の判定を行うことを特徴とするデジタル復調方法。
3. 【請求項３】 ｎビット（ｎは３以上の自然数）の情報
   に応じて搬送波の位相振幅変調を行うデジタル変調方法
   において、 前記ｎビットの情報を表す２ⁿ 個のシンボルを、振幅と
   位相とによって表される２次元の信号空間に、重み付け
   の重いビットから順次、“０”を表すシンボルと“１”
   を表すシンボルとの間の最小ユークリッド距離を長くし
   て配置することを特徴とするデジタル変調方法。
4. 【請求項４】 前記ｎビットのうちの１ビットが同じ値
   を表しているシンボルからなる複数のグループのうち、
   雑音，フェージング，電界強度の減衰等よる通信品質の
   劣化に応じて、近接するシンボル間のユークリッド距離
   が最も短いシンボルを有するグループに属するシンボル
   を使用せずに、ｎ−１ビットの情報を伝送する過程と、 前記通信品質の劣化に応じて、前記過程で使用されなか
   ったシンボルを除いた残りのシンボルについて、前記過
   程をさらに繰り返し、ｎ−ｋビット（ｋは１よりも大き
   くｎよりも小さい自然数）の情報を伝送する過程とを有
   することを特徴とする請求項３に記載のデジタル変調方
   法。
5. 【請求項５】 前記ｎの値が３であって、ある時刻にお
   けるシンボル位置が、１シンボル時刻前のシンボル位置
   に対し、 ＋π／４ラジアン位相が変化し、振幅が第１のレベルと
   なる第１のシンボル位置と、 −π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレベ
   ルとなる第２のシンボル位置と、 ＋３π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第３のシンボル位置と、 −３π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第４のシンボル位置と、 ＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第５のシンボル位置と、 −２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第６のシンボル位置と、 ＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルよりも低い第２のレベルとなる第７のシンボル位置
   と、 −２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第２のレ
   ベルとなる第８のシンボル位置 のうちいずれかのシンボル位置にすることを特徴とする
   請求項３または４に記載のデジタル変調方法。
6. 【請求項６】 前記第２のレベルは、 前記第７のシンボル位置から前記第１，第３のシンボル
   位置までの各ユークリッド距離、および、前記第８のシ
   ンボル位置から前記第２，第４の信号までの各ユークリ
   ッド距離が、それぞれ、前記第５のシンボル位置から前
   記第１，第３の信号までの各ユークリッド距離、およ
   び、前記第６のシンボル位置から前記第２，第４の信号
   までの各ユークリッド距離と等しくなるように定められ
   ていることを特徴とする請求項５に記載のデジタル変調
   方法。
7. 【請求項７】 順次入力されるデジタルデータに応じて
   搬送波を離散的に振幅位相変復調することにより、前記
   デジタルデータの送受信を行うデジタル通信装置におい
   て、 前記デジタルデータを３ビットのパラレルデータに変換
   する変換手段と、 前記変換手段により変換された３ビットのパラレルデー
   タに基づいて、ある時刻における変調信号の位相および
   振幅の状態を、１シンボル時刻前の変調信号の位相およ
   び振幅の状態に対し、 ＋π／４ラジアン位相が変化し、振幅が第１のレベルと
   なる第１の状態と、 −π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレベ
   ルとなる第２の状態と、 ＋３π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第３の状態と、 −３π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第４の状態と、 ＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第５の状態と、 −２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルとなる第６の状態と、 ＋２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第１のレ
   ベルよりも低い第２のレベルとなる第７の状態と、 −２π／４ラジアン位相が変化し、振幅が前記第２のレ
   ベルとなる第８の状態と のうちいずれかの状態に変化させる変調手段とを具備す
   ることを特徴とするデジタル通信装置。
8. 【請求項８】 前記変換手段は、雑音，フェージング，
   電界強度の減衰等による通信品質の劣化に応じて、前記
   変調信号が、常に第１ないし第４の状態のうちいずれか
   の状態となるように、出力する３ビットのパラレルデー
   タのうち所定のビットを一定の値に固定すると共に、順
   次入力されるデジタルデータを２ビットのパラレルデー
   タに変換し、前記値を固定した所定のビットと合わせて
   ３ビットのパラレルデータとして出力することを特徴と
   する請求項７に記載のデジタル通信装置。
9. 【請求項９】 前記変換手段は、前記通信品質の劣化に
   応じて、前記変調信号が、常に第１または第４の状態、
   もしくは、第２または第３の状態、もしくは、第５また
   は第６の状態となるように、出力する３ビットのパラレ
   ルデータのうち、前記所定のビットを一定の値に固定す
   ると共に前記所定のビットを除く２ビットのうちの所定
   のビットを一定の値に固定し、前記順次入力されるデジ
   タルデータを１ビットのデータに変換して、前記値を固
   定した所定の２ビットと合わせて３ビットのパラレルデ
   ータとして出力することを特徴とする請求項８に記載の
   デジタル通信装置。
10. 【請求項１０】 前記変調手段は、 搬送波を発生する搬送波発生手段と、 現在の変調信号の、搬送波の位相に対する位相差の情報
    を記憶した記憶手段と、 前記変換手段から出力された３ビットのパラレルデータ
    の各ビットの値に応じて、前記第１ないし第８の状態の
    うち、いずれか１つの状態を選択し、該選択した状態に
    おける位相変化量と、前記記憶手段に記憶された情報と
    から、前記搬送波の位相に対する変調信号の位相の位相
    差を求め、該求めた位相差および前記選択された状態に
    おける振幅とを指示する位相振幅指示手段と、 前記記憶手段に記憶された位相差の情報を、前記位相振
    幅指示手段によって指示された位相差に更新する情報更
    新手段と、 前記位相振幅指示手段によって指示された位相差および
    振幅となるように、前記搬送波の位相および振幅を制御
    し、変調信号として出力する位相振幅制御手段とからな
    ることを特徴とする請求項７ないし９のうちいずれか１
    項に記載のデジタル通信装置。
11. 【請求項１１】 前記位相振幅指示手段は、 前記変換手段から出力される３ビットのパラレルデータ
    に基づいて、該３ビットのうち所定の１ビットの値に応
    じて、前記第１，第３，第５，第７の状態、または、前
    記第２，第４，第６，第８の状態のいずれかを選択する
    第１の選択を行い、 前記第１の選択後、前記３ビットから前記第１のビット
    を除く２つのビットのうち所定の１ビットの値に応じ
    て、前記第１の選択によって第１，第３，第５，第７の
    状態が選択された場合は、前記第１，第３の状態、また
    は、前記第５，第７の状態のいずれかを選択し、前記第
    １の選択により前記第２，第４，第６，第８の状態が選
    択された場合は、前記第２，第４の状態、または、前記
    第６，第８の状態のいずれかを選択する第２の選択を行
    い、 前記第２の判定後、前記３ビットのうち最後の１ビット
    の値に応じて、前記第２の選択によって選択された２つ
    の状態のうちいずれか１つの状態を選択することを特徴
    とする請求項１０に記載のデジタル通信装置。
12. 【請求項１２】 前記位相振幅制御手段は、前記位相振
    幅指示手段から指示された振幅が前記第１のレベルであ
    った時は、変調信号の振幅が、前記搬送波の振幅と同じ
    レベルになるように制御し、前記位相振幅指示手段から
    指示された振幅が前記第２のレベルであった時は、変調
    信号の振幅が、前記搬送波の振幅の２ ^1/2−１ 倍となる
    ように制御することを特徴とする請求項１１に記載のデ
    ジタル通信装置。
13. 【請求項１３】 前記変調手段から出力された変調信号
    を受信する受信手段と、 前記受信手段によって受信された変調信号の包絡線検波
    を行う検波手段と、 連続するシンボル間の位相差を検出する位相差検出手段
    と、 前記検波手段から出力された検波信号のレベルと、前記
    位相差検出手段によって検出された位相差に基づいて、
    ３ビットのデジタルデータに復調する復調手段とを具備
    してなり、前記復調手段は、 前記位相差検出手段によって検出された位相差が、進み
    か遅れかによって前記３ビットのうち１ビットの値を決
    定し、 前記位相差検出手段によって検出された位相差が、±π
    ／４および±３π／４のいずれかであるか否かによっ
    て、前記３ビットの残り２ビットのうち１ビットの値を
    決定し、 前記位相差検出手段によって検出された位相差が、±π
    ／４および±３π／４のいずれかであった場合は、位相
    差の値によって最後の１ビットの値を決定し、±π／４
    および±３π／４のいずれかでなかった場合は、前記検
    波手段の検波結果に基づいて最後のビットの値を決定す
    ることを特徴とする請求項７ないし１２のうちいずれか
    １項に記載のデジタル通信装置。